CN1534854A - 多输出直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明的多输出直流－直流变换器，结构上做成共用电感器(2)和主开关(31)，从二极管(41)和第1输出电容器(51)输出第1输出电压(Vo1)，从辅助开关(32)、二极管(42)和第2输出电容器(52)输出第2输出电压(Vo2)，并且控制电路(80)具有输出检测电路(81)、振荡电路(82)、PWM电路(83)、分频电路(84)和驱动电路(85)，以高效率且高可靠地控制多个输出。

Description

多输出直流-直流变换器

技术领域

本发明涉及多输出直流-直流变换器，用于各种电子设备，输入蓄电池等的直流电压，并且将受控制的直流电压供给多个负载。

背景技术

以往，作为多输出直流-直流变换器，使用图8所示那样的电路组成的装置。图8所示的已有的多输出直流-直流变换器中，输入输入直流电源1的输入直流电压Ei，并且设置N沟道MOSFET组成的主开关3、电感器2、二极管4和第1输出电容器5，构成升压变换器，从第1输出电容器5对第1负载输出第1输出电压Vo1。控制电路7调整主开关3的通断时间比，以控制第1输出电压Vo1。第1输出电压Vo1经串联稳压器8降压后，从第2输出电容器9输出到第2负载10，作为第2输出电压Vo2。

下面，简单说明图8所示升压变换器的运作。

首先，主开关3为导通状态时，对电感器2施加输入直流电压Ei。这时，电感器2中流通电流，储存磁能。其次，主开关3为阻断状态，则电感器2储存的磁能得到释放，作为通过二极管4对第1输出电容器5充电的电流。假设主开关3按一定的周期进行开关动作，则主开关3的导通周期越长，每一周期经电感器2输出的能量越大，第1输出电压Vo1越高。即，控制电路7可通过调整主开关3的通断时间比，控制第1输出电压Vo1。另一方面，从第1输出电压Vo1经串联稳压器8输出第2输出电压Vo2。

上述那样构成的已有多输出直流-直流变换器产生串联稳压器8造成的损耗，使变换效率劣化。此外，按多输出的目的构成多个升压变换器那样的开关变换器，使部件数增大，带来装置体积大和造价高。

图9示出以用数量少的部件控制多个输出为目的而构成的3输出升压变换器的电路图(例如，参考日本特公平7-40785号公报)。图9中，授给各组成部件的标号与特公平7-40785号公报中揭示的附图相同。电感器L在开关S1连接在接点A的期间，从输入V11储存磁能，在开关S1连接在接点B的期间，对输出释放磁能。这时，由开关S2对各输出分配磁能。特公平7-40785号公报中揭示的方法为：开关S2控制连接在各接点上的时间，使各输出电压稳定，同时控制开关S1，使其全负载馈电得当。

还提出在基于与特公平7-40785号公报相同的技术思想的组成结构中，采用不同的控制方法的发明(例如。参考美国专利5400239号说明书)。美国专利5400239号说明书揭示输出数为N的绝缘型回扫变换器，通过与图9所示升压变换器的开关S2相当的开关晶体管，在变压器的1个输出线圈上连接N个整流平滑电路。美国专利5400239号说明书中，将相当于开关1的主开关晶体管的开关频率划分为N个，分配给各输出控制。即，美国专利5400239号说明书中的相当于开关S2的开关晶体管以N分之一的开关频率进行切换，并且每一开关周期调整相当于开关S2的主开关晶体管的导通时间，以控制各输出电压。

将美国专利5400239号说明书所揭示的已有控制方法用于图8所示的已有多输出变换器，则形成多个升压变换器共用电感器的结构。作为这样构成的结构的简单应用例，图10示出2输出的升压变换器的电路图，图11示出其关键部分的工作波形图，现详细说明其应用例。

图10所示的2输出升压变换器从输入直流电源1输入输入直流电压Ei，并且设置电感器2、主开关14、辅助开关15、二极管11、第1输出电容器5、与辅助开关15形成串联电路的二极管12、第2输出电容器9和控制电路16。例如由N沟道MOSFET构成主开关14和辅助开关15。控制电路16按规定的导通时间和阻断时间对主开关14和辅助开关15进行驱动控制。

上述那样构成的图10的2输出升压变换器中，从第2输出电容器9对第2负载10输出第2输出电压Vo2。输入输出条件为Vo1＞Vo2＞Ei。辅助开关15为阻断状态时，电感器2、主开关14、二极管11和第1输出电容器5构成升压变换器。反之，辅助开关15为导通状态时，电感器2、主开关14、二极管12和第2输出电容器9构成升压变换器。

控制电路16中，输出检测电路17检测出第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2，并输出将检测出的输出电压Vo1、Vo2分别与所需值的误差加以放大的误差电压Ve1和误差电压Ve2。振荡电路18输出具有规定的周期T的锯齿波电压Vt和时钟信号Vt1。PWM电路19输出作为误差电压Ve1与锯齿波电压Vt的比较结果的信号V1、作为误差电压Ve2与锯齿波电压Vt的比较结果的信号V2。分频电路20输入信号Vt1，输出分频信号Vt2。驱动电路21输入信号V1、信号V2和分频信号Vt2，输出主开关14的驱动信号Vg14、辅助开关15的驱动信号Vg15。驱动信号Vg15是分频信号Vt2。来自驱动电路21的驱动信号Vg14在分频信号Vt2为低电平时，选择信号V1，在分频信号Vt2为高电平时，选择信号V2。

图11是示出图10所示2输出升压变换器中的各信号和流过电感器2的电流IL的波形图。

下面，用图10和图11说明已有的多输出直流-直流变换器的正常运作。

首先，在图11的时刻t0，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2为低电平，锯齿波信号Vt开始上升。这时，分频信号Vt2为低电平，即驱动信号Vg15为低电平，因而辅助开关15为阻断状态。另一方面，作为锯齿波信号Vt与误差信号Ve1的比较结果的信号V1为高电平，并将其作为驱动信号Vg15输出。也就是说，主开关14为导通状态，在电感器2上施加输入直流电压Ei，把磁能储存起来。

在时刻t1，信号V1为低电平，则驱动信号Vg14为低电平，主开关14为阻断状态。这时，由于辅助开关15为阻断状态，释放电感器2上储存的磁能，作为经二极管11对电容器5充电的电流。此电流一直减小，不久就为零。

在时刻t2，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2为高电平，锯齿波信号Vt剧减后，再次开始上升。这时，驱动信号Vg15也为高电平，辅助开关15为导通状态。另一方面，作为锯齿波信号Vt与误差信号Ve2的比较结果的信号V2为高电平，并将其作为驱动信号Vg14输出。即，主开关14为导通状态。这时，在电感器2上施加输入直流电压Ei，把磁能储存起来。

在时刻t3，信号V2为低电平，则驱动信号Vg14为低电平，主开关14为阻断状态。这时，由于辅助开关15为导通状态，释放电感器2上储存的磁能，作为经二极管12对电容器5充电的电流。此电流一直减小，不久就为零。

在时刻t4，驱动信号Vg15为低电平，重复进行时刻t0及其后的运作。

设电感器2的电感为L，辅助开关15为阻断状态的主开关14的导通时间为Ton1，辅助开关15为导通状态的主开关14的导通时间为Ton2，对第1负载6的输出电流为Io1，对第2负载10的输出电流为Io2，则下面的式(1)和式(2)成立。

$\mathrm{Vo}1=\mathrm{Ei}+\frac{{(\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}1)}^2}{4L\·T\·\mathrm{Io}1}\·\·\·\left(1\right)$

$\mathrm{Vo}2=\mathrm{Ei}+\frac{{(\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}2)}^2}{4L\·T\·\mathrm{Io}2}\·\·\·\left(2\right)$

上述那样组成的已有2输出升压变换器中，调整主开关31的导通时间，分别增大或减小误差电压Ve1和Ve2，使第1和第2输出电压Vo1和Vo2稳定为所要的电压。即，按振荡电路18的振荡频率之半，时分控制共用主开关14和电感器2的2个升压变换器，使第1和第2输出电压Vo1和Vo2分别稳定为所要的电压。

如上文所述，图8所示的已有多输出直流-直流变换器中，存在产生串联稳压器造成的损耗，变换效率劣化的问题。此外，图8所示的已有多输出直流-直流变换器为了达到多输出，构成多个开关变换器，使部件数增大，带来装置体积大和造价高。

反之，取为图9所示的已有多输出直流-直流变换器那样的结构，共用电感器，可抑制部件数的增加，高效率控制多个输出。图9所示的已有多输出直流-直流变换器的结构中，在特公平7-40785号公报所揭示的方法的情况下，开关S1连接在接点A的期间，通过切换开关S2，对各输出分配电感器上储存的磁能。然而，例如图9所示的3输出的情况下，上述控制方法中，在开关1的1个周期必须控制4种时间：开关S1连接在接点A上的时间、开关S1连接在接点B上使开关S2对第1输出分配磁能的时间、开关S1连接在接点B上使开关S2对第2输出分配磁能的时间、以及开关S1连接在接点B上使开关S2对第3输出分配磁能的时间。虽然可通过使开关频率高频化，使开关变换器小型化，但上述那样控制4个时间的方法中，开关频率难以高频化。此外，开关S2中还存在各接点切换时的切换损耗和切换噪声的问题。

如美国专利5400239号说明书中揭示的变换器那样，具体而言，如作为2输出升压变换器的例子用图10和图11所说明那样，应用划分开关频率并分配给各输出控制的方法，则可解决上述高频化难的问题。然而，图10所示那样构成的已有变换器中，流过电感器2的电流在主开关14阻断的期间有时不为零。根据以下的理由，变换器中希望流过电感器2的电流在主开关14阻断期间为零。

例如，图10所示的多输出直流-直流变换器中，第1输出电流Io1大，流过二极管11的电流在主开关14阻断期间不为零时，流到电感器2的电流IL的波形示于图12。这种情况下，可用下面的式(3)和式(4)表示各输出电压Vo1和Vo2。

$\mathrm{Vo}1=\frac{T+\mathrm{Ton}1}{T-\mathrm{Ton}1}\·\mathrm{Ei}-\frac{4L\·T\·\mathrm{Io}1}{{(T-\mathrm{Ton}1)}^2}\·\·\·\left(3\right)$

$\mathrm{Vo}2=\mathrm{Ei}+\frac{\{(T+\mathrm{Ton}2)\·\mathrm{Ei}-(T-\mathrm{Ton}1)\·\mathrm{Vo}1{\}}^2}{4L\·T\·\mathrm{Io}2}\·\·\·\left(4\right)$

可通过相对于输出电流Io1的变化，调整导通时间Ton1，对第1输出电压Vo1进行控制。然而，由于流到二极管11的电流在主开关14的阻断期间不为零，存在约束条件Vo1＜Ei T/(T-Ton1)。据此，即使Ton2＝0，第2输出电压Vo2在式(4)的第2项分子也为大于零的值。因而，输出电流Io2小时，第2输出电压Vo2升高，不能进行控制。输出不充分上升的起动和某一输出过载而使其输出电压下降时，流过电感器2的电流产生图12所示的在主开关14的阻断期间内不为零的现象，存在问题。

发明内容

本发明的目的为：提供一种多输出直流-直流变换器，其中通过划分开关频率，控制多个输出，以共用电感器的不多的部件数构成高效的开关变换器，同时可靠性高，防止在起动时和过载时那样的情况下，因电感器中残留的磁能而输出电压升高，不能进行控制。

为了达到上述目的，本发明的多输出直流-直流变换器，具有输入输入直流电压并且输出第1至第n(n为2以上的整数)的输出直流电压的第1至第n输出电路、开关电路、电感器和控制电路，而且结构上做成：

所述开关电路具有对所述电感器施加所述输入直流电压以储存磁能的导通状态和将所述磁能释放到所述第1至第n输出电路中的某一个的第1至第n阻断状态；

所述控制电路将所述开关电路的开关周期分给第1至第n输出控制，检测所述第1至第n输出直流电压，在所述开关电路的1个开关周期担负第k(1≤k≤n)输出的控制时，调整所述导通状态的时间，使所述第k输出直流电压为规定值后，选择第k阻断状态，并维持所述第k阻断状态，直到对所述第k输出电路释放所述电感器储存的所述磁能结束。这样组成的本发明多输出直流-直流变换器通过划分开关频率，控制多个输出，以共用电感器的不多的部件数构成高效的开关变换器，同时可靠性高，防止在起动时和过载时那样的情况下，因电感器中残留的磁能而输出电压升高，不能进行控制。此外，本发明的多输出直流-直流变换器结构上做成电感器中流的电流在1个开关周期内为零后，转移到下一周期，因而能避免1个开关周期内电流不为零所造成的过压状态。

本发明的多输出直流-直流变换器中，结构上也可做成所述控制电路在所述第k阻断状态下，对所述第k输出电路释放完所述电感器储存的所述磁能时，从所述第k阻断状态转移到所述导通状态。

本发明的多输出直流-直流变换器中，结构上还做成所述开关电路的开关周期，或者所述第1至第n阻断状态的时间，不小于规定值。

根据另一观点，本发明的多输出直流-直流变换器，具有输入输入直流电压并且输出第1至第n(n为2以上的整数)的输出直流电压的第1至第n输出电路、开关电路、电感器和控制电路，而且结构上做成：

所述开关电路具有对所述电感器施加所述输入直流电压以储存磁能的导通状态和将所述磁能释放到所述第1至第n输出电路中的某一个的第1至第n阻断状态；

所述控制电路将所述开关电路的开关周期分给第1至第n输出控制，检测所述第1至第n输出直流电压，在所述开关电路的1个开关周期担负第k(1≤k≤n)输出的控制时，调整所述导通状态的时间，使所述第k输出直流电压为规定值后，选择第k阻断状态，然后在所述第k输出直流电压超过规定的上限值时，选择所述第k阻断状态的阻断状态。这样组成的多输出直流-直流变换器通过划分开关频率，控制多个输出，以共用电感器的不多的部件数构成高效的开关变换器，同时可靠性高，防止在起动时和过载时那样的情况下，因电感器中残留的磁能而输出电压升高，不能进行控制。此外，本发明的多输出直流-直流变换器中，结构上做成通过使开关周期固定，检测出过压状态，并且对其它输出释放电流，因而能避免过压状态。

本发明的多输出直流-直流变换器中，结构上还可做成所述n为2(n＝2)，并且所述第k输出直流电压超过所述上限值时，返回1个开关周期前的阻断状态。

本发明的多输出直流-直流变换器中，结构上也可做成所述第1至第n的输出直流电压全部超过分别设定的上限值时，停止运作。

发明的新颖特征即是所附权利要求书具体记载的，但通过对组成和内容两方面，与附图一起阅读下面的详细说明，会结合其它目的和特征，更好地理解并评价本发明。

附图说明

图1是示出本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图2是示出本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器的运作的波形图。

图3是示出本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器的运作的波形图。

图4是示出本发明实施方式2的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图5是示出本发明实施方式2的多输出直流-直流变换器的运作的波形图。

图6是示出本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图7A是示出本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器正常时的运作的波形图。

图7B是本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器在过压状态下的各信号的状态图。

图8是示出已有的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图9是示出已有的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图10是示出已有的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。

图11是示出已有的多输出直流-直流变换器的运作的波形图。

图12是示出已有的多输出直流-直流变换器的输出电流的波形图。

请考虑部分或全部附图按照图示为目的的梗概表现画出，未必限于忠实描绘该处所示要素的实际相对尺寸和位置。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的多输出直流-直流变换器的较佳实施方式。

实施方式1

图1是示出本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。如图1所示，本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器从输入直流电源输入输入直流电压Ei，并且设置电感器2、开关电路30、二极管41、二极管42、第1输出电容51、第2输出电容52和控制电路80。

开关电路30由主开关31和辅助开关32组成，这些开关分别由例如MOSFET构成。二极管42与辅助开关32形成串联电路。控制电路80对主开关31和辅助开关32按其各自的规定导通时间和阻断时间进行驱动控制。

实施方式1的多输出直流—直流变换器将第1输出电压Vo1从第1输出电容器51输出到第1负载6，将第2输出电压VO2从第2输出电容器52输出到第2负载10。输入输出条件为Vo1＞Vo2＞Ei。

由主开关31和辅助开关32组成的开关电路30的导通状态是指主开关为导通状态且对电感器2施加输入直流电压的状态。这时，不考虑辅助开关32的通断状态。开关电路30的第1阻断状态是指主开关31为阻断状态且辅助开关32也阻断的状态。这样使辅助开关32为阻断状态的情况下，电感器2、主开关31、二极管41和电容器51构成升压变换器。开关电路30的第2阻断状态是指主开关31为阻断状态且辅助开关32为导通的状态。这样使辅助开关32为通道状态的情况下，电感器2、主开关31、二极管42和电容器52构成升压变换器。

如图1所示，实施方式1的控制电路80由输出检测电路81、振荡电路82、脉宽调制电路(下文称为PWM电路)83、分频电路84和驱动电路85组成。

控制电路80中，输出检测电路81由检测第1输出电压Vo1的电阻811和电阻812、检测第2输出电压Vo2的电阻813和电阻814、基准电压源815、对第1输出电压Vo1的检测电压与基准电压源815的电压的误差进行放大的误差放大器816、以及对第2输出电压Vo2的检测电压与基准电压源815的电压的误差进行放大的误差放大器817组成。输出检测电路81从误差放大器816输出误差电压Ve1，从误差放大器817输出误差电压Ve2。

控制电路80中，振荡电路82的组成部分包括输出振荡电压Vt的振荡电容器820、对振荡电容器820进行充电的恒流源821、输出电压E1的电压源822、连接在振荡电容器820与电压源822之间的晶体管823、输出电压E2的电压源824、对振荡电压Vt和电压E2进行比较的比较器825、输入电感器2的两端电压VL的比较器826、输入比较器825的输出和比较器826的输出的与门827、以及输入与门827的输出和输入该与门的输出的反相器828的输出的与门829。与门829在与门827的输出为高电平时，输出单稳态脉冲，即时钟信号Vt1。时钟信号Vt1使晶体管823仅短时间为导通状态，将振荡电容器820短路，从而进行放电，直到形成电压E1。晶体管823为阻断状态时，恒流源821对振荡电容器820进行恒流充电。在将振荡电容器820充电到电压E2以上且电感器2的电压VL为零以下的情况下，产生时钟信号Vt1。比较器825具有迟滞特性，在振荡电压Vt为电压E2以上且输出高电平后，如果振荡电压Vt不变成低于电压E2的电压，就不形成低电平。即，振荡电压Vt为锯齿波状的波形，一产生时钟信号Vt1，就剧减到电压E1后，直线上升。

控制电路80中，PWM电路83的组成部分包括对误差电压Ve1和振荡电压Vt进行比较并且输出信号V1的比较器831以及对误差信号Ve2和振荡电压Vt进行比较并且输出信号V2的比较器832。信号V1在振荡电压Vt为误差电压Ve1以下时，形成高电平；在振荡电压Vt为误差电压Ve2以下时，形成高电平。

控制电路80中，分频电路84输入时钟信号Vt1，输出分频信号Vt2。驱动电路85的组成部分包括输入信号V1和分频信号Vt2的与门851、输入信号V2和分频信号Vt2的反相信号的与门852以及输入与门851的输出和与门852的输出的或门853。或门853输出主开关31的驱动信号Vg31。将分频信号Vt2作为辅助开关32的驱动信号Vg32输出。因此，作为驱动信号Vg31，在分频信号Vt2为低电平时，选择信号V1；在分频信号Vt2为高电平时，选择信号V2。

图2是示出上述那样组成的实施方式1的控制电路80中形成的各信号、流过电感器2的电流IL以及电感器2的两端电压VL的波形图。

下面，用图1和图2说明本发明实施方式的多输出直流-直流变换器的运作。

首先，在图2的时刻t0，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2(即驱动信号Vg32)为低电平，辅助开关32为阻断状态，同时振荡电压Vt开始上升。驱动信号Vg31选择作为振荡电压Vt与误差电压Ve1的比较结果的信号V1。由驱动信号Vg31的高电平使主开关31为导通状态(开关电路30为导通状态)，从而对电感器2施加输入直流电压Ei，储存磁能。

在时刻t1，上升起来的振荡电压Vt与误差信号Ve1相交时，信号V1和驱动信号Vg31为低电平，主开关31为阻断状态。这时，由于辅助开关32为阻断状态(开关电路30的第1阻断状态)，释放电感器2储存的磁能，作为经二极管41对电容器51充电的电流。这时，忽略二极管41的正向电压降，则电感器2的电压VL上施加第1输出电压Vo1与输入直流电压Ei之差的电压(Vo1-Ei)。此后，振荡电压Vt继续上升，超过电压E2后，恒流源821不久降饱和，停止上升。

另一方面，电感器2的电流IL减小下去，不久就在时刻t2变成零。这时，电感器2的电压VL开始自由振荡，从电压(Vo1-Ei)上降低下去。

在时刻t3，电感器2的电压VL为零时，产生时钟信号Vt1，使分频信号Vt2为高电平，从而振荡电压Vt剧减到电压E1后，再次上升。这时，驱动信号Vg32也为高电平，辅助开关32为导通状态。另一方面，作为振荡信号Vt与误差信号Ve2的比较结果的信号V2变成高电平，选择并输出此信号V2，作为驱动信号Vg31。由此，主开关31为导通状态(开关电路30为导通状态)，对电感器2施加输入直流电压E1，储存磁能。

在时刻t4，上升起来的振荡电压Vt与误差信号Ve2相交时，信号V2和驱动信号Vg31为低电平，主开关31为阻断状态。这时，由于辅助开关32为阻断状态(开关电路30为第2阻断状态)，释放电感器2储存的磁能，作为经二极管42对电容器52充电的电流。这时，忽略二极管42的正向电压降，则电感器2的电压VL上施加第2输出电压Vo2与输入直流电压Ei之差的电压(Vo2-Ei)。此后，振荡电压Vt继续上升，超过电压E2。

另一方面，电感器2的电流IL减小下去，不久就在时刻t5变成零。这时，电感器2的电压VL开始自由振荡，从电压(Vo2-Ei)上降低下去。因而，电压VL减小下去，最终变成零。

在时刻t6，电感器2的电压VL为零时，产生时钟信号Vt1，使分频信号Vt2为低电平，从而振荡电压Vt剧减到电压E1后，再次上升。即，时刻t6后，重复时刻t0及其后的运作。

使电感器2的电感为L，辅助开关32阻断状态下的主开关31的导通时间为Ton1，辅助开关32阻断状态下的主开关31的阻断时间为Toff1，辅助开关32导通状态下的主开关31的导通时间为Ton2，辅助开关32导通状态下的主开关31的阻断时间为Toff2。又使对第1负载6的输出电流为Io1，对第2负载10的输出电流为Io2。忽略二极管41和二极管42的正向电压降，并且时刻t2～t3和时刻t5～t6的过渡时间比其它时间短，也忽略，则下面的式(5)和式(6)成立。

$\mathrm{Vo}1=\mathrm{Ei}+\frac{\mathrm{Ton}1}{\mathrm{Ton}1+\mathrm{Ton}2}\·\frac{\mathrm{Ei}}{\mathrm{Io}1}\·(\frac{\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}1}{2L}-\mathrm{Io}1-\frac{\mathrm{Ton}1}{\mathrm{Ton}2}\·\mathrm{Io}2)\·\·\·\left(5\right)$

$\mathrm{Vo}2=\mathrm{Ei}+\frac{\mathrm{Ton}2}{\mathrm{Ton}1+\mathrm{Ton}2}\·\frac{\mathrm{Ei}}{\mathrm{Io}2}\·(\frac{\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}2}{2L}-\mathrm{Io}2-\frac{\mathrm{Ton}2}{\mathrm{Ton}1}\·\mathrm{Io}1)\·\·\·\left(6\right)$

调整主开关31的导通时间，分别增大或减小误差电压Ve1和Ve2，使第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2各自稳定为所要的电压。也就是说，实施方式1的多输出直流-直流变换器中，通过时分控制共用主开关31和电感器2的2个升压变换器，使第1输出电压Vo1和第2输出电压各自稳定为所要的电压。

实施方式1的多输出直流-直流变换器中，产生时钟信号Vt1的情况，限于电感器2的电压VL为零电压以下时。这表示将电感器2储存的磁能作为电流释放尽后，才产生时钟信号Vt1。即使在起动时和过载时那样的情况下，电感器2上也不残留磁能。因此，根据实施方式1的多输出直流-直流变换器，确实能避免输出电压升高而不能控制。

实施方式1中，例如第2负载10变轻时，第2输出电流Io2减小，并且随着此第2输出电流Io2的减小，分给此输出控制的开关周期缩短。图3是示出这种第2负载轻时的运作的各部信号波形图。图3中，除图2所示的各部的工作波形外，还示出比较器825和比较器826各自的输出波形。

下面，用图1和图3说明第2负载10轻时的运作。

时刻t0至时刻t3的各部运作与上述图2所示的运作相同，因而省略。在时刻t4，上升起来的振荡电压Vt与误差信号Ve2相交，则主开关31为阻断状态，使电感器2储存的磁能释放，作为经二极管42对电容器52充电的电流。

另一方面，电感器2的电流减小下去，不久就在时刻t5变为零。电感器2的电流为零时，电感器2的两端电压VL开始自由振荡。该两端电压VL从电压(Vo2-Ei)上降低下来，最终变为零，并且比较器826的输出为高电平。然而，这时振荡电压Vt未达到电压E2，因而比较器825的输出为低电平，时钟信号Vt1仍旧保持低电平。电压VL的自由振荡使比较器862的输出重复高电平、低电平。

在时刻t6，振荡电压Vt达到电压E2，比较器825的输出为高电平，其后在比较器826的输出为高电平的时间点，产生时钟信号Vt1，作为单稳态脉冲。在时刻t7，分频信号Vt2为低电平，振荡电压Vt剧减到电压E1后，再次开始上升。即，时刻t7及其后，重复时刻t0及其后的运作。

本发明实施方式1的多输出直流-直流变换器中，随着例如第2负载10变轻，且第2输出电流Io2减小，缩短分给此输出控制的开关周期。然而，如上文所说明，实施方式1的多输出直流-直流变换器中，结构上做成在振荡电容器820从电压E1充电到电压E2的期间，不产生用于起动下一开关周期的时钟信号Vt1。即，实施方式1的多输出直流-直流变换器中，对开关周期设定最短时间。

实施方式2

下面，参照图4和图5说明本发明实施方式2的多输出直流-直流变换器。

图4是示出本发明实施方式2的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。实施方式2中，实施方式1中说明的输入直流电源1、电感器2、主开关31和辅助开关32组成的开关电路30、二极管41、第1输出电容器51、辅助开关32、二极管42和第2输出电容器52具有实质上相同的功能和结构，因而授给相同的符号，省略其详细说明。实施方式2的多输出直流-直流变换器与实施方式1的组成结构的不同点是：以规定的导通时间和阻断时间分别对主开关31和辅助开关32减小驱动控制的控制电路90的组成及其运作。

控制电路90中，输出检测电路81、PWM电路83和分频电路84具有与图1所示的实施方式1的多输出直流-直流变换器中的这些电路相同的功能和组成，因而授给相同的符号，省略其详细说明。控制电路90中，与实施方式1的控制电路80不同的是添加过压保护电路91以及振荡电路92和驱动电路95的组成。

控制电路90中，过压保护电路91具有检测第1输出电压Vo1的2个电阻911和912、检测第2输出电压Vo2的2个电阻913和914、电压源915、对第1输出电压Vo1的检测电压与电压源915的电压进行比较的比较器916、以及对第2输出电压Vo2的检测电压与电压源915的电压进行比较的比较器917。从一个比较器916输出信号Vx1，从另一比较器917输出信号Vx2。过压保护电路91还具有输入信号Vx1和信号Vx2的或非(NOR)门918以及输入此或非门918的输出的关断电路919。第1输出电压Vo1为过压状态时，信号Vx1为低电平，而第1输出电压Vo2为过压状态时，信号Vx2为低电平。第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2都是过压状态时，或非门918的输出为高电平，关断电路919运作。结构上做成关断电路919一运作，控制电路90就停止工作，输入直流电压Ei必须充分降低，才恢复工作。

振荡电路92结构上做成包含产生具有规定周期T的时钟信号Vt1的信号源920，并且一面用恒流源821对振荡电容器820进行恒流充电，一面由按时钟信号Vt1作通断的晶体管823进行放电。晶体管823使振荡电容器820中充电的能量放电为直流电源822的电压E1。也就是说，振荡电路结构上做成输出时钟信号Vt1和与该时钟信号Vt1同步且具有锯齿波状振荡波形的振荡电压Vt。

驱动电路95中，与门851、与门852以及或门853与实施方式1的多输出直流—直流变换器的控制电路80的驱动电路85组成相同。因此，作为驱动信号Vg31，在分频信号Vt2为低电平时，选择并输出信号V1，而在分频信号Vt2为高电平时，选择并输出信号V2。如此进行选择和输出，这点与实施方式的多输出直流-直流变换器时相同。

实施方式2的驱动电路95中，与实施方式1的不同点是添加输入信号Vx1的反相信号和信号Vx的与门951、输入信号Vx2和信号Vt2的一面952、以及输入与门951的输出和与门952的输出的或门953。而且，实施方式2中，将或门953的输出作为辅助开关32的驱动信号Vg32输出。

下面，说明本发明实施方式2的多输出直流—直流变换器的运作。

首先，说明第1输出电压Vo1和第2输出电压Vo2都不是过压状态的正常时的运作。此正常时运作的情况下，信号Vx1和信号Vx2均为高电平。因而，驱动电路95中，与门951的输出为低电平，与门952的输出为分频信号Vt2，作为这些逻辑和的驱动信号Vg32为分频信号Vt2。因此，除了将时钟信号Vt1设定为规定周期T外，控制电路90的运作与上述实施方式1的多输出直流-直流变换器的控制电路80相同。即，实施方式2的多输出直流-直流变换器的正常时运作仅将开关周期设定为T，其余的基本运作与实施方式1的多输出直流-直流变换器相同。

接着，说明例如第1负载6加重，使第1输出电流Io1为过流状态时的运作。

这种情况下，在分配给第1输出电压Vo1的控制的开关周期内，发生流过电感器2的电流不为零的现象。未释放而残留在电感器2的磁能在下一开关周期的第2阻断状态下，得以释放为对电容器52充电的电流。此释放电流的平均值大于第2负载10中的消耗电流时，第2输出电压Vo2升高，不能控制，从而第2输出电压Vo2成为过压状态。

第2输出电压Vo2为过压状态时，比较器917翻转，信号Vx2成为低电平。另一方面，这时的信号Vx1仍旧保持高电平。驱动电路95中，与门951和与门952都输出低电平，因而作为该逻辑和的驱动信号Vg32输出低电平。也就是说，辅助开关32成为阻断状态(开关电路30的第1阻断状态)，与分频信号Vt2的状态无关。流过电感器2的电流变成对处于过流状态的第1输出电流Io1流通的电路释放，以免第2输出电压Vo2为过压状态。

接着，说明第2负载加重，使第2输出电流Io2为过流状态时的运作。

这种情况下，在分配给第2输出电压Vo2控制的开关周期内，发生流过电感器2的电流不为零的现象。未释放而残留在电感器2的磁能在下一开关周期的第1阻断状态下，得以释放为对电容器51充电的电流。此释放电流的平均值大于第1负载6中的消耗电流时，第1输出电压Vo1升高，不能控制，从而第1输出电压Vo1成为过压状态。

第1输出电压Vo1为过压状态时，比较器916翻转，信号Vx1成为低电平。另一方面，这时的信号Vx2仍旧保持高电平。驱动电路95中，与门951输出高电平，因而驱动信号Vg32也输出高电平。也就是说，辅助开关32成为导通状态(开关电路30的第2阻断状态)，与分频信号Vt2的状态无关。流过电感器2的电流变成对处于过流状态的第2输出电流Io2流通的电路释放，以免第1输出电压Vo1为过压状态。

图5是示出第1输出电压Vo1为过压状态并避免该状态的状况的波形图。每次第1输出电压Vo1达到使信号Vx1为低电平的上限值，开关电路30都从第1阻断状态转移到第2阻断状态。通过开关电路30这样进行运作，使第1输出电压Vo1不超过上限值，避免过压状态。

综上所述，实施方式2的多输出直流-直流变换器中，结构上做成即使在起动时和过载时之类的情况下，1个开关周期内电感器2中电流不为零，造成输出电压升高，不能控制，也检测该过压状态，使电感器2中残留的释放到别的输出。如此组成的实施方式2的多输出直流-直流变换器，确实能避免起动时和过载时之类的情况下的过压状态。

再者，输出电压升高而不能控制的原因在于例如控制电路90的输出检测电路81中断线。因此，如图4所示，结构上做成即使检测相同的输出电压的电路，输出检测电路81和过压保护电路91也分别设置独自的检测线。而且，在因上述那样的控制电路90异常而不能控制的状态下，全部输出为过压状态，使过压保护电路91的或非门918输出高电平。因此，关断电路919工作，使变换器本身的运作停止，谋求安全。

实施方式3

下面，参照图6和图7说明本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器。

图6是示出本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器的组成的电路图。上述实施方式1和实施方式2中说明了2个升压输出的情况。实施方式3的多输出直流—直流变换器中，说明2个升压输出和1个反相输出的情况。

如图6所示，实施方式3的多输出直流-直流变换器从输入直流电源1输入输入直流电压Ei，并且具有电感器2、开关电路30A、二极管41、二极管42、二极管43、第1输出电容器51、第2输出电容器52、第3输出电容器53以及控制电路100。开关电路30A由第1主开关31、辅助开关31和第2主开关33组成，各开关例如由N沟道MOSFET构成。控制电路100分别以规定的导通时间和阻断时间对第1主开关31、辅助开关31和第2主开关33进行驱动控制。二极管42与辅助开关32形成串联电路。

实施方式3的多输出直流-直流变换器中，将第1输出电压Vo1从第1输出电容器51输出到第1电阻6，将第2输出电压Vo2从第2输出电容器52输出到第2电阻10，将第3输出电压Vo3从第3输出电容器53输出到第3电阻63。输入输出条件为Vo1＞Vo2＞Ei＞0＞Vo3。

开关电路30A的导通状态是指第1主开关31和第2主开关33均为导通状态且对电感器2施加输入直流电压Ei的状态。这时，不考虑辅助开关32的通断状态。开关电路30A的第1阻断状态是指第1主开关31为阻断状态，第2主开关33为导通状态，并且辅助开关32为阻断状态。第2主开关33为导通状态，并且辅助开关32为阻断状态时，电感器2、第1主开关31、二极管41和电容器51构成升压变换器。开关电路30A的第2阻断状态是指第1主开关31为阻断状态，第2主开关33为导通状态，并且辅助开关32为导通状态。第2主开关33为导通状态，并且辅助开关32为导通状态时，电感器2、第1主开关31、二极管42和电容器52构成升压变换器。开关电路30A的第3阻断状态是指第1主开关31为导通状态，而且第2主开关33为阻断状态。不考虑辅助开关32的通断。第1主开关31为导通状态时，第2主开关33、电感器2、第1主开关31、二极管43和电容器53构成反相变换器。

图6所示的控制电路100中，输出检测电路110检测出第1输出电压Vo1、第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3，求各输出电压与所需值的误差，并放大各误差后，输出误差电压Ve1、误差电压Ve2和误差电压Ve3。实施方式3的输出检测电路110相对于所述实施方式1和实施方式2的输出检测电路81，仅增加1个反相输出，其基本运作相同。因此，省略输出检测电路110的详细说明。

PWM电路130输出作为误差电压Ve1与锯齿波电压Vt的比较结果的信号V1、作为误差电压Ve2与锯齿波电压Vt的比较结果的信号V2和作为误差电压Ve3与锯齿波电压Vt的比较结果的信号V3。实施方式3中，相对于上述实施方式1和实施方式2的PWM电路83，仅增加用于控制反相输出的电路，其基本运作相同，因而省略PWM电路130的详细说明。

控制电路100中，过压保护电路111具有过压检测电路112，检测出第1输出电压Vo1、第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3，并且输出作为其各自的绝对值与最大设定值的比较结果的信号Vx1。信号Vx2和信号Vx3。第1输出电压Vo1为过压状态时，信号Vx1为低电平；第2输出电压Vo2为过压状态时，信号Vx2为低电平；第3输出电压Vo3为过压状态时，信号Vx3为低电平。过压保护电路111还具有输入信号Vx1、信号Vx2和信号Vx3的或非门118，在全部输出为过压状态时，输出高电平的信号，使关断电路119工作。也就是说，第1输出电压Vo1、第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3均为过压状态时，关断电路119工作。而且，结构上做成关断电路119一工作，控制电路100就停止其工作，必须输入直流电压Ei充分降低，才恢复工作。

振荡电路92与上述实施方式2所示的图4的振荡电路92组成相同，输出具有规定周期T的锯齿波电压Vt、以及时钟信号Vt1。

实施方式3中，设置2个分频电路84和140。分频电路84输入时钟信号Vt1，输出分频信号Vt2。分频电路140输入分频信号Vt2，输出分频信号Vt3。

驱动电路150具有输入分频信号Vt2和分频信号Vt3的与门151、输入此与门151的输出V32和信号V2的与门152、输入分频信号Vt2和放浪形骸Vt3的反相信号的与门153、输入信号V1和分频信号Vt2的反相信号的与门154、输出与门152和与门153和与门154的各输出的逻辑和的信号V31的或非门155、以及输出信号V3和分频信号Vt2的反相信号和分频信号Vt3的逻辑和的信号V33的或非门156。驱动电路150还具有输入信号Vx1和信号Vx2的或非门161、输入此或非门161的输出和信号V31的或门162、输入此或门162的输出和信号Vx3的与门163、输入信号Vx1的反相信号和信号V32的或门164、输入或门154的输出和信号Vx3的与门165、输入信号Vx1和信号Vx2的或门166、输入或门166的输出和信号V33的与门167、以及输入与门167的输出和信号Vx3的反相信号的或门168。与门163输出第1主开关31的驱动信号Vg31，与门165输出辅助开关32的驱动信号Vg32，或门168输出第2主开关33的驱动信号Vg33。

在正常运作时，来自过压保护电路111的信号Vx1、Vx2和Vx3均为高电平，因而或非门161输出低电平的信号，或门162输出信号V31，使与门163输出信号V31，作为驱动信号Vg31。或门164输出信号V32，使与门165输出信号V32，作为驱动信号Vg32。或门166输出高电平的信号，使与门167输出信号V33，从而或门168输出信号V33，作为驱动信号Vg33。

图7A是示出实施方式3的多输出直流-直流变换器在正常时的各信号和流过电感器2的电流IL的波形图。下面，用图6、图7A和图7B说明本发明实施方式3的多输出直流-直流变换器在正常时的运作。

首先，在图7A的时刻t0，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt1为低电平，但假设分频信号Vt3仍旧保持低电平。这时，由于与门151的输出(即信号V32)为低电平，驱动信号Vg32也为低电平，辅助开关32为阻断状态。与门152和153都输出低电平的信号，与门154输出的信号V1经或门155，作为信号V31输出。即，使驱动信号Vg31选择作为振荡电压Vt与误差电压Ve1的比较结果的信号V1。利用信号V1(即驱动信号Vg31)的高电平使第1主开关31为导通状态。又由于或门156的输出(即信号V33)为高电平，使驱动信号Vg33也为高电平，第2主开关33为导通状态。第1主开关31和第2主开关33均为导通状态(开关电路30A为导通状态)，因而对电感器2施加输入直流电压Ei，储存磁能。

在时刻t1，上升起来的振荡信号Vt与误差信号Ve1相交，则信号V1和驱动信号Vg31为低电平，主开关31为阻断状态。这时，由于辅助开关32为阻断状态(开关电路30A为第1阻断状态)，释放电感器2中储存的磁能，作为经二极管41对电容器51充电的电流。因此，电感器2的电流减小下去，最终为零。

在时刻t2，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2和分频信号Vt3均为高电平，振荡电压Vt剧减后，开始升高。与门151的输出(即信号V32)为高电平，驱动信号Vg32也为高电平，辅助开关32为导通状态。与门152输出信号V2，与门153和154都输出低电平，因而信号V2经或门155，作为信号V31输出。即，使驱动信号Vg31选择作为振荡电压Vt与误差电压Ve2的比较结果的信号V2。利用信号V2(即驱动信号Vg31)的高电平使第1主开关31为导通状态。又由于或门156的输出(即信号V33)为高电平，使驱动信号Vg33也为高电平，第2主开关33为导通状态。这时，开关电路30A为导通状态，因而对电感器2施加输入直流电压Ei，储存磁能。

在时刻t3，上升起来的振荡信号Vt与误差信号Ve2相交，则信号V2和驱动信号Vg31为低电平，第1主开关31为阻断状态。这时，由于辅助开关32为导通状态(开关电路30A为第2阻断状态)，释放电感器2中储存的磁能，作为经二极管42对电容器52充电的电流。因此，电感器2的电流减小下去，最终为零。

在时刻t4，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2为低电平，但分频信号Vt3仍旧保持高电平，振荡电压Vt剧减后，再次开始升高。与门151的输出为低电平，因而驱动信号Vg32为低电平，辅助开关32为阻断状态。与门152和153都输出低电平，与门154的输出信号V1作为信号V31输出。即，使驱动信号Vg31选择信号V1，利用信号V1(即驱动信号Vg31)的高电平使第1主开关31为导通状态。又由于或门156的输出(即信号V33)为高电平，使驱动信号Vg33也为高电平，第2主开关33为导通状态。由于第1主开关31和第2主开关33均为导通状态(开关电路30A为导通状态)，对电感器2施加输入直流电压Ei，储存磁能。

在时刻t5，信号V1和驱动信号Vg31为低电平，主开关31为阻断状态。这时，由于辅助开关32为阻断状态(开关电路30A为第1阻断状态)，电感器2的电流经二极管41对电容器51充电。于是，电感器2的电流减小下去，最终为零。时刻t4和时刻t5的运作与时刻t0和时刻t1的运作形态。

在时刻t6，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2为高电平，分频信号Vt3为低电平，振荡电压Vt剧减后，开始升高。与门151的输出(即信号V32)为低电平，因而驱动信号Vg32为低电平，辅助开关32为阻断状态。与门152和154都输出低电平信号，与门153的输出高电平的信号。因此，通过或门155输出的信号V31(即驱动信号Vg31)为高电平，使第1主开关31为导通状态。或门156的输出(即信号V33)选择信号V3。信号V3(即驱动信号Vg33)也为高电平，使第2主开关33为导通状态。又由于或门156的输出(即信号V33)为高电平，使驱动信号Vg33也为高电平，第2主开关33为导通状态。开关电路30A为导通状态，对电感器2施加输入直流电压Ei，储存磁能。

在时刻t7，上升起来的振荡信号Vt与误差信号Ve2相交，则信号V3和驱动信号Vg33为低电平，第2主开关33为阻断状态。这时，由于第1主开关31为导通状态(开关电路30A为第3阻断状态)，释放电感器2中储存的磁能，作为经二极管43对电容器53充电的电流。因此，电感器2的电流减小下去，最终为零。

在时刻t8，根据时钟信号Vt1，分频信号Vt2为低电平，但分频信号Vt3仍旧保持高电平。开关电路30A再次为导通状态，时刻t8以后的运作重复时刻t0以后的运作。

使电感器2的电感为L，开关周期为T，开关电路30A为第1阻断状态前的导通状态的时间为Ton1，开关电路30A为第2阻断状态前的导通状态的时间为Ton2，开关电路30A为第3阻断状态前的导通状态的时间为Ton3。又使对第1负载6的输出电流为Io1，对第2负载10的输出电流为Io2，对第3负载63的输出电流为Io3。忽略二极管41、二极管42和二极管43的正向电压降，第1输出电压Vo1、第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3各自在下列式(7)、式(8)和式(9)所示的关系成立。

$\mathrm{Vo}1=\mathrm{Ei}+\frac{{(\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}1)}^2}{4L\·T\·\mathrm{Io}1}\·\·\·\left(7\right)$

$\mathrm{Vo}2=\mathrm{Ei}+\frac{{(\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}2)}^2}{8L\·T\·\mathrm{Io}2}\·\·\·\left(8\right)$

$\mathrm{Vo}3=-\frac{{(\mathrm{Ei}\·\mathrm{Ton}3)}^2}{8L\·T\·\mathrm{Io}3}\·\·\·\left(9\right)$

实施方式3的多输出直流-直流变换器中，调整开关电路30A的各导通状态的时间，分别增大或减小误差电压Ve1、Ve2和Ve3，使第1、第2和第3输出电压Vo1、Vo2和Vo3稳定在所要的电压。也就是说，实施方式3的多输出直流-直流变换器中，通过时分控制共用电感器2的2个升压变换器和1个反相变换器，使第1、第2和第3输出电压Vo1、Vo2和Vo3稳定在所要的电压。上述实施方式3中，所示的例子给第1输出电压Vo1的控制分配2分之1的开关频率，给第2输出电压分配4分之1的开关频率，给第3输出电压Vo3分配4分之点开关频率。本发明的多输出直流-直流变换器中，按适当的较佳比率决定对各输出功率控制的开关频率分配。

图7B对信号Vx1、Vx2和Vx3各自的高电平、低电平状态分别示出或门161、162和与门163的驱动信号Vg31的状态、或门164和与门165的驱动信号Vg32的状态、以及或门166、168和与门167的驱动信号Vg33的状态。

图7B中，状态I为信号Vx1、Vx2和Vx3都是高电平的正常工作状态。状态VIII为信号Vx1、Vx2和Vx3都是低电平的异常工作状态，这时或非门118输出高电平，使关断电路119工作。

下面，说明起动时和过载时之类的状况下，某一输出电压从形成过压状态II到状态VII的运作。

图7B中，状态II至状态IV，其情况为例如第1分组6加重，使第1输出电流Io1形成过流状态。这时，分配给第1输出电压控制的开关周期中，产生流过电感器2的电流不为零的现象。

未释放而残留的电感器磁能在下一开关周期的第3阻断状态(第1主开关31为导通状态，辅助开关32为阻断状态，第2主开关33为阻断状态)，作为对电容器53充电的电流，得以释放。此释放电流的平均值大于第3负载63中的消耗电流时，第3输出电压为过压状态，信号Vx3为低电平。状态II是以上那样的状态，信号Vx1和信号Vx2为高电平，信号Vx3为低电平。这时，驱动信号Vg31为低电平，驱动信号Vg32为信号V32，但继续为第3阻断状态，实施方式3的电路结构中，驱动信号Vg32为低电平。然后，驱动信号Vg33为高电平，使开关电路30A为第1阻断状态(第1主开关31为阻断状态，辅助开关32为阻断状态，第2主开关33为导通状态)。因此，电感器2的磁能释放从第3输出转移到第1输出，使第3输出电压Vo3避免过压状态。

状态III的情况下，未释放而残留的电感器磁能在下一开关周期的第2阻断状态(第1主开关31为阻断状态，第2主开关33为导通状态，而且辅助开关32为导通状态)，作为对电容器52充电的电流，得以释放。此释放电流的平均值大于第2负载10中的消耗电流时，第2输出电压Vo2为过压状态，信号Vx2为低电平。这时，驱动信号Vg31为信号V31，但继续是第2阻断状态，为低电平。驱动信号Vg32为低电平；驱动信号Vg33为V33，但继续是第2阻断状态，为高电平。即，开关电路30A为第1阻断状态。因此，电感器2的磁能释放从第2输出转移到第1输出，使第2输出电压Vo2避免过压状态。

状态IV的情况下，第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3均为过压状态，信号Vx2和信号Vx3为低电平。这时，驱动信号Vg31为低电平，驱动信号Vg32为低电平，驱动信号Vg33为高电平。即，开关电路30A为第1阻断状态。电感器2的磁能释放转移到第1输出，使第2输出电压Vo2和第3输出电压Vo3避免过压状态。

接着，状态V的情况下，例如第2输出电流Io2或第3输出电流Io3为过流状态。在分配给第2输出电压Vo2或第3输出电压Vo3的控制的时钟周期内，产生流过电感器2的电流不为零的现象。未释放而残留的电感器2的磁能在下一周期的第1阻断状态，作为对电容器51充电的电流，得以释放。此释放电流的平均值大于第1负载6中的消耗电流时，第1输出电压Vo1为过压状态，信号Vx1为低电平。这时，驱动信号Vg31为信号V31，但继续是第1阻断状态，为低电平。驱动信号Vg33为V33，但继续是第1阻断状态，为高电平。即，开关电路30A为第2阻断状态。因此，电感器2的磁能释放从第1输出转移到第2输出，使第1输出电压Vo1避免过压状态。

状态VI的情况下，例如第2输出电流Io2为过流状态，其它输出电流非常小。在分配给第2输出电压Vo2的控制的开关周期内，未释放而残留的电感器2的磁能在下一开关周期的第1阻断状态，使第1输出电压Vo1为过压状态，同时在再下一开关周期的第3阻断状态，使第3输出电压Vo3为过压状态。于是，信号Vx1和信号Vx3为低电平。这时，驱动信号Vg31为低电平，驱动信号Vg32为高电平，驱动信号Vg33为高电平。即，开关电路30A为第2阻断状态。电感器2的磁能释放转移到第2输出，避免第1输出电压Vo1的过压状态和第3输出电压Vo3的过压状态。

状态VII的情况下，例如第3输出电流Io3为过流状态，其它输出电流非常小。在分配给第3输出电压Vo3的控制的开关周期内，未释放而残留的电感器2的磁能在下一开关周期的第1阻断状态，使第1输出电压Vo1为过压状态，同时在再下一开关周期的第2阻断状态，使第2输出电压Vo2为过压状态。于是，信号Vx1和信号Vx2为低电平。这时，驱动信号Vg31为高电平，驱动信号Vg32为低电平，驱动信号Vg33为低电平。即，开关电路30A为第3阻断状态。电感器2的磁能释放转移到第3输出，避免第1输出电压Vo1的过压状态和第2输出电压Vo2的过压状态。

综上所述，根据本发明的上述实施方式3，即使在起动时和过载时之类的情况下，1个开关周期内流过电感器2的电流不为零，使输出电压升高，不能控制，也可检测出该过压状态，使电感器2残留的磁能释放到别的输出，从而避免过压状态。

至此，已详细说明了实施方式。从这些说明可知，本发明具有以下的效果。

本发明的多输出直流-直流变换器具有的优良效果为：共用主开关和电感器带来部件数量少，用该数量不多的部件能高效率控制多个且任意的输出。

此外，即使在起动时和过载等非正常状态的情况下，本发明的多输出直流-直流变换器，例如，如实施方式1所示那样，结构上做成电感器中流的电流在1个开关周期内为零后，转移到下一周期，因而也能避免1个开关周期内电流达不到零引起的过压状态。

本发明的多输出直流-直流变换器中，例如，如实施方式2和实施方式3所示那样，结构上还做成通过使开关周期固定，产生1个开关周期内电流达不到零的情况，但检测出过压状态，把电流释放到其它输出，从而收到能避免过压状态的优良效果。

以某种详细程度对较佳实施方式说明了发明，但该较佳方式当前揭示的内容，其组成细节中理应变化，并能实现各要素的组合和顺序的变化，而不脱离所要求的发明范围和思想。

Claims (5)

1、一种多输出直流-直流变换器，具有输入输入直流电压并且输出第1至第n(n为2以上的整数)的输出直流电压的第1至第n输出电路、开关电路、电感器和控制电路，其特征在于，结构上做成：

所述开关电路具有对所述电感器施加所述输入直流电压以储存磁能的导通状态和将所述磁能释放到所述第1至第n输出电路中的某一个的第1至第n阻断状态；

所述控制电路将所述开关电路的开关周期分给第1至第n输出控制，检测所述第1至第n输出直流电压，在所述开关电路的1个开关周期担负第k(1≤k≤n)输出的控制时，调整所述导通状态的时间，使所述第k输出直流电压为规定值后，选择第k阻断状态，并维持所述第k阻断状态，直到对所述第k输出电路释放所述电感器储存的所述磁能结束。

2、如权利要求1所述的多输出直流-直流变换器，其特征在于，结构上做成：

所述控制电路在所述第k阻断状态下，对所述第k输出电路释放完所述电感器储存的所述磁能时，从所述第k阻断状态转移到所述导通状态。

3、如权利要求2所述的多输出直流-直流变换器，其特征在于，结构上做成：

所述开关电路的开关周期，或者所述第1至第n阻断状态的时间，不小于规定值。

4、一种多输出直流-直流变换器，具有输入输入直流电压并且输出第1至第n(n为2以上的整数)的输出直流电压的第1至第n输出电路、开关电路、电感器和控制电路，其特征在于，结构上做成：

所述开关电路具有对所述电感器施加所述输入直流电压以储存磁能的导通状态和将所述磁能释放到所述第1至第n输出电路中的某一个的第1至第n阻断状态；

所述控制电路将所述开关电路的开关周期分给第1至第n输出控制，检测所述第1至第n输出直流电压，在所述开关电路的1个开关周期担负第k(1≤k≤n)输出的控制时，调整所述导通状态的时间，使所述第k输出直流电压为规定值后，选择第k阻断状态，然后在所述第k输出直流电压超过规定的上限值时，选择所述第k阻断状态以外的阻断状态。

5、如权利要求4所述的多输出直流-直流变换器，其特征在于，结构上做成：

所述第1至第n的输出直流电压全部超过分别设定的上限值时，停止运作。

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