TWI411209B - Comparator mode DC to DC converter - Google Patents

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Description

比較器方式直流對直流變換器
本發明係關於比較器方式直流對直流變換器。
從輸入電壓生成安定化之輸出電壓的直流對直流變換器係大家所熟知。直流對直流變換器之輸出電壓安定化手法，可以考慮各種方式。例如，專利文獻1中，記載著利用PWM(脈衝寬度調變)方式之開關切換直流對直流變換器。PWM方式時，使開關切換頻率成為一定，藉由調整導通脈衝寬度，可將輸出電壓予以安定化。此外，有利用比較器方式之開關切換直流對直流變換器。比較器方式時，利用比較器使導通脈衝寬度成為一定，藉由調整斷開脈衝寬度(亦即，開關切換頻率)，可將輸出電壓予以安定化。
該等直流對直流變換器，有時被當做PU(processor Unit)等之電壓源使用。PU時，從待機狀態進入處理狀態時時，消耗電流急速增加。因為負荷電流之急速增加而使輸出電壓急速降低時，因為比較器方式直流對直流變換器會立即輸出導通脈衝，與於既定斷開脈衝期間不會輸出脈衝之PWM方式相比，可及早將輸出電壓予以安定化。如此，比較器方式，與PWM方式相比，具有對負荷電流之急速增加有較佳之回應特性的特徴。
專利文獻1：日本特開2000－287439號公報
然而，比較器方式直流對直流變換器時，開關切換之週期Tf，導通脈衝寬度：Pon、斷開脈衝寬度：Poff、輸入電壓：Vin、輸出電壓：Vout時，為Tf＝Pon＋poff＝Vout/Vin×Tf＋((Vin－Vout)/Vin)×Tf...(式(1))。所以，Vin及Vout為既定時，因為導通脈衝寬度Pon為一定，故Poff為唯一既定。換言之，比較器方式直流對直流變換器時，因為Pon為一定，只要決定Vin及Vout，即可決定使輸出電壓成為一定之功率。
此處，例如，環境溫度上昇時，電路元件之內部電阻增加，而增加內部損失。此時，比較器方式直流對直流變換器時，為了彌補內部損失增加所導致之輸出電壓的降低，斷開脈衝寬度變短而增加功率。如此，比較器方式直流對直流變換器時，開關切換頻率隨著環境溫度之變動而逐漸變動。此外，斷開脈衝寬度亦會隨著輸入電壓、輸出電壓、及輸出電流之變動而變動，而使開關切換頻率產生變動。開關切換頻率之變動會導致輸出電壓之波紋產生變動，而可能導致PU等之後段電路的錯誤動作。此外，可能需要跨越寬波段之EMI對策。
另一方面，PWM方式直流對直流變換器時，雖然可以使開關切換頻率成為一定，然而，負荷電流變小，具有輸出電流成為0A以下之期間之不連續模式時，導通脈衝寬度可能過窄。結果，可能會擾亂開關切換波形。此外， 電路元件要求具有高速特性。
所以，本發明之目的，係在提供負荷電流連續模式時，相對於負荷電流之急速增加，無損其回應特性，且可降低開關切換頻率之變動，負荷電流不連續模式時，可抑制導通脈衝寬度過窄之比較器方式直流對直流變換器。
本發明之比較器方式直流對直流變換器，係具備：具有被輸入輸入電壓之輸入端子、及一對之輸出端子之電壓變換部，具備具有連結於輸入端子之一方之電流端子之開關切換元件、具有連結於該開關切換元件之另一方之電流端子之一端及連結於一對之輸出端子之一方之另一端之感應器、以及具有連結於一對之輸出端子間之平滑用電容器，藉由因應脈衝信號控制信號控制該開關切換元件而於一對之輸出端子間生成將輸入電壓予以電壓變換之輸出電壓的電壓變換部；及生成用以使電壓變換部之輸出電壓予以安定化之控制信號的控制部。控制部具有：比較電壓變換部之輸出電壓及基準電壓，因應該比較結果，決定控制信號之導通脈衝之既定導通脈寬或斷開脈寬之既定斷開脈衝之比較器部；及比較控制信號及基準時脈，因應該比較結果，以控制信號之重複頻率成為一定之方式，調整導通脈衝之既定導通脈寬或斷開脈衝之既定斷開脈寬之頻率控制手段。頻率控制手段具有：檢測到從電壓變換部之開關切換元件流向感應器方向之輸出電流為0A之狀態或將成為0A之狀態，生成停止頻率控制手段之既定導通脈寬或既定斷開脈寬之調整處理之調整停止信號的調整停止部。
依據該比較器方式直流對直流變換器，負荷電流連續模式時，例如，輸出電流增加而導致斷開脈衝之斷開脈衝變窄時(導通脈衝之導通脈寬變寬時)，亦可利用頻率控制手段調整導通脈衝之既定導通脈寬(斷開脈衝之既定斷開脈寬)，而使控制信號之頻率保持一定。所以，負荷電流連續模式時，可減少開關切換頻率之變動。
此處，因為頻率控制手段係藉由調整導通脈衝之既定導通脈寬(斷開脈衝之既定斷開脈寬)來使控制信號之頻率保持一定，故與PWM方式相同，負荷電流不連續模式時，導通脈衝之導通脈寬可能過窄。
然而，依據該比較器方式直流對直流變換器，負荷電流不連續模式時，輸出電流為0A時或將成為0A時，藉由頻率控制手段停止上述導通脈衝之既定導通脈寬(斷開脈衝之既定斷開脈寬)之調整處理，故可抑制導通脈衝之導通脈寬過窄。所以，負荷電流不連續模式時，可抑制導通脈衝之導通脈寬大幅變窄。
上述比較器部應具有：檢測到電壓變換部之輸出電壓小於基準電壓，將該檢測時點定成導通脈衝(斷開脈衝)之開始時點之第1比較器、及檢測到導通脈衝(斷開脈衝)之開始時點經過既定時間時，將該檢測時點定為導通脈衝(斷開脈衝)之結束時點之第2比較器，上述頻率控制手段應具有：藉由調整既定時間，調整既定導通脈寬(既定斷開脈寬)之調整部。
上述頻率控制手段，具備用以生成基準時脈之基準時 脈生成部，從調整停止部取得調整停止信號時，基準時脈生成部暫應停生成基準時脈，而停止既定導通脈寬或既定斷開脈寬之調整處理。
依據該構成，從調整停止部取得調整停止信號時，因為暫時停止利用基準時脈生成部生成基準時脈，故可停止頻率控制手段之控制信號及基準時脈之比較結果之變動。所以，可以停止頻率控制手段之既定導通脈寬或既定斷開脈寬之調整處理。
此外，上述頻率控制手段，從調整停止部取得調整停止信號時，停止控制信號及基準時脈之比較，也停止既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整處理。
依據該構成，從調整停止部取得調整停止信號時，因為停止利用頻率控制手段之控制信號及基準時脈的比較，故可停止控制信號及基準時脈之比較結果的變動。所以，可停止頻率控制手段之既定導通脈寬或既定斷開脈寬的調整處理。
此外，上述頻率控制手段，從調整停止部取得調整停止信號時，將控制信號及基準時脈之比較結果置換成預定之既定固定值，亦可停止既定導通脈寬或既定斷開脈寬之調整處理。
依據該構成，從調整停止部取得調整停止信號時，因為將頻率控制手段之控制信號及基準時脈的比較結果置換成預定之既定固定值，可停止既定導通脈寬或既定斷開脈寬之調整處理。
依據本發明，可得到一種比較器方式直流對直流變換器，負荷電流連續模式時，無損相對於負荷電流之急速增加的回應特性，卻可減少開關切換頻率之變動，負荷電流不連續模式時，可抑制導通脈衝寬度之過窄。
以下，參照圖式，針對本發明之良好實施形態進行詳細說明。此外，各圖式中，相同或相當之部分賦予相同符號。
[第1實施形態]
第1圖係本發明之第1實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。第1圖之比較器方式直流對直流變換器1，係由電壓變換部100及控制部200所構成。
電壓變換部100，因應來自控制部200之開關切換控制信號Ssw，於輸出端子3發生將被施加於輸入端子2之輸入電壓Vin予以電壓變換之輸出電壓Vout。亦即，電壓變換部100，於由輸出端子3及連結於GND5之輸出端子(未圖示)所構成之一對輸出端子間生成輸出電壓Vout。電壓變換部100係具備：開關切換元件11、二極體12、驅動電路13、感應器14、以及電容器15。
開關切換元件11係N型MOSFET，兩端構成電流端子。開關切換元件11之汲極連結於輸入端子2，此外，源極連結於二極體12之陰極。二極體12之陽極接地於 GND5。開關切換元件11之閘極，連結於驅動電路13。驅動電路13，因應來自控制部200之開關切換控制信號Ssw，生成驅動信號，將該驅動信號供應給開關切換元件11之閘極。
開關切換元件11之源極及二極體12之陰極，連結著感應器14之一端。感應器14之另一端，連結於輸出端子3。感應器14之另一端及輸出端子3與GND5之間，連結著以將輸出電壓予以平滑化之電容器(平滑用電容器)15。
控制部200，生成將電壓變換部100之輸出電壓Vout予以安定化之開關切換控制信號Ssw。控制部200具備：第1比較器20、計時器部30、第2比較器40、SR－FF50、調整部60、調整停止部70、以及基準時脈生成部80。此外，本實施形態時，計時器部30、調整部60、調整停止部70、以及基準時脈生成部80具有頻率控制手段25之機能。
第1比較器20之正極輸入端子連結於電壓變換部100之輸出端子3，此外，負極輸入端子被輸入基準電壓Vref。第1比較器20之輸出端子連結於計時器部30及SR－FF50之設定端子。
計時器部30具有：定電流生成電路31、計時器用電容器32、以及電晶體33。定電流生成電路31，連結於輸入端子2及計時器用電容器32之間，對計時器用電容器32供應一定值之充電電流。定電流生成電路31可以因應 來自調整部60之頻率控制信號Sf，將該充電電流之值予以變更。
計時器用電容器32係連結於定電流生成電路31及GND5之間。計時器用電容器32之端子間，併聯著電晶體33。亦即，電晶體33之汲極，連結於定電流生成電路31與計時器用電容器32之一端之間之節點，源極係連結於GND5。對電晶體33之閘極，輸入來自第1比較器20之輸出電壓Von。
定電流生成電路31與計時器用電容器32之一端之間的節點，被連結於第2比較器40之正極輸入端子。對第2比較器40之負極輸入端子，輸輸出入電壓Vout。第2比較器40之輸出端子，連結於SR－FF50之重設端子。
SR－FF50，因應第1比較器20之輸出電壓Von，開始生成開關切換控制信號Ssw之導通脈衝，同時，結束斷開脈衝的生成，因應第2比較器40之輸出電壓Voff，結束開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的生成，同時，開始生成斷開脈衝。控制信號Ssw係脈衝信號。
如此，第1比較器20，檢測到電壓變換部100之輸出電壓Vout小於基準電壓Vref時，藉由發生高電平之脈衝電壓Von來設定SR－FF50，將該檢測時點定為開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的開始時點。
此外，本實施形態時，定電流生成電路31，係受取連結於輸入端子2之輸入電壓Vin，然而，定電流生成電路31之電力供應源，與GND5具有既定之電位差，若為可供 應定電流生成電路31所必要之輸出電流的電源，並未限制為輸入端子2之輸入電壓Vin。
此外，計時器部30，利用第1比較器20之高電平之脈衝電壓Von重設計時器用電容器32之端子間電壓，其後，藉由以定電流進行計時器用電容器32之充電而實現計時器機能。
此外，第2比較器40，檢測到計時器部30之計時器用電容器32的端子間電壓為輸出電壓Vout以上時，亦即，檢測到從導通脈衝之開始時點經過既定時間時，藉由發生高電平之脈衝電壓Voff而重設SR－FF50，而將該檢測時點定為開關切換控制信號Ssw之導通脈衝之結束時點。
換言之，第1比較器20及第2比較器40，具有決定開關切換控制信號Ssw之導通脈衝之既定導通脈寬的比較器部機能。
調整部60，受取開關切換控制信號Ssw，且受取基準時脈生成部80所生成之基準時脈Cref。調整部60，比較開關切換控制信號Ssw及基準時脈Cref，因應該比較結果，以使開關切換控制信號Ssw之頻率成為一定之方式，調整導通脈衝之既定導通脈寬。具體而言，調整部60，實施開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的計數，且實施基準時脈之計數，以使開關切換控制信號Ssw之計數值及基準時脈之計數值成為相等之方式，生成以調整導通脈衝之既定導通脈寬為目的之頻率控制信號Sf。本實施形態之比較器方式直流對直流變換器時，頻率控制信號Sf係4位元之 數位信號。
調整停止部70之輸入端子，連結於感應器14之一端，輸出端子，連結於基準時脈生成部80。對調整停止部70之重設端子輸入開關切換控制信號Ssw。調整停止部70，檢測到從開關切換元件11或二極體12流向感應器14之輸出電流IL，該輸出電流IL之值為0A時，停止導通脈衝之既定導通脈寬之調整處理。具體而言，調整停止部70，於輸出電流IL之值為0A時，從檢測到感應器14之一端所發生之共振電壓Vll的時點開始，至開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的發生時點為止，生成以停止基準時脈生成部80為目的之調整停止信號Sstop。
基準時脈生成部80，生成基準時脈Cref，且因應來自調整停止部70之調整停止信號Sstop，停止基準時脈Cref之生成。具體而言，基準時脈生成部80，因應調整停止信號Sstop，實施基準時脈Cref之電壓電平的閂鎖，停止基準時脈Cref之生成。
其次，針對計時器部30、調整部60、調整停止部70、以及基準時脈生成部80進行詳細說明。第2圖係第1圖之計時器部30的電路圖，第3圖係第1圖之調整部60的電路圖。此外，第4圖係第1圖之調整停止部70的電路圖，第5圖係第1圖之基準時脈生成都80的電路圖。
首先，針對計時器部30進行說明。第2圖係計時器部30之定電流生成電路31的詳細圖示。定電流生成電路31，具有：輸入電壓分頻網路34、電壓跟隨器35、電阻 元件36、電流鏡電路37、gm放大器38、以及數位/類比變換部(以下稱為DAC)39。
輸入電壓分頻網路34，係實施輸入端子2所輸入之輸入電壓Vin的分壓。本實施形態時，輸入電壓分頻網路34係由串聯於輸入端子2與GND5之間的電阻元件34a、34b所構成。該等電阻元件34a、34b之間的分壓被輸入至電壓跟隨器35。
電壓跟隨器35係由誤差增幅器35a及電晶體35b所構成。本實施形態時，電晶體35b係n型MOSFET。於電晶體35b之源極與GND5之間，連結著電阻元件36。此外，於電晶體35b之汲極與輸入端子2之間，連結著電流鏡電路37。
電流鏡電路37，係由流過由電壓跟隨器35所決定之基準電流的電晶體37a、及生成流過電晶體37a之基準電流之鏡電流的電晶體37b所構成。本實施形態時，電晶體37a、37b係p型MOSFET。電晶體37b，對計時器用電容器32供應該鏡電流。
DAC39，係將來自調整部60之4位元之數位頻率控制信號Sf變換成類比信號。DAC39之輸出端子，連結於gm放大器38之一方之輸入端子。
對gm放大器38之另一方之輸入端子，輸入基準電壓Vref2。gm放大器38之輸出端子，連結於電流鏡電路37之電晶體37a與電壓跟隨器35之間的節點。
gm放大器38具有推挽型電流源機能，例如，DAC39 之輸出信號為基準電壓Vref2以上時，從電流鏡電路37之電晶體37a引入電流，DAC39之輸出信號小於基準電壓Vref2時，對電壓跟隨器35供應電流。亦即，gm放大器38，於Sf為Vref2以上時，增加計時器用電容器32之充電電流，Sf小於Vref2時，減少計時器用電容器32之充電電流。
其次，針對調整部60進行說明。如第3圖所示，調整部60具有：2個計數器61、62、及加減計數器68。
對第1計數器61之輸入端子，輸入開關切換控制信號Ssw，對重設端子，輸入第2計數器62之輸出電壓。例如，第1計數器61係4位元計數器。第1計數器61係實施開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的計數，計數值成為最大值「1111」時，輸出高電平之脈衝電壓Vdown，且「1111」之下一計數時，重設輸出電壓。此外，第1計數器61於第2計數器62之輸出電壓為高電平時，亦重設輸出電壓。第1計數器61之輸出端子，連結於加減計數器68之一方之輸入端子。
對第2計數器62之輸入端子，輸入基準時脈Cref，對重設端子，輸入第1計數器61之輸出電壓。例如，第2計數器62係4位元計數器。第2計數器62實施基準時脈之週期的計數，計數值為最大值「1111」時，輸出高電平之脈衝電壓Vup，且「1111」之下一計數時，重設輸出電壓。此外，第2計數器62於第1計數器61之輸出電壓為高電平時，亦重設輸出電壓。第2計數器62之輸出端子 ，連結於加減計數器68之另一方之輸入端子。
加減計數器68，受取來自第1計數器61之脈衝電壓及來自第2計數器62之脈衝電壓Vdown、Vup而增減計數值。本實施形態時，加減計數器68被從第1計數器61輸入高電平之脈衝電壓Vdown時，減少計數值，被從第2計數器62輸入高電平之脈衝電壓Vup時，增加計數值。加減計數器68對計時器部30輸出4位元之數位頻率控制信號Sf。
其次，針對調整停止部70進行說明。如第4圖所示，調整停止部70具有：檢測電壓分頻網路71、比較器72、曾納二極體(Zener diode)73、以及D－FF74。
檢測電壓分頻網路71，實施感應器14之一端之電壓Vll的分壓。本實施形態時，檢測電壓分頻網路71係由串聯於感應器14之一端與GND5之間的電阻元件71a、71b所構成。該等電阻元件71a、71b之間的分壓，被輸入至比較器之正極輸入端子。
於比較器72之正極輸入端子與GND5之間，連結著曾納二極體73。此處，感應器14之一端之電壓Vll，於開關切換元件11為導通狀態時，上昇至輸入電壓Vin為止。曾納二極體73之設置目的在於比較器72之輸入端子的過電壓保護。
對比較器72之負極輸入端子，輸入基準電壓Vref3。比較器72，於感應器14之一端發生共振電壓Vll，電阻元件71a、71b之間的分壓大於基準電壓Vref3時，輸出 高電平之脈衝電壓。如此，比較器72，藉由檢測到感應器14之一端發生共振電壓Vll，而具有檢測輸出電流IL為0A之時點的電流檢測部機能。比較器72之輸出端子，連結於D－FF74之時脈端子。
對D－FF74之輸入端子，輸入輸入電壓Vin，對重設端子輸入開關切換控制信號Ssw。D－FF74，於從比較器72受取高電平之脈衝電壓的時點至受取高電平之開關切換控制信號Ssw的時點為止之期間，亦即，輸出電流IL為0A之期間，生成高電平之調整停止信號Sstop。
其次，針對基準時脈生成部80進行說明。如第5圖所示，基準時脈生成部80具有：振盪器81、EXOR電路82、以及3個D－FF83、84、85。
對EXOR電路82之一方之輸入端子，輸入調整停止信號Sstop，另一方之輸入端子，連結於D－FF83之反轉輸出端子。EXOR電路82之輸出端子，連結於D－FF83之輸入端子。
對D－FF83之時脈端子，輸入來自振盪器81之時脈，正轉輸出端子，連結於D－FF84之時脈端子。
D－FF84之輸入端子，連結於反轉輸出端子，輸出端子，連結於D－FF85之時脈端子。同樣地，D－FF85之輸入端子，連結於反轉輸出端子，輸出來自D－FF85正轉輸出端子之基準時脈Cref。
如此，EXOR82及D－FF83、84、85構成分頻器，調整停止信號Sstop為低電平時，生成將來自振盪器之時脈 予以8分頻的基準時脈Cref。此外，該分頻器，於調整停止信號Sstop為高電平時，實施基準時脈Cref之電壓電平的閂鎖，停止基準時脈Cref。換言之，該分頻器，於調整停止信號Sstop為高電平時，降低基準時脈Cref之頻率。
其次，針對比較器方式直流對直流變換器1之動作進行說明。第6圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器1之電流連續模式之各信號波形的時序圖，第7圖係第3圖之調整部60之電流連續模式之各信號波形的時序圖。
首先，對輸入端子2輸入輸入電壓Vin時，利用控制部200生成開關切換控制信號Ssw。因應該開關切換控制信號Ssw，電壓變換部100，發生將輸出端子3予以安定化之輸出電壓Vout。
此處，負荷電流較大時，比較器方式直流對直流變換器1係以輸出電流保持大於0A之電流實施連續模式動作。此時，以使開關切換頻率與基準時脈Cref之頻率成為一致之方式，設定導通脈衝寬度Pon。
輸出電壓Vout降低而到達基準電壓Vref時(第6圖(a))，藉由第1比較器20生成高電平之脈衝電壓Von(第6圖(c))，利用SR－FF50，針對開關切換控制信號Ssw，從開始時點Ta發生導通脈衝Pon，且從時點Ta結束斷開脈衝Poff之發生(第6圖(e))。如此，藉由驅動電路13生成高電平之驅動信號，使開關切換元件11成為導通狀態。結果，流過感應器14之輸出電流IL增加，輸出電壓Vout上昇(第6圖(a)、(b))。
藉由第1比較器20生成高電平之脈衝電壓Von時，電晶體33暫時處於導通狀態，計時器用電容器32之端子間電壓被重設，其後，利用來自定電流生成電路31之定電流逐漸對計時器用電容器32進行充電。計時器用電容器32之端子間電壓到達輸出電壓Vout時，藉由第2比較器40生成高電平之脈衝電壓Voff(第6圖(d))，利用SR－FF50，針對開關切換控制信號Ssw，從時點Tb發生斷開脈衝Poff，且從結束時點Tb結束導通脈衝Pon之發生(第6圖(e))。如此，藉由驅動電路13將驅動信號從高電平變更至低電平，使開關切換元件11處於斷開狀態。結果，藉由連結負荷之電力消耗，降低輸出電壓Vout，且減少輸出電流IL。藉由重複以上之動作，將輸出電壓Vout予以安定化。
然而，例如，環境溫度降低時，例如，開關切換元件11或二極體12、感應器14等之內部電阻值降低，而降低內部損失。此時，為了補助輸出電壓Vout之上昇，斷開脈衝Poff之斷開脈衝變寬，而使功率減少。另一方面，利用調整部60調整導通脈衝Pon之既定導通脈寬。
具體而言，因為開關切換控制信號Ssw之開關切換頻率低於基準時脈Cref之頻率(第7圖(a)、(c))，第2計數器62比第1計數器61更早結束計數，而輸出高電平之脈衝電壓Vup(第7圖(b))。另一方面，第1計數器61之輸出電壓VdoWn保持低電平(第7圖(d))。結果，加減計數器68使頻率控制信號Sf之值上昇(第 7圖(e))。
如此，將與頻率控制信號Sf及基準電壓Vref2之差分電壓成比例之電流導入gm放大器38，增加計時器用電容器32之充電電流。藉此，計時器用電容器32之端子間電壓Vt到達輸出電壓Vout之時間較短，而提早導通脈衝Pon之結束時點Tb。結果，因為導通脈衝Pon之導通脈寬變窄，功率由Vin及Vout所決定，斷開脈衝Poff之斷開脈寬亦變窄而使開關切換頻率上昇。如此，調整部60，因為以使開關切換頻率接近基準時脈Cref之頻率的方式進行控制，而降低開關切換頻率之變動。
另一方面，例如環境溫度上昇時，例如，開關切換元件11或二極體12、感應器14等之內部電阻值增加，而增加內部損失。此時，為了補助輸出電壓Vout之降低，斷開脈衝Poff之斷開脈寬變窄，而增加功率。另一方面，利用調整部60調整導通脈衝Pon之既定導通脈寬。
具體而言，因為開關切換控制信號Ssw之開關切換頻率高於基準時脈Cref之頻率，第1計數器61比第2計數器62更早結束計數，而輸出高電平之脈衝電壓Vdown。另一方面，第2計數器62之輸出電壓Vup保持低電平。結果，加減計數器68使頻率控制信號Sf之值降低。
如此，將與頻率控制信號Sf及基準電壓Vref2之差分電壓成比例之電流輸出至gm放大器38，減少計時器用電容器32之充電電流。藉此，計時器用電容器32之端子間電壓Vt到達輸出電壓Vout之時間較長，而延遲導通脈 衝Pon之結束時點Tb。結果，因為導通脈衝Pon之導通脈寬變寬，功率由Vin及Vout所決定，斷開脈衝Poff之斷開脈衝亦變寬而使開關切換頻率降低。如此，調整部60，因為以使開關切換頻率接近基準時脈Cref之頻率的方式進行控制，而降低開關切換頻率之變動。
其次，針對比較器方式直流對直流變換器1之電流不連續模式之動作進行說明。負荷電流較小時，比較器方式直流對直流變換器1，以產生輸出電流為0A期間之電流不連續模式動作。此時，暫時停止以使開關切換頻率與基準時脈Cret之頻率成為一致之調整處理，抑制導通脈衝之導通脈寬之變窄。
第8圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器1之電流不連續模式之各信號波形的時序圖，第9圖係第5圖之基準時脈生成部80之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。此外，第10圖係第3圖之調整部60之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
負荷電流較小之輕負荷時，電容器15之放電所需要之時間變長，輸出電壓Vout之降低時間變長(第8圖(a))。因此，開關切換控制信號Ssw之斷開脈衝Poff之寬度變寬，開關切換控制信號Ssw之頻率降低(第8圖(e))。如此，斷開脈衝Poff之發生期間，發生輸出電流IL為0A之期間PO(第8圖(b))，從輸出電流IL成為0A之時點開始，於感應器14之一端發生共振電壓Vll(第8圖(f))。調整停止部70之比較器72，檢測到該共 振電壓Vll大於基準電壓Vref3，而輸出高電平之脈衝電壓。如此，藉由D－FF74輸出高電平之調整停止信號Sstop(第8圖(g))。利用D－FF74之高電平之調整停止信號Sstop的生成，至重設端子被輸入開關切換控制信號Ssw之導通脈衝Pon之發生開始時點Ta為止，間歇地實施(第8圖(e))。如此，藉由調整停止部70，生成使輸出電流IL成為0A之期間PO、高電平之調整停止信號Sstop。
生成高電平之調整停止信號Sstop時(第9圖(a))，基準時脈生成部80之EXOR82之輸出電壓會反轉，輸出電流IL為0A之期間PO，D－FF83之正轉輸出電壓Q之電平會被閂鎖(第9圖(c))，D－FF84之正轉輸出電壓Q之電平會被閂鎖(第9圖(d))。結果，輸出電流IL為0A之期間PO，D－FF85所輸出之基準時脈Cref之電平被閂鎖。
如此，藉由調整停止部70，因應感應器14之一端之共振電壓Vll(第10圖(a))，生成調整停止信號Sstop時(第10圖(b))，基準時脈Cref之電壓電平被閂鎖(第10圖(c))。結果，基準時脈Cref之頻率以接近開關切換控制信號Ssw之頻率的方式降低(第10圖(c)、(e))，而延遲第2計數器62之計數。如此，抑制高電平之脈衝電壓Vup之發生(第10圖(d))，而抑制頻率控制信號Sf之上昇(第10圖(g))。結果，電流不連續模式時，開關切換控制信號Ssw之頻率亦降低，抑制 導通脈衝Pon之導通脈寬之調整，而抑制導通脈衝Pon之導通脈寬大幅變窄。
第11圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器1之相對於負荷電流之開關切換頻率特性圖。第11圖中，除了本實施形態之比較器方式直流對直流變換器1之模擬結果以外，亦圖示著比較例之比較器方式直流對直流變換器之模擬結果。
曲線A係本實施形態之比較器方式直流對直流變換器1的模擬結果。曲線B係本實施形態之比較器方式直流對直流變換器1之未具備調整部60及調整停止部70之構成之比較例1之比較器方式非同步整流直流對直流變換器的模擬結果。曲線C係本實施形態之比較器方式直流對直流變換器1之未具備調整停止部70之構成之比較例2之比較器方式同步整流直流對直流變換器的模擬結果。
如曲線C所示，比較例1之比較器方式非同步整流直流對直流變換器，電流連續模式，開關切換頻率隨著負荷電流之增加而上昇。因此，實際使用狀態之電流連續模式時，輸出電壓之波紋隨著開關切換頻率之變動而變動，而可能使PU等之後段電路產生錯誤動作。此外，可能必須採用跨越寬波段之EMI對策。
此外，如曲線C所示，比較例2之比較器方式同步整流直流對直流變換器，電流不連續模式時，負荷電流減少時，為了使開關切換頻率保持一定而造成開關切換波形之導通脈寬過窄。即使負荷電流較少，因為以高頻實施導通 脈寬較窄之開關切換而造成之損失增大，而無法充份降低消耗電力。
相對於此，如曲線A所示，藉由具備如本實施形態之比較器方式直流對直流變換器1之調整部60及調整停止部70，電流連續模式時，可使開關切換頻率保持一定，電流不連續模式時，可停止開關切換頻率之調整處理而抑制導通脈寬過窄。
如此，依據第1實施形態之比較器方式直流對直流變換器1，電流連續模式時，無損相對於負荷電流之急速增加的回應特性，而可降低因為環境溫度之變動等所造成之變換損失之變動、輸出入電壓之變動、輸出電流之變動而產生之開關切換頻率的變動。結果，電流連續模式時，可以降低輸出電壓之波紋的變動，而防止PU等之後段電路之錯誤動作。此外，無須跨越寬波段之EMI對策，EMI對策較為容易，且以較低成本實現。
另一方面，電流不連續模式時，輸出電流為0A之期間，可以停止上述導通脈衝之導通脈寬的調整處理。藉此，電流不連續模式時，可以抑制導通脈衝之導通脈寬大幅變窄，而降低開關切換波形之紊亂。此外，無需使用具有高速特性之昂貴電路元件。此外，即使負荷電流較少，亦可抑制以高頻實施導通脈寬較窄之開關切換而造成之損失，故可降低消耗電力。
[第2實施形態]
第12圖係本發明之第2實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。第12圖之比較器方式直流對直流變換器1A之構成，係具備電壓變換部100A、控制部200A以取代比較器方式直流對直流變換器1之電壓變換部100及控制部200，而與第1實施形態不同。
電壓變換部100A，電壓變換部100更具備串聯於感應器14之電阻元件(電流檢測用電阻元件)16。電壓變換部100A之其他構成，與電壓變換部100相同。
控制部200A之構成，具備調整停止部70A以取代控制部200之調整停止部70，而與控制部200不同。控制部200A之其他構成，與控制部200相同。此外，本實施形態時，計時器部30、調整部60、調整停止部70A、以及基準時脈生成部80具有頻率控制手段25A之機能。
第13圖係第12圖之調整停止部70A的電路圖。第13圖之調整停止部70A，未具備調整停止部70之檢測電壓分頻網路71及曾納二極體73而與調整停止部70不同。
比較器72，為了檢測輸出電流IL，而檢測電阻元件16之兩端電壓。具體而言，比較器72之正極輸入端子，連結於感應器14及電阻元件16之間的節點，負極輸入端子，連結於電阻元件16及輸出端子Vout之間的節點。換言之，比較器72之負極輸入端子，電流連續模式時，被輸入高電壓之電壓Vll1，正極輸入端子，被輸入低電壓電壓Vll2。比較器72，檢測到電壓Vll1及電壓Vll2相等或 反轉，輸出高電平之脈衝電壓。如此，比較器72，藉由檢測電壓Vll1及電壓Vll2之電壓差，而具有檢測輸出電流IL為0A狀態或將成為0A之狀態的電流檢測部機能。此外，輸出電流IL將成為0A之狀態之檢測，例如，可以藉由對比較器72之正極輸入端子施加既定之正偏電壓而實現。
該第2實施形態之比較器方式直流對直流變換器1A時，亦可得到與第1實施形態相同之優點。
[第3實施形態]
第14圖係本發明之第3實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。第14圖之比較器方式直流對直流變換器1B之構成，具備控制部200B以取代比較器方式直流對直流變換器1之控制部200而與第1實施形態不同。比較器方式DC－DC變換器1B之其他構成，與比較器方式直流對直流變換器1相同。
控制部200B，具備調整部60B以取代控制部200之調整部60。此外，控制部200B，未具備控制部200之基準時脈生成部80，使用外部之生成基準時脈Cref之構成，而與控制部200不同。控制部2OOB之其他構成，與控制部200相同。此外，本實施形態時，計時器部30、調整部60B、以及調整停止部70B具有頻率控制手段25B之機能。
第15圖係第14圖之調整部60B的電路圖。第15圖 之調整部60B時，對第1計數器61及第2計數器62之控制端子分別輸入調整停止部70所輸出之調整停止信號Sstop之點，與調整部60不同。調整部60B之其他構成，與調整部60相同。
第16圖係第15圖之調整部60B之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第1計數器61及第2計數器62，被輸入高電平之調整停止信號Sstop時(第16圖(b))，停止計數(第16圖(c)之時點Ts)。換言之，第1計數器61及第2計數器62重設計數值，亦即重設輸出電壓。
藉此，電流不連續模式時，輸出電流成為0A，因為第1計數器61及第2計數器62在結束至既定值為止之計數前，重設計數值，故不會發生高電平之脈衝電壓Vup(第16圖(d))，頻率控制信號Sf不會上昇(第16圖(g))。結果，電流不連續模式時，即使開關切換控制信號Ssw之頻率降低，亦會停止導通脈衝Pon之導通脈寬的調整。
如此，第3實施形態之比較器方式直流對直流變換器1B時，亦可得到與第1實施形態相同之優點。
[第4實施形態]
第17圖係本發明之第4實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。第17圖之比較器方式直流對直流變換器1C，具備控制部200C以取代比較器方式直流對 直流變換器1B之控制部200B之構成，而與第3實施形態不同。比較器方式直流對直流變換器1C之其他構成，與比較器方式直流對直流變換器1B相同。
控制部200C，具備調整部60C、調整停止部70C以取代控制部200B之調整部60B及調整停止部70之構成而與控制部200B不同。控制部200C之其他構成，與控制部200B相同。此外，本實施形態時，計時器部30、調整部60C、以及調整停止部70C具有頻率控制手段25C之機能。
第18圖係第17圖之調整停止部70C的電路圖。第18圖之調整停止部70C，調整停止部70更具備延遲重設信號生成部75之構成而與第3實施形態不同。調整停止部70C之其他構成，與調整停止部70相同。
調整停止部70C，具有：延遲開關切換控制信號Ssw之相位的延遲電路75a；反轉開關切換控制信號Ssw之NOT電路75b；以及二個輸入端子分別連結於延遲電路75a、NOT電路75b之AND電路75c。調整停止部70C，於開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的結束時點，生成高電平之脈衝電壓，供應給D－FF74之重設端子。
第19圖係第17圖之調整部60C的電路圖。第19圖之調整部60C，更具備多工器69之構成，而與調整部60不同。調整部60C之其他構成，與調整部60相同。
多工器69之一方之輸入端子，連結於加減計數器68之輸出端子，另一方之輸入端子被輸入固定值。多工器69 之控制端子，被輸入調整停止信號Sstop。多工器69，於調整停止信號Sstop為低電平時，選擇加減計數器68之輸出信號做為頻率控制信號Sf並輸出，調整停止信號Sstop為高電平時，選擇固定值做為頻率控制信號Sf並輸出。
此外，加減計數器68之控制端子，亦被輸入調整停止信號Sstop。
第20圖係第18圖之調整停止部70C之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。如第20圖所示，利用比較器72檢測到感應器14之一端之共振電壓Vll時(第20圖(a))，開始利用D－FF74生成高電平之調整停止信號Sstop。其後，利用延遲重設電路，於開關切換控制信號Ssw之導通脈衝Pon的結束時點Tb，生成高電平之脈衝電壓Sr(第20圖(b))，利用D－FF74結束高電平之調整停止信號Sstop之生成(第20圖(c))。
生成高電平之調整停止信號Sstop時，加減計數器68停止計數，且多工器69將加減計數器68之輸出信號變更成固定值並當做頻率控制信號Sf輸出。
如此，依據第4實施形態之比較器方式直流對直流變換器1C，除了輸出電流诙0A以下之期間，以及導通脈衝發生期間，可停止導通脈衝之導通脈寬之調整處理。結果，可延遲加減計數器68之計數，而抑制導通脈衝之導通脈寬之調整。所以，第4實施形態之比較器方式直流對直流變換器1C時，亦可得到與第3實施形態相同之優點。 此外，本發明並未受限於上述實施形態，可以實施各種變形。
本實施形態時，調整部60係以生成數位頻率控制信號Sf之數位電路為例，然而，亦可適用於生成類比頻率控制信號Sf之類比電路。第21圖係變形例1之調整部的電路圖。第21圖之變形例1之調整部60X，具有NOR電路63、NAND電路64、2個反相器65、66、電荷泵電路67、以及調整用電容器68X用以取代調整部60之加減計數器68。調整部60X之其他構成，與調整部60相同。
NOR電路63之一方之輸入端子，介由反相器65連結於第1計數器61之輸出端子，另一方之輸入端子則連結於第2計數器62之輸出端子。NOR電路63之輸出端子連結於電荷泵電路67。
NAND電路64之一方之輸入端子，連結於第2計數器62之輸出端子，另一方之輸入端子，則介由反相器66連結於第1計數器61之輸出端子。NAND電路64之輸出端子係連結於電荷泵電路67。
電荷泵電路67係由：n型MOSFET所構成之電晶體67a、p型MOSFET所構成9之電晶體67b、以及2個定電流源67c、67d所構成。電晶體67a之源極，介由定電流源67c連結於GND5，汲極連結於電晶體67b之汲極。電晶體67b之源極，介由定電流源67d被輸入輸入電壓Vin。電晶體67a、67b之閘極，分別被輸入NOR電路63所輸出之脈衝電壓Vdown、及NAND電路64所輸出之脈衝 電壓Vup。電晶體67a、67b之汲極及GND5之間，連結著調整用電容器68X。
調整部60X，開關切換控制信號Ssw之頻率低於基準時脈Cref之頻率時，第1計數器61比第2計數器62更早結束計數，生成高電平輸出電壓，而使NAND電路64輸出低電平之脈衝電壓Vup，故利用電荷泵電路67實施電容器68X之充電，而使頻率控制信號Sf之電平上昇。另一方面，開關切換控制信號Ssw之頻率高於基準時脈Cref之頻率時，第2計數器62比第1計數器61更早結束計數，生成高電平輸出電壓，而使NOR電路63輸出高電平之脈衝電壓Vdown，故利用電荷泵電路67實施電容器68X之放電，而使頻率控制信號Sf之電平降低。
變形例1時，係介由定電流源67d對電晶體67b之源極輸入輸入電壓Vin，然而，若為與GND5具有既定之電位差，可供應定電流源67c、67d所必要之輸出電流的電源，並未限制為輸入端子2之輸入電壓Vin。
此外，調整部60，亦可適用利用相位比較器之電路。第22圖係變形例2之調整部的電路圖。第22圖之變形例2之調整部60Y，調整部60X具有相位比較器61Y以取代第1及第2計數器61、62、NOR電路63、NAND電路64、以及2個反相器65、66。調整部60Y之其他構成，與調整部60X相同。
對相位比較器61Y之一方之輸入端子，輸入開關切換控制信號Ssw，對另一方之輸入端子，則輸入基準時脈 Cref。相位比較器61Y，比較開關切換控制信號Ssw之相位及基準時脈Cref之相位，生成用以表示該比較結果之具有對應Ssw及Cref之相位差之值的輸出電壓Vdown、Vup。相位比較器61Y，對電荷泵電路67之電晶體67a的閘極供應輸出電壓Vdown，對電荷泵電路67之電晶體67b的閘極供應輸出電壓Vup。
調整部60Y於開關切換控制信號Ssw之頻率低於基準時脈Cref之頻率時，因為相位比較器61Y輸出低電平之脈衝電壓Vup，藉由電荷泵電路67實施電容器68X之充電，頻率控制信號Sf之電平上昇。另一方面，於開關切換控制信號Ssw之頻率高於基準時脈Cref之頻率時，因為相位比較器61Y輸出高電平之脈衝電壓Vdown，藉由電荷泵電路67實施電容器68X之放電，頻率控制信號Sf之電平降低。
此外，本實施形態係例示藉由感應器14之一端之共振電壓檢測輸出電流為0A以下之期間的輸出電流檢測方法、及藉由串聯於感應器14之電阻元件16的兩端電壓檢測輸出電流為0A以下之狀態或將成為0A之狀態的輸出電流檢測方法，然而，輸出電流檢測方法並未限為本實施形態。例如，亦可適用第23圖之輸出電流檢測方法。第23圖係變形例之電流檢測方法圖。如第23圖所示，將電阻元件(電流檢測用電阻元件)17及電容器(電流檢測用電容器)18之串聯電路並聯於感應器14，藉由檢測電容器18之端子間電壓為OV或將成為OV之時點，亦可檢測 輸出電流IL為0A或將成為OV之時點。
此外，本實施形態時，停止既定導通脈寬之調整的方法係以停止基準時脈生成部80之分頻器82、83、84、85的方法為例，然而，亦可以停止基準時脈生成電路本身。第24圖係變形例之基準時脈生成部的電路圖。第24圖之變形例之基準時脈生成部80X係具備三角波生成電路86、比較器87、D－FF電路88、以及單發脈衝信號生成電路89的環振盪器。第25圖係變形例之基準時脈生成部的各部信號波形。
三角波生成電路86，具有依據串聯於用以輸入輸入電壓Vin之端子及GND5連結端子之間的定電流源86a、開關元件86b、以及電容器86c。此外，三角波生成電路86，具有併聯於電容器86c之開關元件86d。開關元件86b，於調整停止信號Sstop為低電平時處於導通狀態。另一方面，開關元件86d，於單發脈衝信號生成電路89輸出高電平之脈衝電壓時處於導通狀態。如此，三角波生成電路86，於調整停止信號Sstop為低電平時，生成鋸齒波狀之三角波電壓(第25圖(a)、(b)、(d))。比較器87，比較來自三角波生成電路86之三角波電壓及基準電壓Vref4，三角波電壓小於基準電壓Vref4時，生成低電平之輸出電壓，三角波電壓為基準電壓Vref4以上時，生成高電平之脈衝電壓(第25圖(b)、(c))。D－FF電路88之輸入端子，連結於反轉輸出端子，對時脈端子，輸入來自比較器87之輸出電壓。D－FF電路88，因應來自比較器 87之脈衝電壓，反轉基準時脈Cref之電平。單發脈衝信號生成電路89，輸出將基準時脈Cref之電平予以反轉之時脈衝電壓。
此處，調整停止信號Sstop為高電平時，開關元件86b處於斷開狀態，停止電容器之充電，閂鎖來自三角波生成電路86之三角波電壓的電平。結果，閂鎖基準時脈Cref之電平。如此，變形例之基準時脈生成部80X，藉由因應調整停止信號Sstop停止基準時脈生成電路本身，可停止基準時脈Cref之生成。
此外，本實施形態時，計時器部30係控制導通時間寬度Pon者，然而，亦可以為控制斷開時間寬度Poff者。此時，驅動電路13於開關切換控制信號Ssw為高電平時，開關切換元件11處於斷開狀態而生成驅動信號。此外，此時，調整部60，調整斷開時間寬度Poff以取代導通時間寬度Pon。
此外，變更開關切換控制信號Sw之導通脈衝Pon之導通脈寬的方法，並未受限於本實施形態，可以考慮各種形態。例如，亦可藉由變更電壓跟隨器35之電晶體35b的參數，來變更計時器用電容器32之充電電流，亦可藉由變更電流鏡電路37之電晶體37a、37b的參數，來變更計時器用電容器32之充電電流，或者，亦可藉由變更輸入電壓分頻網路34之分割比，來變更計時器用電容器32之充電電流。
此外，本實施形態時，調整部60之基準時脈Cref之 頻率係與開關切換控制信號Ssw之頻率相同，然而，基準時脈Cref之頻率及開關切換控制信號Ssw之頻率之比亦可以為N：M(M及N為自然數)。此時，調整部60，以使開關切換控制信號Ssw之計數值及基準時脈Cref之計數值的比成為M：N之方式，調整開關切換控制信號之導通脈衝的既定導通脈寬。尤其是，基準時脈Cref之頻率以低於開關切換控制信號Ssw之頻率為佳。藉此，可以降低消耗電流。
此外，本實施形態時，第1計數器61，只實施開關切換控制信號Ssw之導通脈衝的計數，然而，亦可以為實施開關切換控制信號Ssw之導通脈衝及斷開脈衝當中之至少任何一方的計數。
此外，本實施形態時，係對第2比較器之負極輸入端子輸入輸出電壓Vout，然而，亦可以對第2比較器之負極輸入端子，輸入基準電壓。
此外，本實施形態時，電壓變換部係以利用二極體整流方式之開關切換型電壓變換部為例，然而，亦可以使用開關切換元件之同步整流方式開關切換型電壓變換部取代二極體12。此時，調整停止部，依據反轉檢測信號，停止用以取代二極體12的開關切換元件。
此外，本實施形態時，電壓變換部100之開關切換元件11係使用n型MOSFET，然而，亦可以使用p型MOSFET。此外，本實施形態之開關切換元件及電晶體，亦可以適用FET及雙極電晶體等之各種電晶體。
1‧‧‧比較器方式直流對直流變換器
2‧‧‧輸入端子
3‧‧‧輸出端子
11‧‧‧開關切換元件
12‧‧‧二極體
13‧‧‧驅動電路
14‧‧‧感應器
15‧‧‧平滑用電容器
16、17‧‧‧電阻元件
18‧‧‧電容器
20‧‧‧第1比較器(比較器部)
25‧‧‧頻率控制手段
30‧‧‧計時器部
31‧‧‧定電流生成電路(定電流源)
32‧‧‧計時器用電容器
33‧‧‧電晶體
34‧‧‧輸入電壓分頻網路
35‧‧‧電壓跟隨器
36‧‧‧電阻元件
37‧‧‧電流鏡電路
38‧‧‧gm放大器
40‧‧‧第2比較器(比較器部)
60‧‧‧調整部
61‧‧‧第1計數器
62‧‧‧第2計數器
68‧‧‧加減計數器
70‧‧‧調整停止部
71‧‧‧檢測電壓分頻網路
72‧‧‧比較器
75‧‧‧延遲重設信號生成部
80‧‧‧基準時脈生成部
100‧‧‧電壓變換部
200‧‧‧控制部
第1圖係本發明之第1實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。
第2圖係第1圖之計時器部的電路圖。
第3圖係第1圖之調整部的電路圖。
第4圖係第1圖之調整停止部的電路圖。
第5圖係第1圖之基準時脈生成部的電路圖。
第6圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器之電流連續模式之各信號波形的時序圖。
第7圖係第3圖之調整部之電流連續模式之各信號波形的時序圖。
第8圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第9圖係第5圖之基準時脈生成部之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第10圖係第3圖之調整部之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第11圖係第1圖之比較器方式直流對直流變換器之相對於負荷電流之開關切換頻率特性圖。
第12圖係本發明之第2實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。
第13圖係第12圖之調整停止部的電路圖。
第14圖係本發明之第3實施形態之比較器方式直流 對直流變換器的電路圖。
第15圖係第14圖之調整部的電路圖。
第16圖係第15圖之調整部之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第17圖係本發明之第4實施形態之比較器方式直流對直流變換器的電路圖。
第18圖係第17圖之調整停止部的電路圖。
第19圖係第17圖之調整部的電路圖。
第20圖係第18圖之調整停止部之電流不連續模式之各信號波形的時序圖。
第21圖係變形例1之調整部的電路圖。
第22圖係變形例2之調整部的電路圖。
第23圖係變形例之電流檢測方法圖。
第24圖係變形例之基準時脈生成部的電路圖。
第25圖係變形例之基準時脈生成部之各部信號波形。
1‧‧‧比較器方式直流對直流變換器
2‧‧‧輸入端子
3‧‧‧輸出端子
5‧‧‧GND
11‧‧‧開關切換元件
12‧‧‧二極體
13‧‧‧驅動電路
14‧‧‧感應器
15‧‧‧平滑用電容器
20‧‧‧第1比較器(比較器部)
25‧‧‧頻率控制手段
30‧‧‧計時器部
31‧‧‧定電流生成電路(定電流源)
32‧‧‧計時器用電容器
33‧‧‧電晶體
40‧‧‧第2比較器(比較器部)
50‧‧‧SR－FF
60‧‧‧調整部
70‧‧‧調整停止部
80‧‧‧基準時脈生成部
100‧‧‧電壓變換部
200‧‧‧控制部

Claims (5)

  1. 一種比較器方式直流對直流變換器，其特徵為具備：電壓變換部，為具有被輸入輸入電壓之輸入端子、及一對之輸出端子之電壓變換部，具備：具有連結於前述輸入端子之一方之電流端子之開關切換元件、具有連結於該開關切換元件之另一方之電流端子之一端及連結於前述一對之輸出端子之一方之另一端之感應器、以及具有連結於前述一對之輸出端子間之平滑用電容器，藉由因應脈衝信號之控制信號控制該開關切換元件而於前述一對之輸出端子間生成將前述輸入電壓予以電壓變換之輸出電壓；及控制部，生成用以使前述電壓變換部之前述輸出電壓予以安定化之前述控制信號，前述控制部具有：比較前述電壓變換部之前述輸出電壓及基準電壓，因應該比較結果，決定前述控制信號之導通脈衝之既定導通脈寬或斷開脈衝之既定斷開脈寬之比較器部；及比較前述控制信號及基準時脈，因應該比較結果，以前述控制信號之重複頻率成為一定之方式，調整前述導通脈衝之前述既定導通脈寬或前述斷開脈衝之前述既定斷開脈寬之頻率控制手段；且前述頻率控制手段具有：檢測到從前述電壓變換部之前述開關切換元件流向前述感應器方向之輸出電流為0A之狀態或將成為0A之狀態，生成停止前述頻率控制手段 之前述既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整處理之調整停止信號的調整停止部。
  2. 如申請專利範圍第1項所記載之比較器方式直流對直流變換器，其中前述比較器部具有：第1比較器，檢測到前述電壓變換部之前述輸出電壓小於前述基準電壓時，將該檢測時點定為前述導通脈衝或前述斷開脈衝之開始時點；及第2比較器，檢測到從前述導通脈衝或前述斷開脈衝之開始時點經過既定時間時，將該檢測時點定為前述導通脈衝或前述斷開脈衝之結束時點；且前述頻率控制手段具有：藉由調整前述既定時間，調整前述既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整部。
  3. 如申請專利範圍第1項所記載之比較器方式直流對直流變換器，其中前述頻率控制手段，具備生成前述基準時脈之基準時脈生成部，前述頻率控制手段，從前述調整停止部取得前述調整停止信號時，暫停前述基準時脈生成部之前述基準時脈之生成，而停止前述既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整處理。
  4. 如申請專利範圍第1項所記載之比較器方式直流對直流變換器，其中前述頻率控制手段，從前述調整停止部取得前述調整 停止信號時，停止前述控制信號及前述基準時脈之比較，而停止前述既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整處理。
  5. 如申請專利範圍第1項所記載之比較器方式直流對直流變換器，其中前述頻率控制手段，從前述調整停止部取得前述調整停止信號時，將前述控制信號及前述基準時脈之比較結果置換成預定之既定固定值，而停止前述既定導通脈寬或前述既定斷開脈寬之調整處理。
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