CN103944424B - 供用于功率转换器中的接收电路 - Google Patents

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Abstract

供用在功率转换器控制器中的接收电路，包括第一放大器，该第一放大器被耦合以接收一个输入脉冲。第二放大器被耦合至所述第一放大器的第一输出。所述第一输出被耦合以响应于所述输入脉冲和所述第二放大器的第二输出。输出电路被耦合以响应于所述第二输出而生成输出信号。

Description

供用于功率转换器中的接收电路
技术领域
本发明总体涉及要求流电隔离（galvanic isolation）的多个电路之间的通信。更具体地，本发明的实施例涉及开关式功率转换器中跨隔离势垒（isolation barrier）的通信。
背景技术
开关式功率转换器广泛用于需要经调节的直流（dc）源来供其运行的家用器具或工业器具，例如像在电子移动设备中普遍使用的电池充电器。离线ac-dc转换器将低频（例如，50Hz或60Hz）高压ac（交流）输入电压转换成所要求电平的dc输出电压。一些类型的开关式功率转换器由于其良好的经调节的输出、高效率和小尺寸以及其安全和保护特征而普及。普及的开关式功率转换器的拓扑包括回扫（flyback）、前向、升压、降压、半桥和全桥拓扑，以及包括谐振类型的许多其他拓扑。
除了输出处的电压电平变化，隔离式（isolated）开关式功率转换器的安全需求还通常要求使用高频变压器以提供开关式功率转换器的输入和输出之间的流电隔离。
开关式功率转换器的市场中的一个主要挑战是，降低开关式功率转换器的尺寸和成本，同时维持高性能运行规范。在已知的隔离式开关式功率转换器中，对开关式功率转换器的输出的感测以及对用于调节开关式功率转换器输出参数（例如，电流或电压）的反馈信号的传送通常使用外部隔离部件（例如像光耦合器）来完成。这些已知方法为开关式功率转换器增加了不想要的附加尺寸以及成本。此外，光耦合器运行缓慢，且在许多情形中，会限制开关式功率转换器的反馈带宽和瞬态响应。
发明内容
根据本发明的一方面，提供供用于功率转换器控制器中的接收电路，该接收电路包括：
第一放大器，被耦合以接收一个输入脉冲；
第二放大器，被耦合至所述第一放大器的第一输出，其中所述第一输出被耦合，以响应于所述输入脉冲以及所述第二放大器的第二输出；
一个输出电路，被耦合以响应于所述第二输出而生成一个输出信号；
第一预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第一输出重置为第一值；以及
第二预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第二输出重置为第二值。
根据本发明的另一方面，提供功率转换器，该功率转换器包括：
一个能量传递元件；
一个开关，被耦合至所述能量传递元件，且被耦合至所述功率转换器的输入；以及
一个控制器电路，被耦合以控制所述开关的开关，从而控制通过所述能量传递元件从所述功率转换器的输入至所述功率转换器的输出的能量传递，所述控制器电路包括一个接收电路，所述接收电路包括：
第一放大器，被耦合以接收一个输入脉冲；
第二放大器，被耦合至所述第一放大器的第一输出，其中所述第一输出被耦合，以响应于所述输入脉冲和所述第二放大器的第二输出；以及
一个输出电路，被耦合以响应于所述第二输出而生成一个输出信号。
附图说明
参照下列附图描述本发明的非限制性和非穷举的实施方案，其中在所有各个视图中，相同的参考数字指代相同的部分，除非另有规定。
图1示出了根据本发明的教导的带有接收电路的同步回扫开关式功率转换器的一个实施例的示意图，该接收电路经由功率转换器的控制器的两个芯片（die）之间的磁耦合通信链路接收来自发射机的信号。
图2示出了根据本发明的教导的发射机借助于磁耦合通信链路发送脉冲至接收机以及接收电路响应于接收来自所述发射机的脉冲而输出一个输出电压的示意图。
图3示出了根据本发明的教导的一个示例时序图，示出了由发射机所生成的一个电流和相应的电压、由接收电路所接收的输入脉冲电压以及由该接收电路所生成的输出电压。
图4示出了根据本发明的教导的接收电路的一个示例框图示意图，所述接收电路包括放大器和预偏置电路系统。
图5示出了示出根据本发明的教导的可被用在接收电路中的放大器和预偏置电路系统的一个实施例的示意图。
在附图的各个视图中，相应的参考数字指示相应的部件。本领域普通技术人员应理解，附图中的元件是出于简化和清楚的目的而被示出，且未必按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可相对于其他元件被夸大，以有助于提高对本发明的多个实施方案的理解。此外，通常未描绘在商业可行的实施方案中有用或必要的、常见但容易理解的元件，以便于较不受妨碍地查看本发明的这些实施方案。
具体实施方式
在下文的描述中，阐明了许多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，本领域普通技术人员将明了，实施本发明无需采用所述具体细节。在其他情况下，为了避免模糊本发明，没有详细描述众所周知的材料或方法。
本说明书全文提到“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意指，关于该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，本说明书全文多处出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全都指相同的实施方案或实施例。再者，所述具体特征、结构或特性可在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合结合。具体特征、结构或特性可被包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或其他提供所描述的功能的合适的部件中。此外，应理解，这里提供的图出于向本领域普通技术人员解释的目的，并且这些图未必按比例绘制。
图1示出了根据本发明的教导的同步回扫开关式功率转换器100的一个实施例的示意图，所述同步回扫开关式功率转换器100具有接收机160，所述接收机160经由同步回扫开关式功率转换器100的集成电路控制器140的两个芯片之间的磁耦合通信链路146接收来自发射机162的信号。
在图1中示出的实施例中，同步回扫开关式功率转换器100利用次级控制。应理解，针对回扫转换器的次级控制具有输出调节较严格和对负载瞬变的响应较快速的优势。然而，次级控制的常规方法通常使用外部隔离装置（例如像光耦合器），这增加了开关式功率转换器的复杂性和成本。通过利用带有经流电隔离的初级控制芯片和次级控制芯片具有磁耦合通信链路146的示例多芯片隔离式集成电路控制器140，可不再需要外部添加的隔离部件例如光耦合器。流电隔离防止了初级控制芯片和次级控制芯片之间的dc电流。换句话说，施加在初级控制芯片和次级控制芯片之间的dc电压基本上不会在集成电路控制器140的初级控制芯片和次级控制芯片之间产生dc电流。集成电路控制器140的封装可通过使用该封装的引线框架来提供磁耦合通信链路146。根据本发明的教导，可以几乎零附加成本地维持开关式功率转换器的初级侧和次级侧之间的流电隔离，而不需要添加外部隔离部件。
在该示例同步回扫开关式功率转换器100中，初级控制器和次级控制器彼此流电隔离，但是根据本发明的教导在初级控制器和次级控制器之间仍存在可靠的通信。应理解，尽管图1的实施例示出了同步回扫转换器，但是标准的回扫转换器——其中用二极管替代同步整流电路126——也将受益于本发明的教导。
在图1示出的实施例中，同步回扫开关式功率转换器100包括能量传递元件124，所述能量传递元件124包括初级绕组110和次级绕组112，如所示。箝位电路106被耦合在能量传递元件124的初级绕组110两端，箝位电路106被耦合至同步回扫开关式功率转换器100的输入VIN102的第一线路。
在所描绘的实施例中，开关装置S1150在初级绕组110处被耦合至能量传递元件124，且在初级接地104处被耦合至同步回扫开关式功率转换器100的输入。在所示出的实施例中，开关装置S1150可被包括在集成电路封装内的单块结构或混合结构中。如所描绘的实施例中示出的，集成电路控制器140被耦合为控制开关装置S1150的开关（经由开关信号148），以控制能量从输入VIN102通过能量传递元件124至输出VO120的传递。集成电路控制器140包括初级芯片142和次级芯片144。箝位电路106被耦合以对开关装置S1150两端由初级绕组110的漏电感所引起的任何关断尖峰（turn-off spike）进行箝位。
如图1的实施例中所示出的，同步整流电路126在次级侧处被耦合至次级绕组112，且用作同步回扫开关式功率转换器100的同步整流器。在一个实施例中，通过来自次级芯片144的信号128来控制同步整流电路126，所述次级芯片144被耦合至同步整流电路126的金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）开关的栅极。当同步整流电路126的MOSFET开关通过来自次级芯片144的信号128导通时，该同步整流电路126的MOSFET开关可传导电流。在所描绘的实施例中，次级纹波通过输出滤波电容C1116变平滑，并且dc输出VO120被施加至负载123，具有负载电流IO118。输出VO120可由感测电路152经由输出感测信号UO156感测。次级芯片144可在次级芯片144的反馈引脚处接收来自感测电路152的反馈信号UFB154。应理解，在其他实施例中，感测电路152可被集成在集成电路控制器140内，同时仍受益于本发明的教导。
在启动时，初级芯片142——其以初级接地104为参考——开始开关装置S1150的开关，这开始将能量传递至同步回扫开关式功率转换器100的次级侧。初级芯片142和次级芯片144之间的通信可通过由磁耦合通信链路146提供的磁耦合，所述磁耦合通信链路146由集成电路封装的引线框架的隔离导体形成。在所示出的实施例中，接收机160被布置在初级芯片142上，发射机162被布置在次级芯片144上。在另一实施例中，接收机160可被布置在次级芯片144上，发射机162可被布置在初级芯片142上。在又一实施例中，发射机162和接收机160可被布置在初级芯片142和次级芯片144二者上。在多个实施例中，使用包括在集成电路封装的引线框架中的流电隔离的导电回路（conductive loop）来实现磁耦合通信链路146。
图2示出了根据本发明的教导的、发射机262借助于磁耦合通信链路246将输入脉冲发送至接收机260的示意图。在所示出的实施例中，通过经感应回路（inductive loop）生成发射机电流IT264来形成输入脉冲，这在感应回路上感生出电压VT266。当发射机电流IT264随时间改变或变化时，它在感应回路附近产生变化的磁场。由于电磁感应法则，在经受变化的磁场的导体两端生成电压。响应于发射机电流IT264变化，可在发射机262的感应回路附近的接收机导体两端感生出接收机电压VR268。因此，接收机260可经由磁耦合通信链路246接收来自发射机262的输入脉冲。在所示出的实施例中，接收机260响应于接收到输入脉冲而输出一个输出电压VOUT270。
图3示出了根据本发明的教导的一个示例时序图，示出了由发射机（例如，发射机262）所生成的发射机电流IT364和相应的电压VT366。实线的发射机电流IT364和电压VT366代表理想信号，而虚线308和310代表所估计的实际信号。实践中，实际信号很可能不同于理想信号，因为在磁耦合通信链路246中可能存在寄生元件，例如电容和/或电感等。例如，这些寄生元件可导致发射机和/或接收机中的损耗，导致较低振幅的电压VT366和/或电压VR368。
在图3的示例时序图中，电压VT366在t1和t3之间的处于值VTP的正振幅信号相应于发射机电流IT364在t1和t3之间的从0至ITP的朝上斜坡302。这种关系表明，通过发射机的感应回路的发射机电流IT364在以相应于朝上斜坡302的速率增大，以及通过发射机的感应回路的增大的电流在该感应回路上感生出值为VTP的正电压。在一个实施例中，值VTP在t1和t3之间为40mV。
VT366在t3和t5之间的零振幅信号相应于发射机电流IT364在t3和t5之间的处于ITP的平顶部304。这种关系表明，发射机电流IT364在t3和t5之间基本恒定。由于恒定电流不会在发射机的感应回路上感生相应的电压，所以VT366在t3和t5之间具有基本为零的振幅。
电压VT366在t5和t6之间的处于值VTM的负振幅信号相应于发射机电流IT364在t5和t6之间的从ITP至0的朝下斜坡306。这种关系表明，通过发射机的感应回路的发射机电流IT364在以相应于朝下斜坡306的速率减小，以及通过发射机的感应回路的减小的电流在发射机的感应回路上感生出值为VTM的负电压。
在所示出的实施例中，注意到，对于电流IT364，增大斜坡302比减小斜坡306更陡，所以值VTP比值VTM更大，因为根据电磁感应法则，在感应回路上所感生的电压成正比例于感应回路中的电流的斜率。此外，与发射机的感应回路放电相比，在更短的时间段内完成为发射机的感应回路充电。即使这样，本领域普通技术人员将意识到，电压VT366在t1和t3之间的正振幅信号下方的面积应当与电压VT366在t5和t6之间的负振幅信号下方的面积相同，以保持磁耦合通信链路中的基本为零的净能量。
图3还示出了根据本发明的教导的、由一个接收机（例如，接收机260）所接收的示例输入脉冲电压VR368和由该接收机所生成的输出电压370。类似于发射机电流IT364和电压VT366的时序图，用于电压VR368的实线代表理想信号，而虚线312代表所估计的实际信号。如上面所讨论的，在具有变化的电流的感应回路附近的接收机的导体上感生出一个电压。因此，电压VR368基本跟踪发射机电流IT364和电压VT366。如前面所提及的，磁耦合通信链路中的寄生元件可导致损耗。在一个实施例中，接收机中的损耗可能大于发射机中的损耗。如所示出的，这可能使得，电压VR368的实际信号的振幅大小比电压VT366的实际信号的相应大小更低。
当电压VR368的实际信号大于接收机中的阈值电压VTH时，接收机生成输出电压VOUT370中的H输出电压。当电压VR368的实际信号小于接收机中的阈值电压VTH时，接收机生成输出电压VOUT370中的L输出电压。由于使实际信号相对于理想信号延迟的寄生电容和/或电感，响应于电压VR368，输出电压VOUT370的脉冲可能略微延迟（例如，延迟t1和t2之间的时间段，或者延迟t3和t4之间的时间段）。在一个实施例中，开关式功率转换器的开关（例如，开关S1150）响应于输出电压VOUT370而开关。在一个实施例中，输出电压VOUT370的脉冲的脉冲宽度为约20ns。
如图3中进一步示出的，发射机可发送连续的脉冲，例如被一个时间段间隔开的发射机电流IT364的第一脉冲和发射机电流IT364的第二脉冲。在一个实施例中，该时间段具有由开关式功率转换器的开关周期TS所确定的长度。类似地，接收机可接收连续的脉冲，例如也被该时间段间隔开的电压VR368的第一脉冲和电压VR368的第二脉冲。图3中还示出了电路稳定时间（circuit settling time）t6至t7，该电路稳定时间相应于电压VR368的第一脉冲的负振幅信号的结束和电压VR368的第二脉冲的正振幅信号的开始之间的时间段。在该时间段中，接收机内的接收电路可具有时间来稳定和/或重置，以准备接收可能在初始脉冲之后的随后脉冲。
图4示出了根据本发明的教导的接收电路400的一个示例框图示意图，所述接收电路400可被纳入接收机160或260中。如所描绘的实施例中示出的，接收电路400包括第一放大器410、第二放大器430、输出电路460、延迟电路480、第一预偏置电路420和第二预偏置电路450。在所示出的实施例中，第一放大器410被耦合以接收输入脉冲UIN402，第二放大器430被耦合至第一放大器410的第一输出412。第一放大器410的第一输出412被耦合以响应于输入脉冲UIN402，并且响应于第二放大器430的第二输出440。在一个实施例中，输入脉冲UIN402相应于电压VR368。正反馈信号UPFB432为第一放大器410提供来自第二放大器430的第二输出440的反馈。输出电路460被耦合，以响应于第二输出440而生成输出信号UOUT470。在一个实施例中，输出信号UOUT470是一个电压，且相应于输出电压VOUT370。
在运行时，第一放大器410放大输入脉冲UIN402。第二放大器430被耦合至第一放大器410的第一输出412，并且通过进一步放大第一输出412而生成第二输出440。如上面所讨论的，正反馈信号UPFB432为第一放大器410提供来自第二放大器430的第二输出440的反馈。根据本发明的教导，在运行时，随着第一放大器410接收输入脉冲UIN402以及正反馈信号UPFB432这两者的结合，响应于输入脉冲UIN402的第一输出412的变化率增大。输出电路460被耦合至第二输出440，且响应于第二输出440和阈值电压VTH的比较，生成输出信号UOUT470。输出信号UOUT470可以是具有逻辑高电平和逻辑低电平的电压。在一个实施例中，当第二输出440大于阈值电压VTH时，输出信号UOUT470是逻辑低，当第二输出440小于阈值电压VTH时，输出信号UOUT470是逻辑高。根据本发明的教导，在多个实施例中，输出电路460可包括比较器、反相器、驱动器等，以生成输出信号UOUT470。
在所示出的实施例中，第一预偏置电路420被耦合，从而响应于输出信号UOUT470而将第一输出412重置为第一值。在图4中描绘的实施例中，第一值是V1。第一预偏置电路420可包括第一开关SW1422，所述第一开关SW1422被耦合以将第一输出412重置为所述第一值。如所示出的，第二预偏置电路450被耦合，从而响应于输出信号UOUT470而将第二输出440重置为第二值。在图4中描绘的实施例中，第二值是V2。第二预偏置电路450可包括第二开关SW2452，所述第二开关SW2452被耦合以将所述第二输出440重置为所述第二值。
根据本发明的教导，在运行时，响应于输出信号UOUT470而将第一输出412和第二输出440分别重置为第一值和第二值，可在一个短的时间段内使得接收电路400准备好接收并且放大跟随在输入脉冲UIN402之后的一个接下来的输入脉冲。在一些应用中，接收电路400可接收代表功率转换器的状态的信息（经由输入脉冲），并且可被配置为响应于快速的输入脉冲流。在一个实施例中，根据本发明的教导，这将允许使功率转换器的输出量（例如，输出VO120）被更加严格地调节。
在一个实施例中，延迟电路480被耦合以接收输出信号UOUT470，延迟电路480还被耦合以生成响应于输出信号UOUT470的预偏置控制信号UPRE482。延迟电路480可被进一步耦合至第一预偏置电路420，以及被耦合至第二预偏置电路450。延迟电路480还可被耦合以生成预偏置控制信号UPRE482的脉冲，所述预偏置控制信号UPRE482的脉冲相对于输出信号UOUT470的相应脉冲延迟。在一个实施例中，延迟电路480将输出信号UOUT470延迟约20ns。在一个实施例中，延迟电路480可包括一个耦合至电容器的电流源，从而通过将输出信号UOUT470延迟而生成预偏置控制信号UPRE482。
图5示出了示出根据本发明的教导的、可被用在接收电路400中的放大器和预偏置电路系统的一个实施例的示意图。第一放大器510是第一放大器410的一个可能实施例。如所描绘的实施例中所示出的，第一放大器510包括晶体管Q0503、Q1505、Q2507、Q3509、Q4511、Q5513、Q6515、Q7517、Q8514和Q9526。在图5所示的实施例中，晶体管Q0503和Q1505是双极结型晶体管（BJT），晶体管Q4511、Q5513、Q6515和Q7517是p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET），晶体管Q2517、Q3509、Q8514和Q9526是n沟道MOSFET。
在所示出的实施例中，第一放大器510包括具有单端输出的差分放大器。差分放大器包括晶体管Q0503和Q1505，所述晶体管Q0503和Q1505在其基极处被耦合在一起。晶体管Q1505被耦合，以在晶体管Q1505的发射极处接收输入脉冲UIN502。晶体管Q0503和Q1505的发射极可被认为是差分放大器的输入端子。晶体管Q0503的发射极被耦合至地504，而晶体管Q1505的发射极被耦合至一个输入节点，所述输入节点可被耦合至包括接收机（例如，接收机260）的感应回路的一部分的导体。在所示出的实施例中，地504代表参考电压或电位，相对于该参考电压或电位来限定或测量所述放大器和预偏置电路系统的所有其他电压或电位。在一个实施例中，感应回路的一端可被耦合至地504，而感应回路的另一端可通过导体被耦合至输入节点。因此，输入脉冲UIN502可基本上由感应回路上的电压加上地504来确定。通过感应回路附近的变化的磁场，可在感应回路的两端感生出一个电压。如果在感应回路附近不存在变化的磁场，则输入脉冲UIN502基本为地504（即，晶体管Q1505的发射极接收不到输入脉冲）。晶体管Q1505可代表与晶体管Q0503相同的且被并联地耦合在一起（即，基极被耦合在一起，发射极被耦合在一起，集电极被耦合在一起）的任何数目的晶体管。结果，对于相同的基极-发射极电压，晶体管Q1505的集电极电流基本等于晶体管Q0503的集电极电流乘以晶体管Q1505所代表的相同的晶体管的数目。在所示出的第一放大器510的实施例中，晶体管Q1505代表被并联耦合在一起的两个相同的晶体管（例如，与Q0503相同），从而对于相同的基极-发射极电压，晶体管Q1505需求的集电极电流是晶体管Q0503的集电极电流的两倍。
第一放大器510的第一分支包括晶体管Q6515、Q4511、Q2507和Q0503。第一放大器510的第二分支包括晶体管Q7517、Q5513、Q3509和Q1505。晶体管Q6515和Q7517用作电流源，以供应电流至第一放大器510的第一分支和第二分支。在一个实施例中，这些晶体管被定尺寸，使得晶体管Q7517的宽高比（即，晶体管的宽度与晶体管的长度的比率）与晶体管Q6515的宽高比的比率小于晶体管Q1505所代表的相同晶体管的数目。在所示出的第一放大器510的实施例中，晶体管Q7517的宽高比小于晶体管Q6515的宽高比的两倍。结果，晶体管Q7517可提供至第一放大器510的第二分支的电流比晶体管Q6515可提供至第一放大器510的第一分支的电流的两倍小。
对于第一放大器510的运行，这具有两种含义。第一，当晶体管Q1505的发射极在输入节点处接收不到输入脉冲时（即，当晶体管Q1505的基极-发射极电压变为等于晶体管Q0503的基极-发射极电压时），第一放大器510的第二分支不能满足晶体管Q1505的电流需求迫使第一输出512下降。需要附加的电流来满足晶体管Q1505的电流需求，以使第一放大器510稳定。该电流可来自第二放大器530的晶体管Q23535，以使第一放大器510稳定，使得第一输出512处于不足以接通晶体管Q20539的电平（即，传导第二放大器530的第二分支上可获得的全电流）。
第二种含义是，晶体管Q0503和Q1505的基极-发射极电压需要有差别，以将晶体管Q1505的电流需求降低至能够提升第一输出512。具体地，晶体管Q1505的基极-发射极电压需要比晶体管Q0503的基极-发射极电压小某一量，以便第一输出512升高至足以接通晶体管Q20539的电平（从而，将输出信号UOUT570从逻辑低转变至逻辑高）。晶体管Q0503的基极-发射极电压和晶体管Q1505的基极-发射极电压之间的差可被认为是第一放大器510的补偿（offset）或者接收电路400的检测阈值。换句话说，输入信号UIN502需要通过该补偿（检测阈值）来升高到地504之上，从而将第一输出512提升至所需的电平。
实践中，第一放大器510的输出处的信号电平不会对输入脉冲UIN502的变化立即做出反应。因此，第一输出512处的信号电平不仅依赖于输入脉冲UIN502的大小，而且依赖于输入脉冲UIN502的持续时间。例如，较短的输入脉冲需要具有较大的大小，以产生与具有较小大小的较长的输入脉冲所产生的相同的第一输出512。在一个实施例中，输入脉冲需要持续15ns为至少22mV，以能够将第一输出512提升至接通晶体管Q20539所需的电平。
在所示的实施例中，晶体管Q2507和Q3509具有相同的宽度和长度（从而，相同的宽高比），并且在它们的栅极处被耦合在一起，以形成电流镜。类似地，晶体管Q4511和Q5513也在它们的栅极处被耦合，以形成电流镜。在所示的实施例中，这些电流镜增大第一放大器510的增益。
在图5中，晶体管Q9526被耦合至供电电压VA，从而为晶体管Q1505和Q0503提供基极电流。在一个实施例中，晶体管Q9526可供应比晶体管Q0503和Q1505所需要的更多的电流，以确保晶体管Q0503和Q1505总是能够传导电流。晶体管Q8514被耦合，以将过电流吸收至地504。
在所示的实施例中，在耦合至晶体管Q8514、Q10528和Q12524的栅极的一个偏置节点处接收偏置电压VBIAS。在一个实施例中，该偏置电压VBIAS是由一个单独的电路生成且被提供至偏置节点的温度不敏感电压。该偏置电压VBIAS可被用于生成关于第一放大器510和第二放大器530的温度基本恒定的参考电流。此外，偏置电压VBIAS可用于设置晶体管Q8514和Q12524可传导的电流的量。在所示的实施例中，偏置电压VBIAS被施加至Q10528的栅极，以生成参考电流IBIAS，所述参考电流IBIAS则被反射通过电流镜组合Q11527-Q6515、Q11527-Q7517、Q11527-Q18538和Q11527-Q22539，以生成用于第一放大器510和第二放大器530的第一分支和第二分支的期望电流。以此方式，晶体管Q6515、Q7517、Q18538和Q22539可运行作为被耦合至供电电压VA的电流源，从而提供期望电流至第一放大器510和第二放大器530的第一分支和第二分支。根据晶体管Q6、Q7、Q18和Q22的宽高比而定，第一放大器510和第二放大器530的第一分支和第二分支中的电流可与参考电流IBIAS相同或者不同。作为一个例子，晶体管Q6可具有与晶体管Q11的宽高比相同的宽高比，使得第一放大器530的第一分支中的电流基本与参考电流IBIAS相同。
如前面所讨论的，第一放大器的第一分支是相应于晶体管Q0503、Q2507、Q4511和Q6515的支路，以及第二分支是相应于晶体管Q1505、Q3509、Q5513和Q7517的另一支路。第二放大器530的第一分支是相应于晶体管Q14532、Q15533、Q16534、Q17537和Q18538的支路，第二分支是相应于晶体管Q19531、Q20539、Q21536和Q22539的另一支路。晶体管Q6515和Q7517的宽高比可以不同于晶体管Q18538和Q22539的宽高比。在这种情况下，第一放大器510的第一分支和第二分支中的电流不同于第二放大器530的第一分支和第二分支中的电流。在所示出的实施例中，第二放大器530的第一分支和第二分支可具有相同的电流，这对于设置第一输出512上的晶体管Q20539的偏置电压（即，栅极-源极电压）可能是重要的。
参考第二放大器530，晶体管Q20539的偏置电压被设置成一个值，使得当输入节点处不存在输入脉冲时，晶体管Q20539不导通（即，不传导第二放大器530的第二分支上可获得的全电流），但是仍传导某一电流。这样，晶体管Q20539可被认为在阈值以下的区域中运行，这通过将晶体管Q20539的栅极-源极电压设置为略微低于晶体管Q20539的阈值电压（VT）的值来实现。这样做的一个原因是，保持第二放大器530的第二输出540在输出电路560的阈值电压之上。否则，如果当不存在输入脉冲时，晶体管Q20539传导第二放大器530的第二分支上可获得的全电流，则第二输出540可下降到输出电路560的阈值电压之下，错误地导致输出信号UOUT570从逻辑低转变至逻辑高。实践中，输出电路560响应于接收到一个输入脉冲UIN502，应当仅生成一个输出逻辑高。
如所例示的实施例中示出的，多个晶体管（具体地，晶体管Q19531、Q14532、Q15533、Q16534和Q23535）被用于设置晶体管Q20539的偏置电压。在所例示的实施例中，晶体管Q19531、Q14532、Q16534和Q23535全都具有相同的面积，意味着对于相同的集电极电流，它们的基极-发射极电压（VBE）彼此基本相同。晶体管Q23535的集电极电流可不同于晶体管Q14532、Q16534和Q19531的集电极电流，而晶体管Q14532、Q16534和Q19531可与具有相同宽高比的晶体管Q18538和Q22539具有相同的电流允许量（current courtesy），如前面所提及的。然而，晶体管Q23535的基极-发射极电压可仍非常接近于晶体管Q14532、Q16534和Q19531的VBE，因为VBE的小变化可关联于集电极电流的大变化。假定第一放大器510和第二放大器530的第一分支和第二分支中的电流小（以减小功耗），晶体管Q15的栅极-源极电压被迫等于（或者非常接近于）晶体管Q15的阈值电压。在一个实施例中，晶体管Q15和Q20具有相等的阈值电压。出于这种考虑，晶体管Q23535的基极电压可等于晶体管Q14532的VBE与Q15513的栅极-源极电压（即，晶体管Q15的VT）加上晶体管Q16534的VBE之和。
已知的是，晶体管Q23535被耦合以传导电流（当在输入节点处不存在输入脉冲时），所述电流从供电电压VA通过第一放大器510的晶体管Q1505和Q3509行进至地504。因而，晶体管Q20539的栅极电压等于晶体管Q23535的基极电压（2VBE+VT）减去晶体管Q23535的VBE。也就是说，晶体管Q20539的栅极电压是VBE+VT。如前面所提及的，晶体管Q19531的VBE与晶体管Q14532、Q16534和Q23535的VBE基本相同。由于在晶体管Q19531的集电极、基极和发射极之间存在电阻分压器（由电阻器R1584和R2586形成），所以晶体管Q19531的集电极电压变为（1+R1/R2）VBE，这也是晶体管Q20539的源极电压。在所示的实施例中，电阻器R1584是50万欧姆，电阻器R2586是3兆欧姆，从而晶体管Q19531的集电极电压是VBE+VBE/6。这样，晶体管Q20539的栅极-源极电压为约VT-VBE/6。在所示的实施例中，晶体管Q14532、Q16534、Q19531和Q23535的VBE为约0.65伏，因此晶体管Q20539的栅极-源极电压低于晶体管Q20539的阈值电压约100mV。在晶体管Q20539的栅极电压升高到高于晶体管Q20539的源极电压的量等于或者大于晶体管Q20的阈值电压（这在输入节点处有合适的输入脉冲时发生）之前，第二输出540保持大于输出电路560的阈值，结果，输出信号UOUT570保持逻辑低。
当输入脉冲在输入节点处（即，在晶体管Q1505的发射极处）被接收时，晶体管Q1505的基极-发射极电压减小，导致晶体管Q1505的集电极电流较低。作为响应，第一输出512开始升高。当第一输出512达到一个电平使得晶体管Q20539的栅极-源极电压变得高于晶体管Q20539的阈值电压时，晶体管Q20539导通，传导第二放大器530的第二分支上全部可获得的电流。随后，第二输出540开始下降，且可下降到输出电路560的阈值之下，这使输出信号UOUT570从逻辑低转变至逻辑高。
即使在输入脉冲UIN502已经消失之后，第一输出512仍可以足够长时间地保持高，以保持晶体管Q20539导通。类似地，第二输出540可以足够长时间地保持低，以使输出信号UOUT570比期望的更长时间地保持逻辑高。因而，如果在初始输入脉冲之后，随后的输入脉冲太快地到达，第一放大器510和第二放大器530可能未准备好适当地对随后的脉冲做出反应。
为解决这个可能的问题，第一预偏置电路520可运行，以通过从第一输出512提取电流将第一输出512返回到或重置为第一初始值，从而将第一输出512朝第一初始值拉低。在所示出的实施例中，延迟电路580使第一预偏置电路520延迟将第一输出512重置为第一初始值。具体地，延迟电路580通过延迟输出信号UOUT570来生成预偏置控制信号UPRE582，并且提供预偏置控制信号UPRE582至第一预偏置电路520以导通晶体管Q13522。当在输入节点处不存在输入脉冲时，第一初始值可为晶体管Q20539的栅极电压。换句话说，第一初始值可以是VBE+VT，如上面所讨论的。延迟电路580还可提供预偏置控制信号UPRE582至第二预偏置电路550，以导通晶体管Q24552，这继而将第二输出540提升至第二初始值，如所示出的。
在讨论图4时，正反馈信号432为第一放大器410提供来自第二放大器430的第二输出440的正反馈信号UPFB432。图5示出了可被实施以提供正反馈信号UPFB432的电路系统的一个实施例。具体地，晶体管Q21536的栅极和漏极之间的寄生电容CDG541将第二输出540耦合至晶体管Q5513的栅极。随着晶体管Q20539的栅极-源极电压增大以及晶体管Q20539响应于增大第一输出512而传导更多电流，第二输出540降低。由于第二输出540被耦合（经由寄生电容CDG541）至晶体管Q5513的栅极，晶体管Q5513的栅极电压相对于晶体管Q5513的源极电压变得更负，这对于p沟道MOSFET意味着晶体管传导更多的电流。因此，晶体管Q5513将传导更多的电流，驱动第一输出512以更快的速率增大。根据本发明的教导，以这种方式，图4的正反馈信号UPFB432从第二输出540通过寄生电容CDG541被提供至第一放大器510。因而，根据本发明的教导，第一放大器510可具有更快的响应时间，用于一旦接收到输入脉冲UIN502以及来自第二输出540的正反馈信号，就将第一输出512提升至接通晶体管Q20539所必需的电平。
上文对所示出的本发明的实施例的描述，包括摘要中描述的内容，不意在是穷举性的或者是对所公开的确切形式的限制。尽管出于示例目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和实施例，但在不偏离本发明的较宽泛精神和范围的前提下，多种等同修改是可行的。事实上，应认识到，具体的示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等是出于解释目的而提供的，并且根据本发明的教导，在其他实施方案和实施例中也可采用其他值。

Claims (21)

1.供用于功率转换器控制器中的接收电路，包括：
第一放大器，被耦合以接收一个输入脉冲并输出第一输出；
第二放大器，被耦合以接收所述第一放大器的所述第一输出并输出第二输出，其中所述第一输出响应于所述输入脉冲以及所述第二放大器的所述第二输出；
一个输出电路，被耦合以响应于所述第二输出而生成一个输出信号；
第一预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第一输出重置为第一值；以及
第二预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第二输出重置为第二值。
2.根据权利要求1所述的接收电路，还包括一个延迟电路，所述延迟电路被耦合以接收所述输出信号，其中所述延迟电路被耦合以响应于所述输出信号而生成一个预偏置控制信号，以及其中所述延迟电路被耦合至所述第一预偏置电路和所述第二预偏置电路。
3.根据权利要求2所述的接收电路，其中所述延迟电路被耦合以生成所述预偏置控制信号的一个脉冲，所述预偏置控制信号的脉冲从所述输出信号的相应脉冲延迟所述输入脉冲的至少脉冲宽度。
4.根据权利要求2所述的接收电路，其中所述延迟电路包括一个电流源，所述电流源被耦合至一个电容器。
5.根据权利要求1所述的接收电路，其中所述第一预偏置电路包括第一开关，所述第一开关被耦合以将所述第一输出重置为所述第一值。
6.根据权利要求1所述的接收电路，其中所述第二预偏置电路包括第二开关，所述第二开关被耦合以将所述第二输出重置为所述第二值。
7.根据权利要求1所述的接收电路，其中所述第二放大器包括第二放大器开关，所述第二放大器开关被耦合以通过所述第一放大器的所述第一输出来控制，以及其中所述第一值在所述第二放大器开关的导通值以下。
8.根据权利要求1所述的接收电路，其中所述第一放大器包括一个差分放大器，所述差分放大器具有第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管在它们的基极处被耦合在一起，其中所述第一晶体管在所述第一晶体管的发射极处接收所述输入脉冲。
9.根据权利要求1所述的接收电路，其中所述输出电路包括一个反相器，所述反相器被耦合以将所述第二放大器的输出与一个阈值电压进行比较，所述反相器还被耦合以输出所述输出信号。
10.功率转换器，包括：
一个能量传递元件；
一个开关，被耦合至所述能量传递元件，且被耦合至所述功率转换器的输入；以及
一个控制器电路，被耦合以控制所述开关的开关，从而控制通过所述能量传递元件从所述功率转换器的输入至所述功率转换器的输出的能量传递，所述控制器电路包括一个接收电路，所述接收电路包括：
第一放大器，被耦合以接收一个输入脉冲并输出第一输出；
第二放大器，被耦合以接收所述第一放大器的所述第一输出并输出第二输出，其中所述第一输出响应于所述输入脉冲和所述第二放大器的所述第二输出；以及
一个输出电路，被耦合以响应于所述第二输出而生成一个输出信号，所述接收电路还包括：
第一预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第一输出重置为第一值；以及
第二预偏置电路，被耦合以响应于所述输出信号而将所述第二放大器的第二输出重置为第二值。
11.根据权利要求10所述的功率转换器，还包括一个磁耦合通信链路，所述磁耦合通信链路被耦合在所述功率转换器的初级侧和所述功率转换器的次级侧之间，其中所述第一放大器被耦合以经由所述磁耦合通信链路接收所述输入脉冲。
12.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述开关被耦合，以响应于所述输出信号。
13.根据权利要求10所述的功率转换器，还包括一个延迟电路，所述延迟电路被耦合以接收所述输出信号，其中所述延迟电路被耦合以响应于所述输出信号而生成一个预偏置控制信号，以及其中所述延迟电路被耦合至所述第一预偏置电路和所述第二预偏置电路。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其中所述延迟电路被耦合以生成所述预偏置控制信号的一个脉冲，所述预偏置控制信号的脉冲从所述输出信号的相应脉冲延迟所述输入脉冲的至少脉冲宽度。
15.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述第一预偏置电路包括第一开关，所述第一开关被耦合以将所述第一输出重置为所述第一值。
16.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述第二预偏置电路包括第二开关，所述第二开关被耦合以将所述第二输出重置为所述第二值。
17.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述第二放大器包括第二放大器开关，所述第二放大器开关被耦合以通过所述第一放大器的所述第一输出来控制，以及其中在所述接收机电路中不存在所述输入脉冲的情况下，所述第一输出的第一值在所述第二放大器开关的导通值以下。
18.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述第一放大器包括一个差分放大器，所述差分放大器具有第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管和第二晶体管在它们的基极处被耦合在一起，其中所述第一晶体管在所述第一晶体管的发射极处接收所述输入脉冲。
19.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述输出电路包括一个反相器，所述反相器被耦合以将所述第二放大器的输出与一个阈值电压进行比较，所述反相器还被耦合以输出所述输出信号。
20.根据权利要求10所述的功率转换器，其中所述接收电路被耦合以从一个发射机接收所述输入脉冲，其中所述接收电路被布置在一个单独的半导体芯片上。
21.根据权利要求20所述的功率转换器，其中所述接收电路被布置在第一芯片上，所述发射机被布置在第二芯片上，以及其中所述第一芯片被布置在所述功率转换器的初级侧，所述发射机被布置在所述功率转换器的次级侧。
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