CN104617770A - 开关电源转换器系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源转换器系统。该系统由开关电源转换器，反馈电路，误差放大电路，第一RC网络，纹波产生电路和恒定导通时间控制电路组成。误差放大电路根据反馈信号和参考信号形成误差放大信号，并同时形成偏置信号，第一RC网络将误差放大信号转换成为误差积分信号，纹波产生电路产生纹波信号并与偏置信号叠加生成比较信号。通过对误差积分信号与比较信号进行比较，产生恒定导通时间控制信号控制开关电源转换器系统，使开关电源转换器系统能够有较小的输出纹波和较快的瞬态响应。

Description

开关电源转换器系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及电路领域。本发明更具体地但不限于涉及开关电源转换器系统和控制方法。

背景技术

在开关电源领域，恒定导通时间控制模式的开关电源转换器系统由于其优越的负载瞬态响应、简单的内部结构和平滑的工作模式切换，在行业中得到了广泛的应用。

现有技术中的恒定导通时间型开关电源转换器通常使用反馈电压上的纹波进行比较，用以触发内部计时器，完成恒定导通时间的设置。然而，反馈电压上的纹波取决于输出电压。当输出电压的纹波较小时，反馈电压上的纹波也较小，会带来瞬态响应慢，控制精度降低，抗干扰能力减弱等问题。而当输出电压的纹波较大时，又会对负载寿命造成损害。

因此，如何在保证瞬态响应性能和输出精度的同时，尽量降低纹波对负载的影响，成为了对恒定导通时间控制模式的开关电源转换器系统设计的考验。

发明内容

本发明考虑到现有技术中的一个或多个问题，提出了一种开关电源转换器系统及其控制电路和控制方法。

本发明的第一方面，提出了一种开关电源转换器系统，其特征在于，所述开关电源转换器系统包括：开关电源转换器，具有功率开关，通过所述功率开关的开通和关断，将一个输入电压转换为一个输出电压；反馈电路，接收所述输出电压，生成反馈信号；误差放大电路，根据所述反馈信号和一参考信号，在第一输出端输出一个误差放大信号，此外在第二输出端输出一个偏置信号；第一RC网络，耦接在所述误差放大电路的第一输出端和系统参考地之间，包含一个第一电阻和一个第一电容，将误差放大信号转换为一个误差积分信号；纹波信号产生器，产生一个纹波信号，所述纹波信号与所述偏置信号进行叠加，生成比较信号；比较器，接收并对所述误差积分信号和所述比较信号进行比较，在输出端生成脉冲信号；恒定导通时间控制电路，接收所述脉冲信号，根据所述脉冲信号，在输出端输出恒定导通时间控制信号到开关电源转换器，用于控制开关电源转换器中的功率开关。

在一个实施例中，纹波信号产生器包括：第二电阻，第一端接收所述开关信号；第二电容，跨接在所述第二电阻的第二端与系统地之间，其与第二电阻的公共端输出纹波信号；第三电容，耦接在所述第二电阻的第二端与偏置信号之间，将纹波信号与偏置信号相耦合。

在又一实施例中所述误差放大电路包括一个CMOS放大器，具有第一PMOS晶体管，第二PMOS晶体管，第一NMOS晶体管，第二NMOS晶体管，以及电流源，其中第一PMOS晶体管和所述第二PMOS晶体管的源极耦接在一起，同时耦接所述电流源负端，第一PMOS晶体管的栅极作为同相输入端接收所述参考信号，第二PMOS晶体管的栅极作为反相输入端接收所述反馈信号，第一NMOS晶体管的漏极作为第二输出端，输出所述偏置信号，并耦接第一PMOS晶体管的漏极，第二NMOS晶体管的漏极作为第一输出端，输出所述误差放大信号，并耦接所述第二PMOS晶体管的漏极，第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管的栅极共同耦接到所述第一NMOS晶体管的漏极，第一NMOS晶体管的源极和第二NMOS晶体管的源极连接到系统参考地，电流源正端接收系统电源电压。

本发明的第二方面，提出了一种开关电源控制器，用于控制开关电源转换器中的功率开关产生开关信号，将一个输入电压转换成一个输出电压，其特征在于，所述开关电源控制器包括：反馈电路，接收所述输出电压，生成反馈信号；误差放大电路，根据所述反馈信号和一参考信号，在第一输出端输出一个误差放大信号，此外在第二输出端输出一个偏置信号；第一RC网络，耦接在所述误差放大电路的第一输出端和系统参考地之间，包含一个第一电阻和一个第一电容，用于将误差放大信号转换成误差积分信号；纹波信号产生器，产生一个纹波信号，所述纹波信号与所述偏置信号进行叠加，生成比较信号；比较器，接收并对所述误差积分信号和所述比较信号进行比较，在输出端生成脉冲信号；恒定导通时间控制电路，接收所述脉冲信号，根据所述脉冲信号，在输出端输出恒定导通时间控制信号到开关电源转换器，用于控制开关电源转换器中的功率开关。

本发明的第三方面，提出了一种控制开关电源转换器系统的方法，其特征在于，所述方法包括：根据开关电源转换器系统的输出电压产生反馈信号；根据所述反馈信号和参考信号，产生误差放大信号，此外还产生偏置信号；将误差放大信号经由一个RC网络转换成误差积分信号；产生纹波信号并与所述偏置信号叠加生成比较信号；根据误差积分信号和比较信号，产生恒定导通时间控制信号，控制开关电源转换器系统中的功率开关。

相比现有技术，本发明提出了一种新的恒定导通时间模式开关电源系统及其控制器和控制方法，不需要在开关电源转换器中设置具有较大ESR的输出电容，因此可以减小输出电压的纹波，此外可以在具有较高瞬态响应性能的同时，能够使产生内部纹波的所需的容值更小，更利于系统集成。误差放大电路的输出被电容积分，能消除传统模式中的反馈信号与参考信号之间由于纹波电压造成的偏差。

附图说明

图1所示为依据本发明一个实施例的开关电源转换器系统10的系统框图。

图2示出了依据本发明一个实施例的开关电源转换器系统10的一个具体电路示意图。

图3示出了根据本发明一个实施例的运算放大器206的电路示意图。

图4为依据本发明一个实施例的图2中开关电源转换器系统10的工作波形示意图。

图5示出了根据本发明一个实施例的恒定导通时间电路107的电路结构示意图。

图6示出了根据本发明另一实施例的开关电源转换器系统60的系统框图。

图7示出了依据本发明一个实施例的钳位模块601的具体电路示意图

图8示出了依据本发明一个实施例的一种控制开关电源转换器系统的方法800的工作流程图。

贯穿所有附图相同的附图标记表示相同的部件或特征。

具体实施方式

在下文所述的特定实施例代表本发明的示例性实施例，并且本质上仅为示例说明而非限制。在说明书中，提及“一个实施例”或者“实施例”意味着结合该实施例所描述的特定特征、结构或者特性包括在本发明的至少一个实施例中。术语“在一个实施例中”在说明书中各个位置出现并不全部涉及相同的实施例，也不是相互排除其他实施例或者可变实施例。本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

下面将参考附图详细说明本发明的具体实施方式。贯穿所有附图相同的附图标记表示相同的部件或特征。

图1所示为依据本发明一个实施例的开关电源转换器系统10的系统框图。如图1所示，开关电源转换器系统10包括开关电源转换器101和系统控制器。开关电源转换器10具有功率开关，通过功率开关的开通和关断，将一个输入电压VIN转换为一个输出电压VOUT。系统控制器包括反馈电路102，误差放大电路103，第一RC(电阻-电容)网络104，纹波信号产生器105，比较器106，以及恒定导通时间控制电路107。其中，反馈电路102接收输出电压VOUT，生成反馈信号VFB。误差放大电路103的输入端耦接反馈电路102，根据反馈信号VFB和参考信号VREF，在第一输出端输出一个误差放大信号EA，误差放大电路103同时在第二输出端输出一个偏置信号VB。第一RC网络104耦接到误差放大电路103的第一输出端和系统参考地GND之间，包含一个第一电阻Rc和一个第一电容Cc，用于将误差放大信号EA转换成一个误差积分信号INEA。纹波信号产生器105产生一个纹波信号VRAMP，纹波信号VRAMP与偏置信号VB进行叠加，生成比较信号COMP。比较器106接收并对误差积分信号INEA和比较信号COMP进行比较，在输出端生成脉冲信号Pulse。恒定导通时间控制电路107接收脉冲信号Pulse，根据脉冲信号Pulse，在输出端输出恒定导通时间控制信号PWM到开关电源转换器101，用于控制开关电源转换器101中的功率开关。

其中在一个实施例中，纹波信号VRAMP根据开关信号SW产生。开关信号SW的值可根据开关电源转换器101中的功率开关开通和关断，在VIN和0之间变化。

在图示实施例中误差放大信号EA为一个电流信号，EA的值与参考信号VREF和反馈信号VFB之差成比例关系，即：

EA＝A(VREF-VFB)

A可以为任意常数。

此时，误差积分信号INEA的值为：

$\mathrm{INEA}=\frac{1}{\mathrm{Cc}}\∫\mathrm{EAdt}+\mathrm{EA}\×\mathrm{Rc}$

其中，Cc，Rc分别为第一RC网络104中，第一电容和第一电阻的容值和阻值。

在另一实施例中，误差放大信号EA可以为一个电压信号，EA＝INEA。

图1所示实施例中的开关电源转换器系统10不需要在开关电源转换器中设置具有较大ESR的输出电容，因此可以减小输出电压的纹波，此外可以在具有较高瞬态响应性能的同时，能够使产生内部纹波的所需的容值更小，更利于系统集成。误差放大电路103的输出被电容积分，能消除传统模式中的反馈信号VFB与参考信号VREF之间由于纹波电压造成的偏差。

图2示出了依据本发明一个实施例的开关电源转换器系统10的一个具体电路示意图。如图2所示，在图示实施例中，开关电源转换器101为一个同步整流降压(Buck)转换器，包括主开关管201，同步整流开关202，输出电感203和输出电容204。本领域内具有一般水平的技术人员能够理解，在另一些实施例中，开关电源转换器101可能使用整流二极管代替同步整流开关202。在其它实施例中，开关电源转换器101可能具有其它本领域内技术人员所公知的拓扑，如升压(Boost)转换器，升降压(Buck-Boost)转换器，正激(Forward)转换器，反激(Fly-back)转换器等等。

反馈电路102包括由电阻R1和R2组成的电阻分压器205，反馈信号VFB为R1和R2公共端处的电压。在图示实施例中，误差放大电路103包含一个运算放大器206。运算放大器206具有同相输入端，反相输入端，第一输出端和第二输出端，反相输入端接收反馈信号VFB，同相输入端接收参考信号VREF，第一输出端输出误差放大信号EA，第二输出端输出偏置信号VB。

误差放大信号EA在第一RC网络104的作用下，转换成误差积分信号INEA。

纹波信号产生器105包括由第二电阻Rr，第二电容Cr和第三电容Cinj1组成的RC网络。其中第二电阻Rr的第一端耦接到主开关管201和同步整流开关202的公共端，接收开关信号SW。第二电容Cr跨接在第二电阻Rr的第二端和系统参考地之间，在第二电容Cr与第二电阻Rr的公共端生成纹波信号VRAMP。第三电容Cinj1的耦接电阻Rr的第二端，将纹波信号VRAMP与偏置信号VB进行耦合，生成比较信号COMP，纹波信号VRAMP的幅度大小由第二电阻Rr的阻值和第二电容Cr的容值决定。

在一个实施例中，纹波信号产生器105还包括第三电阻Rtr，耦接于第三电容Cinj1与偏置信号VB之间。第三电阻Rtr和第三电容Cinj1一起形成高通滤波器，并需要具有较低的截止频率，使得纹波信号能够顺利耦合。在一个实施例中，该高通滤波器的截止频率小于开关电源转换器系统工作频率的1/10。

在另一实施例中，纹波信号产生器105进一步包含第四电容Cinj2，耦接于第三电容Cinj1与系统地GND之间。第四电容Cinj2同第三电容Cinj1一起形成电容分压器，在COMP信号所需的纹波幅度一定时，可降低对第三电容Cr的电容值需求，更有利于系统集成。

本领域内具有一般水平技术人员能够理解，在其它实施例中，纹波信号产生器105或其中的组件可能具有不同的结构以实现相类似的功能。

比较器106具有同相输入端，反相输入端和输出端，其中在图示实施例中，同相输入端接收误差积分信号INEA，反相输入端接收比较信号COMP，输出端输出脉冲信号Pulse。在一个实施例中，比较器106可以为一个滞环比较器。

恒定导通时间控制电路107包含一个计时器208。计时器208耦接到比较器106的输出端，根据脉冲信号Pulse，在输出端产生输出信号，作为恒定导通时间控制信号PWM。在图示实施例中，开关电源转换器系统10还具有逻辑电路210，耦接到计时器208的输出端，将恒定导通时间控制信号PWM转化为主开关管控制信号HSG和同步整流开关控制信号LSG，驱动主开关管201和同步整流开关202。在其他实施例中，恒定导通时间控制信号PWM可能直接控制主开关管201。

本领域内具有一般水平的技术人员能够理解，在其他实施例中，开关电源转换器系统10可能具有不同于图2所示的电路结构和组件。

图3示出了根据本发明一个实施例的运算放大器206的电路示意图。如图3所示，运算放大器206包含一个CMOS放大器，具有第一PMOS晶体管PM1，第二PMOS晶体管PM2，第一NMOS晶体管NM1，第二NMOS晶体管NM2，以及电流源Iss。其中第一PMOS晶体管PM1和第二PMOS晶体管PM2的源极耦接在一起，第一PMOS晶体管PM1的栅极作为同相输入端PIN接收参考信号VREF，第二PMOS晶体管PM2的栅极作为反相输入端NIN接收反馈信号VFB。第一NMOS晶体管NM1的漏极作为第二输出端，输出偏置信号VB，并耦接第一PMOS晶体管PM1的漏极，第二NMOS晶体管NM2的漏极作为第一输出端，输出误差放大信号EA，并耦接第二PMOS晶体管PM2的漏极。第一NMOS晶体管NM1的栅极和第二NMOS晶体管NM2的栅极共同耦接到第一NMOS晶体管NM1的漏极。第一NMOS晶体管NM1的源极和第二NMOS晶体管NM2的源极连接到系统参考地GND。电流源Iss耦接在电源电压Vcc和PM1，PM2的源极之间。

在图示实施例中，EA为一个电流信号，

EA＝Av(VREF-VFB)

其中Av为CMOS放大器的跨导增益

偏置信号VB的值由电流源Iss以及NMOS晶体管NM1的器件参数(例如沟道长宽比)设定。

图4为依据本发明一个实施例的图2中开关电源转换器系统10的工作波形示意图。下面将结合图4，对图2中所示的开关电源转换器系统10的工作原理做出说明。为便于理解，图4中忽略了来自于反馈信号VFB上的纹波，以及静态直流偏置。误差积分信号INEA可视为恒定。开关信号SW在VIN与0之间切换，当主开关管201导通时，SW＝VIN，持续时间等于系统导通时间ton，当主开关管201关断时，SW＝0，持续时间等于系统关断时间toff。在这一过程中，比较信号COMP在偏置信号VB附近上下波动。当COMP下降至同INEA相等时，比较器106输出端上的Pulse信号会生成一个短脉冲，控制恒定导通时间控制电路107开始计时，并使开关电源转换器101进入导通时间。此时SW＝VIN，电流流过第二电阻Rr对第二电容Cr充电，纹波信号VRAMP开始上升，并被第三电容Cinj1耦合后带动比较信号COMP上升。当恒定导通时间ton结束后，恒定导通时间控制电路107使系统进入关断时间toff，此时SW＝0，第二电阻Rr对第二电容Cr放电，纹波信号VRAMP使COMP开始下降，在COMP降至等于INEA时重新在比较器106上触发短脉冲，进入下一工作周期。

图5示出了根据本发明一个实施例的恒定导通时间电路107的电路结构示意图。如图5所示，恒定导通时间电路107包含一个电流源501，计时比较器502，计时电容503，计时开关504，以及触发器508。其中，电流源501耦接计时电容503的第一端输出计时电流Itim，计时电容503的第二端接地，开关504同计时电容503并联。计时比较器502的同相输入端耦接到计时电容503的第一端，反相输入端接收一个基准电压信号VREFA。在一个实施例中，VREFA＝k*VSW，k为任意小于等于1的正实数，VSW为开关信号SW的平均电压。触发器508的置位端(S)和复位端(R)分别耦接计时比较器502的输出端和接收脉冲信号Pulse，输出端Q耦接开关504控制其开通和关断，输出端输出PWM信号。

在图示实施例中，电流源501具有基准支路和受控支路，基准支路包含基准电阻505和基准电流源506。受控支路具有受控电流源507。其中，基准电流源506耦接基准电阻505的第一端，输出基准电流Ib，基准电阻505的第一端同时接收一个基准电压信号Vb。这样Ib＝Vb/R，R为基准电阻505的阻值。在一个实施例中Vb＝k*VIN，其中VIN为系统输入电压，k为前述任意小于等于1的正实数。

受控电流源507输出计时电流Itim，计时电流的大小受基准电流Ib的控制。在一个实施例中，计时电流Itim＝Ib。

以基准电压信号VREFA＝k*VSW，计时电流Itim＝Ib为例，在一个工作周期内，当Pulse信号指示使能时，计时电流Itim开始对计时电容504充电。在计时电容504上的电压到达VREFA＝k*VSW时，计时比较器502输出端的输出信号跳变高电平，将触发器508置位，计时开关504导通，计时电容503被放电。整个充电过程中，导通时间ton＝T*D＝Ct*VREFA/Itim＝Ct*R*VSW/VIN＝Ct*R*D。其中T为系统工作周期，Ct为计时电容503的容值，D为系统占空比，R为基准电阻505的阻值。由上式可知，本实施例的恒定时间导通电路107中，通过设置合适的Ct值和R值，即可获得希望的系统工作周期T，同时系统工作频率恒定，不受输入电压VIN和输出电压VOUT影响。

图6示出了根据本发明另一实施例的开关电源转换器系统60的系统框图。相比图1所示的开关电源转换器系统10，开关电源转换器系统60增加了一个钳位模块601。钳位模块601耦接在比较器106的同相和反相输入端之间，用于在系统处于轻负载下时，钳位误差积分信号INEA。

当系统处于轻负载下时，VFB可能长时间大于VREF，致使EA远远低于COMP。在每个关断时间toff内，纹波信号VRAMP需要使COMP连续下降较长时间才能使COMP同INEA相等触发短脉冲。这样当系统发生瞬态变化时，INEA和COMP无法及时交汇，瞬态响应性能在轻负载下就会显著降低。

钳位模块601接收误差积分信号INEA和比较信号COMP，在系统处于轻负载状态下将误差积分信号INEA钳位在相比比较信号COMP不低于固定偏置Vbias的位置，即INEA≥COMP-Vbias。

本领域内具有一般水平技术人员能够理解，在其他实施例中，钳位模块601也可以通过对比较信号COMP进行钳位，将比较信号COMP钳位在相比INEA不高于一个固定偏置，来达到相同的效果。

这样，当系统处于轻负载时，在关断时间toff内，误差积分信号INEA和比较信号COMP之间的差值始终不高于Vbias。在比较信号COMP回落到INEA位置过程中，如果发生瞬态突变，例如负载突然增大，则COMP和INEA最多仅需跨越固定偏置Vbias即可产生新的脉冲，大大提高了瞬态响应性能。

图7示出了依据本发明一个实施例的钳位模块601的具体电路示意图。如图7所示，钳位模块601包含第一钳位PMOS管701，第二钳位PMOS管702，第一钳位NMOS管703，第二钳位NMOS管704，第三钳位NMOS管705以及偏置电流源706。其中，第一钳位PMOS管701和第二钳位PMOS管702的栅极分别接收比较信号COMP和误差积分信号INEA。第一钳位PMOS管701和第二钳位PMOS管702的源极耦接在一起并耦接偏置电流源706的负端。第一钳位NMOS管703的漏极耦接第一钳位PMOS管701的漏极，以及第一钳位NMOS管703，第二钳位NMOS管704的栅极。第二钳位NMOS管704的漏极耦接第二钳位PMOS管702的漏极以及第三钳位NMOS管705的栅极。第一钳位NMOS管703和第二钳位NMOS管704的源极耦接在一起并接地。第三钳位NMOS管705的漏极接系统电源电压Vcc，源极对误差积分信号INEA进行钳位。偏置电流源706的正端耦接系统电源电压Vcc。

通过设置合适的静态工作点，以及对第一PMOS管701与第二PMOS管702设置不同的沟道尺寸参数，在系统处于正常负载状态时，可以使第二钳位NMOS管704工作在线性区，此时钳位模块601不对误差积分信号INEA进行钳位。当系统处于轻负载模式下时，第二钳位PMOS管702位于线性区，第二钳位NMOS管704处于饱和区，此时钳位模块601对误差积分信号INEA进行钳位，此时INEA满足

β(COMP-INEA)＝INEA+VGS5

其中β为由PMOS管701，702和NMOS管703，704组成的放大器的开环增益，VGS5为NMOS管705的栅源电压。

由于通常开环增益β远大于1，则：

COMP≈INEA+VGS5/β

可见此时INEA被钳位于比COMP低Vbias＝VGS5/β的位置，该Vbias由第一PMOS管701与第二PMOS管702不同的沟道尺寸参数决定。

图8示出了依据本发明一个实施例的一种控制开关电源转换器系统的方法800的工作流程图。如图8所示，该方法包括：步骤801：根据开关电源转换器系统的输出电压VOUT产生反馈信号VFB；步骤802根据反馈信号VFB和参考信号VREF，产生误差放大信号EA，此外还产生偏置信号VB；步骤803：将误差放大信号EA经由一个RC网络转换成误差积分信号INEA；步骤804，产生纹波信号VRAMP并与偏置信号VB叠加生成比较信号COMP；步骤805：比较误差积分信号INEA和比较信号COMP，产生恒定导通时间控制信号PWM，控制开关电源转换器系统中的功率开关。

在一个实施例中，步骤805中产生恒定导通时间控制信号PWM的方法为：根据误差积分信号INEA和比较信号COMP，产生一个脉冲信号Pulse；根据脉冲信号Pulse，输入电压VIN和一个开关信号SW，产生恒定导通时间控制信号PWM。

其中，当脉冲信号Pulse上产生短脉冲时，PWM信号变为高电平，根据输入电压VIN产生一个计时电流Itim，该计时电流Itim的大小与输入电压VIN成比例。计时电流Itim对一计时电容充电，当计时电容上的电压等于一基准电压VREFA时，PWM信号回落低电平，其中VREFA同开关信号SW的平均值成比例。

在一个实施例中，该工作流程可以进一步包括：步骤806：根据误差积分信号INEA和比较信号COMP，在系统处于轻负载时对误差积分信号INEA进行箝位。

对误差积分信号INEA进行钳位，可以将误差积分信号INEA钳位在相比比较信号COMP不低于固定偏置Vbias的位置，即INEA≥COMP-Vbias。

关于上述内容，显然本发明的很多其它改型和改动也是可行的。这里应该明白，在随附的权利要求书所涵盖的保护范围内，本发明可以应用此处没有具体描述的技术而实施。当然还应该明白，由于上述内容只涉及本发明的较佳具体实施例，所以还可以进行许多改型而不偏离随附的权利要求所涵盖的本发明的精神和保护范围。由于公开的仅是较佳实施例，本领域普通技术人员可以推断出不同的改型而不脱离由随附的权利要求所定义的本发明的精神和保护范围。

Claims (10)

1.一种开关电源转换器系统，其特征在于，所述开关电源转换器系统包括：

开关电源转换器，具有功率开关，通过所述功率开关的开通和关断，将一个输入电压转换为一个输出电压；

反馈电路，接收所述输出电压，生成反馈信号；

误差放大电路，根据所述反馈信号和一参考信号，在第一输出端输出一个误差放大信号，此外，在第二输出端输出一个偏置信号；

第一RC网络，耦接在所述误差放大电路的第一输出端和系统参考地之间，包含一个第一电阻和一个第一电容，用于将误差放大信号转换成一个误差积分信号；

纹波信号产生器，产生一个纹波信号，所述纹波信号与所述偏置信号进行叠加，生成比较信号；

比较器，接收并对所述误差积分信号和所述比较信号进行比较，在输出端生成脉冲信号；

恒定导通时间控制电路，接收所述脉冲信号，根据所述脉冲信号，在输出端输出恒定导通时间控制信号到开关电源转换器，用于控制开关电源转换器中的功率开关。

2.如权利要求1所述的开关电源转换器系统，其特征在于，纹波信号产生器包括：

第二电阻，第一端接收一开关信号，所述开关信号由开关电源转换器中的功率开关开通和关断产生；

第二电容，跨接在所述第二电阻的第二端与系统地之间，在第二电阻与第二电容的公共端产生纹波信号；以及

第三电容，所述第三电容耦接所述第二电阻的第二端，用于将所述纹波信号同所述偏置信号相耦合。

3.如权利要求2所述的开关电源转换器系统，其特征在于，所述纹波信号产生器还包括第三电阻，耦接于所述第三电容与所述偏置信号之间。

4.如权利要求2所述的开关电源转换器系统，其特征在于，所述纹波信号产生器还包括第四电容，耦接于所述第三电容的第二端与系统地之间，用于将所述纹波信号耦合到所述第三电容和所述第四电容的公共端，并且通过第三电容和第四电容的比例关系，减小耦合到所述第三电容和所述第四电容的公共端的纹波信号的幅值。

5.如权利要求1所述的开关电源转换器系统，其特征在于，所述误差放大电路包括一个CMOS放大器，具有第一PMOS晶体管，第二PMOS晶体管，第一NMOS晶体管，第二NMOS晶体管，以及电流源，其中第一PMOS晶体管和所述第二PMOS晶体管的源极耦接在一起，同时耦接所述电流源负端，第一PMOS晶体管的栅极作为同相输入端接收所述参考信号，第二PMOS晶体管的栅极作为反相输入端接收所述反馈信号，第一NMOS晶体管的漏极作为第二输出端，输出所述偏置信号，并耦接第一PMOS晶体管的漏极，第二NMOS晶体管的漏极作为第一输出端，输出所述误差放大信号，并耦接所述第二PMOS晶体管的漏极，第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管的栅极共同耦接到所述第一NMOS晶体管的漏极，第一NMOS晶体管的源极和第二NMOS晶体管的源极连接到系统参考地，电流源正端接收系统电源电压。

6.如权利要求1所述的开关电源转换器系统，其特征在于，所述开关电源转换器系统还具有钳位模块，耦接在所述比较器的同相输入端和反相输入端之间，用于在系统处于轻负载下时，钳位所述误差积分信号。

7.如权利要求6所述的开关电源转换器系统，其特征在于，所述钳位模块包含第一钳位PMOS管，第二钳位PMOS管，第一钳位NMOS管，第二钳位NMOS管，第三钳位NMOS管以及偏置电流源，其中，第一钳位PMOS管和第二钳位PMOS管的栅极分别接收所述比较信号和所述误差积分信号，第一钳位PMOS管和第二钳位PMOS管的源极耦接在一起并连接偏置电流源的负端，第一钳位NMOS管的漏极耦接第一钳位PMOS管的漏极，以及第一钳位NMOS管和第二钳位NMOS管的栅极，第二钳位NMOS管的漏极耦接第二钳位PMOS管的漏极以及第三钳位NMOS管的栅极，第一钳位NMOS管和第二钳位NMOS管的源极耦接在一起并接地，第三钳位NMOS管的漏极接系统电源电压，第三钳位NMOS管的源极对误差积分信号进行钳位，偏置电流源的正端接系统电源电压。

8.一种开关电源控制器，用于控制开关电源转换器中的功率开关产生开关信号，将一个输入电压转换成一个输出电压，其特征在于，所述开关电源控制器包括：

反馈电路，接收所述输出电压，生成反馈信号；

误差放大电路，根据所述反馈信号和一参考信号，在第一输出端输出一个误差放大信号，此外在第二输出端输出一个偏置信号；

第一RC网络，耦接在所述误差放大电路的第一输出端和系统参考地之间，包含一个第一电阻和一个第一电容，用于将误差放大信号转换成一个误差积分信号；

纹波信号产生器，产生一个纹波信号，所述纹波信号与所述偏置信号进行叠加，生成比较信号；

比较器，接收并对所述误差积分信号和所述比较信号进行比较，在输出端生成脉冲信号；

恒定导通时间控制电路，接收所述脉冲信号，根据所述脉冲信号，在输出端输出恒定导通时间控制信号到开关电源转换器，用于控制开关电源转换器中的功率开关。

9.一种控制开关电源转换器系统的方法，其特征在于，所述方法包括：

根据开关电源转换器系统的输出电压产生反馈信号；

根据所述反馈信号和参考信号，产生误差放大信号，此外产生偏置信号；

将误差放大信号转换成误差积分信号；

产生纹波信号并与所述偏置信号叠加生成比较信号；

根据误差积分信号和比较信号，产生恒定导通时间控制信号，控制开关电源转换器系统中的功率开关。

10.根据权利要求9所述的控制开关电源转换器系统的方法，其特征在于所述方法进一步包括根据所述误差积分信号和所述比较信号，在系统处于轻负载条件下对所述误差积分信号进行箝位。