CN1797922A - 开关电源及控制该开关设备的方法 - Google Patents

开关电源及控制该开关设备的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1797922A
CN1797922A CNA2005101341837A CN200510134183A CN1797922A CN 1797922 A CN1797922 A CN 1797922A CN A2005101341837 A CNA2005101341837 A CN A2005101341837A CN 200510134183 A CN200510134183 A CN 200510134183A CN 1797922 A CN1797922 A CN 1797922A
Authority
CN
China
Prior art keywords
converter
switch
circuit
switch element
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2005101341837A
Other languages
English (en)
Inventor
广泽秀树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN1797922A publication Critical patent/CN1797922A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

根据一个实施例，所述开关电源包括：直流－直流变流器(4)，交流驱动电路(6)，平滑电容器以及控制电路。所述控制电路用于调整来自所述交流驱动电路(6)的振荡信号的相位，使得所述直流－直流变流器(4)的输出级和所述交流驱动电路(6)的输入级之间电流导通时间的起始时间点一致。

Description

开关电源及控制该开关设备的方法
技术领域
本发明的实施例涉及一种开关设备，包括：可选的功率因数改善变流器(power factor improvement converter)，直流-直流(DC-DC)变流器，同步整流电路(synchronizing rectifier circuit)，及交流驱动电路，还涉及一种控制该开关设备的方法。
背景技术
通常，作为包括一个功率因数改善变流器和一个直流-直流变流器的开关电源设备，已提出了一种电源，这种开关电源设备是通过将功率因数校正(PFC)电源部件与直流-直流电源部件结合起来而配置得到的，其中所述功率因数校正电源部件用于切换通过对一个交流(AC)电源进行整流而获得的脉冲电流，所述直流-直流电源部件用于切换通过整流和平滑所述交流电源而获得的直流电流，从而控制由伺服环路所驱动的每个电源部件的开关元件；并且提供了脉冲宽度调制装置，用以区分用于开关所述PFC电源部件的第一开关元件的驱动脉冲的脉冲宽度和用于开关所述直流-直流电源部件的第二开关元件的驱动脉冲的脉冲宽度，以获得高性能、小型化，并能限制谐波电流的产生(例如参考日本专利申请KOKAI公开号2002-101660)。
然而，在如日本专利申请KOKAI公开号2002-101660中描述的常规开关电源设备中，用于整流的平滑电容器具有很大的电容量，并且有很大的电流流过所述平滑电容器。另外，平滑电容器的波纹(ripple)电压和波纹电流非常大，由此，该平滑电容器被设计为具有很大的电容量。这种大电容大约占整个电源设备成本的20％。
发明内容
鉴于上述情况提出了本发明。本发明的一个目的在于提供一种开关电源设备，这种开关电源设备能够减小平滑电容器的电容量和电流，并且能减小波纹电压和波纹电流，本发明的目的还在于提供一种控制开关电源设备的方法。
根据本发明的一个方面，提供了一种开关电源设备，其包括：功率变流器；耦合到所述功率变流器的第一平滑电容器；直流-直流变流器，该直流-直流变流器包括具有初级线圈和次级线圈的变流器用变压器(converter transformer)，所述初级线圈耦合到所述功率变流器和所述第一平滑电容器；耦合到所述直流-直流变流器的次级线圈的第二平滑电容器；耦合到所述直流-直流变流器的次级线圈的同步整流电路；交流电驱动电路；以及控制装置，用于调整(i)所述功率变流器的输出与所述直流-直流变流器的输入之间的电流导通时间的起始时间点，使二者一致，以及用于调整(ii)所述直流-直流变流器的输出与交流驱动电路的输入之间的电流导通时间的起始时间点，使二者一致。
根据本发明的一个方面，提供了一种开关电源设备，其包括：直流-直流变流器，该直流-直流变流器包括具有初级线圈和次级线圈的变流器用变压器，所述初级线圈用作所述直流-直流变流器输入级的一部分，而所述次级线圈用作所述直流-直流变流器输出级的一部分；交流驱动电路，包括第一振荡器，所述交流驱动电路被配置为用于接收一个输出电压，并使用来自所述第一振荡器的第一振荡信号来驱动一个负载；位于所述直流-直流变流器与所述交流驱动电路之间的第一平滑电容器；以及控制装置，用于调整所述第一振荡信号的相位，使所述直流-直流变流器的输出级与所述交流驱动电路输入级之间的电流导通时间的起始时间点相一致。
根据本发明的一个方面，提供了一种方法，包括：通过第一开关元件来开关直流-直流变流器中变流器用变压器的初级侧的电压；通过耦合到所述功率变流器用变压器的次级侧的第一平滑电容器来平滑并输出开关后的电压；通过位于所述功率变流器用变压器的次级输出线上的第二开关元件和所述第一平滑电容器进行同步整流；在所述次级输出线上输入一个输出电压，以使交流驱动电路驱动一个负载，通过使用来自所述振荡器的第一振荡信号控制所述第一开关元件和所述第二开关元件的开关来控制所述输出电压的电位；利用位于所述直流-直流变流器和交流驱动电路之间插入的第一平滑电容器来匹配所述直流-直流变流器和交流驱动电路之间电流导通时间的起始时间点。
附图说明
图1为根据本发明第一实施例的开关电源设备的示范性电路框图；
图2为图1所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流导通时间的时序图；
图3为图1所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流波形的时序图；
图4为根据本发明第二实施例的开关电源设备的示范性电路框图；
图5为图4所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流导通时间的时序图；
图6为图4所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流波形的时序图；
图7为根据本发明第三实施例的开关电源设备的示范性电路框图；
图8为图7所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流导通时间的时序图；
图9为根据本发明第四实施例的开关电源设备的示范性电路框图；
图10为图9所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流导通时间的时序图；
图11和12为分别显示了不同的直流-直流变流器的变压器的第二个同步整流电路的另一个例子的示范性电路框图；以及
图13为显示了一种开关电源设备的示范性电路图，该开关设备使用水平偏转电路作为交流驱动电路的另一种替代方案。
具体实施方式
在下文中，将结合附图描述本发明的实施例。图1至图3中的每张图均描述了本发明的第一实施例。图1示出了根据所述第一实施例的开关电源设备。
在图1中，所述开关电源设备包括：用于对一个交流电源的电压进行整流的整流电路2；作为功率因数改善变流器(PFC)的过压阻断电路(voltage increasing chopper circuit)3；具有一个变流器用变压器(converter transformer)T1的直流-直流变流器4；同步整流电路5；作为交流驱动电路的背光倒换器(backlight inverter)6，用于驱动背光灯(backlight)，例如液晶面板；以及控制电路(例如元件7至12)。
所述整流电路2包括一个全波二级管桥式电路(full wave diodebridge)，例如，用于对来自交流(AC)电源1的可商用的交流(AC)电压进行全波整流。所述整流电路2的负输出端连接到一个参考电位点。
所述过压阻断电路3以串联方式将线圈L1和二极管D1连接到所述整流电路2的正输出端。所述线圈L1和二极管D1的阳极之间的连接点连接到作为开关元件SW1的功率金属氧化物半导体场效应晶体管(功率MOSFET)的漏极。所述功率MOSFET的源极连接到整流电路2的负输出端，并且所述二极管D1的阴极通过一个平滑电容器C1连接到所述整流电路2的负输出端。
脉冲宽度可控的脉冲信号(例如，振荡信号)从一个PWM控制部件8输入到开关元件SW1的栅极(gate)。配置一个反馈回路，用于控制输入到开关元件SW1栅极的振荡信号的脉冲宽度，由此，在所述二极管D1的阴极及所述平滑电容器C1之间的连接点处获得的过压阻断电路3的输出电压将被输入到比较电路9的正输入端。
除上述连接之外，所述比较电路9的负输入端连接到参考电压为Vr1的参考电压源。另外，在所述比较电路9的输出电压与参考电压Vr1之间的错误输出被送至所述PWM控制部件8。获得所述过压阻断电路3的输出电压，作为所述比较电路9和所述PWM控制部件8的参考电压Vr1。
输入到所述开关元件SW1的栅极的振荡信号是通过所述PWM控制部件8对来自定时信号生成电路7的振荡信号进行基于脉冲宽度的控制而得到的。
所述过压阻断电路3通过所述线圈L1在所述第一开关元件SW1处对交流电源1输出的交流电压以预定频率进行开关切换。该过压阻断电路3在所述开关元件SW1导通时对保持在所述线圈L1中的能量进行平滑并输出，并在所述开关元件SW1截止时通过第一平滑电容器C1经由所述二极管D1对所述能量进行平滑并输出。
在所述开关元件SW1导通时，能量在所述线圈L1中累积。当所述开关元件SW1截止时，所述二极管D1导通。随后，在所述线圈L1中积累的能量向所述平滑电容器C1放电。此时，在所述线圈L1中产生的电压以串联方式被叠加到输入电压上，这样一来，所述平滑电容器C1的输出电压要高于其输入电压。
所述直流-直流变流器4具有一个变流器用变压器T1。所述过压阻断电路3的平滑电容器C1的正输出端被连接到所述变压器T1的初级线圈n1的一端，所述初级线圈n1的另一端连接到作为开关元件SW2的功率MOSFET的漏极，所述开关元件SW2还包括一个连接到一个参考电位点的源极。所述变压器T1的次级线圈n2的一端经由所述平滑电容器C2连接到所述参考电位点，所述次级线圈n2的另一端经由作为开关元件SW3的功率MOSFET的漏极/源极连接到所述参考电位点。
所述开关元件SW3的晶体管作为在同步整流中的晶体管使用，并具有减小了电压降(voltage drop)的优点，由此，相对于使用整流二极管的情况(参见图11)具有较小的功率损耗。
脉冲宽度受控的脉冲信号(例如，振荡信号)从所述PWM控制部件10输入到所述开关元件SW2的栅极。
一个反馈回路被配置为用于控制输入到所述开关元件SW2的栅极的振荡信号的脉冲宽度，这样，在所述次级线圈n2和平滑电容C2之间的连接点上得到的所述直流-直流变流器4的输出电压(例如，所述同步整流电路5的输出)将被输入到比较电路11的正输入端。
另外，所述比较电路11的负输入端连接到参考电压为Vr2的参考电压源。在所述比较电路11的输出电压与参考电压Vr2之间的错误输出被送至所述PWM控制部件10。获取所述直流-直流变流器4的输出，作为所述比较电路11和所述PWM控制部件10的参考电压Vr2。
输入到所述开关元件SW2的栅极的振荡信号是通过所述PWM控制部件对来自定时信号生成电路7的振荡信号进行基于脉冲宽度的控制而得到的。
从位于所述功率变流器用变压器T1的次级侧的次级线圈n3处得到的电压被输入到比较电路12的正输入端。参考电压为Vr的参考电压源被连接到所述比较电路12的负输入端。所述比较电路12的比较输出被输入到所述开关元件SW3的栅极，用于同步整流。
所述直流-直流变流器4通过串行连接到所述变压器T1的初级线圈n1的所述第二开关元件SW2对所述过压阻断电路3的输出电压进行开关切换，并通过连接到所述次级线圈n2的所述第二平滑电容器对开关切换后的电压进行平滑及输出。
所述同步整流电路5通过开关元件SW3和所述第二平滑电容器C2进行同步整流，所述开关元件设置在所述功率变流器用变压器T1的次级线圈n2的输出线上。
根据所述第一实施例，所述同步整流电路5位于所述直流-直流变流器4中变流器用变压器T1的次级侧，配置一个回扫(flyback)型直流-直流变流器4的次级电路，使得所述第二开关元件SW3在连接到初级线圈n1的开关元件SW2的导通状态下被截止的时刻导通，并且在所述次级线圈n2中积累的能量将被放电到所述平滑电容器C2中。
所述背光倒换器具有一个第一振荡器61，并通过接收来自所述同步整流电路的输出电压来驱动一个作为负载的电能放电灯60(electricpower discharge lamp)以得到背景光，并且通过使用来自所述振荡器61的第一振荡信号实现对背景光的开关。
所述控制电路7-12根据经过相位调整的第一振荡信号来调整所述第一振荡信号的相位，并控制开关元件SW1到SW3中每个开关元件的操作时序。另外，当在所述过压阻断电路3、直流-直流变流器4、同步整流电路和背光倒换器6之间插入至少一个平滑电容器时，由控制电路7-12实现控制，使得上述彼此互联的电路间电流导通时间的起始时间点相互匹配。所述控制电路7-12控制电流在所述平滑电容器C1和C2中每个电容器的输入侧流和输出侧之间流过。
也就是说，对所述平滑电容器的前级(front stage)电路和后级(rear stage)电路之间的电流导通周期的起始时刻的匹配关系进行控制，这样可以减少流入每个平滑电容器C1和C2的电流，减少流出这样的电容器C1和C2的电流，并减少从其输入侧流到输出侧的电流。
然而，开启/关闭开关电源设备的每个电路的开关元件不同于开启/关闭其他电器部件的电流导通时间。因此，即使各电路的电流导通时间的起始时刻相互一致，各电路间电流导通时间的关闭操作也并不是同时发生的。
以上控制电路中的每一个电路都包括定时信号生成电路7，PWM控制部件8，PWM控制部件10以及比较电路12。所述定时信号生成电路7包括一个第二振荡器71、定时相位调整电路72、以及相位比较电路73。
具体而言，所述第二振荡器71被控制在一个频率上振荡，该振荡频率与在背光变流器6中提供的第一振荡器的振荡频率相等。所述定时相位调整电路72能够用来调整来自所述第二振荡器71的第二振荡信号的相位，控制开关元件SW1到SW3中每一开关元件的操作时序，并且当在所述过压阻断电路3、直流-直流变流器4、同步整流电路5和背光倒换器6之间插入至少一个平滑电容器时，匹配上述互联电路之间电流导通周期的起始时间点。
所述相位比较电路73适用于对其经过相位已经由定时相位调整电路72调整过的所述第二振荡信号与来自所述第一振荡器1的所述第一振荡信号进行相位比较，并对所述第二振荡器71进行控制，以在提供其相位比较输出时保证所述第一和第二振荡信号之间的相位关系是恒定的。
所述PWM控制部件8从所述第二振荡器71接收第二振荡信号，通过比较电路9将过压阻断电路3的输出电压与参考电压Vr1进行比较，以此控制第二振荡信号的脉冲宽度，从而使得输出电压变为恒定，并利用脉冲宽度经过上述控制的所述第二振荡信号来控制开关元件SW1的开关。
所述PWM控制部件10从定时相位调整电路72接收经过相位调整的第二振荡信号，通过使用比较电路11，将所述直流-直流变流器4的输出电压与参考电压Vr2进行比较，以控制所述经过相位调整的第二振荡信号的脉冲宽度，从而使得输出电压变为恒定，并利用脉冲宽度经过上述控制的所述第二振荡信号来控制所述开关元件的开关。作为控制部件的比较电路12将从所述功率变流器用变压器T1的次级线圈n3处获得的电压与参考电压Vr进行比较，并根据上述比较结果来控制用于同步整流的开关元件SW3的开关。
现在，将结合图2和3对经过上述配置的开关电源设备的操作进行描述。在下面的描述中，所述开关元件SW1被定义为PFC开关SW1，开关元件SW2被定义为直流-直流开关SW2，以及开关元件SW3被定义为第二同步整流器开关SW3。
图2示出了图1所示设备中开关SW1至SW3中每一开关的电流导通时间的时序。另外，图3示出了开关SW1至SW3中每一开关的电流波形。其中，每一电流波形的上升、下降与图2中电流导通时间的时间相同。
如图2中(1)所示，从所述PFC变流器3的PFC开关SW1的导通时间(in)到截止时间(out)对应于由所述PWM部件8控制的导通时间。在该导通时间内，能量在PFC线圈L1中累积，并向所述PFC二极管D1放电，由此，考虑到时间间隔，进入(in)和出来(out)的期间交替出现。
所述PFC开关SW1的导通/截止时间受PWM控制部件8控制，由此得到的PWC输出电压可被当作参考电压Vr1。
在所述PFC开关SW1的截止时刻(out)，由于在PFC线圈L1中积累了能量，电流将流过图1所示的PFC二极管D1，与此同时，所述直流-直流变流器4的直流-直流开关SW2将导通，如图2中的(2)所示。
也就是说，在插入平滑电容器C1的同时，所述初级侧，即PFC变流器3的输出级和直流-直流变流器4的输入级将同时导通，并且其电流导通时间的起始点相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器C1的波纹电流。
从所述直流-直流开关SW2的导通时刻(in)开始，图2中(2)所示的直流-直流开关SW2的电流导通时间对应于由PWM控制部件10控制的导通时间。在它截止(out)的同时，所述功率变流器用变压器T1的次级同步整流开关SW3导通，如图2中的(3)所示。
这是因为所述直流-直流变流器4被如此控制：配置一个反馈型变流器。即在所述直流-直流开关SW2的导通时间内，能量在所述功率变流器T1中累积，并且在所述直流-直流开关SW2的截止时(＝所述次级同步整流开关SW3导通时)，所积累的能量从变压器T1的次级侧释放出来。这样，所述初始直流-直流开关SW2的导通时间和所述次级同步整流开关SW3的导通时间将相互交替出现。
然后，使背光倒换器6的输入电流导通时间的起点(起始时间点)与所述次级同步整流开关SW3的导通时间相互重合。由于在所述直流-直流变流器4的变流器用变压器T1的第二线圈n2中积累了能量，电流将流过所述平滑电容器C2，与此同时，背光倒换器6中的开关元件(未示出)导通，并且输入电流开始流入，如图2中的(4)所示。
也就是说，当插入所述平滑电容器C2时，所述直流-直流变流器4的输出级和背光倒换器6的输入级将同时导通，并且其电流导通时间的起始时刻将相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器C2的波纹电流。在图3中所示的时间关系与上述在图2中所示的相同。
现在，在此将描述本发明的第二实施例。图4至图6示出了本发明的第二实施例。图4示出了根据本发明第二实施例的开关电源设备。在根据第一实施例的开关电源设备中，所述直流-直流变流器4是一个回扫型的变流器，而第二实施例示出了直流-直流变流器4A为前向型变流器的情况。
图4不同于图1之处在于，由于使用了前向型的变流器4A，因此使用了与直流-直流变流器4A的变流器用变压器T1相连的次级电路。提供了这样一种结构：在该结构中，线圈L2和二极管D2被添加到图1所示的电源设备中。也就是说，根据所述的第二实施例，在图4中，要提供与变流器用变压器T1相连的、等价于压降变流器(voltagedecreasing converter)的电路结构的次级电路。该次级电路包括一个开关元件SW3、线圈L2、平滑电容器C2以及与L2和C2并联的回流(flowback)二极管D2。
因此，配置一个第二同步整流电路5A，其结构与所述压降变流器相同，包括开关元件SW3、线圈L2、平滑电容器C2、以及与L2和C2并联的回流二极管D2。其他组成元件与图1所示的相同。
现在，参考图5和图6来说明按照上述结构的开关电源设备的操作。
图5示出了图4设备中开关SW1至SW3中每一开关的电流导通时间的时序。此外，图6示出了开关SW1至SW3中每一开关的电流波形。其中，每一电流波形的上升与下降与图5所示的电流导通时间的时序相同。
如图5中的(1)所示，从所述PFC变流器3的PFC开关SW1的导通时刻(in)到其关闭时刻(out)的时间对应于由PWM控制部件8控制的导通时间。在该导通时间内，能量在所述PFC线圈L1中累积，并放电到所述PFC二极管D1，由此，考虑到时间间隔，进入(in)和出来(out)交替出现。
所述PFC开关SW1的导通/截止时刻由PMW控制部件8控制，由此可以将PFC的输出电压作为参考电压Vr。
在PFC开关SW1的截止时刻(out)，由于在PFC二极管L1中积累了能量，电流将流过PFC二极管D1，与此同时，所述直流-直流变流器4A的直流-直流开关SW2将导通，如图5中的(2)所示。
也就是说，当插入所述平滑电容器C1时，所述初级侧，即PFC变流器3的输出级和直流-直流变流器4A的输入级将同时导通，并且其电流导通时间的起点将相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器C1的波纹电流。
从所述直流-直流开关SW2的导通时刻(in)开始，图5中(2)所示的所述直流-直流开关SW2的电流导通时间对应于由所述PWM控制部件10控制的导通时间。如图5中的(3)中所示，在所述导通时刻(输入)的同时，所述功率变流器用变压器T1的次级同步整流开关SW3将导通。这是由于所述直流-直流变流器4A被如此控制，以配置一个前向类型变流器。
也就是说，在所述直流-直流开关SW2的导通时间内，在变流器T1的次级侧积累的能量将在所述同步整流开关SW3的导通时刻从变压器T1的次级侧释放出来，其中，所述同步整流开关SW3的导通时刻与所述直流-直流开关SW2是同步的。并且初级直流-直流开关SW2与所述次级同步整流开关SW3的电流导通时间的起始时刻相互重合。
随后，使所述背光倒换器6输入电流导通时间的起点(起始时间点)与次级同步整流开关SW3的导通时刻(in)同步。当所述同步整流开关SW3导通时，由于在所述直流-直流变流器4A中变流器用变压器T1的次级侧激发的能量，电流将经由所述线圈L2流过所述平滑电容器C2。当所述同步整流开关SW3导通时，由压降变流器(voltagedecreasing converter)平滑的直流电压在任意时刻从所述平滑电容器C2输出，使得电流流过所述回流二极管D2。另外，在所述同步整流开关SW3导通的同时，所述背光变流器6中的开关元件(未显示)也将导通，如图5中的(4)所示，并且输入电流开始流入。
也就是说，在插入所述平滑电容器C2时，所述直流-直流变流器4A的输出级和所述背光变流器6的输入级将同时导通，并且其电流导通时间起点相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器C2的波纹电流。在图6中显示的上述时序关系与图5中显示的相同。
由于在所述第二实施例中，所述前向型变流器被用作所述直流-直流变流器4A，因此，在变流器用变压器T1的初级和次级侧的电流导通时间的起点将相互重合。
在前面描述的第一和第二实施例中，在全波整流电路2的后级(rear stage)均提供了功率因数改善变流器(PFC变流器)3，本发明也可以应用于不具备PFC变流器3的电源设备中。下面将根据第三和第四实施例对这样的电源设备进行描述。
图7和图8描述了本发明的第三实施例。图7示出了根据第三实施例的开关电源设备。图8示出了图7所示设备中开关SW1至SW3中每个开关的电流导通时间的时序。在这里，省略了SW1至SW3中每个开关的电流波形。
图7所示的第三实施例示出了在所述第一实施例中不提供PFC变流器3情况下的开关电源设备。在图7中，所述开关电源设备包括：具有变流器用变压器T1的直流-直流变流器4，同步整流电路5，具有第一振荡器61的背光倒换器6，以及控制电路7、10和11。借助于开关元件SW2，所述直流-直流变流器4对在变流器用变压器T1的初级侧获得的、通过对来自交流电源1的电压整流而获得的电压进行开关切换，并通过连接到所述变压器T1次级侧的平滑电容器C2对开关切换后的电压进行平滑和输出。所述同步整流电路5通过开关元件SW3和平滑电容器C2实现同步整流，所述开关元件位于变流器用变压器T1的次级侧的输出线上。作为交流驱动电路的背光倒换器6通过接收所述同步整流电路5的输出电压来驱动作为负载的灯60，并通过使用来自第一振荡器61的第一振荡信号来实现开关操作。所述控制电路7、10和11调整所述第一振荡信号的相位，根据经过相位调整的振荡信号来控制开关元件SW2和SW3的操作时序，并且当在所述直流-直流变流器4、同步整流电路5和背光倒换器6之间插入至少一个平滑电容器时，在上述彼此互联的电路之间实现控制，使得其电流导通时间的起始时间点相匹配。
以上每一个控制电路均包括：定时信号发生电路7，PWM控制部件10，以及比较电路12。所述定时信号发生电路7包括：被控制为在与位于背光倒换器6中的第一振荡器的振荡频率相等的频率上振荡的第二振荡器71；定时相位调整电路72，能够调整来自第二振荡器71的第二振荡信号的相位，并能根据经过相位调整的第二振荡信号来控制开关元件SW2和SW3中每一个的操作时序，并且在所述直流-直流变流器4、同步整流电路5和背光倒换器6中插入至少一个平滑电容器时，能够对相互连接的电路进行控制，使其电流导通时间的起始时间点相匹配；以及相位比较电路73，用于对已经由所述相位调整电路72进行过相位调整的所述第二振荡信号进行相位比较，并对所述第二振荡器71进行控制，从而在其相位比较输出端按照预先确定的关系建立起所述第一和第二振荡信号之间的相位关系。所述PWM控制部件10从所述定时相位调整电路72接收已经过相位调整的所述第二振荡信号，通过比较电路11将所述直流-直流变流器4的输出电压与参考电压Vr2进行比较，以控制经过相位调整的所述第二振荡信号的脉冲宽度，这样使得输出电压变为恒定，所述PWM控制部件10还进一步通过脉冲宽度受控的第二振荡信号来控制所述开关元件SW2的开关。所述比较电路12作为控制部件，将从所述变流器用变压器T1的第二线圈n3处获得的电压与参考电压Vr进行比较，并根据比较结果控制所述开关元件SW3的开关。
根据所述第三实施例的开关电源设备的操作对应于图2中所示的、根据所述第一实施例在消除(1)变流器3的PFC开关操作后的操作。
在后面的描述中，所述开关元件SW2被定义为直流-直流开关SW2，所述开关元件SW3被定义为次级同步整流开关SW3。
如图8中(2)所示，从所述直流-直流开关SW2的导通时刻(in)起，所述直流-直流开关SW2的电流导通时间对应于由所述PWM控制部件10控制的导通时间。在所述直流-直流开关SW2截止(out)的同时，所述变流器用变压器T1的次级同步整流开关SW3导通，如图8中的(3)所示。
这是由于所述直流-直流变流器4被如此控制，以配置一个反馈型变流器。也就是说，在所述直流-直流开关SW2的导通时间内，能量在变流器T1中累积，并在所述直流-直流开关SW2的截止时刻(＝所述次级同步整流开关SW3的导通时刻)，从所述变压器T1的次级侧放电。这样，所述初级直流-直流开关SW2的导通时刻和次级同步整流开关SW3的导通时刻将相互交替出现。
使所述背光倒换器6的各输入电流导通时间的起点(起始时间点)与所述次级同步整流开关SW3的导通时刻(in)相互重合。由于在所述直流-直流变流器4的变流器用变压器T1的第二线圈n2中积累了能量，电流将流过所述平滑电容器C2，与此同时，所述背光倒换器6中的一个开关元件(未示)开始导通，如图8中的(4)中所示。
也就是说，当插入所述平滑电容器C2时，所述直流-直流变流器4的输出级和所述背光倒换器6的输入级将同时导通，并且其电流导通时间的起点相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器的波纹电流。
图9和图10分别说明了本发明的第四实施例。图9示出了根据第四实施例的开关电源设备。图10示出了在图9所示的设备中，开关SW2至SW3中每个开关的电流导通时间的时序。在此，忽略了开关SW2至SW3中每个开关的电流波形。
根据所述第三实施例的开关电源设备，所述直流-直流变流器4是一个回扫型变流器，但第四实施例所示的是所述直流-直流变流器4A作为前向型变流器的情况。
图9与图7的区别在于，由于使用了前向型变流器4A，使用与所述直流-直流变流器4A的变流器用变压器T1相连的次级电路。提供了这样一种结构：在这种结构中，在图7所示的电源设备中添加了线圈L2和二极管D2。即根据所述第四实施例，在图9中，连接到所述变流器用变压器T1的次级电路包括：开关元件SW3、线圈L2、平滑电容器C2，以及与L2和C2并联的回流二极管。所述次级电路是作为等价于压降变流器的电路结构提供的。
因此，配置第二同步整流电路5A，它具有与所述电压减弱类型变流器相同的结构，包括：开关元件SW3，线圈L2，平滑电容器C2，以及一个与L2和D2并联的回流二极管D2。其他组成元件与图7中所示的元件相同。
根据所述第四实施例的开关电源设备的操作对应于根据所述第二实施例的、如图5所述去除(1)变流器3的PFC开关操作后的操作。
从所述直流-直流开关SW2导通时刻(in)开始，如图10中(2)所示的，所述直流-直流开关SW2的电流导通时间对应于由PWM控制部件10控制的导通时间。在导通时(in)，所述变流器用变压器T1的次级同步整流开关SW3被导通，如图10中(3)所示。这是由于所述直流-直流变流器4A被如此控制，以配置一个前向型变流器。
也就是说，在所述直流-直流开关SW2的导通时间内，在所述变压器T1次级侧激发的能量在与所述直流-直流开关SW2同步的所述同步整流开关SW3的导通时刻从所述变压器T1的次级侧放电。使得所述主直流-直流开关SW2与所述次级同步整流开关SW3的电流导通时间的起点相互重合。
随后，使所述背光倒换器6的输入电流导通时间的起点(起始时间点)与所述次级同步整流开关SW3的导通时刻(in)相互重合。当所述同步整流开关SW3导通时，由于在所述直流-直流变流器4A的变流器用变压器T1次级侧激发的能量，电流经由所述线圈L2流过所述平滑电容器C2。当所述同步整流开关SW3导通时，经过所谓的降压操作平滑后的直流电压在任意时刻从所述平滑电容器C2中输出，在所述降压操作中电流将流过所述回流二极管D2。另外，在同步整流开关SW3导通的同时，所述背光倒换器6中的开关元件(未示出)也将导通，如图5中的(4)所示，此时开始流入一个输入电流。
也就是说，当插入平滑电容器C2时，所述直流-直流变流器4的输出级和所述背光倒换器6的输入级同时导通，并且其电流导通时间的起点将相互重合。这样，可以减小所述平滑电容器C2的波纹电流。
由于在所述第四实施例中，使用前向型变流器作为所述直流-直流变流器4A，因此可以使所述变流器用变压器T1初级和次级侧的电流导通时间起点相互重合。
在上述第一至第四实施例中，通过使用(但不限于)所述开关元件SW3、用于控制开关元件SW3开/关的所述第二线圈n3、以及所述比较电路12，所述直流-直流变流器4或4A可被配置用以实现同步整流。还可以如此配置整流二极管D，使其串联在所述变流器用变压器T1的第二线圈n2的输出线上，如图11和12中所示。相应地，当插入所述平滑电容器C2时，所述直流-直流变流器4的输出级和所述背光倒换器6的输入级将同时导通，从而可以获得有益的效果，即使得其电流导通时间的起点相互重合，并且减小所述平滑电容器C2的波纹电流。
然而，更有益的是，通过所述开关元件SW3实现同步整流时，与使用整流二极管D的情况相比，能够更显著地减小电功损耗。图11对应于所述第一和第三实施例，图12对应于所述第二和第四实施例。
上述第一至第四实施例描述了使用所述背光倒换器6的配置，所述背光倒换器6作为交流驱动电路用在液晶屏，如液晶电视中。如图13所示(但不限于图13所示的内容)，在这样不具备倒换器的设备类型中，例如直观式显像管电视接收器或三极管类型背投电视接收器，当在所述开关电源设备的各个独立部分电路之间插入至少一个平滑电容器时，需要进行控制使得彼此互联的电路之间的电流导通时间的起点相互重合。此时，通过利用振荡器61A的振荡信号以及通过相位调整所述振荡信号而获得的振荡信号来实现同步，所述振荡器61A的振荡信号作为水平偏转电路6A生成水平同步信号的参考，所述水平偏转电路用于为阴极射线管(CRT)60A的偏转线圈(deflection yoke)(未示出)提供水平偏转电流。这样，可以减小各独立部件电路之间平滑电容器的波纹电流。
另外，虽然上述的实施例描述了使用功率MOSFET作为开关元件的情况，还可以使用另外的双极晶体管(bipolar transistor)或其他的开关元件，例如IGBT，作为所述开关元件。
此外，在上述实例描述的直流-直流变流器的开关电源系统中，所述直流-直流变流器在所述第一实施例中是回扫(flyback)型的，在第二实施例中是前向(forward)型的。然而，还可使用其他的系统，例如半桥式(half bridge)变流器，全桥式(full bridge)变流器，或者推挽式变流器，或者类似的系统。
另外，上述实施例描述了使电流导通时间的起点彼此相互重合。然而，电流导通时间起始时刻也不必一定相互重合，并且可以使所述后级(rear stage)慢于前级(front stage)。
虽然上述实施例描述了所述PFC变流器、直流-直流变流器(类似于同步整流电路)、和倒换器将它们的电流导通时间匹配在相同频率上，当提供电源时或负载突然变化时，或者电流导通时间的起点没有或不可能相互重合时，即使在一短时间内各器件的频率彼此不同，也可以获得有益的效果。
如上所述，根据本发明，每个电路中的开关元件在所述开关电源设备中被控制，其中当在所述开关电源设备的电路之间插入至少一个平滑电容器时，所述控制对彼此互联的电路之间的电流导通时间的起点进行匹配。也就是说，所述控制用于在所述平滑电容器的输入和输出侧匹配各电路中电流导通时间的导通起点，由此可减小平滑电容器的“波纹电流值”，并可减小“电容值”，使得所述平滑电容器的体积缩减成为可能。其结果是，可以减小电容器的成本。
“波纹电流值”可以减少的原因是由于流入和流出所述平滑电容器的电流减小了。即相对于平滑电容器，在前级的输出电路和在后级的输入电路的电流输入时间导通起点彼此相互重合，由此，电容器中没有电流流过(可减少大量电流)，并且电流直接从所述输出电路流入所述输入电路。如此，可减小电容器的波纹电流。
另外，“电容值”可减小的原因是，相对于平滑电容器，在前级的输出电路和在后级的输入电路的电流输入时间导通起起点彼此重合，由此可减小流入电容器电流的最大值和流出电容器电流的最大值，这样可以减小在所述平滑电容器中生成的电压波动值。这样可减小电容值。
本发明减小了可用在电子设备中的开关电源设备中每个电路使用的每个平滑电容器的波动电流和波纹电压，能够减小电源设备体积并能有效利用所述电源设备。本发明可广泛地应用在使用开关电源设备的电子设备中。
本发明并不限于上述实施例。在可以实现本发明的情况下，对本发明组成元件的任意修改均不背离本发明的精神。另外，上述实施例所描述的多个组成元件可以适当地相互组合，由此，可以形成多种发明。例如，在所述实施例中所描述的一些组成元件可以被删除。此外，在不同实施例中描述的组成元件也可以通过适当的方式相互组合。

Claims (20)

1、一种开关电源，其特征在于，包括：
功率变流器(3)；
耦合到所述功率变流器(3)的第一平滑电容器(C1)；
直流-直流变流器(4)，包括：具有初级线圈和次级线圈的变流器用变压器(T1)，所述初级线圈耦合到所述功率变流器(3)及所述第一平滑电容器(C1)；
耦合到所述直流-直流变流器(4)的次级线圈上的第二平滑电容器(C2)；
耦合到所述直流-直流变流器(4)的次级线圈上的同步整流电路(5)；
交流驱动电路(6)；以及
控制装置(7-12)，用于调整(i)所述功率变流器(3)的输出以及所述直流-直流变流器(4)的输入之间的电流导通时间的起始时间点，使二者彼此同步；还用于调整(ii)所述直流-直流变流器(4)的输出以及所述交流驱动电路(6)的输入之间的电流导通时间的起始时间点，使二者彼此同步。
2、根据权利要求1所述的开关电源，其特征在于，所述功率变流器包括：第一开关元件、线圈以及二极管，所述功率变流器用于开关切换通过对交流电源进行整流得到的电压，还用于平滑及输出保留在所述线圈中的能量。
3、根据权利要求2所述的开关电源，其特征在于，还包括：耦合到所述初级线圈的第二开关元件，用于对所述功率变流器的输出电压进行开关切换。
4、根据权利要求3所述的开关电源，其特征在于，所述第二平滑电容器耦合到所述第二线圈，用于对开关切换后的、由所述直流-直流变流器及所述第二交换单元生成的输出电压进行平滑并输出。
5、根据权利要求4所述的开关电源，其特征在于，所述同步整流电路用于通过耦合到所述第二线圈以及所述第二平滑电容器的第三开关元件实现同步整流。
6、根据权利要求5所述的开关电源，其特征在于，所述交流驱动电路包括：第一振荡器，所述交流驱动电路用于接收来自同步整流电路的输出电压，并通过使用来自所述第一振荡器的第一振荡信号实现开关操作，以此驱动一个负载。
7、根据权利要求6所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置包括：
定时信号产生电路，包括：(i)第二振荡器，其振荡频率被控制与在所述交流驱动电路中提供的所述第一振荡器的振荡频率相同，(ii)定时相位调整电路，用于调整来自所述第二振荡器的第二振荡信号的相位，用以根据经过相位调整的第二振荡信号控制所述第一、第二、以及第三开关元件中每个单元的操作时序，并用以同步在所述功率变流器以及所述直流-直流变流器的输入之间的电流导通时间的起始时间点，以及(iii)相位比较器，用于比较所述第一振荡信号与经过所述定时相位调整电路调整的所述第二振荡信号之间的相位。
8、根据权利要求7所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置还包括：
第一控制部件，用于接收来自所述第二振荡器的第二振荡信号，将所述功率变流器的输出电压与参考电压进行比较，并根据比较结果控制所述第二振荡信号的脉冲宽度，使得输出电压恒定，并根据所述经过控制的第二振荡信号的脉冲宽度控制所述第一开关元件的开关。
9、根据权利要求8所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置还包括：
第二控制部件，用于对从所述功率变流器用变压器的次级侧获得的电压与一个参考电压进行比较，以控制所述第三开关元件。
10、一种开关电源，其特征在于，包括：
直流-直流变流器(4)，包括：具有初级线圈和次级线圈的变流器用变压器(T1)，所述初级线圈作为所述直流-直流变流器(4)输入级的一部分，所述次级线圈作为所述直流-直流变流器(4)输出级的一部分；
交流驱动电路(6)，包括：第一振荡器，配置所述交流驱动电路接收输出电压，并使用来自所述第一振荡器的第一振荡信号驱动负载；
第一平滑电容器，位于所述直流-直流变流器(4)与所述交流驱动电路(6)之间；以及
控制装置(7-12)，用于调节所述第一振荡信号的相位，使所述直流-直流变流器(4)的输出级与所述交流驱动电路(6)输入级之间的电流导通时间的起始时间点重合。
11、根据权利要求10所述的开关电源，其特征在于，配置所述直流-直流变流器对经过第一开关元件整流的、从交流电源输入到所述直流-直流变流器输入级的电压进行开关切换，并通过使用耦合到所述直流-直流变流器输出级的第一平滑电容器对开关切换后的电压进行平滑及输出。
12、根据权利要求11所述的开关电源，其特征在于，还包括：
同步整流电路，用于通过第二开关元件以及所述第一平滑电容器实现同步整流，所述第二开关元件耦合到所述直流-直流变流器的输出级。
13、根据权利要求12所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置还用于根据经过相位调整的第一振荡信号控制所述第一及第二开关元件中每个单元的操作时序。
14、根据权利要求13所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置包括：
定时信号产生电路，包括第二振荡器，其振荡频率被控制与在所述交流驱动电路中提供的所述第一振荡器的振荡频率完全相同；
定时相位调整电路，用于调整来自所述第二振荡器的第二振荡信号的相位；以及
相位比较器，用于控制所述第一振荡信号与所述第二振荡信号之间的相位关系。
15、根据权利要求14所述的开关电源，其特征在于，所述控制装置还包括：
第一控制部件，用于接收来自所述定时相位调整电路的、经过相位调整的第二振荡信号，将所述直流-直流变流器的输出电压与一个参考电压进行比较，以控制经过相位调整的所述第二振荡信号的脉冲宽度，使其输出电压恒定，并根据脉冲宽度经过控制的第二振荡信号控制开关所述第一开关元件；以及
第二控制部件，用于将与所述功率变流器用变压器的次级线圈相关的电压与一个参考电压进行比较，并根据比较结果控制所述第二开关元件的开关。
16、根据权利要求10所述的开关电源，其特征在于，所述交流驱动电路为液晶板的背光倒换器。
17、根据权利要求10所述的开关电源，其特征在于，所述交流驱动电路为阴极射线管的水平偏转电路。
18、一种方法，其特征在于，包括：
使用第一开关元件(SW2)对位于直流-直流变流器(4)中的变流器用变压器(T1)的初级侧的电压进行开关切换；
使用耦合到所述功率变流器用变压器(T1)次级侧的第一平滑电容器(C2)对开关切换后的电压进行平滑并输出；
使用第二开关元件(SW3)及所述第一平滑电容器(C2)进行同步整流，所述第二开关元件(SW3)位于所述功率变流器用变压器(T1)次级输出线上；
在所述次级输出线上输入一个输出电压，使交流驱动电路(6)驱动一个负载，通过使用来自振荡器的第一振荡信号控制开关所述第一开关元件(SW2)和所述第二开关元件(SW3)来控制所述输出电压的电位；
使用位于所述直流-直流变流器(4)和交流驱动电路(6)之间的第一平滑电容器(C2)匹配所述直流-直流变流器(4)和交流驱动电路(6)之间电流导通时间的起始时间点。
19、根据权利要求18所述的方法，其特征在于，在所述功率变流器用变压器的初级侧开关的电压为通过整流交流电源得到的电压。
20、根据权利要求19所述的方法，其特征在于，在匹配电流导通时间的起始时间点之前，所述方法进一步包括：
调整所述第一振荡信号的相位；以及
根据经过相位调整的第一振荡信号，控制所述第一及第二开关元件中每个开关元件的操作时序。
CNA2005101341837A 2004-12-27 2005-12-27 开关电源及控制该开关设备的方法 Pending CN1797922A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004378075A JP2006187115A (ja) 2004-12-27 2004-12-27 スイッチング電源装置及びその制御方法
JP2004378075 2004-12-27

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1797922A true CN1797922A (zh) 2006-07-05

Family

ID=36610671

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2005101341837A Pending CN1797922A (zh) 2004-12-27 2005-12-27 开关电源及控制该开关设备的方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7221111B2 (zh)
JP (1) JP2006187115A (zh)
CN (1) CN1797922A (zh)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102238780A (zh) * 2010-04-30 2011-11-09 安森美半导体贸易公司 发光元件的控制电路
CN101379687B (zh) * 2006-11-28 2011-12-07 哉英电子股份有限公司 比较器方式直流对直流变换器
CN102440077A (zh) * 2009-03-09 2012-05-02 李东源 有源恒定功率供给装置
CN101741231B (zh) * 2008-11-07 2012-05-23 环旭电子股份有限公司 相位异常检知装置及具相位异常检知功能的电源供应器
CN103036453A (zh) * 2011-10-10 2013-04-10 王熙宁 降低输出电压波幅起伏的交换式交直流转换电路
CN103052202A (zh) * 2011-10-14 2013-04-17 华琼有限公司 一种调光方法及装置
CN106157864A (zh) * 2015-05-14 2016-11-23 硅工厂股份有限公司 电源开关电路以及用于控制电源开关电路的方法

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7321203B2 (en) * 2006-03-13 2008-01-22 Linear Technology Corporation LED dimming control technique for increasing the maximum PWM dimming ratio and avoiding LED flicker
TWI369659B (en) * 2007-04-26 2012-08-01 Himax Tech Ltd Backlight module and current providing circuit thereof
US7888888B2 (en) * 2007-07-11 2011-02-15 Industrial Technology Research Institute Light source apparatus and driving apparatus thereof
US7719863B2 (en) * 2008-01-22 2010-05-18 Shuttle, Inc. Active start judgment circuit
US8810142B2 (en) * 2008-03-31 2014-08-19 Nxp B.V. Waveform detection and combined step and linear dim control
US8344638B2 (en) 2008-07-29 2013-01-01 Point Somee Limited Liability Company Apparatus, system and method for cascaded power conversion
DE102008044662A1 (de) * 2008-08-28 2010-03-04 Aptronic Ag Schaltnetzteil mit selbst optimierendem Wirkungsgrad
US8026470B2 (en) * 2008-10-22 2011-09-27 Tyco Electronics Corporation Photosensor circuits including a switch mode power converter, a driver transistor and a relay coil
JP5495679B2 (ja) * 2009-08-31 2014-05-21 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 電源回路
US8264166B2 (en) * 2010-05-06 2012-09-11 Chien-Chih Kuo Amp control system by controlling outputs of a buck DC-DC converter
CN101835314B (zh) * 2010-05-19 2013-12-04 成都芯源系统有限公司 一种具有调光功能的led驱动电路及灯具
US8587221B2 (en) 2010-12-20 2013-11-19 O2Micro, Inc. DC/DC converter with multiple outputs
US8531123B2 (en) * 2010-12-20 2013-09-10 O2Micro, Inc. DC/DC converter with multiple outputs
US9107257B2 (en) 2011-02-24 2015-08-11 Osram Sylvania Inc. Adaptive frequency control to change a light output level
JP5835663B2 (ja) * 2011-11-10 2015-12-24 東芝ライテック株式会社 照明用電源および照明装置
US8890050B2 (en) 2011-11-21 2014-11-18 Tyco Electronics Corporation Photosensor circuits including a regulated power supply comprising a power circuit configured to provide a regulated power signal to a comparator of a pulse-width modulator
KR20130071327A (ko) * 2011-12-20 2013-06-28 오투 마이크로, 인코포레이티드 복수 출력을 가진 ｄｃ／ｄｃ 컨버터
DE102011122197B4 (de) * 2011-12-23 2018-06-07 Albert-Ludwigs-Universität Freiburg Spannungswandler mit geringer Anlaufspannung
CN102612223A (zh) * 2012-03-02 2012-07-25 苏州浩森电子科技有限公司 一种led驱动装置及其控制方法
TWI530079B (zh) * 2013-12-25 2016-04-11 國立成功大學 無電解電容之交流／直流轉換器及其控制方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4868729A (en) * 1982-02-16 1989-09-19 Canon Kabushiki Kaisha Power supply unit
JPH05341262A (ja) 1992-06-08 1993-12-24 Hitachi Ltd 放電灯点灯装置
JPH095705A (ja) 1995-06-22 1997-01-10 Casio Comput Co Ltd 液晶表示装置におけるバックライト駆動方法およびインバータ回路
JP3273161B2 (ja) 1996-06-11 2002-04-08 シャープ株式会社 負荷駆動回路
JP3344356B2 (ja) * 1999-03-25 2002-11-11 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2002101660A (ja) 2000-07-04 2002-04-05 Fiderikkusu:Kk スイッチング電源装置
JP2002101655A (ja) * 2000-09-25 2002-04-05 Canon Inc スイッチング電源装置

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101379687B (zh) * 2006-11-28 2011-12-07 哉英电子股份有限公司 比较器方式直流对直流变换器
TWI411209B (zh) * 2006-11-28 2013-10-01 Thine Electronics Inc Comparator mode DC to DC converter
CN101741231B (zh) * 2008-11-07 2012-05-23 环旭电子股份有限公司 相位异常检知装置及具相位异常检知功能的电源供应器
CN102440077A (zh) * 2009-03-09 2012-05-02 李东源 有源恒定功率供给装置
CN102238780A (zh) * 2010-04-30 2011-11-09 安森美半导体贸易公司 发光元件的控制电路
CN102238780B (zh) * 2010-04-30 2014-07-09 半导体元件工业有限责任公司 发光元件的控制电路
CN103036453A (zh) * 2011-10-10 2013-04-10 王熙宁 降低输出电压波幅起伏的交换式交直流转换电路
CN103052202A (zh) * 2011-10-14 2013-04-17 华琼有限公司 一种调光方法及装置
CN106157864A (zh) * 2015-05-14 2016-11-23 硅工厂股份有限公司 电源开关电路以及用于控制电源开关电路的方法
CN106157864B (zh) * 2015-05-14 2021-05-14 硅工厂股份有限公司 电源开关电路以及用于控制电源开关电路的方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20060138973A1 (en) 2006-06-29
JP2006187115A (ja) 2006-07-13
US7221111B2 (en) 2007-05-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1797922A (zh) 开关电源及控制该开关设备的方法
CN1241317C (zh) 开关电源装置
JP5174702B2 (ja) スイッチング電源装置および映像表示装置
CN1906837A (zh) 直流－直流转换器
CN1906839A (zh) 功率因数改善电路
CN1906842A (zh) 直流－交流变换装置、其控制器ic及采用该直流－交流变换装置的电子机器
CN1145254C (zh) 切换电源设备
CN1924648A (zh) 用于液晶显示屏的电源拓扑结构
CN1918782A (zh) 电动机驱动装置
JP2007526608A (ja) 太陽電池によるランプ駆動装置
CN1811888A (zh) 一种控制器、电子电路、显示装置及除频同步震荡器
CN101065891A (zh) 开关电源及它的控制电路以及使用它的电子设备
CN1885704A (zh) 开关电源装置
CN1596503A (zh) 开关电源装置及其驱动方法
CN1677824A (zh) 开关电源控制用半导体装置
CN1829055A (zh) Dc－dc变换器及控制装置和方法、电源装置和电子设备
CN1713498A (zh) Dc－dc变换方法及其变换器
CN101060285A (zh) 一种实现隔离高频开关dc－dc变换的系统及方法
CN1170987A (zh) 电源装置
CN1308408A (zh) 高压稳压电路
CN1534854A (zh) 多输出直流-直流变换器
CN1269003C (zh) 用来节省显示系统中电能的装置和方法
CN1142705A (zh) 电源装置
CN1780131A (zh) 自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置
TWI556215B (zh) Large area RGB LED lighting with a drive

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication