KR101350995B1 - 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터 - Google Patents

전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터에 관한 것으로서, 로드 전류 변화에 따른 제로 전류를 감지하여 바이어스 스위칭을 통해 차징 커패시터에 충/방전되는 바이어스 전류의 변화량을 증감시키는 피드백 제어회로와, 피드백 제어회로로부터 출력되는 전압과 기준전압을 비교하여 PWM 듀티비를 조절하는 PWM발생기를 구성함으로써, 별도의 R, C 보상회로와 에러엠프가 필요 없기 때문에 칩 전체 면적 감소와 가격절감 효과를 줄 수 있고, 또한 로드 전류 변화에 따른 빠른 응답속도를 가능하게 하고, 결국 회로의 안정성을 향상시킬 수 있다.

Description

전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터{SINGLE INDUCTOR MULTIPLE OUTPUT BOOST CONVERTER USING CURRENT CONTROL SCHEME}
본 발명은 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 로드 전류 변화에 따른 인덕터 전류의 센싱을 통해 출력전압의 빠른 응답이 가능하도록 하는 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터에 관한 것이다.
기존의 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터의 경우 출력전압의 피드백 제어를 위해 에러엠프를 사용한다. 에러엠프의 경우 높은 이득을 가지고 있기 때문에 엠프 출력단에서 발진이 일어난다. 따라서 R, C 보상회로를 이용하여 발진을 제거하게 된다. 그러나 R, C 보상회로는 면적이 크기 때문에 칩 내부의 집적화가 불가능하고, 큰 면적으로 인해 가격 또한 증가하는 단점이 있다.
그러면, 여기서 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터 회로에 대해 설명하기로 한다.
도 1은 기존의 R, C 보상회로를 이용한 부스트 컨버터 회로이다.
도 1을 참조하면, 증폭기의 입력으로 VREF와 bVO 전압이 비교되어 VREF 전압이 높을 때, Va 노드에 전하가 축적되고 반대의 경우에는 전하가 방전된다. Va 노드의 전압이 VREF와 bVO 전압의 차이를 나타내는 지표가 되어 bVO 전압이 VREF 전압을 따라가는 제어회로에 이용된다. Va 노드에는 저항(RC)과 큰 커패시터(CC)를 연결하여 보상회로를 구성한다. 보상에 필요한 커패시터(CC)의 크기는 칩 내부에 집적화하기에 큰 값을 갖는다.
도 2는 기존의 전류 컨트롤러 기법을 이용한 출력전압 피드백 제어회로이다.
도 2를 참조하면, 제로 전류 감지 센서는 인덕터의 전류를 센싱하게 된다. 파워 p-MOS(SP)가 켜져 있는 동안 인덕터 전류가 제로 일 경우 도 1의 VX 전압이 VO 전압보다 낮아지게 되어 제로 전류 감지 센서는 제로 펄스를 발생시킨다. 제로 펄스가 발생하면 전류 컨트롤러에서 SUP 펄스 신호가 발생하고 일정한 바이어스 전류가 SUP 펄스 신호에 맞춰 차징 커패시터(CC)에 충전된다.
Figure 112012105480612-pat00001
--- (1)
따라서, 차징 커패시터 전압(VC)은 식(1) 전개에 의해 상승하게 되고 PWM 듀티비는 증가한다. 반대로 제로 펄스가 발생하지 않는다면 SDOWN 펄스 신호가 발생하여 차징 커패시터(CC)에 충전되어 있던 전류는 접지로 방전된다.
Figure 112012105480612-pat00002
--- (2)
따라서, 차징 커패시터 전압(VC)은 식(2)의 전개에 의해 하강하고 PWM 듀티비(인덕터에 전류를 충전하는 시간)는 감소한다.
이와 같이, 기존의 단일 입력 다중 출력 부스트의 경우 출력전압 제어를 위해 R, C 보상회로와 에러엠프를 사용하고 있으나, R, C 보상회로의 경우 면적이 크기 때문에 칩 내부의 집적화가 힘들며 외부에 사용한다 해도 풋프린트 면적을 증가시키게 된다. 이는 또한 가격을 증가시키는 단점을 가지게 된다.
대한민국 공개특허공보 제10-2012-0012767호(공개일 2012.02.10.)
따라서, 본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 본 발명의 목적은 인덕터 전류 센싱을 통해 발생하는 펄스를 이용하여 커패시터에 전류를 충/방전하는 기법을 사용하여 로드 전류 변화에 따른 출력전압을 신속하게 제어하는 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터를 제공하는데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터는, 로드 전류 변화에 따른 제로 전류를 감지하여 바이어스 스위칭을 통해 차징 커패시터에 충/방전되는 바이어스 전류의 변화량을 증감시키는 피드백 제어회로; 및 상기 피드백 제어회로로부터 출력되는 전압과 기준전압을 비교하여 PWM 듀티비를 조절하는 PWM발생기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 피드백 제어회로는, 인덕터의 출력전압(VX)과 출력전압(VO)의 비교에 의한 전류 감지를 통해 제로 펄스를 발생시키는 제로 전류 감지 센서; 상기 제로 펄스에 의해 상기 차징 커패시터를 충전시키는 SUP 펄스 신호 또는 상기 차징 커패시터를 방전시키는 SDOWN 펄스 신호를 발생시키는 전류 트래킹 회로; 상기 SUP 펄스 신호 또는 상기 SDOWN 펄스 신호에 의해 바이어스 스위칭이 이루어져 바이어스 전류를 출력하는 바이어스 전류 공급 회로; 및 상기 바이어스 전류 공급 회로로부터 출력되는 전류의 충/방전이 이루어지는 차징 커패시터(CC)를 포함한다.
상기 바이어스 전류 공급 회로는, 트랜지스터 MP1, MP2 및 MP3와, 트랜지스터 MP4, MP5 및 MP6가 커런트 미러를 구성하고, 상기 트랜지스터 MP1 및 MP3의 게이트단자가 트랜지스터 MP4의 드레인단자에 접속된 커런트 미러 회로; 트랜지스터 MN1 및 MN2와, 트랜지스터 MN3 및 MN4가 커런트 미러를 구성하고, 상기 트랜지스터 MN1의 게이트단자가 MN3의 드레인단자에 접속된 커런트 미러 회로; 상기 트랜지스터 MP1, MP2 및 MP3의 게이트단자 및 상기 트랜지스터 MP4의 드레인단자에 접속된 적어도 하나 이상의 바이어스 스위치; 및 상기 트랜지스터 MP6의 드레인단자와 상기 트랜지스터 MN2의 소스단자 사이에 형성된 업스위치 및 다운스위치를 포함하며, 상기 트랜지스터 MP5의 드레인단자와 상기 트랜지스터 MN1의 소스단자가 접속되며, 상기 업스위치와 상기 다운스위치 사이의 접점에 상기 차징 커패시터(CC)가 접속된다.
상기 PWM발생기는, 클록신호와 상기 피드백 제어회로로부터 출력되는 신호를 비교하는 비교기를 더 포함하며, 상기 PWM발생기는, 상기 차징 커패시터에 바이어스 전류를 빠르게 충/방전시킬 수 있도록, 상기 바이어스 전류에 대응하여 PWM 듀티비를 증가 또는 감소시킨다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 의한 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터에 따르면, 인덕터 전류 센싱을 통해 발생하는 펄스를 이용하여 커패시터에 전류를 충/방전하는 기법을 사용하여 로드 전류 변화에 따른 출력전압 제어를 가능하게 함으로써, 별도의 R, C 보상회로와 에러엠프가 필요 없기 때문에 칩 전체 면적 감소와 가격절감 효과를 갖는다.
또한, 본 발명에 따르면, 바이어스 전류 조절 기법을 이용하여 로드 전류 변화에 대응한 출력전압의 응답속도를 높일 수 있을 뿐 아니라, 전압리플을 신속하게 감소시킴으로써 안정성을 높일 수 있다.
도 1은 기존의 R, C 보상회로를 이용한 부스트 컨버터 회로이다.
도 2는 기존의 전류 컨트롤러 기법을 이용한 출력전압 피드백 제어회로이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터의 회로도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전류 컨트롤러 기법을 이용한 부스트 컨버터 회로의 타이밍 다이어그램이다.
도 5는 도 2의 피드백 제어회로와 도 3의 피드백 제어회로의 VC 전압 변화 비교 그림이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전류 트래킹 회로에 사용되는 바이어스 전류 공급 회로이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 바이어스 전류 공급 회로의 타이밍 다이어그램이다.
이하, 본 발명의 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터에 대하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터의 회로도이다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 부스트 컨버터는, 전원부(1)로부터 로드(load)(2)에 직렬접속된 인덕터(L)와, 로드(2)에 병렬접속된 커패시터(CL)와, 인덕터(L)에 소스단자가 접속되고, 커패시터(CL) 및 로드(2)에 드레인단자가 접속된 파워 p-MOS 스위치(SP)와, 인덕터(L) 및 파워 p-MOS 스위치(SP)의 소스단자에 드레인단자가 접속되고, 소스단자는 접지되는 파워 n-MOS 스위치(SN)와, 클록신호를 발생시키는 클록발생기(3)와, 클록신호와 피드백 제어회로(4)로부터 출력되는 신호를 비교하는 비교기(5)와, 클록신호 및 비교기(5)로부터 출력되는 신호로부터 PWM신호를 발생시키는 PWM발생기(6)와, PWM신호를 파워 p-MOS 스위치(SP) 및 파워 n-MOS 스위치(SN)의 게이트단자로 전달하는 버퍼(7)를 포함한다.
여기에, 본 발명의 피드백 제어회로(4)는, 인덕터의 출력전압(VX)과 출력전압(VO)의 비교에 의한 전류 감지를 통해 제로 펄스를 발생시키는 제로 전류 감지 센서와, 제로 펄스에 의해 차징 커패시터를 충전시키는 SUP 펄스 신호 또는 차징 커패시터를 방전시키는 SDOWN 펄스 신호를 발생시키는 전류 트래킹 회로와, SUP 펄스 신호 또는 SDOWN 펄스 신호에 의해 바이어스 스위칭이 이루어져 바이어스 전류를 출력하는 바이어스 전류 공급 회로와, 차징 커패시터 전압(VC)을 빠르게 증가 또는 감소시켜 PWM 듀티비를 증가 또는 감소시킬 수 있도록 바이어스 전류 공급 회로로부터 출력되는 전류의 충/방전이 이루어지며, 비교기(5)와 접속된 차징 커패시터(CC)를 포함한다.
이와 같이 구성된 본 발명의 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터는, 도 2 회로와 달리 차징 커패시터에 충/방전되는 바이어스 전류를 조절할 수 있다. 이 기법은 로드(2)의 전류 변화에 따른 빠른 응답속도를 갖게 한다. 제로 펄스가 발생하면 전류 트래킹 회로를 통해 SUP 펄스 신호가 발생한다. 제로 펄스가 발생할 때마다 차징 커패시터(CC)에 충전되는 전류의 변화량이 점점 증가하기 때문에 차징 커패시터의 전압(VC)이 빠르게 상승하고 PWM 듀티비 또한 증가한다. 로드(2)에 필요한 전류가 충분할 경우 비교기(5)의 출력 값은 '1'이 되고 제로 펄스는 발생하지 않는다. 제로 펄스가 발생하지 않는다면 전류 트래킹 회로를 통해 SDOWN 펄스 신호가 발생하고 차징 커패시터(CC)에 충전된 전하는 증가하는 바이어스 전류량만큼 접지로 방전되고 PWM 듀티비는 감소한다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 전류 컨트롤러 기법을 이용한 부스트 컨버터 회로의 타이밍 다이어그램이다.
도 4를 참조하면, 클록신호에 맞춰 파워 n-MOS 스위치(SN)가 켜지게 되고 인덕터 전류는 식(3)의 전개에 의해 △IL_rising 만큼 증가하게 된다. 여기서 L은 인덕터, D는 PWM 듀티비, Ts는 주기를 나타낸다. 파워 n-MOS 스위치(SN)가 꺼지고 파워 p-MOS 스위치(SP)가 켜지게 되면 인덕터 전류는 식(4)의 전개에 의해 △IL_falling 만큼 감소한다.
Figure 112012105480612-pat00003
Figure 112012105480612-pat00004
--- (3)
Figure 112012105480612-pat00005
Figure 112012105480612-pat00006
--- (4)
파워 p-MOS 스위치(SP)가 켜져있는 동안 인덕터 전류가 제로가 된다면 VX 전압은 VO 전압보다 낮아지게 되어 제로 전류 센서는 제로 펄스를 발생시킨다. 제로 펄스는 다음 클록 사이클에서 SUP 펄스를 발생시키고 차징커패시터에는 SUP 펄스 시간만큼 바이어스 전류가 충전된다. 따라서 차징 커패시터 전압(VC)은 상승하고 PWM 듀티비를 증가시킴으로써 로드 전류에 필요한 전류량을 인덕터에 충전시킨다.
도 5는 도 2의 피드백 제어회로와 도 3의 피드백 제어회로의 VC 전압 변화 비교 그림이다.
도 5를 참조하면, 도 2의 피드백 제어회로 같은 경우 일정한 전류 바이어스를 차징 커패시터(CC)에 충/방전하는 방식을 사용하기 때문에 시간에 따른 차징 커패시터 전압(VC)의 변화가 느리다. 반면에 도 3의 피드백 제어회로(4)는 시간에 따라 차징 커패시터(CC)에 충/방전되는 전류가 점점 증가하기 때문에 차징 커패시터 전압(VC) 또한 빠르게 변한다. 따라서 로드 전류 변화에 따른 빠른 응답속도를 가능하게 한다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 전류 트래킹 회로에 사용되는 바이어스 전류 공급 회로이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 바이어스 전류 공급 회로는, P형 MOS 트랜지스터(MP1/MP2/MP3, MP4/MP5/MP6)로 구성되며, MP1 및 MP3의 게이트단자가 MP4의 드레인단자에 접속된 P형 커런트 미러 회로와, N형 MOS 트랜지스터(MN1/MN2, MN3/MN4)로 구성되며, MN1의 게이트단자가 MN3의 드레인단자에 접속된 N형 커런트 미러 회로와, P형 MOS 트랜지스터(MP5)의 드레인단자와 N형 MOS 트랜지스터(MN1)의 소스단자에 접속되며, P형 MOS 트랜지스터(MP1/MP2/MP3)의 게이트단자 및 P형 MOS 트랜지스터(MP4)의 드레인단자에 접속된 바이어스 스위치들과, P형 MOS 트랜지스터(MP6)의 드레인단자와 N형 MOS 트랜지스터(MN2)의 소스단자 사이에 형성된 업스위치 및 다운스위치를 포함한다.
업스위치와 다운스위치 사이의 접점에 차징 커패시터(CC)가 접속되게 된다.
이와 같이 구성된 바이어스 전류 공급 회로는 차징 커패시터(CC)에 충/방전되는 전류량을 조절함으로써 로드 전류 변화에 따른 빠른 응답속도를 가능하게 한다. 제로 전류 센서를 통해 제로 펄스가 발생하면 상승 카운터가 동작하여 바이어스 스위치 S<1>∼S<4>가 순서대로 켜지게 되고 ITotal 전류는 증가한다. ITotal전류는 IUP전류가 되어 SUP 펄스 신호에 맞춰 차징 커패시터(CC)에 충전되고 차징 커패시터 전압(VC)은 상승한다. 반대로 제로 펄스가 발생하지 않는다면 ITotal전류는 IDOWN전류가 되고 차징 커패시터의 충전된 전류는 SDOWN 펄스 신호에 맞춰 IDOWN 전류량만큼 접지로 방전된다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 바이어스 전류 공급 회로의 타이밍 다이어그램이다.
도 7을 참조하면, 바이어스 스위치 S<1>∼S<4>가 하나씩 켜지게 되면 ITotal전류는 증가하게 된다. SUP 펄스신호가 발생할 때마다 차징 커패시터(CC)에는 ITotal전류량만큼 충전되고 차징 커패시터 전압(VC)은 빠르게 증가한다. 반대로 SDOWN 펄스 신호가 발생하면 커패시터(CC)에는 ITotal전류량만큼 전류가 방전되고 차징 커패시터 전압(VC)은 빠르게 감소한다. 차징 커패시터 전압(VC)의 빠른 변화는 PWM 듀티비 변화 속도 또한 증가시킴으로써 로드 전류 변화에 따른 빠른 응답속도를 가능하게 한다.
이상에서 몇 가지 실시예를 들어 본 발명을 더욱 상세하게 설명하였으나, 본 발명은 반드시 이러한 실시예로 국한되는 것이 아니고 본 발명의 기술사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양하게 변형실시될 수 있다.
1 : 전원부
4 : 피드백 제어회로
41 : 제로 전류 감지 센서
42 : 전류 트래킹 회로
6 : PWM발생기

Claims (4)

  1. 로드 전류 변화에 따른 제로 전류를 감지하여 바이어스 스위칭을 통해 차징 커패시터에 충/방전되는 바이어스 전류의 변화량을 증감시키는 피드백 제어회로; 및
    상기 피드백 제어회로로부터 출력되는 전압과 기준전압을 비교하여 PWM 듀티비를 조절하는 PWM발생기를 포함하며,
    상기 피드백 제어회로는,
    인덕터의 출력전압(VX)과 출력전압(VO)의 비교에 의한 전류 감지를 통해 제로 펄스를 발생시키는 제로 전류 감지 센서;
    상기 제로 펄스에 의해 상기 차징 커패시터를 충전시키는 SUP 펄스 신호 또는 상기 차징 커패시터를 방전시키는 SDOWN 펄스 신호를 발생시키는 전류 트래킹 회로;
    상기 SUP 펄스 신호 또는 상기 SDOWN 펄스 신호에 의해 바이어스 스위칭이 이루어져 바이어스 전류를 출력하는 바이어스 전류 공급 회로; 및
    상기 바이어스 전류 공급 회로로부터 출력되는 전류의 충/방전이 이루어지는 차징 커패시터(CC)를 포함하는 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 바이어스 전류 공급 회로는,
    트랜지스터 MP1, MP2 및 MP3와, 트랜지스터 MP4, MP5 및 MP6가 커런트 미러를 구성하고, 상기 트랜지스터 MP1 및 MP3의 게이트단자가 트랜지스터 MP4의 드레인단자에 접속된 커런트 미러 회로;
    트랜지스터 MN1 및 MN2와, 트랜지스터 MN3 및 MN4가 커런트 미러를 구성하고, 상기 트랜지스터 MN1의 게이트단자가 MN3의 드레인단자에 접속된 커런트 미러 회로;
    상기 트랜지스터 MP1, MP2 및 MP3의 게이트단자 및 상기 트랜지스터 MP4의 드레인단자에 접속된 적어도 하나 이상의 바이어스 스위치; 및
    상기 트랜지스터 MP6의 드레인단자와 상기 트랜지스터 MN2의 소스단자 사이에 형성된 업스위치 및 다운스위치를 포함하며,
    상기 트랜지스터 MP5의 드레인단자와 상기 트랜지스터 MN1의 소스단자가 접속되며, 상기 업스위치와 상기 다운스위치 사이의 접점에 상기 차징 커패시터(CC)가 접속되는 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 PWM발생기는, 클록신호와 상기 피드백 제어회로로부터 출력되는 신호를 비교하는 비교기를 더 포함하며,
    상기 PWM발생기는, 상기 차징 커패시터에 바이어스 전류를 빠르게 충/방전시킬 수 있도록, 상기 바이어스 전류에 대응하여 PWM 듀티비를 증가 또는 감소시키는 전류 조절 기법을 이용한 단일 입력 다중 출력 부스트 컨버터.
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