CN1780131A - 自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，可以跟随电源供应器的负载变化，改变输出驱动信号的频率，包括有：迟滞比较电路，截取反馈电压、高临界电压及低临界电压，该电压经比较运算及迟滞运算后，输出变频信号；信号同步电路，连接于该迟滞比较电路，接收该变频信号及振荡频率，并在输出端输出省电致能信号；双频振荡器，连接于该信号同步电路，接收该省电致能信号，用以输出相应的振荡频率；及PWM控制器，连接于该双频振荡器，接收该振荡频率，并根据该振荡频率进行输出驱动信号。本发明用于跟随负载变化，改变输出的切换频率。

Description

自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置

技术领域

本发明涉及一种自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，特别是涉及一种使用于电源供应器中，用以跟随负载变化，从而改变输出切换频率的脉冲宽度调制装置。

背景技术

在许多低功率输出的应用场合，如手机、无线电话、数字相机、PDA的充电器，以及打印机、电视游乐器与掌上随身听的交流电压调整器等，对于待机时的省电要求都相当高。

按目前已知的直流电源供应装置，如交换式电源供应器(AC To DCSwitching Power Supply)中，为缩小变压器的体积，大多使用高频的脉冲宽度调变(PWM)控制直流输出电压，如图1所示，为现有返驰式电源供应装置的电路示意图，变压器T1将电路区分成为一次侧的前级电路101与二次侧的后级电路102，该一次侧前级电路101与该二次侧后级电路102间以一光敏晶体管111及一光二极管112分离该一次侧前级电路101与该二次侧后级电路102的电信号，但却可利用光信号反馈二次侧后级电路102的电压或电流输出变化信号至一次侧前级电路101，以同步调整该一次侧前级电路101及二次侧后级电路102的电压及电流变化量，或者做为过电流及短路保护的反馈信号。

请再参考图1，其中在一次侧前级电路101输入一交流电压VAC，交流电压VAC经过一EMI滤波器1010、一桥式整流器BD1及一高压滤波电容C1后成为一直流电压Vin。直流电压Vin通过一脉冲调整控制单元U1控制功率电子开关Q1的导通周期，从而传送到该变压器T1的一次侧绕组。同时，变压器T1的二次侧绕组感应输出电压，该输出电压通过二极管D1及电解电容C2整流滤波后，产生稳定直流电压Vout输出。

直流电压Vout通过一反馈稳压器D3与一光偶合器11将输出直流电压Vout转换成一电压信号V_FB反馈至一次侧前级电路101的脉冲宽度调整控制单元U1。同时，在功率电子开关Q1导通时通过电阻器R2取得一电流反馈信号Vcs，电流反馈信号Vcs被传送到脉冲宽度调整控制单元U1，脉冲宽度调整控制单元U1取得该电流反馈信号Vcs与该电压信号V_FB从而运算输出一调整脉冲PWM到功率电子开关Q1，用来稳定输出直流电压Vout。该光偶合器11由该光敏晶体管111及该光二极管112组成。

请参考图2，为现有脉冲宽度调整控制单元内部电路方块图。脉冲宽度调整控制单元U1由PWM比较器14、过电流比较器16、正反器18及或(OR)栅电路等组成。脉冲宽度调变(PWM)技术的工作方式，就是由振荡电路12提供一固定的频率PWMclock给脉冲宽度调整控制单元U1。并且，脉冲宽度调整控制单元U1中的PWM比较器14则负责检测输出直流电压Vout所反馈进来的电压信号V_FB，同时检测该电流反馈信号Vcs以进行比较运算，用来输出一调变输出信号PWMout。过电流比较器16还取得该电流反馈信号Vcs与一限流准位1V进行比较运算，以输出一过电流致能信号OCPEN。调变输出信号PWMout与过电流致能信号OCPEN通过或(OR)的逻辑运算后，输出一重置信号R到正反器18的R脚位。正反器18的S脚位连接到振荡电路12用以取得固定的频率PWMclock作为工作频率，并通过或(OR)以及反(NOT)的逻辑运算后输出一驱动信号Drv到功率开关(未图示)。

配合图2，请参考图3，为现有脉冲宽度调整控制单元内部信号波形示意图。如图3所示，其横轴表示为时间轴t，纵轴表示为各波形图，在时间t0到t1时间电压信号V_FB为重载，此时电流致能信号OCPEN与调变输出信号PWMout经过或(OR)的逻辑运算后输出重置信号R，用以让正反器18输出的驱动信号Drv的输出方波变宽，即功率开关(未图示)的工作周期(duty cycle)变长，如此即可以提供负载所需的电力。

同理，在时间t1-t2时，处于正常工作的负载，此时正反器18输出的驱动信号Drv的输出方波会处于正常供应电力的宽度。在时间t2-t3负载变轻，此时电流致能信号OCPEN与调变输出信号PWMout经过或(OR)的逻辑运算后输出重置信号R。重置信号R与振荡电路12输出固定的频率PWMclock同时经过正反器18运算后，在可以让正反器18输出的驱动信号Drv的输出方波变短，如此即可以提供轻负载所需的电力。而在此，驱动信号Drv所驱动的功率开关(未图示)其工作频率并不会因为输出方波的工作周期(duty cycle)的改变而改变，换句话说，此电路的工作频率永远是固定的，如此在轻载下，驱动信号Drv会跟随频率PWMclock而固定产生工作周期短的方波，从而造成轻载下电力的损耗。在时间t3-t4为无载状态，此时无驱动信号Drv输出，此段时期为跳跃周期(SKIPPED CYCLE)。

当电子产品在全负载或中负载条件下进行工作时，通常，是通过脉冲宽度调制技术(PWM)来控制切换开关的切换动作，其工作损耗有传导损耗与开关切换损耗。但是电子产品在轻载时，若仍由脉冲宽度调制技术(PWM)来控制切换开关的切换动作，此时传导损耗会因为电子产品处于轻载而下降，但是由于开关切换的工作频率固定不变，所以开关切换损耗不会跟着负载下降而减少，所以在轻载时，使用脉冲宽度调制技术(PWM)的工作模式，其整体效率会降低。

因此，市面上有一种脉冲宽度调制技术(PWM)其在轻载下可以停止输出驱动信号到切换开关，用以停止切换开关的切换动作，以达到省电模式的作用。参考图4，为现有具省电模式的脉冲宽度调制器的电路方块示意图。如图4所示，脉冲宽度调制器20从负载取得一反馈电压信号V_FB与一反馈电流信号V_cs，该反馈电压信号V_FB传送到一周期消隐比较器22并与一临界电压值Vthlf作比较运算，用以输出一省电致能信号GreenEN。该反馈电压信号VFB通过一分压电路21以成为一反馈误差电压VE，该反馈误差电压VE与该反馈电流信号V_CS同时被传送到一PWM比较器24进行比较运算，以输出调变输出信号PWMout。该反馈电流信号V_cs与一限流准位1V通过一过电流比较器23进行比较运算，以输出一过电流致能信号OCPEN。

该省电致能信号GreenEN、调变输出信号PWMout及该过电流致能信号OCPEN经过一或门26以进行或(OR)的逻辑运算后，输出一重置信号R，该重置信号R被传送到RS正反器28的重设端(R)并与传送到RS正反器28设定端(S)的一频率PWMclock进行运算处理，同时RS正反器28通过或(OR)以及反(NOT)逻辑运算后以输出一驱动信号Drv，用以控制功率开关(未图示)的切换动作。

配合图4，参考图5，为现有具省电模式的脉冲宽度调制器的电路波形示意图。如图5所示其横轴表示为时间轴t，纵轴表示为各波形图。在时间t0到t1时间电压信号V_FB为正常负载状态，此时电流致能信号OCPEN、调变输出信号PWMout及省电致能信号GreenEN经过或门26进行或(OR)的逻辑运算后，输出重置信号R，用以让正反器28输出的驱动信号Drv驱动功率开关(未图示)，以提供负载所需的电力。

同时，在时间t1以后负载即进入轻载状态，此时反馈电压信号V_FB与临界电压值Vthlf执行比较运算，并在反馈电压信号V_FB小于临界电压值Vthlf时，得到高电位的省电致能信号GreenEN，该省电致能信号GreenEN用来关闭驱动信号Drv的产生，进而在轻载下达到省电效果。

请参考图6，为现有振荡电路内部电路方块示意图。振荡电路12中利用电压源VDD提供电力给分压电阻R1、R2、R3以得到临界电压VH、VL，比较器121、122分别取得临界电压VH、VL并同时对电容CT输出的充放电信号进行比较运算。运算后的信号，接着通过正反器123用以调整控制电流源I1及控制电流源I2执行对电容CT的充放电动作。并且，振荡电路12在正反器123的输出端Q产生频率PWMclock以提供脉冲宽度调制技术所需的参考频率。

再参考图4，该具省电模式的脉冲宽度调制器20可以调整临界电压值Vthlf与限流位准1V，使得负载在正常下可以根据频率PWMclock输出一般的驱动信号Drv到功率开关，并在轻载或无载时停止输出驱动信号Drv到功率开关，以达到省电模式要求。但是，此种省电方式会让负载在轻载或无载下处于休眠状态，甚至可能进入关机状态，造成不希望的控制IC关机或输出的不稳定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，以使用于电源供应器中，用以跟随负载变化，从而改变输出的切换频率。

为了实现上述目的，本发明提供了一种利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，可以跟随电源供应器的负载变化，改变输出驱动信号的频率，其特点在于，包括有：一迟滞比较电路，截取一反馈电压、一高临界电压及一低临界电压，该电压经比较运算及迟滞运算后，输出一变频信号；一信号同步电路，连接于该迟滞比较电路，接收该变频信号及一振荡频率，并在输出端输出一省电致能信号；一双频振荡器，连接于该信号同步电路，接收该省电致能信号，用以输出相应的一振荡频率；及一PWM控制器，连接于该双频振荡器，接收该振荡频率，并根据该振荡频率进行输出一驱动信号。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该迟滞比较电路包括有：一第一比较器，接收该高临界电压与该反馈电压，比较输出一第一比较信号；一第二比较器，接收该低临界电压与该反馈电压，比较输出一第二比较信号；及一正反器，连接于该第一比较器与该第二比较器，接收该第一比较信号及该第二比较信号，运算输出该调频信号。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该第一比较器，其非反向输入端连接到电源供应器负载端，用以接收该反馈电压，并其反相输入端连接到一直流电源，用以接收该高临界电压。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该第二比较器，其反相输入端连接到电源供应器负载端，用以接收该反馈电压，非反向输入端通过一第一电阻器连接到一直流电源，并通过一第二电阻器连接到一参考地端。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该正反器为一RS正反器，其一重设端(R)连接到该第一比较器的输出端，一设定端(S)连接到该第二比较器的输出端。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该双频振荡器可输出一高频波段或一低频波段的振荡频率。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该高频波段的振荡频率范围为40Khz到100Khz。

上述自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该低频波段的振荡频率范围为18Khz到27Khz。

上述利用输出电压反馈迟滞电路自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特点在于，该信号同步电路为一RS正反器。

本发明的功效，在于通过提供PWM控制器接收振荡频率，输出一驱动信号，使得电源供应器可以适时反应随时变化的运行环境，从而达到更好的效率或更稳定的输出以达到省电的功效，并且本发明用于跟随负载变化，改变输出的切换频率。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为现有返驰式电源供应装置的电路示意图；

图2为现有脉冲宽度调整控制单元内部电路方块图；

图3为现有脉冲宽度调整控制单元内部信号波形示意图；

图4为现有具省电模式的脉冲宽度调制器的电路方块示意图；

图5为现有具省电模式的脉冲宽度调制器的电路波形示意图；

图6为现有振荡电路内部电路方块示意图；

图7为本发明脉冲宽度调制装置的电路方块示意图；

图8为本发明双频振荡器的电路方块示意图；

图9为本发明PWM控制器内部电路方块示意图；

图10为本发明电路信号波形示意图；及

图11为本发明有/无迟滞时的输出功率、调频信号、反馈电压及振荡频率的关系比较波形示意图。

其中，附图标记：

T1-变压器，101-前级电路

1010-EMI滤波器，102-后级电路

VAC-交流电压

11-光偶合器，12-振荡电路

121、122-比较器，123-正反器

111-光敏晶体管，112-光二极管

U1-脉冲宽度调整控制单元

14-PWM控制器，16-过电流比较器

18-正反器，20-脉冲宽度调制器

21-分压电路，22-周期消隐比较器

23-过电流比较器，24-PWM控制器

26-或门，28-RS正反器

3-脉冲宽度调制装置，32-迟滞比较电路

320-第一比较器，322-第二比较器

324-正反器，33-信号同步电路

34-双频振荡器，340-振荡产生单元

3400、3402-比较器，3404-RS正反器

342-频率选择单元，344-第一充放电单元

346-第二充放电单元

36-PWM控制器，360-比较器

361、362-或门电路，364-RS正反器

366-分压电路

4-或门，5-功率开关

具体实施方式

请参考图7，为本发明脉冲宽度调制装置的电路方块示意图。本发明的脉冲宽度调制装置3，可以跟随电源供应器的负载变化，从而改变输出驱动信号的频率，包括有：一迟滞比较电路32、一信号同步电路33、一双频振荡器34及一PWM控制器36。

请再参考图7，本发明在电源供应器负载端接收一反馈电压V_FB，同时利用一定电流源CIS传送电力给两个串接的第一电阻器R1及第二电阻器R2，并通过该串接的两个电阻器R1、R2进行电力的分压，以分别得到一高临界电压VH及一低临界电压VL。之后，迟滞比较电路32截取该反馈电压V_FB、该高临界电压VH及该低临界电压VL，经比较运算及迟滞运算后，输出一变频信号QS。变频信号QS被传送到连接于该迟滞比较电路32的信号同步电路33。信号同步电路33根据变频信号QS用以输出一省电致能信号GreenEN并将其传送到双频振荡器34，该双频振荡器34接收该省电致能信号GreenEN后，输出相应的一振荡频率到连接于该双频振荡器34的PWM控制器36。PWM控制器36并根据该振荡频率进行反馈电压信号V_FB及反馈电流信号Vcs的比较运算，以输出一驱动信号Drv。该驱动信号Drv与一过电压信号OVP同时进行或(OR)4的逻辑运算及非门(NOT)计算，用以控制功率开关5的切换动作。

在迟滞比较电路32中，使用一第一比较器320的非反向输入端(+)连接到电源供应器负载端(未图示)，用以接收该反馈电压V_FB，并其反相输入端(一)连接到该定电流源CIS，用以接收该高临界电压VH。迟滞比较电路32利用一第二比较器322的反相输入端(一)连接到电源供应器负载端，用以接收该反馈电压V_FB，并其非反向输入端(+)是通过第一电阻器R1连接到定电流源CIS，同时通过第二电阻器R2连接到一参考地端G，用以接收该低临界电压VL。在迟滞比较电路32中更有一正反器324，为一RS正反器，RS正反器的一重设端(R)连接到该第一比较器320的输出端，一设定端(S)连接到该第二比较器322的输出端，并该RS正反器的一输出端Q连接到该信号同步电路33是输出该变频信号QS到该信号同步电路33，该信号同步电路33为一RS正反器。

请参考图8，为本发明双频振荡器的电路方块示意图。双频振荡器34由一振荡产生单元340通过一频率选择单元342连接一第一充放电单元344与一第二充放电单元346，用以输出两个不同的振荡频率。该振荡产生单元340利用三个电阻R3、R4、R5通过两个比较器3400、3402连接一RS正反器3404组成。三个电阻R3、R4、R5接收电源VDD以分压取得一第一参考电压Vthhigh、一第二参考电压Vthlow，并于RS正反器3404的输出端Q及 Q分别产生一周期信号输出。该频率选择单元342接收该些周期信号以及从迟滞比较电路32传送过来的省电致能信号GreenEN，用以选择驱动该第一充放电单元344或该第二充放电单元346以进行充放电的动作。该第一充放电单元344包括有一第一充电控制电流源Iclf与一第一放电控制电流源Idclf，通过调整该两个控制电流源可以在电容器CT上产生不同第一充放电信号输出。该第二充放电单元346包括有一第二充电控制电流源Ichf与一第二放电控制电流源Idchf，通过调整该两个控制电流源可以在电容器CT上产生不同第二充放电信号输出。

充放电信号反馈传送到两个比较器3400、3402的输入端，并分别与第一参考电压Vthhigh、第二参考电压Vthlow通过两个比较器3400、3402进行比较运算。运算后通过RS正反器3404的输出端Q及 Q分别输出一周期信号。该双频振荡器34可根据省电致能信号GreenEN用以改变输出的第一充放电信号或第二充放电信号，并在反馈比较后，在RS正反器3404的输出端Q输出一低频波段(18Khz到27Khz)或一一高频波段(40Khz到100Khz)的振荡频率。

请参考图9，为本发明PWM控制器内部电路方块示意图。PWM控制器36由一比较器360、或门电路362、361、一RS正反器364及一分压电路366组成。分压电路366接收反馈电压信号V_FB用以输出一误差电压信号VE，比较器360输入端接收该误差电压信号VE及反馈电流信号Vcs以执行比较运算，用以输出一调变输出信号PWMout。调变输出信号PWMout与一过电流致能信号OCPEN通过或门电路362进行或(OR)的逻辑运算后，输出一重置信号R到RS正反器364的R脚位。RS正反器364的S脚位连接到图7所示的双频振荡器34，用以取得振荡频率PWMclock作为工作频率，并通过或门电路361与一非门(NOT)输出一驱动信号Drv。

配合图7，请参考图10，为本发明电路信号波形示意图。如图10所示，其纵轴表示电压(V)，横轴表示时间(t)。配合图7，该迟滞比较电路32利用第一比较器320接收该高临界电压VH与该反馈电压V_FB，从而比较输出一第一比较信号CS1。利用一第二比较器322接收该低临界电压VL与该反馈电压V_FB，从而比较输出一第二比较信号CS2。该第一比较信号CS1与该第二比较信号CS2分别传送到RS正反器324的重置端(R)及设定端(S)，并通过RS正反器324进行运算用以输出该变频信号QS。该变频信号QS被传送到信号同步电路33，信号同步电路33根据振荡频率PWMclock输出省电致能信号GreenEN到该双频振荡器34。省电致能信号GreenEN用来选择该双频振荡器32输出的振荡频率PWMclock。该振荡频率PWMclock被传送到PWM控制器36，该PWM控制器36接收该振荡频率PWMclock后，根据该振荡频率PWMclock进行输出一驱动信号。图10所示的振荡频率PWMclock，在轻载(low)下为22KHZ，即周期时间为45μs，在重载(high)下为65KHZ，即周期时间为15μs。

请再参考图10，在时间t0-t1期间，电路处于轻载状态，此时省电致能信号GreenEN为高电位，高电位的省电致能信号GreenEN被传入双频振荡器34中，用以调整其内部电容器CT上的充放电信号以输出低振荡频率PWMclock给PWM控制器36使用。上述中，省电致能信号GreenEN在时间t1时，由高电位下降至低电位，其准位下降同步于振荡频率PWMclock。并且，在时间t1-t2期间，电路处于重载状态，此时省电致能信号GreenEN为低电位，低电位的省电致能信号GreenEN被传入双频振荡器34中，用以调整其内部电容器CT上的充放电信号以输出高振荡频率PWMclock给PWM控制器36使用。上述中，省电致能信号GreenEN在时间t2时，由低电位上升至高电位，其准位上升同步于第二比较信号CS2。接着，时间t2-t3期间又恢复到轻载状态，此时双频振荡器34输出低振荡频率PWMclock给PWM控制器36使用。在请参考图7的信号同步电路33在时间t3-t4时，该变频信号QS为高电位、振荡频率PWMclock为低电位，该变频信号QS被传送到信号同步电路33的重置端(R)，振荡频率PWMclock被传送到信号同步电路33的设定端(S)。由于信号同步电路33的重置端(R)其信号优先权高于设定端(S)所以在此电时间，省电致能信号GreenEN仍保持高电位并不会因为振荡频率PWMclock准位下降而改变。该高振荡频率PWMclock，为一65KHZ的振荡频率，并该低振荡频率PWMclock，为一22KHZ的振荡频率。

如上述说明中，迟滞比较电路32将该反馈电压V_FB用来和高临界电压VH、低临界电压VL进行比较运算，以控制变频信号QS来延缓双频振荡器34的动作，用以避免双频振荡器34因为负载变化时产生的干扰信号或噪声而造成输出振荡频率的切换过于频繁或造成切换时的误动作。

请参考图11，为本发明有/无迟滞时的输出功率、调频信号、反馈电压及振荡频率的关系比较波形示意图。其中于时间t1-t2期间，输出功率Pout的负载变化时，输出电压Vout则会受到影响，因此会造成反馈电压V_FB产生噪声(noise)的干扰现象，从而影响省电致能信号GreenEN的波形输出。电路中若无迟滞时，省电致能信号GreenEN输出为S1的波形，此时因为省电致能信号GreenEN不稳定，使得图7所示的双频振荡器34输出的振荡频率PWMclock，会反复地切换输出低振荡频率与高振荡频率，从而导致电路功率损失、工作效率降低。

电路中若有迟滞时，可以得到稳定的省电致能信号GreenEN输出为S2的波形，此时图7所示的双频振荡器34输出的振荡频率PWMclock即会稳定的输出低振荡频率(Low Frequency)以防止噪声(noise)的干扰现象。并且，在时间t3-t4期间，输出功率Pout的负载变化时，会影响输出电压Vout，相同地，此时一样会造成反馈电压V_FB产生噪声(noise)的干扰，从而影响省电致能信号GreenEN的波形输出。电路中若无迟滞时，如图7所示的双频振荡器34会反复地切换输出低振荡频率与高振荡频率，从而导致电路功率损失、工作效率降低。若是，电路中有迟滞时，如图7所示的双频振荡器34即会稳定地输出高振荡频率(High Frequency)以防止噪声(noise)的干扰现象。

本发明是利用一迟滞比较电路，用来截取一反馈电压、一高临界电压及一低临界电压，并将该些电压进行比较运算及迟滞运算后输出一变频信号到信号同步电路，信号同步电路输出省电致能信号GreenEN到该双频振荡器。该双频振荡器接收该省电致能信号GreenEN，用以输出相应的一振荡频率，该振荡频率被传送到该PWM控制器，该PWM控制器接收该振荡频率后，根据该振荡频率进行输出一驱动信号。该双频振荡器会跟随负载的轻重变化，从而分别改变输出两个波段即一高频波段(40Khz到100Khz)、一低频波段(18Khz到27Khz)的振荡频率以提供给PWM控制器，使得电源供应器可以适时反应随时变化的运行环境，从而达到更好的效率或更稳定的输出以达到省电的效果。

该双频振荡器会在重载时，输出高频波段(40Khz到100Khz)的振荡频率，并在轻载下输出低频波段(18Khz到27Khz)的振荡频率以提供给PWM控制器。如此，本发明即可以利用迟滞电路的频率延缓功能，用来改善现有省电技术于负载变化时所产生频率不必要的切换情形，从而减少不必要的切换损失，同时可以防止噪声(noise)的干扰现象以达到省电功效。

当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明权利要求的保护范围。

Claims (9)

1、一种自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，可以跟随电源供应器的负载变化，改变输出驱动信号的频率，其特征在于，包括有：

一迟滞比较电路，截取一反馈电压、一高临界电压及一低临界电压，该电压经比较运算及迟滞运算后，输出一变频信号；

一信号同步电路，连接于该迟滞比较电路，接收该变频信号及一振荡频率，并在输出端输出一省电致能信号；

一双频振荡器，连接于该信号同步电路，接收该省电致能信号，用以输出相应的一振荡频率；及

一PWM控制器，连接于该双频振荡器，接收该振荡频率，并根据该振荡频率进行输出一驱动信号。

2、根据权利要求1所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该迟滞比较电路包括有：

一第一比较器，接收该高临界电压与该反馈电压，比较输出一第一比较信号；

一第二比较器，接收该低临界电压与该反馈电压，比较输出一第二比较信号；及

一正反器，连接于该第一比较器与该第二比较器，接收该第一比较信号及该第二比较信号，运算输出该调频信号。

3、根据权利要求2所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该第一比较器，其非反向输入端连接到电源供应器负载端，用以接收该反馈电压，并其反相输入端连接到一直流电源，用以接收该高临界电压。

4、根据权利要求2所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该第二比较器，其反相输入端连接到电源供应器负载端，用以接收该反馈电压，非反向输入端通过一第一电阻器连接到一直流电源，并通过一第二电阻器连接到一参考地端。

5、根据权利要求2所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该正反器为一RS正反器，其一重设端(R连接到该第一比较器的输出端，一设定端(S)连接到该第二比较器的输出端。

6、根据权利要求1所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该双频振荡器可输出一高频波段或一低频波段的振荡频率。

7、根据权利要求6所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该高频波段的振荡频率范围为40Khz到100Khz。

8、根据权利要求7所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该低频波段的振荡频率范围为18Khz到27Khz。

9、根据权利要求1所述的自动改变输出频率的脉冲宽度调制装置，其特征在于，该信号同步电路为一RS正反器。

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