CN109905031A - 具有集成变压器和电压控制器的隔离式电力传输设备 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种隔离式电力传输设备，其具有初级侧和通过隔离屏障与所述初级侧隔离的次级侧。次级侧电路包括：整流电路，其联结至次级侧导电线圈。所述次级侧导电线圈包括第一电阻器，其联结到第一电源节点和终端节点。所述次级侧导电线圈包括第二电阻器，其联结到所述终端节点和第二电源节点。所述次级侧导电线圈包括第一电路，该电路响应于参考电压和所述终端节点上的信号产生反馈信号。所述反馈信号具有由所述第一电阻和所述第二电阻限定的电迟滞带。所述次级侧电路被配置为AC/DC电力转换器，在所述第一电源节点上提供具有基于所述第一电阻与所述第二电阻的比率的电压电平的输出DC信号。

Description

具有集成变压器和电压控制器的隔离式电力传输设备
技术领域
本发明涉及一种隔离技术，并且更具体地涉及提供在隔离屏障上的电力。
背景技术
参考图1，传统的高电力系统(例如，功率水平大于约1W的系统)使用包括标准变压器109的电力转换器，例如具有铁氧体磁芯和高效率的离散变压器，通过隔离屏障传输电力。取决于驱动电路的复杂性，传统的高电力系统可以实现大约70％-大约95％的电力传输效率。为了调节输出电压，通信信道104在隔离屏障上提供任何必要的反馈信号。虽然标准变压器的安装使用是高效的，但是其尺寸和成本可能在某些应用中无法使用。因此，需要具有低成本、高电力传输效率的隔离式电力传输系统。
发明内容
在至少一个实施例中，一种隔离式电力传输设备，其具有初级侧和通过隔离屏障与初级侧隔离的次级侧。所述隔离式电力传输设备包括：第一电源节点；第二个电源节点；次级侧导电线圈；和次级侧电路。所述次级侧电路包括：整流电路，其联结至次级侧导电线圈，第一电源节点和第二电源节点。所述次级侧电路包括第一电阻器，其联结到第一电源节点和终端节点。所述次级侧电路包括第二电阻器，其联结到终端节点和第二电源节点。所述次级侧电路包括第一电路，其被配置为响应于预定参考电压和终端节点上的信号产生反馈信号。所述反馈信号具有由第一电阻器的第一电阻和第二电阻器的第二电阻限定的电迟滞带。次级侧电路被配置为AC/DC电力转换器电路，其在第一电源节点上提供输出DC信号，所述输出DC信号具有基于第一电阻与第二电阻的比率的电压电平。
在至少一个实施例中，一种用于操作具有初级侧和通过隔离屏障与所述初级侧隔离的次级侧的隔离式电力传输设备的方法，所述方法包括：整流从次级侧导电线圈接收的AC信号，以产生具有基于第一电阻与第二电阻的比率的电压电平的输出DC信号。所述方法包括响应于预定参考电压和输出DC信号产生的反馈信号，所述反馈信号具有由第一电阻和第二电阻限定的电迟滞带。所述方法可以包括：将输入DC信号转换为第二AC信号。输入DC信号与输出DC信号电隔离。所述转换包括用输入DC信号驱动振荡电路，以及基于反馈信号选择性地启用振荡电路，以产生第二AC信号。
在至少一个实施例中，一种隔离式电力传输设备，包括：集成电路封装，其具有多层基材；使用多层基材形成的第一导电结构；以及第一晶粒，该晶粒由集成电路封装保持，并设置在第一导电结构上。第一晶粒包括：由绝缘材料形成的基材；以及在基材上形成的变压器。所述变压器包括：第一导电线圈，其包括联结到集成电路封装的输入电源节点的中心接头，以及第二导电线圈与第一导电线圈电隔离。第一导电线圈被配置为经由第二导电线圈从输入电源节点向输出电源节点传输电力。输入电源节点与输出电源节点电隔离。基材可以为玻璃基材，其具有高的转化温度和低介电常数。
附图说明
通过参考附图可以更好地理解本发明，并且本发明的多个目的、特征和优点对于本领域技术人员而言是显而易见的。
图1示出了使用反馈来调节输出信号的用于通过隔离屏障以传输电力的传统电路的功能框图。
图2示出了使用反馈来调节输出信号的用于通过隔离屏障以传输电力的系统的功能框图。
图3示出了示例性振荡电路的电路图。
图4-7和9示出了包括与本发明的实施例一致的闩锁电路和共源共栅电路的示例性振荡电路的电路图。
图8示出了与本发明的实施例一致的图7和9的示例性缓冲电路的电路图。
图10示出了与本发明的实施例一致的、由图4-7和9的振荡电路产生的伪差分信号的示例性信号波形。
图11示出了图2的隔离式电力传输系统的示例性信号波形。
图12-14示出了与本发明的至少一个实施例一致的示例性整流电路的电路图。
图15示出了图14的整流电路的半周期信号和相关输出信号的示例性波形。
图16示出了与本发明的至少一个实施例一致的、使用反馈来调节输出电压的用于通过隔离屏障以传输电力的系统的功能框图。
图17示出了与本发明的至少一个实施例一致的封装的电力传输设备的平面图。
图18示出了与本发明的至少一个实施例一致的图17的封装的电力传输设备的空心变压器的横截面图。
图19和20示出了与本发明的至少一个实施例一致的图16的反馈电路的示例性实施例的电路图。
图21示出了图16的隔离输出电压和启动信号的示例性信号波形。
在不同附图中使用相同的附图标记表示相似或相同的项目。
具体实施方式
一种低成本的电力传输设备，包括形成在绝缘基材上的变压器，所述绝缘基材设置在集成电路封装内的导电结构上。变压器的初级绕组联结到第一集成电路，以形成DC/AC电力转换器，并且变压器的次级绕组联结到第二集成电路，以形成AC/DC电力转换器。第一和第二集成电路彼此电隔离，即，没有电流在第一和第二集成电路之间流动。
参考图2，电力传输设备200包括DC/AC电力转换电路202，其使用输入DC信号VDDI来偏置变压器209的导电线圈206，以及AC/DC电力转换电路204，其使用变压器209的导电线圈208来驱动电容器C1。在至少一个实施例中，振荡电路包括导电线圈206和DC/AC电力转换电路202，以形成快速启动的振荡阶段，其被配置为作为D类功率放大器操作，该放大器被配置为初级侧电力转换阶段。初级侧电力转换阶段可以使用可变电容器将其调谐，从而以特定频率(例如，大约60MHz-400MHz)振荡。电力传输设备200通过使用经由电容信道220从反馈电路210接收的反馈信息接通和断开DC/AC电力转换电路202来调节输出电压VDD2，从而可通信地联结电隔离的集成电路。电容信道220通过隔离屏障将反馈信息从次级侧传输到初级侧。该反馈可以提供为使用发射器216和接收器214的通过隔离屏障通信的数字信号，所述发射器216和接收器214实施通过电容信道220发送的开关键控(OOK)调制的信息。
在至少一个实施例中，由DC/AC电力转换电路202中的导电线圈206和振荡器形成的初级侧电力转换阶段用作高效的D类功率放大器。D类操作可以使节点TX+和TX-上的伪差分信号具有高达或稍微大于3.2×VDD1的峰值电压电平(例如，15V)。传统的CMOS设备不能抵受这种电压电平(例如，传统的CMOS晶体管工作只有到达1.2×VDD1)。图3的常规振荡电路302包括由常规n型晶体管306和n型晶体管308形成的闩锁电路，常规振荡电路302不足以支持用于初级侧电力转换阶段的高栅极到源极(gate-to-source)电压电平和高漏极到源极(drain-to-source)电压电平的目标规格。
参考图4，在至少一个实施例中，振荡电路402包括由闩锁晶体管408和闩锁晶体管410的n型晶体管形成的闩锁电路，闩锁晶体管408和闩锁晶体管410彼此交叉联结并联结到同样是n型晶体管的共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406。闩锁晶体管408和闩锁晶体管410位于电力传输设备的初级侧(例如，低压侧)，并且被配置为以由无源系统元件确定的频率将能量泵送到振荡电路402的LC振荡电路中。由于振荡电路402的D类模式操作，导电线圈206(即，变压器209的初级侧绕组)可以经历高达3×VDD1的电压(例如，节点VHa和VHHb上的伪差分信号具有电压电平的范围在2.6×VDD1和3.2×VDD1之间)。振荡电路402通过共源共栅晶体管404和406选择性启动，其可以切断到变压器209的电流路径。振荡电路402的D类操作减少振荡电路402的导通(即传导)部分和振荡电路402的关闭(即，非传导)部分之间的转换时间，其在初级侧电力转换阶段中实现接近瞬时或接近零的电压切换，从而通过以下来提高效率：限制两个n型晶体管消耗功率的持续时间，并减少或消除向次级侧电力转换阶段输送能量时的过冲或非理想的瞬变。
在振荡电路402的至少一个实施例中，共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406是设计用于高击穿电压的横向扩散的漏极金属氧化物半导体(LDMOS)晶体管。示例性LDMOS晶体管可以维持高漏极到源极的电压(例如，几十伏特)，同时响应于被驱动到线性模式的晶体管操作而具有低等效导通电阻(Rdson)。在电力传输设备的至少一个实施例中，晶体管404和晶体管406是18V LDMOS n型晶体管，其可用于混合信号集成电路的示例性制造工艺(例如，双极CMOS-DMOS制造工艺)。振荡电路402使用的其他晶体管(例如，闩锁晶体管408和闩锁晶体管410)是传统的5V CMOS设备，其具有刚刚超过VDD1的击穿电压(例如，击穿电压在大于5V的范围内，但是小于6V)。共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406屏蔽闩锁电路免受高电压的影响。共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406的漏极终端可以支持高漏极到源极的电压摆动，同时相应的栅极到源极电压保持在由晶体管的栅极氧化物厚度确定的可靠性极限内(例如，Vgs＜6V)。
对于输入DC信号VDD1的电压电平等于5V的情况，将看到，共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406的漏极略高于3XVDD1＝15V的电压。共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406使得通过在闩锁晶体管408和闩锁晶体管410上呈现突然的大电压而能够快速重启振荡器(例如，高于闩锁器交叉点的电压，即，闩锁晶体管410的栅极到源极的电压等于闩锁晶体管408的栅极到源极的电压的点)。施加到闩锁晶体管408和闩锁晶体管410的电压被精确控制，使得那些晶体管进入三极管操作模式，并在适当的时间以很少或没有交叉时间下关闭(即，闩锁晶体管408和闩锁晶体管410在激活操作模式下导通时的转换时间)。闩锁晶体管408和闩锁晶体管410中的每一个在大约一半周期期间导通，并且在周期的另一半期间不导通。振荡电路402的电容器可以是全差分(CP)，单端(Cpa和CPb)或全差分和单端的组合。每个单端分支上的每个2C单位的电容相当于C全差分单元。看到的振荡电路总等效电容是Cp+Cp(a，b)/2。
参考图5，在至少一个实施例中，振荡电路402包括分别联结到闩锁晶体管410的栅极终端和闩锁晶体管408的栅极终端的钳位晶体管412和钳位晶体管414。钳位晶体管412和钳位晶体管414分别将闩锁晶体管408和闩锁晶体管410的栅极到源极的电压限制为最大大约为VDD1+|Vtp|。钳位晶体管412和钳位晶体管414是p型晶体管，其被配置为如果共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406试图分别提升闩锁晶体管408和闩锁晶体管410的栅极到源极的电压到高于VDD1+|Vtp|，则分别抑制共源共栅晶体管404和共源共栅晶体管406的漏极到源极寄生重叠电容上的任何实质联结。对于示例性的5V CMOS工艺，VDD1是5V和|Vtp|大约为1V，并且钳位发生在大约6V，这接近传统5V晶体管可承受的最大栅极到源极的电压。
参考图6，在至少一个实施例中，振荡电路402包括钳位晶体管416和钳位晶体管418，其具有分别联结到闩锁晶体管410的栅极终端和闩锁晶体管408的栅极终端的源极终端。钳位晶体管416和钳位晶体管418的每一者包括体终端、栅极终端和漏极终端，其联结到提供输入DC信号VDD1的电源节点。注意的是，钳位晶体管416和钳位晶体管418是p型晶体管，其具有其n型体终端，该n型体端联结到对应的漏极节点而不联结到对应的源极节点(即，更高的电压节点)，如在典型的钳位晶体管配置中那样。钳位晶体管416和钳位晶体管418的配置导致每个钳位晶体管具有两个传导路径：信道传导路径和体二极管传导路径。每个钳位晶体管具有两条传导路径使这种配置比典型的钳位晶体管配置更快。钳位晶体管416和钳位晶体管418限制节点VLa和节点VLb的电压。如果节点VLa或节点VLb上的电压超过VDD1，则钳位晶体管416和钳位晶体管418的信道二极管和体二极管都开始导通，从而钳位闩锁晶体管410和闩锁晶体管408的栅极电压。钳位晶体管416和钳位晶体管418被配置为将部分钳位能量返回到电源，从而提高振荡电路402的效率。
用于控制振荡电路402的启用机制需要以下一种机制：该机制减少或消除在重启时在变压器线圈中积累的过剩能量，并且可以在变压器的终端上引起悬浮电压(即，电压水平远大于因当振荡器重新开始振荡时，将多余的能量释放到振荡器的一个或多个电容器(例如，CP，Cpa，CPb)产生在节点VHa或节点VHb上的3×VDD1，，)。参见图7-9，振荡电路402的实施例包括缓冲电路420和缓冲电路422，二者分别联结到共源共栅晶体管404的漏极终端和共源共栅晶体管406的漏极终端。缓冲电路420和缓冲电路422分别防止共源共栅晶体管404的漏极终端上的电压和共源共栅晶体管406的漏极终端上的电压基本上超过3×VDD1。结果，缓冲电路420和缓冲电路422减少或消除任何非基本振荡模式(即，振荡模式具有不等于的有效振荡频率)和迫使振荡电路402具有干净的、有界限的振荡。此外，缓冲电路420和缓冲电路422将至少部分多余的能量返回到电源。缓冲电路420和缓冲电路422的尺寸可以设定为具有恰好高于3×VDD1的钳位电压电平。在振荡电路402的至少一个实施例中，缓冲电路420和缓冲电路422均包括串联联结的、反向偏置齐纳二极管，其与串联联结的、正向偏置二极管串联联结。因此，钳位电压电平等于N1×Vz+N2×VF，其中，N1和N2是大于零的整数，Vz是齐纳二极管的拐点电压，VF是正向偏置二极管的正向电压。参考图10，振荡电路402的波形示出了节点VHb和VHa上的伪差分信号，其峰值电压略高于3×VDD1。
参考图2，振荡电路202将输入DC信号VDD1转换为AC信号(例如，节点TX+和TX-上的伪差分信号)。变压器209将该AC信号转换为第二AC信号(例如，节点RX+和RX-上的伪差分信号)。AC/DC电力转换电路204从导电线圈208接收第二AC信号，并将第二AC信号(例如，节点RX+和RX-上的伪差分信号)转换为与输入DC信号VDD1电隔离的输出DC信号VDD2。AC/DC电力转换电路204包括全波整流电路。参照图2和图12，在至少一个实施例中，与传统电力传输设备实现的效率相比，为了提高电力传输设备200的效率，导电线圈208包括联结到接地节点的中心接头，并且整流电路403包括肖特基二极管1202和肖特基二极管1204。
通常，肖特基二极管(即，热载流子二极管)是由半导体与金属的结所形成的半导体二极管，并且其特征在于，具有快速的切换速度和低的电压降。与典型的扩散pn结二极管相比，肖特基二极管可以在较低的电压降下维持高正向电流。示例性肖特基二极管的正向电压约为150mV-450mV，而典型的硅二极管具有约600mV-700mV的正向电压。较低的正向电压要求可提高系统效率。通常，肖特基二极管在常规CMOS制造技术中无法使用，因为它们的制造需要额外的掩模层和处理步骤。然而，在示例性混合信号集成电路制造工艺(例如，双极-CMOS-DMOS制造工艺)中，肖特基二极管可用于传统CMOS设备。肖特基二极管1202和肖特基二极管1204在典型应用中承受大于10V的电压。次级侧半绕组交替整流并向电容器C1添加电荷。由于只有一半的变压器在特定的半周期内为输出电容供电，因此可以在C1上产生的输出电压是有限的。然而，只有一个肖特基二极管根据导通的路径在特定时间有助于传导损耗。具有高电流密度和相对低的反向击穿电压的肖特基二极管可用于减小整流电路的面积。如果没有肖特基二极管，可以使用常规二极管，但这会导致系统损耗。
参考图13，在电力传输设备的至少一个实施例中，整流电路403包括具有未连接的中心接头的导电线圈208。替代双二极管整流结构的，是包括四二极管整流结构的整流电路403。二极管1204、二极管1206、二极管1208和二极管1210是肖特基二极管，但也可以使用在二极管上具有较高损耗的常规二极管。图13的实施例允许输出DC信号VDD2具有更大范围的输出电压电平，因为与图12的实施例相比，整个导电线圈208在每个半周期期间将能量输送到负载。然而，图13的实施例具有增加的传导损耗，因为平均输出负载电流在两个二极管上传导，并引起两个二极管正向电压降，而不是如图12的实施例的一个二极管正向电压降。
用图14的晶体管1212和1214代替图13的实施例的二极管1208和二极管1210，并且通过降低传导损耗来提高整流电路403的效率，可以使得晶体管1212和晶体管1214两端的电压与图13的实施例相比低于肖特基二极管的正向电压降。参考图14，在至少一个实施例中，整流电路403包括与常规CMOS设备集成的肖特基二极管1202和肖特基二极管1204(例如，交叉联结的n型晶体管1212和n型晶体管1214)。导电线圈208不在中心接头处联结。调节输出DC信号VDD2处的输出电压电平，使得VDD2+VF下降到低于晶体管1212的最大栅极到源极的电压，并且晶体管1214减轻了与晶体管1212和晶体管的最大栅极到源极的电压相关的可靠性问题。当图14的晶体管1212或晶体管1214中的任一个导通时(例如，通过晶体管1214、导电线圈208和二极管1202的路径或通过晶体管1212、导电线圈208和二极管1204的路径)，信道和晶体管1212的体二极管导通，因此，与图13的四二极管实施例相比，从而减小了传导损耗。在参考图14和15，波形1502示出了通过晶体管1212、导电线圈208和二极管1204的导通，并且波形1504示出了通过晶体管1214、导电线圈208和二极管1202的导通。波形1506示出了作为电容器C1两端的输出DC信号VDD2而产生的整流DC电压(5V)。
参考图16，电力传输设备1600包括联结到导电线圈206的振荡电路402，并且被配置为经由变压器209从第一电压域通过隔离屏障的传输能量，变压器209经由第二导电线圈208和整流电路403将电力传输到负载1650的第二电压域。通常，负载1650和电容器C1在封装外壳电力传输设备1600的外部。振荡电路402由启用/停用信号控制，该信号控制输送到变压器209的次级侧的能量的量，从而调节输出DC信号VDD2。参见图16和17，电力传输设备1600将初级侧上的第一电压域与次级侧上的第二电压域隔离，并允许初级侧和次级侧之间的数据传输。无需外部DC-DC转换器来为第二电压域供电。变压器209是集成在封装1702中的空心变压器(例如，宽体、小外形集成电路(WBSOIC)封装)。变压器209集成在电力传输设备1600中减少了预期应用(例如，工业和汽车应用)中的电压隔离系统的材料成本和板空间要求。
图17和18示出了容纳电力传输设备1600和变压器209的封装1702的平面图，和设置在封装1702中的导体上的变压器209的横截面1800的横截面图。在至少一个实施例中，变压器209是具有1：N匝数比的空心变压器，其中，N可以大约为1。变压器209的每个导电线圈的每一个包括两匝(two turns)，并且具有平面螺旋结构。然而，本领域技术人员将理解，本文的教导可以与其他变压器一起使用，其中，使用每个线圈的其他匝数比和/或其他匝数。变压器209将初级侧上的AC电能转换成磁通量，其联结到电力传输设备1600的次级侧。将能量从初级侧传输到次级侧需要加强的隔离，即，变压器209的初级侧和次级侧需要能够承受大于5kV RMS的电压突波。因此，将导电线圈206与导电线圈208隔离的变压器的磁芯中使用的材料需要能够承受大于5kV RMS的电压突波。变压器209具有物理设计并且使用降低导电线圈206和导电线圈208的串联电阻并且改善变压器209的品质因数的材料形成，这提高了变压器209的效率。
在至少一个实施例中，封装1702容纳电力传输设备1600，并且使用绝缘基材1802形成变压器209。绝缘基材1802是具有高转化温度(即，高Tg，例如Tg为至少约150℃)和低介电常数(例如，硼硅酸盐玻璃，例如，Tg约为150)的玻璃基材、树脂基材(例如，双马来酰亚胺-三嗪(BT))、或玻璃增强的环氧树脂层压板(FR-4)。通过在绝缘基材1802上形成变压器209，变压器209可以直接设置在导体1705、导体1706、导体1707和导体1708上，其可以由封装1702内的镀铜或其他导体形成。尽管绝缘基材1802与导体1705、导体1706、导体1707和导体1708物理接触，变压器209与导体1705、导体1706、导体1707和导体1708电隔离，从而减小了与电力输送设备1600的其他集成电路结合容纳变压器209的封装的物理尺寸要求。例如，集成电路1710包括振荡电路402，集成电路1712，其包括整流电路403，集成电路1718，其包括反馈和容错电路，集成电路1714，其包括通信信道接收电路，以及集成电路1716，其包括通信信道发射电路。然而，在电力传输设备1600的至少一个实施例中，集成电路1712、集成电路1716和集成电路1718(例如，整流电路403、反馈和容错电路以及隔离信道发射电路)的电路集成在更少集成电路晶粒或单个集成电路晶粒，其联结到变压器设备1704。类似地，在电力传输设备1600的至少一个实施例中，集成电路1710和集成电路1714的电路(例如，振荡电路402和通信信道接收电路)集成在联结到变压器设备1704的单个集成电路晶粒中。
使用引线接合或其他集成电路互连，将集成电路1710和集成电路1712联结到变压器设备1704。在至少一个实施例中，第一导电线圈206由导电层形成，然后是传统的光刻图案化。例如，在绝缘基材1802上形成导电层(例如，铜层)。施加光致抗蚀剂，并且使用包括用于第一导电线圈206的图案的掩模版来选择性地曝光光致抗蚀剂材料。制造过程去除不需要的材料(例如，蚀刻掉不需要的材料)。可以使用附加图案化工艺来代替减图案化工艺仅在需要该材料的区域中形成导电结构。绝缘层1804形成在第一导电线圈206上。然后，在绝缘层1804上形成第二导电线圈208和互连结构(未示出)。绝缘层1804可以是具有高介电强度的任何低介电常数材料(例如，基于环氧树脂的光致抗蚀剂、高温聚酰亚胺、二氧化硅或介电常数小于10的其他薄膜材料)。因此，导电线圈206和导电线圈208形成在绝缘基材1802上的不同层中。变压器209可以包括接地引脚，以增加散热并降低结的温度升高。变压器209可以包括具有减小电磁干扰的尺寸的双匝导电线圈(例如，具有沿相反方向的电流的对称线圈)并且实现足够的效率。
参考图16和17，反馈电路1608是电迟滞电路，其基于终端SNS上的电压VSNS调节输出DC信号VDD2，终端SNS是由电阻分压器网络产生的输出DC信号VDD2的分压版本。电迟滞用于产生反馈信号，该反馈信号控制振荡电路402以将输出DC信号VDD2的输出电压电平维持在目标电压范围内。在电力传输设备1600的示例性实施例中，VDD2，MAX是5.02V并且VDD2，MIN是4.98V，这导致平均调节的VDD2值为5.0V。电阻分压器网络可以是芯片上的(例如，集成电路1712或者集成电路1718)、芯片外(例如，电阻器R1和电阻器R2使用封装1702中的隔离晶体管实现)，和/或在封装1702外部，并且经由封装1702的一个或多个的引脚联结。在电力传输设备1600的至少一个实施例中，只需要一个引脚(例如，终端SNS)来控制输出DC信号VDD2和反馈电路1608的电压调节器的电迟滞带，尽管在其他实施例中，可以使用附加引脚。
参照图16和19-21，反馈电路1608包括比较器1902，其将终端SNS上的电压VSNS与参考电压VREF(例如，由带隙参考电路1612产生的参考电压)进行比较。当比较器1902基于参考电压VREF检测到电压VSNS超过第一阈值电压VDD2，MAX时，比较器1902的输出改变输出信号电平。在典型的稳态操作中，(例如，TSHUT配置锁定电路1910，以通过比较器1902的输出的驱动版本)，发射器1602将比较器1902的输出通过隔离屏障从次级侧通信到初级侧。比较器1902的输出可以被转换为调制信号用于传输。例如，发射器1602使用振荡器1610进行开关键控调制以通过电容信道1606将比较器1902的输出的数字表示通信至接收器1604。初级侧基于所接收的数字信号产生ENABLE/DISABLE_B并相应地控制振荡电路402(例如，禁用振荡电路402中的共源共栅晶体管，以暂停电力传输)。当振荡电路402被禁用时，次级侧的负载1650开始对电容器C1放电。结果，输出DC信号VDD2的电压电平以等于的速率下降。在输出DC信号VDD2的电压电平超过第二阈值电压VDD2，MIN之后，比较器1902改变其输出信号的电平。电压电平的变化通过隔离屏障从次级侧传输到初级侧。该电平变化导致初级侧启用振荡电路402，这使得输出DC信号VDD2的电压电平再次上升。输出DC信号VDD2可以具有由整流器引起的振荡频率的两倍的小AC纹波。仅当振荡器开启时以及当输出DC信号VDD2的电压电平上升到第一阈值电压VDD2，MAX时，才存在AC纹波。由开关键控信号产生的接收的ON和OFF信号的固有延迟导致输出DC信号VDD2的小DC偏移，其可以通过减少反馈信道的延迟来减少。
参见图16和19，由于参考电压VREF以及电阻器R1和电阻器R2的电阻比率确定输出DC信号VDD2的电压电平。电迟滞阈值、第一阈值电压VDD2，MAX和第二阈值电压VDD2，MIN使用电流I1编程为目标电平，电流I1由p型晶体管1904提供(sourced)或由n型晶体管1906往返(sunk)于包括电阻器R1和电阻器R2的电阻器网络：
因此，通过使用模拟技术，独立于输出DC信号VDD2的电压电平来控制反馈信号的电迟滞带：
VHYS＝VDD2，MAX-VDD2，MIN＝2×I1×R1。振荡电路402向次级侧和负载电容器提供固定的DC电流。在稳定状态下，当输出DC信号VDD2的电压电平在第一阈值电压VDD2，MAX和第二阈值电压VDD2，MIN之间移动时，电容器C1以近似的恒定速率充电和以近似的恒定速率放电，在稳态时，因此，以及振荡电路402的启用和禁用频率以实现电压调节为其为C1、VHYS和Iload的函数，并且可以根据特定的制造条件而变化。对于特定负载条件，可以通过为C1和VHYS选择适当的值，来调整反馈信道的频率。
参考图20，在反馈电路1608的至少一个实施例中(而不使用电流源)，除了电阻器R1和电阻器R2之外，还包括电阻器R3：
以及
与上述实施例相反，其中，输出DC信号VDD2的平均电压电平由具有对称磁滞的Vrefx定义。
与上述的实施例相反，在输出DC信号VDD2的平均电压电平由均匀分布在输出DC信号VDD2平均电压电平附近的频带的和对称磁滞带VHYS＝2×I1×R1限定，图20的实施例的上下电迟滞阈值由更复杂的计算公式计算。然而，该电路使用更简单的实现方式来提供目标的上和下电迟滞阈值。电阻器R3可以包含在集成电路内部，而电阻器R1和电阻器R2保持在外部，通过选择电阻器R1的第一电阻和电阻器R2的第二电阻，使用设备的单个引脚，允许电迟滞带和输出电压电平的可编程性。
参考图16，在电力传输设备1600的至少一个实施例中，热关断电路1618和热关断电路1620保护电力传输设备1600免于过热事件，这可能由于环境温度超过指定范围而发生，或由于电力传输设备1600中的故障而发生。热关断电路1618响应于初级侧集成电路上的温度超过预定的结的温度(例如，150℃)而产生初级侧热关断控制信号。定时器/振荡器启动电路1622可以使用初级侧热关断控制信号来禁用振荡电路402，振荡电路402是电力传输设备1600的主要功率耗散源。当振荡电路402被禁用时，电力传输设备1600的结的温度减小，从而保护初级侧的装置。类似地，在次级侧，热关断电路1620响应于次级侧集成电路上的温度超过预定的结的温度(例如，150℃)而产生相应的热关断控制信号。反馈电路1608可以使用次级侧热关断控制信号来提供反馈信号，通过在隔离信道传输时禁用振荡电路402，从而允许电力传输设备1600的结的温度降低并保护次级侧的设备。初级侧和次级侧可以独立地引起振荡电路402的热关断。
参考图16，在电力传输设备1600的至少一个实施例中，欠压锁定电路1614和欠压锁定电路1616减少或消除设备启动和设备关闭期间的错误操作，或者当输入DC信号VDD1具有低于其规定的工作范围的电平时。初级侧和次级侧可以使电力传输设备1600独立地进入或离开欠电压锁定状态。欠压锁定电路1614防止振荡电路402的错误接通或错误关断。欠压锁定电路1614使用电压检测器产生选通信号，该电压检测器检测输入DC信号VDD1的电压电平是否稳定并且已经越过预定阈值电压。初级侧的选通逻辑产生选通信号VDD1_OK，其被热关断电路1618用于配置电路，以在电源仍然上升并且尚未稳定时，减少或消除过多的瞬态电流。通过选通信号VDD1_OK对初级侧的所有逻辑进行选通，来减少或消除由于关闭振荡电路402的低电源电压而在控制路径中做出的错误决定。类似地，在次级侧，欠压锁定电路1616监控输出DC信号VDD2。如果输出DC信号VDD2的电压电平超过预定阈值电压，则欠压锁定电路1616产生控制信号VDD2_OK，其由热关断电路1620使用，以使反馈电路1608的输出能够调节输出DC信号VDD2的电压电平。
在至少一个实施例中，电力传输设备1600、振荡电路402包括具有交叉联结的n型晶体管闩锁器的LC槽振荡器，如上所述，其限制可以流过变压器209的峰值电流。当次级侧由于故障而短路接地时，振荡电路402的峰值电流限制减小或消除了来自提供输入DC信号VDD1的输入节点的过量电流。峰值电流的这些限制描述如下：
以及
其中，k是变压器的互感，Rs是初级绕组的等效串联电阻。在示例性实施例中，导电线圈206的电感，L＝100nH，振荡电路402的基频，f0＝75MHz，并且k＝0.6，并且Rs＝1.4Ω。因此，lpeakprimary是大约316mA并且Ipeaksecondary是大约200mA。
在至少一个实施例中，电力传输设备1600包括初级侧上启动电路1622的定时器/振荡器。定时器/振荡器启动电路1622响应于反馈信道的故障而改善电力传输设备1600的容错性。响应于次级侧的故障状态或者如果负载通过小的有限的电阻被拉动接地，则反馈信道可能不起作用，导致振荡电路402连续地将电力传输到次级侧。从初级侧到次级侧的连续电力传输可能导致次级侧集成电路的加热，这会影响次级侧集成电路的稳定性。例如，次级侧上的过度结加热导致次级侧的热关断，但是由于共模瞬态事件或故障条件，发射器1602可能无法将关闭信号传输到初级侧。为了减少或消除次级侧上的设备的过应力，定时器/振荡器启动电路1622在预定的时段(例如，10ms)监控所接收的反馈信号。在至少一个实施例中，定时器/振荡器启动电路1622包括计数器，该计数器对由接收器1604提供的接收到的启用/禁用反馈控制信号的转换次数进行计数，并在预定时段之后，将计数与预定的阈值计数进行比较。如果在该周期期间发生接收到的反馈信号电平的转换次数不足，则定时器/振荡器启动电路1622禁用振荡电路402达第二预定时段(例如，10ms)。在第二预定时段期满之后，定时器/振荡器启动电路1622复位。定时器/振荡器启动电路1622继续监控并响应接收到的反馈信号的任何不足数量的转换，直到故障状态消失并且通信信道和接收到的反馈信号再次变为活动状。
在至少一个实施例中，电力传输设备1600包括在次级侧上的过压保护电路1624，以减少或消除驱动负载，其具有超过可靠性规范的输出DC信号VDD2的电压电平。例如，故障可能导致通信信道故障并且不更新所接收的反馈信号，这导致振荡电路402以比所需的更长的时段将电力传输至电容器C1将其充电到与第一阈值电压VDD2，MAX相对应的电压电平，因而使输出DC信号VDD2的电压电平超过对应于第一阈值电压VDD2，MAX的电压电平(例如，对于5VVDD2，MAX，电压为9V)。次级侧的这种过电压可能损坏负载中的设备。为了减少或消除输出DC信号VDD2的过量电平的可能性，过压保护电路1624在次级侧吸收任何过量电流，并将过量电流接地，从而钳位输出DC信号VDD2的电压电平，并防止其进一步上升。在至少一个实施例中，过压保护电路1624包括有源并联调节器，其被配置为有源钳位。使用反馈电路技术实现示例性并联调节器，该反馈电路技术产生参考电压VREF的缩放版本(例如，1.1×VREF)，并使用误差放大器，将该缩放版本的参考电压VREF与电压VSNS进行比较。如果电压VSNS超过参考电压VREF的缩放版本，则误差放大器的输出激活钳位设备。该钳位设备将过量电流分流到地，并且将电压VSNS调节为近似等于参考电压VREF的缩放版本的电压电平，从而防止输出DC信号VDD2的电压电平进一步上升。参考电压VREF的缩放版本将有源钳位电平设置为高于输出DC信号VDD2的标称电压电平约10％，其在外部负载的可靠性限制内。例如，如果输出DC信号VDD2的目标电压电平是5V，则当输出DC信号VDD2的电压电平超过5.5V时，有源钳位接合。在正常操作期间(即，无故障操作模式)，电压VSNS小于1.1×VREF并且分流装置在该状态下不活动。当输出DC信号VDD2的电压电平斜升(例如，在上电序列期间)时可以禁用有源钳位，并且可以仅在输出DC信号VDD2的电压电平接近其调节的电压电平和VDD2_OK表示无故障情况时启用有源钳位。
虽然在描述本发明的实施例时通常假定电路和物理结构，但是公认的是，在现代半导体设计和制造中，物理结构和电路可以体现为适合在后续设计、模拟、测试或制造阶段中使用的计算机可读描述形式。在示例性配置中呈现为离散组件的结构和功能可以实现为组合结构或组件。预期本发明的各种实施例包括电路、电路系统、相关方法、以及这些电路、系统和方法的所有这些具有编码的有形计算机可读介质(例如，VHSIC硬件描述语言(VHDL)、Verilog、GDSII数据、电子设计交换格式(EDIF)、和/或Gerber文件)，如本文所述并且如所附权利要求中所限定的。此外，计算机可读介质可以存储指令以及可以用于实现本发明的数据。指令/数据可以与硬件、软件、固件或其组合有关。
因此，已经描述了电力传输设备，其具有集成变压器、相对小尺寸、高效率并且具有内置容错、以及可编程输出电压、电压纹波和DC/AC电力转换频率。这里阐述的本发明的描述是说明性的，并不意图限制如所附权利要求中阐述的本发明的范围。例如，虽然已经在电力传输设备的实施例中描述了本发明，但是本文描述的技术可以与其他隔离产品组合，例如，在同一封装中的数字隔离器、模拟隔离器和栅极驱动器。在不脱离所附权利要求中阐述的本发明的范围的情况下，可以基于这里阐述的描述做出对本文公开的实施例的变型和修改。

Claims (20)

1.一种具有初级侧和通过隔离屏障与初级侧隔离的次级侧的隔离式电力传输设备，所述隔离式电力传输设备包括：
第一电源节点；
第二电源节点；
次级侧导电线圈；
次级侧电路，包括：
整流电路，其联结至所述次级侧导电线圈，所述第一电源节点和所述第二电源节点；
第一电阻器，其联结到所述第一电源节点和终端节点；
第二电阻器，其联结到所述终端节点和所述第二电源节点；以及
第一电路，其被配置为响应于预定参考电压和所述终端节点上的信号产生反馈信号，所述反馈信号具有由所述第一电阻器的第一电阻和所述第二电阻器的第二电阻限定的电迟滞带，
其中，所述次级侧电路被配置为AC/DC电力转换器电路，其在所述第一电源节点上提供输出DC信号，所述输出DC信号具有基于所述第一电阻与所述第二电阻的比率的电压电平。
2.根据权利要求1所述的隔离式电力传输设备，其中，所述次级侧电路还包括：
第三电阻器，其联结到所述终端节点，所述电迟滞带进一步由所述第三电阻器的第三电阻限定。
3.根据权利要求1所述的隔离式电力传输设备，其中，所述第一电阻器和所述第二电阻器在包括所述次级侧电路的集成电路外部。
4.根据权利要求3所述的隔离式电力传输设备，其中，所述次级侧电路还包括所述集成电路内部的第三电阻器。
5.根据权利要求1所述的隔离式电力传输设备，其中，所述次级侧电路还包括：
过压保护电路，其被配置为将所述第一电源节点上的输出DC电压电平钳位为至多是预定输出电压电平。
6.根据权利要求1、2、3、4或5所述的隔离式电力传输设备，还包括：
输入电源节点，其被配置为向初级侧导电线圈提供输入DC信号；以及
初级侧电路，其联结到所述初级侧导电线圈，所述初级侧电路包括：
第二电路，其联结到所述初级侧导电线圈，以形成振荡电路，所述振荡电路被配置为响应于所述输入DC信号和振荡器启动信号的DC/AC电力转换器的D类振荡器，所述振荡电路基于所述第一电阻和所述第二电阻的频率，以一定频率启动和禁用，以及，
接收器，其被配置为经由穿过所述隔离屏障的通信信道，从所述第一电路接收反馈信号，以及
其中，所述次级侧电路还包括发射器，所述发射器被配置为使用所述通信信道，将所述反馈信号发送到所述隔离屏障。
7.根据权利要求1、2、3、4或5所述的隔离式电力传输设备，还包括：
变压器，其被配置为执行AC/AC电源转换，所述变压器包括：
初级侧导电线圈；以及
次级侧导电线圈，其与所述初级侧导电线圈电性隔离，
其中，所述变压器使用由绝缘材料制成的第一基材形成，并且所述变压器集成到包括所述初级侧电路和所述次级侧电路的集成电路封装中，所述集成电路封装包括形成在所述集成电路封装的封装基材上的导电结构，其中，所述第一基材设置在所述封装基材的所述导电结构上。
8.根据权利要求7所述的隔离式电力传输设备，其中，所述第一基材是具有高转化温度和低介电常数的玻璃基材。
9.一种用于操作具有初级侧和通过隔离屏障与所述初级侧隔离的次级侧的隔离式电力传输设备的方法，所述方法包括：
整流从次级侧导电线圈接收的AC信号，以产生具有基于第一电阻与第二电阻的比率的电压电平的输出DC信号；以及
响应于预定参考电压和所述输出DC信号产生的反馈信号，所述反馈信号具有由所述第一电阻和所述第二电阻限定的电迟滞带。
10.根据权利要求9所述的方法，还包括：
将输入DC信号转换为第二AC信号，所述输入DC信号与所述输出DC信号电隔离，
其中，所述转换包括：
用所述输入DC信号驱动振荡电路；以及
基于所述反馈信号选择性地启用所述振荡电路，以产生所述第二AC信号。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述振荡电路是以基于所述第一电阻和所述第二电阻的频率来启用和禁用。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述转换还包括：
使用由初级侧导电线圈和所述次级侧导电线圈形成的电感器将所述第二AC信号转换为所述AC信号，所述次级侧导电线圈与所述第一导电线圈电隔离。
13.根据权利要求10所述的方法，其中，所述选择性启用还基于状态指示标，所述状态指示标指示穿过隔离屏障的通信信道的操作状态。
14.根据权利要求12所述的方法，还包括：
基於预定时段内的所述反馈信号的信号电平的变化生成所述状态指示标。
15.根据权利要求9、10、11、12、13或14所述的方法，还包括：
将所述电压电平钳位到预定电压电平。
16.根据权利要求9、10、11、12、13或14所述的方法，其中，电迟滞带进一步由第三电阻限定。
17.一种隔离式电力传输设备，包括：
集成电路封装，其包括：
多层基材；
使用所述多层基材形成的第一导电结构；以及
第一晶粒，该晶粒由集成电路封装保持，并设置在所述第一导电结构上，所述第一晶粒包括：
由绝缘材料形成的基材；以及
在所述基材上形成的变压器，所述变压器包括：
第一导电线圈，其包括联结到所述集成电路封装的输入电源节点的中心接头，以及
第二导电线圈与所述第一导电线圈电隔离，
其中，所述第一导电线圈被配置为经由所述第二导电线圈从所述输入电源节点向输出电源节点传输电力，所述输入电源节点与所述输出电源节点电隔离。
18.根据权利要求17所述的电力传输设备，还包括：
由所述集成电路封装保持的第二晶粒，所述第二晶粒电联结到所述第二导电线圈，所述第二晶粒包括次级侧电路，所述次级侧电路包括：
整流器，其联结到所述第二导电线圈、第一电源节点和第二电源节点；
第一电阻器，其联结到所述第一电源节点和终端节点；
第二电阻器，其联结到所述终端节点和所述第二电源节点；以及
第一电路，其被配置为响应于预定参考电压和所述终端节点上的信号产生反馈信号，所述反馈信号具有由所述第一电阻器的第一电阻和所述第二电阻器的第二电阻限定的电迟滞带；以及
由集成电路封装保持的第三晶粒，所述第三晶粒被电联结到所述第二导电线圈并与所述第二晶粒电隔离，所述第三晶粒包括：
联结到所述第一导电线圈的初级侧电路，所述初级侧电路包括：
第二电路，其联结到所述初级侧导电线圈，以形成振荡电路，所述振荡电路被配置为响应在输入电源节点上的输入DC信号和振荡器启动信号的DC/AC电力转换器的功率放大器，所述振荡电路以基于所述第一电阻和所述第二电阻的频率启动和禁用，
其中，所述次级侧电路被配置为AC/DC电力转换器电路，其在所述第一电源节点上提供具有基于所述第一电阻与所述第二电阻的比率的电压电平的输出DC信号。
19.根据权利要求17或18所述的电力传输设备，其中，所述基材是具有高转化温度和低介电常数的玻璃基材。
20.根据权利要求17或18所述的电力传输设备，其中，所述第一导电线圈形成在所述基材上的第一层中，以及所述第二导电线圈形成在所述基材上的第二层中。
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