CN114499128B - 同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器，其中，所述电路包括电流生成模块、计时模块、差分放大模块、积分模块和基准模块；电流生成模块用于生成基准电流，在一个计时周期内，计时模块的高电位端接收电流生成模块输入的计时电流得到计时电压；差分放大模块用于对计时电压和基准电压进行差分放大，得到差分放大结果；积分模块按预设时间步长对差分放大结果进行积分得到积分电压，以使积分电压在变阻晶体管处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管的电阻，以逐渐改变直流转换器中等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间，实现同步管导通时间状态的逐渐切换。减小了因电阻切换所导致的开关频率变化过大的问题。

Description

同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器
技术领域
本发明涉及直流转换技术领域，具体涉及一种同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器。
背景技术
ACOT BUCK DCDC（自适应恒定导通时间降压直流转换器）作为一种具有快速瞬态响应的降压型稳压直流转换器，应用到各个需要快速瞬态响应的电源供电系统中，在这些电源供电系统中往往还需要DCDC所提供的电源具有较小的输出电压纹波，以利于下级应用的稳定：例如给蓝牙模块提供电源。
为解决输出电压纹波和工作频率适配的问题，现有技术中，依据负载的轻重，通过接入两个不同阻值的电阻来切换直流转换器的工作频率，并由此减小对应负载状态下的纹波。具体地，通过检测流出直流转换器的电流来判断当前直流转换器的负载状态，当处于重载状态下，通过接入一个小的等效电阻，从而提高工作频率；当处于轻载状态下，接入一个大的等效电阻接入电路，由此来减小工作频率。通过两个不同阻值的电阻，一方面，使得直流转换器的工作频率适应当前的负载，另一方面，也减小了当前负载下的输出纹波。
然而，虽然控制两种阻值的等效电阻分时接入电路，能够基于两种负载状态来分别调整工作频率，以及减小输出纹波，但是，直流转换器在两种负载状态之间来回切换时，出现了难以消除的输出振荡，导致无法为下级应用（例如为蓝牙模块提供电源）提供稳定的输出电压，尤其是当下级应用对电源稳定性较高时，如果接收的输出电压振荡较大，甚至会导致下级应用被损坏。
因此，在控制直流转换器在两种负载状态之间进行切换时如何减小输出振荡成为亟待解决的技术问题。
发明内容
基于上述现状，本发明的主要目的在于提供一种同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器，以在控制直流转换器在两种负载状态之间进行切换时减小输出振荡。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
第一方面，本发明实施例公开了一种同步管的导通时间状态切换控制电路，用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态逐渐切换到另一种导通时间状态，直流转换器包括电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的充电电流随等效电阻的大小而改变，充电电流影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关；
同步管的导通时间状态切换控制电路包括：电流生成模块、计时模块、差分放大模块、积分模块和基准模块；
电流生成模块的输入端连接至直流转换器的输入电压端，电流生成模块的计时电流输出端连接至计时模块的高电位端，计时模块的低电位端接地；
差分放大模块的第一输入端、第二输入端分别连接至计时模块的高电位端和基准模块的基准电压端中的一者和另一者；差分放大模块的输出端连接至积分模块的输入端；
积分模块的输出端连接至直流转换器中变阻晶体管的控制极，其中，同步管在变阻晶体管处于饱和区和截止区时分别对应不同的导通时间状态；
电流生成模块用于生成基准电流，在一个计时周期内，计时模块的高电位端接收电流生成模块输入的计时电流得到计时电压；差分放大模块用于对计时电压和基准电压进行差分放大，得到差分放大结果；积分模块按预设时间步长对差分放大结果进行积分得到积分电压，以使积分电压在变阻晶体管处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管的电阻，以逐渐改变直流转换器中等效电阻的大小，从而逐渐改变导通时间，实现同步管导通时间状态的逐渐切换。
可选地，电流生成模块包括：第一电流晶体管和第二电流晶体管，其中：
第一电流晶体管的第一极和第二电流晶体管的第一极连接至直流转换器的输入电压端；
第一电流晶体管的控制极和第二电流晶体管的控制极连接；
第一电流晶体管的控制极与第一电流晶体管第二电流晶体管的第二极连接，并连接至基准电压端；
第二电流晶体管的第二极为电流生成模块的计时电流输出端，连接至计时模块的高电位端；基准电流为流过第一电流晶体管的第一极和第二极的电流；第二电流晶体管镜像基准电流得到计时电流并传输给计时模块的高电位端。
可选地，电流生成模块还包括：电流源和开关管；
电流源的输入端与第一电流晶体管的第一极和第二电流晶体管的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压端；
电流源的输出端连接至开关管的控制极；
第一电流晶体管第二电流晶体管的第二极经由开关管的第一极和第二极连接至基准电压端。
可选地，计时模块包括：计时电容和放电管；
计时电容的一端为计时模块的高电位端，计时电容的另一端接地；
放电管的第一极连接高电位端，放电管的第二极接地；放电管的控制极用于接收计时复位信号；
当放电管没有接收到计时复位信号时，断开放电管的第一极和第二极，以使计时电容工作在充电状态；当放电管接收到计时复位信号时，导通放电管的第一极和第二极，以对计时电容进行放电。
可选地，差分放大模块包括：第一差分P管、第二差分P管、第一差分N管和第二差分N管；
第一差分P管的第一极和第二差分P管的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压端；
第一差分P管的控制极和第二差分P管的控制极连接；
第一差分P管的控制极与第二极连接，并连接至第一差分N管的第一极；
第二差分P管的第二极连接至第二差分N管的第一极，为差分放大模块的输出端；
第一差分N管的第二极和第二差分N管的第二极连接，并经尾电流源接地；
第一差分N管的控制极为差分放大模块的第一输入端，第二差分N管的控制极为差分放大模块的第二输入端。
可选地，第一输入端连接至计时模块的高电位端，用于接收计时电压；
第二输入端用于接收基准电压。
可选地，第一输入端用于接收基准电压；
第二输入端连接至计时模块的高电位端，用于接收计时电压。
可选地，基准模块包括：
基准晶体管，基准晶体管的第一极连接至电流源的输出端，基准晶体管的第二极接地；
基准晶体管连接至基准电压端，用于向差分放大模块提供基准电压。
可选地，基准晶体管与差分放大模块中的差分N管宽长比相等。
可选地，基准模块还包括：
基准电阻，基准电阻的一端与开关管的第二极和基准晶体管控制极连接，基准电阻的另一端接地。
可选地，积分模块包括：积分电容和传输门；
传输门的输入端连接至差分放大模块的输出端，传输门的输出端连接至积分电容的一端；积分电容的另一端接地；
传输门按预设时间窗口向积分电容的一端传输差分放大结果，以使积分电容的一端得到积分电压。
可选地，预设时间窗口为一个计时周期的若干分之一。
可选地，计时复位信号紧挨着预设时间窗口结束的时间。
可选地，两个相邻的计时复位信号的时间间隔为一个计时周期，计时周期略大于直流转换器在连续模式下的开关周期。
第二方面，本发明实施例公开了一种直流转换器，包括：
依次连接的同步管和整流管，同步管和整流管的连接点经LRC电路后输出电压；
数字逻辑控制部分，分别控制同步管和整流管的导通状态；
导通时间控制部分，连接至数字逻辑控制部分，导通时间控制部分用于向数字逻辑控制部分输出同步管导通时间的控制信号，以控制导通时间的长短；导通时间控制部分包括：电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的充电电流随等效电阻的大小而改变，充电电流影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关；
导通时间控制部分包括上述实施例公开的导通时间状态切换控制电路。
第三方面，本发明实施例公开了一种电源管理芯片，包括：
上述第一方面公开的电路。
第四方面，本发明实施例公开了一种直流转换芯片，包括：
上述第一方面公开的导通时间状态切换控制电路，以及
直流转换器电路，其包括同步管，导通时间控制电路输出的关断信号用于控制同步管导通时间的长短。
第五方面，本发明实施例公开了一种可穿戴蓝牙设备，包括：
蓝牙模块；
上述第三方面公开的电源管理芯片，用于管理向所述蓝牙模块供电的直流转换器；或者如上述第四方面公开的直流转换芯片，用于向蓝牙模块供电。
【有益效果】
依据本发明实施例公开的一种同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器，直流转换器中同步管的导通时间的长短与直流转换器中等效电阻的大小相关，电流生成模块用于生成基准电流，在一个计时周期内，计时模块的高电位端接收电流生成模块输入的电流得到计时电压；差分放大模块用于对计时电压和基准电压进行差分放大，得到差分放大结果；积分模块按预设时间步长对差分放大结果进行积分得到积分电压，以使积分电压在变阻晶体管处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管的电阻，以逐渐改变与直流转换器中等效电阻的大小，由此，使得在同步管的导通时间状态切换时，避免了导通时间变化过大，也就是，从一个导通时间状态逐渐切换到另一个导通时间状态，减小了因电阻切换所导致的开关频率变化过大的问题。
本发明的其他有益效果，将在具体实施方式中通过具体技术特征和技术方案的介绍来阐述，本领域技术人员通过这些技术特征和技术方案的介绍，应能理解所述技术特征和技术方案带来的有益技术效果。
附图说明
以下将参照附图对本发明实施例进行描述。图中：
图1为一种常规的ACOT BUCK DCDC电路结构原理示意图；
图2为一种常规的导通时间控制电路结构原理示意图；
图3为本实施例公开的一种同步管的导通时间状态切换控制电路原理示意图；
图4为本实施例公开的一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图；
图5为本实施例公开的另一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图；
图6为本实施例公开的一种计时模块电路原理示意图；
图7为本实施例公开的一种差分放大模块电路原理示意图；
图8为本实施例公开的一种积分模块电路原理示意图；
图9为本实施例公开的一种导通时间控制时序示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分，为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
本申请中，如果没有特别明确晶体管的第一极（或第二极）为源极（或漏极）时，第一极、第二极与源极、漏极的对应关系可以互换。
请参考图1，为一种常规的ACOT BUCK DCDC电路结构原理示意图，图1中的导通时间控制部分即要实现周期固定的作用，导通时间控制部分的工作原理，即产生一个与输出电压VOUT与输入电压VIN相关的同步管导通时间。同步管MP1的导通时间ton主要由输入电压VIN，以及设定的输出电压VOUT来计算，根据占空比的关系，可以确定固定的周期：
ton=VOUT/VIN*T
其中，VOUT为设定输出电压；VIN为输入电压，T为设定周期。
需要说明的是，接下来，重点描述图1中同步管MP1的导通时间控制部分，图1中其余未展开描述的附图标记，在此不再赘述，具体可以自行查阅相关的资料来确定各个器件模块的作用，例如纹波补偿模块、跨导放大器EA及其参考电压Vref、环路补偿电容Cea1及Cea、反馈信号FB等等；同步管MP1的输出电压也可以经由LRC电路之后输出，反馈信号FB也可以通过分压电阻R1、R2分压得到。
请参考图2，为一种常规的导通时间控制电路结构原理示意图，主要包括运放OP、比较器、N型晶体管N1、N型晶体管N2及其控制信号hson_n、P型晶体管P1和P2、分压电阻R1和R2（与图1的分压电阻为不同的器件）、电阻R0、电容C1等，具体连接关系见图2所示，在此不再赘述。图2所示的导通时间控制电路工作原理如下：
P型晶体管P1和P2构成电流镜，同步管导通时，N型晶体管N2的控制信号hson_n为低电平，产生一个与输入电压VIN相关的充电电流I1对电容C1充电，当电容C1的电压V1等于Vout时，产生关断信号ton_rst，关断同步管，即产生了同步管的导通时间ton，如下公式：
Figure 483611DEST_PATH_IMAGE001
可见，调节VIN分压比例，R1与R2的比值，R0的值，P1的宽长比（w1/l1）与MP2的宽长比（w2/l2）的比值，即可以得到需要的固定周期T。
在周期固定，以及外部元器件固定（输出电容C，输出电感L）的情况下，由于现在采用的电容均为陶瓷贴片电容，ESR很小，基本忽略，在连续模式下其输出纹波为：
Figure 256394DEST_PATH_IMAGE002
Figure 190240DEST_PATH_IMAGE003
其中，Ipeak为峰-峰值电流，T为周期，C为输出电容，L为输出电感，ton为同步管的导通时间。
可见，在输入电压、输出电压确定时，连续模式的输出纹波固定，所以在应用条件固定的条件下，即外部元器件，周期确定时，连续模式的输出纹波固定，与输出负载无关。
当输出负载比较小的时候，DCDC进入非连续模式，此时DCDC的开关周期为：
Figure 568132DEST_PATH_IMAGE004
其中T非为非连续模式下的周期，Io为输出负载电流
此时的输出纹波为
Figure 434456DEST_PATH_IMAGE005
其中，Io为输出负载电流。
由上式可知，在输入电压、输出电压确定时，在应用条件固定的条件下，即外部元器件(电容C 与电感L)固定的条件下，在非连续模式下，DCDC的周期已经不再固定，所以轻载下的纹波主要决定于同步管的开启时间ton与负载电流Io，当负载电流越来越小的情况，开关周期将越来越大，纹波会越来越大，减小非连续模式下纹波的方法，需要减小同步管的导通时间ton。
在切换时纹波变化较大，且DCDC的开关频率也变化很大，在不同负载时，将导致DCDC在不同负载之间来回切换引起振荡。
为了控制同步管的导通时间状态切换，以减小状态切换所导致的开关频率变化，本发明实施例公开了一种同步管的导通时间状态切换控制电路，该同步管的导通时间状态切换控制电路用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态切换到另一种导通时间状态，直流转换器包括：电流镜模块，用于通过产生充电电流I1来控制同步管的导通时间；可变电阻模块，与电流镜连接，以影响充电电流I1，具体地，该连接方式可以是串联，也可以是并联，具体地，请参见下文描述，本实施例中，可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的充电电流I1随等效电阻的大小而改变，从而使得同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关。
请参考图3，为本实施例公开的一种同步管的导通时间状态切换控制电路原理示意图，该同步管的导通时间状态切换控制电路包括：电流生成模块1、计时模块2、差分放大模块3、积分模块4和基准模块5，其中：
电流生成模块1的输入端连接至直流转换器的输入电压端，用于输入直流转换器的输入电压VIN；电流生成模块1的计时电流输出端连接至计时模块2的高电位端Q1，计时模块2的低电位端接地。本实施例中，电流生成模块1在接收到输入电压VIN后，可以生成基准电流It，并基于基准电流It产生计时电流，该计时电流由于与基准电流It相等。计时电流通过计时电流输出端输出给计时模块2的高电位端Q1。
差分放大模块3的第一输入端、第二输入端分别连接至计时模块2的高电位端Q1和基准模块5的基准电压端Q2；差分放大模块3的输出端连接至积分模块4的输入端中的一者和另一者。根据实际应用场景的不同，差分放大模块3的第一输入端、第二输入端可以连接不同的信号端：在一种实施例中，可以是差分放大模块3的第一输入端连接至高电位端Q1，差分放大模块3的第二输入端连接至基准电压端Q2；在另一种实施例中，也可以是差分放大模块3的第一输入端连接至基准电压端Q2，差分放大模块3的第二输入端连接至高电位端Q1，具体地，参见下文描述。本实施例中，差分放大模块3对第一输入端和第二输入端输入的信号进行差分放大，得到放大结果后输出给积分模块4。
积分模块4的输出端连接至直流转换器中变阻晶体管M0的控制极，其中，同步管在变阻晶体管M0处于饱和区和截止区时分别对应不同的导通时间状态。依据直流转换器的负载模式，可以为图2所示的电流镜（晶体管P1和P2构成）配置不同的等效电阻R0，具体地，当直流转换器工作在一种负载模式下时，等效电阻R0配置为一种阻值，此时，同步管MP1为一种导通时间；当直流转换器工作在另一种负载模式下时，等效电阻R0配置为另一种阻值，此时，同步管MP1为另一种导通时间。
本实施例中，电流生成模块1用于生成基准电流It，在一个计时周期内，计时模块2的高电位端Q1接收电流生成模块1输入的计时电流得到计时电压Vt；差分放大模块3用于对计时电压Vt和基准电压Vref_t进行差分放大，得到差分放大结果；积分模块4按预设时间步长对差分放大结果进行积分得到积分电压Vset，以使积分电压Vset在变阻晶体管M0处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管M0的电阻，以逐渐改变与直流转换器中等效电阻的大小，从而实现同步管导通时间状态逐渐切换，也就是，逐渐改变导通时间长短。本实施例中，所称预设时间步长为一个计时周期的N分之一，其中，N≥2，在具体实施过程中，每个预设时间步长的宽度可以相等，也可以不相等。
具体地，在一个计时周期内，电流生成模块1基于基准电流It产生计时电流，该计时电流对高电位端Q1进行充电，使得高电位端Q1的计时电压Vt；如果计时电压Vt与基准电压Vref_t不相等，例如计时电压Vt大于基准电压Vref_t，那么，差分放大模块3会输出放大电流的差分放大结果，积分模块4按预设时间步长对差分放大结果进行积分，使得积分电压Vset逐渐变大，从而逐渐减小变阻晶体管M0的电阻，继而使得同步管MP1的导通时间ton逐渐变大；反之，如果计时电压Vt小于基准电压Vref_t，那么，差分放大模块3会零电流的差分放大结果，积分模块4按预设时间步长对积分电压Vset进行放电，使得积分电压Vset逐渐变小，从而逐渐增大变阻晶体管M0的电阻，继而使得同步管MP1的导通时间ton逐渐变小。
为便于本领域技术人员理解变阻晶体管M0调节同步管导通时间ton的原理：
在一种实施例中，请参考图4，为本实施例公开的一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图，其主要改变等效电阻R0（图2所示）的方式来调节同步管导通时间，具体地，请参考图2和图4，等效电阻R0由变阻晶体管M0、第一电阻R10和第二电阻R11构成，变阻晶体管M0的第一极与第一电阻R10的一端连接得到等效电阻R0的端点A1；变阻晶体管M0的第二极与第二电阻R11的一端连接；第二电阻R11的另一端与第一电阻R10的另一端连接得到等效电阻R0的端点A2；变阻晶体管M0的控制极连接积分模块4的输出端，接收积分电压Vset，变阻晶体管M0处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管M0的电阻。由此可知，等效电阻R0的阻值为R0=（R11+Rx）//R10，其中，Rx为变阻晶体管M0在积分电压Vset下的阻值。根据公式1和公式2可知，当变阻晶体管M0的阻值Rx逐渐变化时，同步管的导通时间ton、开关周期T也会逐渐变化。也就是，通过在电流镜（P型晶体管P1和P2构成）的一条支路上串联可变的等效电阻，由此影响电流镜提供的充电电流I1，从而使导通时间的长短与等效电阻的大小相关。
在另一种实施例中，请参考图5，为本实施例公开的另一种变阻晶体管M0调节同步管导通时间的原理示意图，其相对于图2，对电流镜（P型晶体管P1和P2构成）增加了一条支路，即将P型晶体管P3并在P型晶体管P1和P2的两端，通过变阻晶体管M0和P型晶体管P3并接在电流镜（P型晶体管P1和P2构成）的两端，从而相当于在电流镜（P型晶体管P1和P2构成）的两端并联了可变的等效电阻，由此影响电流镜提供的充电电流I1，从而使导通时间的长短与等效电阻的大小相关；具体地，P型晶体管P3的第一极连接P型晶体管P1的第一极和P型晶体管P2的第一极，作为电流镜的输入端，用于接收直流转换器的输入电压VIN；P型晶体管P3的控制极和P型晶体管P1、P2的控制极连接；P型晶体管P3的第二极连接至变阻晶体管M0的第一极，变阻晶体管M0的第二极连接至电容C0的高电位端，变阻晶体管M0的控制极连接积分模块4的输出端，接收积分电压Vset，变阻晶体管M0处于放大区时逐渐变化时，会逐渐改变变阻晶体管M0的电阻。而P型晶体管P3的导通情况会受晶体管M0影响，具体地，晶体管M0工作在可变电阻区时，P型晶体管P3也工作在可变电阻区，由此线性改变了计时模块1的充电电流I1，也就是，改变V1斜率。从而，也能小步长地调整高电位端的对地电压V1。变阻晶体管M0可以是N型晶体管，也可以是P型晶体管。
请参考图3，在具体实施例中，电流生成模块1包括：第一电流晶体管P41和第二电流晶体管P42，其中：第一电流晶体管P41的第一极和第二电流晶体管P42的第一极连接至直流转换器的输入电压VIN端；第一电流晶体管P41的控制极和第二电流晶体管P42的控制极连接；第一电流晶体管P41的控制极与第一电流晶体管P41的第二极连接，并连接至基准电压端Q2；第二电流晶体管P42的第二极为电流生成模块1的计时电流输出端，连接至计时模块2的高电位端Q1；基准电流It为流过第一电流晶体管P41的第一极和第二极的电流；第二电流晶体管P42镜像基准电流It得到计时电流并传输给计时模块2的高电位端Q1。本实施例中，由于第一电流晶体管P41和第二电流晶体管P42为镜像关系，因此，第二电流晶体管P42可以对第一电流晶体管P41流过的基准电流It进行镜像得到计时电流。
请参考图3，在可选的实施例中，电流生成模块1还包括：电流源I0和开关管N42；电流源I0的输入端与第一电流晶体管P41的第一极和第二电流晶体管P42的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压VIN端；电流源I0的输出端连接至开关管N42的控制极；第一电流晶体管P41第二极经由开关管N42的第一极和第二极连接至基准电压端Q2。由此，可以通过开关管N42来导通或断开第一电流晶体管P41与基准电压端Q2的连接，从而使得提供给基准电压端Q2的电流可控。
在具体实施例中，请参考图6，为本实施例公开的一种计时模块电路原理示意图，该计时模块2包括：计时电容Ct和放电管N43，其中：
计时电容Ct的一端为计时模块2的高电位端Q1，计时电容Ct的另一端接地；放电管N43的第一极连接高电位端Q1，放电管N43的第二极接地；放电管N43的控制极用于接收计时复位信号en_time；本实施例中，当放电管N43没有接收到计时复位信号en_time时，断开放电管N43的第一极和第二极，以使计时电容Ct工作在充电状态；当放电管N43接收到计时复位信号en_time时，导通放电管N43的第一极和第二极，以对计时电容Ct进行放电。本实施例中，两次相邻的计时复位信号en_time为一个计时周期，计时复位信号en_time可以通过信号发生电路例如脉冲发生器来提供。当放电管N43为N型晶体管时，计时复位信号en_time高电平导通放电管N43的第一极和第二极；当放电管N43为P型晶体管时，计时复位信号en_time低电平电平导通放电管N43的第一极和第二极。
在具体实施例中，请参考图7，为本实施例公开的一种差分放大模块电路原理示意图，该差分放大模块3包括：第一差分P管P43、第二差分P管P44、第一差分N管N44和第二差分N管N45；第一差分P管P43的第一极和第二差分P管P44的第一极连接，并连接至直流转换器的输入电压VIN端；第一差分P管P43的控制极和第二差分P管P44的控制极连接；第一差分P管P43的控制极与第二极连接，并连接至第一差分N管N44的第一极；第二差分P管P44的第二极连接至第二差分N管N45的第一极，为差分放大模块3的输出端；第一差分N管N44的第二极和第二差分N管N45的第二极连接，并经尾电流源I2接地；第一差分N管N44的控制极为差分放大模块3的第一输入端，第二差分N管N45的控制极为差分放大模块3的第二输入端。在一种实施例中，当图5所示的变阻晶体管M0为N型晶体管时，第一输入端连接至计时模块2的高电位端Q1，用于接收计时电压Vt；第二输入端连接至基准电压端Q2，用于接收基准电压Vref_t。在另一种实施例中，当图5所示的变阻晶体管M0为P型晶体管时，第一输入端连接至基准电压端Q2，用于接收基准电压Vref_t；第二输入端连接至计时模块2的高电位端Q1，用于接收计时电压Vt。
请参考图3，在具体实施例中，基准模块5包括：基准晶体管N41，基准晶体管N41的第一极连接至电流源I0的输出端，基准晶体管N41的第二极接地；基准晶体管N41的控制极连接至基准电压端Q2，用于向差分放大模块3提供基准电压Vref_t。本实施例中，以基准晶体管N41的栅源电压（控制极和第二极之间的电压）为基准电压，也就是，
Figure 835482DEST_PATH_IMAGE006
其中，
Figure 648717DEST_PATH_IMAGE007
为基准晶体管N41的栅源电压。
在可选的实施例中，基准晶体管N41与差分放大模块3中的差分N管宽长比相等，也就是，基准晶体管N41、第一差分N管N44和第二差分N管N45的宽长比相等。当设置尾电流I2=2I0时，差分放大模块环路平衡时
Figure 677853DEST_PATH_IMAGE008
其中，
Figure 370871DEST_PATH_IMAGE009
为基准晶体管N41的栅源电压。由此，可以便于设置控制周期。
请参考图3，在具体实施例中，基准模块5还包括：基准电阻Rt，基准电阻Rt的一端与开关管N42的第二极和基准晶体管N41控制极连接，基准电阻Rt的另一端接地。当设置尾电流I2=2I0时，依据基准电流
Figure 55931DEST_PATH_IMAGE010
参考图3和图6可知，环路平衡时的周期为：Vt=It*T/Ct，也就是T=Rt*Ct，其中，T为导通时间控制电路的控制周期。由此，可以便于设置控制周期。
在具体实施例中，请参考图8，为本实施例公开的一种积分模块电路原理示意图，该积分模块4包括：积分电容C1和传输门，其中，传输门的输入端连接至差分放大模块3的输出端，传输门的输出端连接至积分电容C1的一端；积分电容C1的另一端接地；传输门按预设时间窗口t1向积分电容C1的一端传输差分放大结果，以使积分电容C1的一端得到积分电压Vset。在具体实施例中，传输门可以由一个P型晶体管和一个N型晶体管构成，具体地，请参考图8，P型晶体管的第一极与N型晶体管的第一极连接，为传输门的输入端；P型晶体管的第二极与N型晶体管的第二极连接，为传输门的输出端；P型晶体管的控制极接收第一传输控制信号op_n，N型晶体管的控制极接收第二传输控制信号op_d，第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d为相反信号。
本实施例中，传输门44以预设时间窗口t1的宽度导通传输差分放大结果，以对输出电容C1进行预设时间窗口t1充电或放电，以使得输出电容C1的一端以小步长的方式改变控制电压Vset的大小，由此，完成了该周期控制电压Vset的控制。在具体实施过程中，预设时间窗口t1为一个计时周期的若干分之一。预设时间窗口t1可以是相等的宽度，也可以是不等的宽度。
在可选的实施例中，计时复位信号en_time紧挨着预设时间窗口t1结束的时间，也就是，当当前计时周期完成传输差分放大结果时，及时对计时模块2进行放电，从而便于开始进行下一周期的计时。
在可选的实施例中，两个相邻的计时复位信号en_time的时间间隔为一个计时周期，计时周期略大于直流转换器在连续模式下的开关周期。由此，使得在连续模式下控制电压生成模块4输出的控制电压Vset为0V，从而不影响连续模式下的开关频率。
为便于本领域技术人员理解，对本实施例的工作过程进行描述：
设置尾电流I2=2I0，由于基准晶体管N41、第一差分N管N44和第二差分N管N45的宽长比相等。差分放大模块环路平衡时
Figure 735174DEST_PATH_IMAGE011
其中，
Figure 494182DEST_PATH_IMAGE012
为基准晶体管N41的栅源电压。
电流生成模块1中流过第一电流晶体管P41的基准电流It大小为：
Figure 171151DEST_PATH_IMAGE013
此时，第二电流晶体管P42镜像基准电流It得到计时电流大小与基准电流It的大小相同。由此，可以得到环路平衡时导通时间控制电路设定的控制周期为：
Figure 140244DEST_PATH_IMAGE014
其中，T为设定的控制周期，该控制周期略大于连续模式下的开关周期，可以由计时复位信号en_time的两次信号时间间隔来表征该控制周期。
请参考图9，为本实施例公开的一种导通时间控制时序示意图，在同步管MP1的导通信号hson的边沿产生一个时间宽度为t1的第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d，使晶体管P45和N46处于传输状态。
晶体管P45和N46在时间宽度为t1的窗口将差分放大模块3对计时电压Vt和参考电压Vref_t的差分放大结果传输到积分电容C1上，使得积分电容C1按t1的时间宽度进行充电（或放电）积分：
在一种情况下，如果这一采样周期小于设定的周期，那么计时电压Vt小于参考电压Vref_t，此时，积分电容C1持续时长为t1的窗口进行放电，在该周期下控制电压Vset将变小，变小的值为积分电容C1放电导致的压降；
控制电压Vset变小，则晶体管M0的等效电阻Rx变大，对于图4的实施例，等效电阻R0将变大，从而使得同步管MP1的导通时间ton变大，从而周期变大；对于图5的实施例，由于晶体管M0的等效电阻Rx变大，导通程度变低，P型晶体管P3的导通程度也变低，从而，使得充电电流I1对电容C0的充电速率变缓，从而对地电压V1上升变缓，也就是，使得同步管MP1的导通时间ton变大，从而周期变大。
在另一种情况下，如果这一采样周期小于设定的周期，那么计时电压Vt大于参考电压Vref_t，此时，积分电容C1持续时长为t1的窗口进行充电，在该周期下控制电压Vset将变大，变小的值为积分电容C1充电导致的压差上升；
控制电压Vset变大，则晶体管M0的等效电阻Rx变小，对于图4的实施例，等效电阻R0将变小，从而使得同步管MP1的导通时间ton变小，从而周期变小；对于图5的实施例，由于晶体管M0的等效电阻Rx变小，导通程度变高，P型晶体管P3的导通程度也变高，从而，使得充电电流I1对电容C0的充电速率变快，从而对地电压V1上升变快，也就是，使得同步管MP1的导通时间ton变小，从而周期变小。
当时间宽度为t1的第一传输控制信号op_n和第二传输控制信号op_d结束，产生另一个时间宽度为t2的脉冲en_time导通，放电管N43，从而对计时电容Ct进行放电，也就是对计时电压Vt进行复位，电压下拉到0V，从而开始下一个周期的计时。
需要说明的是，本实施例中，要求t1、t2脉冲的宽度要远远小于设定的控制周期T，从而能够以小步长的方式去改变控制电压Vset的大小，小步长的步长时间为t1，具体地，小步长的步长时间t1为设定的控制周期T的若干分之一，步长可以是等步长，也可以是不等步长；设定的控制周期T也需要比连续模式下的DCDC开关周期略大，从而保证在连续模式下控制电压Vset输出为0V，从而不影响连续模式下的开关频率。
在具体实施过程中，通过设计t1的窗口大小、尾电流I2的大小以及积分电容C1容值的大小，来确定每次控制电压Vset的改变速率，也就是，通过控制给积分电容C1的充放电的时间步长，来逐渐调整控制电压Vset，从而实现整个大环路的稳定性，即积分电容C1容值越大，t1的窗口越小，尾电流I2越小，每次控制电压Vset电压变化越小，环路也越稳定，但当输出负载电流由重载跳变到空载时，需要更多个开关周期才能调整完毕。
依据本发明实施例公开的一种同步管的导通时间状态切换控制电路，直流转换器中同步管的导通时间的长短与直流转换器中等效电阻的大小相关，电流生成模块用于生成基准电流，在一个计时周期内，计时模块的高电位端接收电流生成模块输入的电流得到计时电压；差分放大模块用于对计时电压和基准电压进行差分放大，得到差分放大结果；积分模块按预设时间步长对差分放大结果进行积分得到积分电压，以使积分电压在变阻晶体管处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变变阻晶体管的电阻，以逐渐改变与直流转换器中等效电阻的大小。由此，使得在同步管的导通时间状态切换时，避免了导通时间变化过大，也就是，从一个导通时间状态逐渐切换到另一个导通时间状态，减小了因导通时间状态切换所导致的开关频率变化过大的问题。
也就是，减小了由一种负载模式切换到另一种负载模式时，因等效电阻的变化所导致的开关频率变化过大的问题。进一步地，也减小了状态切换所引起的输出波形振荡的问题。
请参考图1，本实施例还公开了一种直流转换器，包括：
依次连接的同步管MP1和整流管MN1，同步管MP1和整流管MN1的连接点经LRC电路后输出电压VOUT；
数字逻辑控制部分，分别控制同步管MP1和整流管MN1的导通状态；
导通时间控制部分，连接至数字逻辑控制部分，导通时间控制部分用于向数字逻辑控制部分输出同步管MP1导通时间ton的控制信号，以控制导通时间ton的长短；导通时间控制部分包括：电流镜模块和与电流镜模块连接的可变电阻模块，可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，电流镜模块产生的充电电流I1随等效电阻的大小而改变，充电电流I1影响同步管的导通时间，从而使同步管的导通时间的长短与等效电阻的大小相关；
本实施例中，导通时间控制部分包括上述实施例公开的导通时间状态切换控制电路。
本实施例还公开了一种电源管理芯片，包括：上述实施例公开的电路。
本实施例还公开了一种直流转换芯片，包括：
上述实施例公开的导通时间状态切换控制电路，以及
直流转换器电路，其包括同步管MP1，导通时间控制电路输出的关断信号用于控制同步管MP1导通时间ton的长短。
本实施例还公开了一种可穿戴蓝牙设备，可穿戴蓝牙设备可以是例如手表、手环、蓝牙耳机等，这些蓝牙设备在低功耗状态下也能建立蓝牙连接的这类产品，通常追求供电电源纹波比较小。可穿戴蓝牙设备包括：蓝牙模块；上述实施例公开的电源管理芯片，用于管理向所述蓝牙模块供电的直流转换器；或者，可穿戴蓝牙设备包括：蓝牙模块；上述实施例公开的直流转换芯片，用于向所述蓝牙模块供电。
本领域的技术人员能够理解的是，在不冲突的前提下，上述各优选方案可以自由地组合、叠加。
应当理解，上述的实施方式仅是示例性的，而非限制性的，在不偏离本发明的基本原理的情况下，本领域的技术人员可以针对上述细节做出的各种明显的或等同的修改或替换，都将包含于本发明的权利要求范围内。

Claims (18)

1.一种同步管的导通时间状态切换控制电路，用于控制直流转换器中同步管从一种导通时间状态逐渐切换到另一种导通时间状态，所述直流转换器包括电流镜模块和与所述电流镜模块连接的可变电阻模块，所述可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，所述电流镜模块产生的充电电流（I1）随所述等效电阻的大小而改变，所述充电电流（I1）影响所述同步管的导通时间，从而使所述同步管的导通时间的长短与所述等效电阻的大小相关；其特征在于，
所述同步管的导通时间状态切换控制电路包括：电流生成模块（1）、计时模块（2）、差分放大模块（3）、积分模块（4）和基准模块（5）；
所述电流生成模块（1）的输入端连接至直流转换器的输入电压端，所述电流生成模块（1）的计时电流输出端连接至所述计时模块（2）的高电位端（Q1），所述计时模块（2）的低电位端接地；
所述差分放大模块（3）的第一输入端、第二输入端分别连接至所述计时模块（2）的高电位端（Q1）和所述基准模块（5）的基准电压端（Q2）中的一者和另一者；所述差分放大模块（3）的输出端连接至所述积分模块（4）的输入端；
所述积分模块（4）的输出端连接至所述直流转换器中变阻晶体管（M0）的控制极，其中，所述同步管在所述变阻晶体管（M0）处于饱和区和截止区时分别对应不同的导通时间状态；
所述电流生成模块（1）用于生成基准电流（It），在一个计时周期内，所述计时模块（2）的高电位端（Q1）接收所述电流生成模块（1）输入的计时电流得到计时电压（Vt）；所述差分放大模块（3）用于对所述计时电压（Vt）和基准电压（Vref_t）进行差分放大，得到差分放大结果；所述积分模块（4）按预设时间步长对所述差分放大结果进行积分得到积分电压（Vset），以使所述积分电压（Vset）在所述变阻晶体管（M0）处于放大区时逐渐变化，以逐渐改变所述变阻晶体管（M0）的电阻，以逐渐改变所述直流转换器中等效电阻的大小，从而逐渐改变所述导通时间，实现同步管导通时间状态的逐渐切换。
2.如权利要求1所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述电流生成模块（1）包括：第一电流晶体管（P41）和第二电流晶体管（P42），其中：
所述第一电流晶体管（P41）的第一极和所述第二电流晶体管（P42）的第一极连接至所述直流转换器的输入电压（VIN）端；
所述第一电流晶体管（P41）的控制极和所述第二电流晶体管（P42）的控制极连接；
所述第一电流晶体管（P41）的控制极与所述第一电流晶体管（P41）第二电流晶体管（P42）的第二极连接，并连接至所述基准电压端（Q2）；
所述第二电流晶体管（P42）的第二极为所述电流生成模块（1）的计时电流输出端，连接至所述计时模块（2）的高电位端（Q1）；所述基准电流（It）为流过所述第一电流晶体管（P41）的第一极和第二极的电流；所述第二电流晶体管（P42）镜像所述基准电流（It）得到所述计时电流并传输给所述计时模块（2）的高电位端（Q1）。
3.如权利要求2所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述电流生成模块（1）还包括：电流源（I0）和开关管（N42）；
所述电流源（I0）的输入端与所述第一电流晶体管（P41）的第一极和所述第二电流晶体管（P42）的第一极连接，并连接至所述直流转换器的输入电压（VIN）端；
所述电流源（I0）的输出端连接至所述开关管（N42）的控制极；
所述第一电流晶体管（P41）的第二极经由所述开关管（N42）的第一极和第二极连接至所述基准电压端（Q2）。
4.如权利要求1-3任意一项所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述计时模块（2）包括：计时电容（Ct）和放电管（N43）；
所述计时电容（Ct）的一端为所述计时模块（2）的高电位端（Q1），所述计时电容（Ct）的另一端接地；
所述放电管（N43）的第一极连接所述高电位端（Q1），所述放电管（N43）的第二极接地；所述放电管（N43）的控制极用于接收计时复位信号（en_time）；
当所述放电管（N43）没有接收到所述计时复位信号（en_time）时，断开所述放电管（N43）的第一极和第二极，以使所述计时电容（Ct）工作在充电状态；当所述放电管（N43）接收到所述计时复位信号（en_time）时，导通所述放电管（N43）的第一极和第二极，以对所述计时电容（Ct）进行放电。
5.如权利要求1-3任意一项所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述差分放大模块（3）包括：第一差分P管（P43）、第二差分P管（P44）、第一差分N管（N44）和第二差分N管（N45）；
所述第一差分P管（P43）的第一极和所述第二差分P管（P44）的第一极连接，并连接至所述直流转换器的输入电压（VIN）端；
所述第一差分P管（P43）的控制极和所述第二差分P管（P44）的控制极连接；
所述第一差分P管（P43）的控制极与第二极连接，并连接至所述第一差分N管（N44）的第一极；
所述第二差分P管（P44）的第二极连接至所述第二差分N管（N45）的第一极，为所述差分放大模块（3）的输出端；
第一差分N管（N44）的第二极和所述第二差分N管（N45）的第二极连接，并经尾电流源（I2）接地；
所述第一差分N管（N44）的控制极为所述差分放大模块（3）的第一输入端，所述第二差分N管（N45）的控制极为所述差分放大模块（3）的第二输入端。
6.如权利要求5所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，
所述第一输入端连接至所述计时模块（2）的高电位端（Q1），用于接收所述计时电压（Vt）；
所述第二输入端用于接收所述基准电压（Vref_t）。
7.如权利要求5所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，
所述第一输入端用于接收所述基准电压（Vref_t）；
所述第二输入端连接至所述计时模块（2）的高电位端（Q1），用于接收所述计时电压（Vt）。
8.如权利要求3所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述基准模块（5）包括：
基准晶体管（N41），所述基准晶体管（N41）的第一极连接至所述电流源（I0）的输出端，所述基准晶体管（N41）的第二极接地；
所述基准晶体管（N41）的控制极连接至所述基准电压端（Q2），用于向所述差分放大模块（3）提供所述基准电压（Vref_t）。
9.如权利要求8所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述基准晶体管（N41）与所述差分放大模块（3）中的差分N管宽长比相等。
10.如权利要求8所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述基准模块（5）还包括：
基准电阻（Rt），所述基准电阻（Rt）的一端与所述开关管（N42）的第二极和所述基准晶体管（N41）控制极连接，所述基准电阻（Rt）的另一端接地。
11.如权利要求4所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述积分模块（4）包括：积分电容（C1）和传输门；
所述传输门的输入端连接至所述差分放大模块（3）的输出端，所述传输门的输出端连接至所述积分电容（C1）的一端；所述积分电容（C1）的另一端接地；
所述传输门按预设时间窗口（t1）向所述积分电容（C1）的一端传输差分放大结果，以使所述积分电容（C1）的一端得到所述积分电压（Vset）。
12.如权利要求11所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述预设时间窗口（t1）为所述一个计时周期的若干分之一。
13.如权利要求11所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，所述计时复位信号（en_time）紧挨着所述预设时间窗口（t1）结束的时间。
14.如权利要求11-13任意一项所述的导通时间状态切换控制电路，其特征在于，两个相邻的所述计时复位信号（en_time）的时间间隔为一个所述计时周期，所述计时周期略大于所述直流转换器在连续模式下的开关周期。
15.一种直流转换器，其特征在于，包括：
依次连接的同步管（MP1）和整流管（MN1），所述同步管（MP1）和所述整流管（MN1）的连接点经LRC电路后输出电压（VOUT）；
数字逻辑控制部分，分别控制所述同步管（MP1）和所述整流管（MN1）的导通状态；
导通时间控制部分，连接至所述数字逻辑控制部分，所述导通时间控制部分用于向所述数字逻辑控制部分输出所述同步管（MP1）导通时间（ton）的控制信号，以控制所述导通时间（ton）的长短；所述导通时间控制部分包括：电流镜模块和与所述电流镜模块连接的可变电阻模块，所述可变电阻模块的等效电阻的大小是可变的，所述电流镜模块产生的充电电流（I1）随所述等效电阻的大小而改变，所述充电电流（I1）影响所述同步管的导通时间，从而使所述同步管的导通时间的长短与所述等效电阻的大小相关；
所述导通时间控制部分包括如权利要求1-14任意一项所述的导通时间状态切换控制电路。
16.一种电源管理芯片，其特征在于，包括：
如权利要求1-14任意一项所述的电路。
17.一种直流转换芯片，其特征在于，包括：
如权利要求1-14任意一项所述的导通时间状态切换控制电路，以及
直流转换器电路，其包括同步管（MP1），所述导通时间控制电路输出的关断信号用于控制所述同步管（MP1）导通时间（ton）的长短。
18.一种可穿戴蓝牙设备，其特征在于，包括：
蓝牙模块；
如权利要求16所述的电源管理芯片，用于管理向所述蓝牙模块供电的直流转换器；或者如权利要求17所述的直流转换芯片，用于向所述蓝牙模块供电。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101795068A (zh) * 2009-05-26 2010-08-04 杭州矽力杰半导体技术有限公司 开关型调节器及其控制方法
JP2014007809A (ja) * 2012-06-22 2014-01-16 Renesas Electronics Corp 半導体集積回路およびその動作方法
JP2014079047A (ja) * 2012-10-09 2014-05-01 Renesas Electronics Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN104617770A (zh) * 2015-03-09 2015-05-13 王锴 开关电源转换器系统及其控制方法
CN106817024A (zh) * 2015-11-30 2017-06-09 展讯通信（上海）有限公司 提升瞬态响应性能的降压型电源转换器
CN112640285A (zh) * 2018-08-28 2021-04-09 德克萨斯仪器股份有限公司 用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置
CN114301268A (zh) * 2020-10-08 2022-04-08 美国亚德诺半导体公司 基于增强型mosfet导通电阻的电流感测的动态偏置技术

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101795068A (zh) * 2009-05-26 2010-08-04 杭州矽力杰半导体技术有限公司 开关型调节器及其控制方法
JP2014007809A (ja) * 2012-06-22 2014-01-16 Renesas Electronics Corp 半導体集積回路およびその動作方法
JP2014079047A (ja) * 2012-10-09 2014-05-01 Renesas Electronics Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN104617770A (zh) * 2015-03-09 2015-05-13 王锴 开关电源转换器系统及其控制方法
CN106817024A (zh) * 2015-11-30 2017-06-09 展讯通信（上海）有限公司 提升瞬态响应性能的降压型电源转换器
CN112640285A (zh) * 2018-08-28 2021-04-09 德克萨斯仪器股份有限公司 用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置
CN114301268A (zh) * 2020-10-08 2022-04-08 美国亚德诺半导体公司 基于增强型mosfet导通电阻的电流感测的动态偏置技术

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Reduction of Equivalent Series Inductor Effect in Delay-Ripple Reshaped Constant On-Time Control for Buck Converter With Multilayer Ceramic Capacitors;Wei-Chung Chen 等;《IEEE》;20130531;第28卷(第5期);第2366-2375页 *

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