TWM539182U - 供電裝置 - Google Patents

Description

供電裝置

本新型創作是有關於一種電源供應電路，且特別是有關於一種具有高效能及低鏈波的供電裝置。

在電子裝置中，電源供應電路可以供應運轉所需電能。舉例來說，電荷泵直流-直流轉換器(charge pump DC-DC converter) 可以將直流輸入電壓轉換為直流輸出電壓，以便供應不同準位的直流電壓給負載電路。其中，在切換式之電荷泵直流-直流轉換器中，乃是使用切換技術，先將直流輸入電壓對一電容進行充電後，再將直流輸入電壓以及此電容所儲存之電荷轉移至輸出端，以提供穩定的直流輸出電壓給負載電路。

然而，一般定頻操作之電荷泵直流-直流轉換器最常見的問題是：當負載電路轉態或發生擾動時，直流輸出電壓也會隨之產生波動而起伏變化。也就是說，電荷泵直流-直流轉換器在負載轉態時，其所輸出的直流輸出電壓存在著不可忽視的漣波。除此之外，切換式之電荷泵直流-直流轉換器中的功率電晶體乃是在飽和區與截止區之間進行切換。由於功率電晶體操作在飽和區時，其汲極端與源極端之間存在著不可忽視的跨壓，此跨壓將會導致電荷泵直流-直流轉換器的轉換效率降低。

另一方面，採用定電流輸出的脈頻調變(Pulse Frequency Modulation；PFM)式電荷泵直流-直流轉換器，其可響應於負載電路的暫態變化而對應地調變開關控制信號的頻率，以提高轉換效率。然而，其變頻的特性容易產生電磁干擾(Electro Magnetic Interference，EMI)的問題，特別是使用在顯示裝置上時，易導致顯示裝置所顯示的畫面出現水波紋，而降低顯示品質。

有鑑於此，本新型創作提供一種採定頻操作的供電裝置，其可依據負載的變化，適應性地調變充電電流或抽電電流，或適應性地調變充電期間的時間長度或抽電期間的時間長度，藉以降低漣波及電磁干擾，並可提高轉換效率。

本新型創作的供電裝置用以將直流輸入電源的直流輸入電壓轉換為直流輸出電壓。供電裝置可包括電荷泵、回授電路以及控制電路。電荷泵包含第一電容。電荷泵受控於控制信號組而於充電期間產生充電電流，以對第一電容充電。電荷泵受控於控制信號組而於抽電期間產生抽電電流，以將直流輸入電源與第一電容的電荷轉移至電荷泵的輸出端以提供直流輸出電壓。回授電路耦接電荷泵的輸出端以接收直流輸出電壓。回授電路用以檢測直流輸出電壓與參考電壓的關係而對應地輸出第一誤差信號或脈衝信號。控制電路耦接回授電路的輸出端以接收第一誤差信號或脈衝信號，且根據第一誤差信號或脈衝信號而檢測供電裝置的負載變化並產生控制信號組，其中控制信號組經配置以決定充電電流的電流值及抽電電流的電流值其中之一，或者是，控制信號組經配置以決定充電期間的時間長度及抽電期間的時間長度至少其中之一。

在本新型創作的一實施例中，上述的電荷泵更包括充電開關電路、抽電開關電路以及輸出電容。充電開關電路的第一端用以接收直流輸入電壓。充電開關電路的第二端耦接第一電容的第一端。充電開關電路的第三端耦接第一電容的第二端。充電開關電路的第四端耦接接地電壓端。充電開關電路受控於控制信號組以在充電期間產生充電電流，以對第一電容充電。抽電開關電路的第一端用以接收直流輸入電壓。抽電開關電路的第二端耦接第一電容的第二端。抽電開關電路的第三端耦接第一電容的第一端。抽電開關電路的第四端耦接電荷泵的輸出端。抽電開關電路受控於控制信號組，以在抽電期間提供抽電電流與直流輸出電壓至電荷泵的輸出端。輸出電容耦接在電荷泵的輸出端與接地電壓端之間。

在本新型創作的一實施例中，上述的控制信號組包括控制電壓、第一電流、充電開關信號以及抽電開關信號。控制電路包括時脈產生電路、放大電路、選擇電路以及電流源電路。時脈產生電路用以產生充電開關信號以及抽電開關信號，其中充電開關信號及抽電開關信號的頻率為固定頻率。放大電路用以接收第一誤差信號與感測電壓，且將第一誤差信號與感測電壓之間的差值放大，以產生第二誤差電壓。選擇電路的控制端用以接收充電開關信號或抽電開關信號。選擇電路的第一輸入端用以接收直流輸入電壓。選擇電路的第二輸入端用以接收第二誤差電壓。選擇電路的輸出端用以輸出控制電壓。選擇電路根據充電開關信號或抽電開關信號於直流輸入電壓與第二誤差電壓二擇一以做為控制電壓。電流源電路耦接在選擇電路與第一電容的其中一端之間。電流源電路接收直流輸入電壓，且受控於控制電壓而於充電期間或抽電期間產生第一電流與感測電壓，其中第一電流決定充電電流或抽電電流，且感測電壓追蹤第一誤差信號。

在本新型創作的一實施例中，上述的控制信號組包括充電開關信號以及抽電開關信號。控制電路包括閂鎖電路、頻率追蹤控制電路、時脈產生電路以及定電流控制電路。閂鎖電路的第一輸入端用以接收並閂鎖脈衝信號，以產生時脈控制信號。頻率追蹤控制電路的輸入端耦接閂鎖電路的輸出端以接收時脈控制信號。頻率追蹤控制電路用以檢測時脈控制信號而獲知供電裝置的負載變化，並依據負載變化來控制閂鎖電路以對應調整時脈控制信號的工作週期。時脈產生電路用以產生充電開關信號與抽電開關信號。時脈產生電路的輸入端耦接閂鎖電路的輸出端以接收時脈控制信號，並據以調整充電開關信號的工作週期或抽電開關信號的工作週期。定電流控制電路耦接時脈產生電路以接收充電開關信號或抽電開關信號。定電流控制電路根據充電開關信號而於抽電期間產生第一電流，並提供控制電壓至抽電開關電路，致使抽電開關電路產生固定的抽電電流。或者是，定電流控制電路根據抽電開關信號而於充電期間產生第一電流，並提供控制電壓至充電開關電路，致使充電開關電路產生固定的充電電流。

基於上述，本新型創作實施例的供電裝置可依據負載的變化適應性地調變充電電流或抽電電流或充電期間的時間長度或抽電期間的時間長度，故於負載轉態時，可降低直流輸出電壓上的漣波。此外，本新型創作實施例的供電裝置為定頻操作，故可降低電磁干擾。

為讓本新型創作的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

為了使本新型創作之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本新型創作確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件，係代表相同或類似部件。

以下請參照圖1，圖1是依照本新型創作一實施例所繪示的供電裝置100的電路方塊示意圖。供電裝置100可用以將直流輸入電源PI的直流輸入電壓VI轉換為直流輸出電壓VO。供電裝置100可包括電荷泵120、回授電路140以及控制電路160。電荷泵120可包含第一電容C1。電荷泵120可受控於控制信號組SCG而於充電期間產生充電電流，以對第一電容C1充電。電荷泵120可受控於控制信號組SCG而於抽電期間產生抽電電流，以將直流輸入電源PI與第一電容C1的電荷轉移至電荷泵120的輸出端以提供直流輸出電壓VO。

回授電路140耦接電荷泵120的輸出端以接收直流輸出電壓VO。回授電路140用以檢測直流輸出電壓VO與參考電壓VR的關係而對應地輸出第一誤差信號VE1。

控制電路160耦接回授電路140的輸出端以接收第一誤差信號VE1，且根據第一誤差信號VE1而檢測供電裝置100的負載變化並產生控制信號組SCG。在本新型創作的一實施例中，控制信號組SCG可決定上述充電電流的電流值。在本新型創作的另一實施例中，控制信號組SCG可決定上述抽電電流的電流值。在本新型創作的又一實施例中，控制信號組SCG可決定上述充電期間的時間長度或上述抽電期間的時間長度。以下將針對上述的各實施例進行詳細說明。

請同時參照圖1與圖2，圖2是依照本新型創作的一實施例說明圖1所示的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的電路架構示意圖。如圖2所示，電荷泵120可包括第一電容C1、充電開關電路222、抽電開關電路224以及輸出電容CO。輸出電容CO耦接在電荷泵120的輸出端與接地電壓端GND之間

充電開關電路222的第一端I21用以接收直流輸入電壓VI。充電開關電路222的第二端I22耦接第一電容C1的第一端。充電開關電路222的第三端I23耦接第一電容C1的第二端。充電開關電路222的第四端I24耦接至接地電壓端GND。充電開關電路222受控於控制信號組SCG以在充電期間產生充電電流Ic，以對第一電容C1充電。

抽電開關電路224的第一端I41用以接收直流輸入電壓VI。抽電開關電路224的第二端I42耦接第一電容C1的第二端。抽電開關電路224的第三端I43耦接第一電容C1的第一端。抽電開關電路224的第四端I44耦接電荷泵120的輸出端。抽電開關電路224可受控於控制信號組SCG，以在抽電期間提供抽電電流Ip與直流輸出電壓VO至電荷泵120的輸出端。在本實施例中，控制電路160所產生的控制信號組SCG包括控制電壓VCCS、第一電流I1、充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)以及抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)。

更進一步來說，抽電開關電路224可包括P型電晶體MP1與MP2，其中P型電晶體MP1與MP2可為P型金氧半場效電晶體(MOSFET)，但本新型創作並不以此為限。在本新型創作的其他實施例中，抽電開關電路224也可採用N型金氧半場效電晶體來實現，端視實際應用或設計需求而定。P型電晶體MP1的源極端用以接收直流輸入電壓VI。P型電晶體MP1的汲極端耦接第一電容C1的第二端。P型電晶體MP1的閘極端用以接收控制電壓VCCS。特別的是，P型電晶體MP1在抽電期間乃是操作在線性區，以基於第一電流I1而對應地調整抽電電流Ip的電流值，稍後會進行詳細說明。P型電晶體MP2的源極端耦接電荷泵120的輸出端。P型電晶體MP2的汲極端耦接第一電容C1的第一端。P型電晶體MP2的閘極端用以接收反相的抽電開關信號PSB。

另一方面，充電開關電路可包括P型電晶體MP3以及N型電晶體MN1，其中P型電晶體MP3可為P型金氧半場效電晶體，而N型電晶體MN1可為N型金氧半場效電晶體，但本新型創作並不以此為限，端視實際應用或設計需求而定。P型電晶體MP3的源極端用以接收直流輸入電壓VI。P型電晶體MP3的汲極端耦接第一電容C1的第一端。P型電晶體MP3的閘極端用以接收反相的充電開關信號CSB。N型電晶體MN1的源極端耦接至接地電壓端GND。N型電晶體MN1的汲極端耦接第一電容C1的第二端。N型電晶體MN1的閘極端用以接收充電開關信號CS。

回授電路140可包括分壓電路242、運算放大器OP3以及補償電路244。分壓電路242耦接在電荷泵120的輸出端與接地電壓端GND之間，用以對直流輸出電壓VO進行分壓以產生回授電壓VFB。運算放大器OP3的反相輸入端用以接收回授電壓VFB。運算放大器OP3的非反相輸入端用以接收參考電壓VR。運算放大器OP3的輸出端用以輸出誤差結果。補償電路244耦接在運算放大器OP3的輸出端與接地電壓端GND之間，用以對上述誤差結果進行補償以產生第一誤差信號VE1。

在本新型創作的一實施例中，如圖2所示，分壓電路242可包括電阻R2與電阻R3，其中電阻R2與電阻R3串接在電荷泵120的輸出端與接地電壓端GND之間。補償電路244可包括電阻R1與第三電容C3，其中電阻R1與第三電容C3串接在運算放大器OP3的輸出端與接地電壓端GND之間。

控制電路160可包括時脈產生電路261、放大電路262、選擇電路263以及電流源電路264。時脈產生電路261用以產生充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)以及抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)，其中充電開關信號CS及抽電開關信號PS的頻率可為一固定頻率，且充電開關信號CS及抽電開關信號PS的工作週期(duty cycle)亦是固定值，但本新型創作並不以此為限。時脈產生電路261可以是現有的時脈產生器，故不再贅述。

放大電路262可用以接收第一誤差信號VE1與感測電壓VRS，並將第一誤差信號VE1與感測電壓VRS之間的差值放大，以產生第二誤差電壓VE2。在本新型創作的一實施例中，如圖2所示，放大電路262可包括運算放大器OP1。運算放大器OP1的反相輸入端用以接收第一誤差信號VE1。運算放大器OP1的非反相輸入端用以接收感測電壓VRS。運算放大器OP1的輸出端輸出第二誤差電壓VE2。

選擇電路263的控制端用以接收充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB，端視實際應用或設計需求而定)。選擇電路263的第一輸入端用以接收直流輸入電壓VI。選擇電路263的第二輸入端用以接收第二誤差電壓VE2。選擇電路263的輸出端用以輸出控制電壓VCCS。選擇電路263可根據該充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)於直流輸入電壓VI與第二誤差電壓VE2二擇一以做為控制電壓VCCS。更進一步來說，選擇電路263可根據充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)而於充電期間輸出直流輸入電壓VI以做為控制電壓VCCS，又禁能電流源電路264。選擇電路263可根據充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)而於充電期間以外的時間區間(例如抽電期間)輸出第二誤差電壓VE2以做為控制電壓VCCS，以使電流源電路264產生第一電流I1。

在本新型創作的一實施例中，如圖2所示，選擇電路263可包括P型電晶體MP5，P型電晶體MP5可為P型金氧半場效電晶體，但本新型創作並不以此為限。在本新型創作的其他實施例中，選擇電路263也可採用N型金氧半場效電晶體來實現，端視實際應用或設計需求而定。P型電晶體MP5的源極端耦接選擇電路263的第一輸入端以接收直流輸入電壓VI。P型電晶體MP5的閘極端耦接選擇電路263的控制端以接收反相的充電開關信號CSB。P型電晶體的汲極端耦接選擇電路263的第二輸入端與輸出端。

電流源電路264耦接在選擇電路263的輸出端與第一電容C1的第二端之間。電流源電路264接收直流輸入電壓VI，且受控於控制電壓VCCS而於抽電期間產生第一電流I1與感測電壓VRS，其中第一電流I1可決定抽電電流Ip，且感測電壓VRS追蹤第一誤差信號VE1。更進一步來說，如圖2所示，電流源電路264可包括P型電晶體MP4以及電壓隨耦器2640以及感測電阻RS。P型電晶體MP4的源極端用以接收直流輸入電壓VI。P型電晶體MP4的閘極端用以接收控制電壓VCCS。P型電晶體MP4的汲極端輸出第一電流I1。P型電晶體MP4在抽電期間操作在線性區。

電壓隨耦器2640的第一輸入端耦接P型電晶體MP4的汲極端以接收第一電流I1。電壓隨耦器2640的第二輸入端耦接第一電容C1的第二端。電壓隨耦器2640的輸出端傳輸第一電流I1至感測電阻RS。感測電阻RS耦接在電壓隨耦器2640的輸出端與接地電壓端GND之間，用以反應於第一電流I1而產生感測電壓VRS以回授至運算放大器OP1的非反相輸入端，以使感測電壓VRS可追蹤第一誤差信號VE1。基於感測電壓VRS追蹤第一誤差信號VE1的特性，第一電流I1的電流值實質上即為第一誤差信號VE1的電壓值除以感測電壓VRS的電阻值。

在本新型創作的一實施例中，如圖2所示，電壓隨耦器2640可包括運算放大器OP2、N型電晶體MN2以及第二電容C2。運算放大器OP2的非反相輸入端耦接電壓隨耦器2640的第二輸入端。運算放大器OP2的反相輸入端耦接電壓隨耦器2640的第一輸入端。N型電晶體MN2的閘極端耦接運算放大器OP2的輸出端。N型電晶體MN2的汲極端耦接電壓隨耦器2640的第一輸入端。N型電晶體MN2的源極端耦接電壓隨耦器2640的輸出端。第二電容C2的第一端耦接運算放大器OP2的輸出端。第二電容C2的第二端耦接接地電壓端GND。

以下將針對圖2的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的運作進行說明。時脈產生電路261提供充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)以及抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)，其中充電開關信號CS的致能區間與抽電開關信號PS的致能區間互不重疊，因此充電開關電路222(即 P型電晶體MP1、MP2)與抽電開關電路224(即 P型電晶體MP3與N型電晶體MN1)不會同時導通。

於充電期間，時脈產生電路261可提供致能狀態的充電開關信號CS(或禁能狀態的反相的充電開關信號CSB)以及禁能狀態的抽電開關信號PS (或致能狀態的反相的抽電開關信號PSB)，因此P型電晶體MP2被截止，而N型電晶體MN1及P型電晶體MP3與MP5被導通。此時，控制電壓VCCS為直流輸入電壓VI，致使P型電晶體MP1與MP4被截止。此時，直流輸入電源PI(繪示於圖1)可透過P型電晶體MP3與N型電晶體MN1而以充電電流Ic對第一電容C1充電。

接著，於抽電期間，時脈產生電路261可提供禁能狀態的充電開關信號CS(或致能狀態的反相的充電開關信號CSB)以及致能狀態的抽電開關信號PS (或禁能狀態的反相的抽電開關信號PSB)，因此P型電晶體MP2可被導通，而N型電晶體MN1及P型電晶體MP3與MP5被截止。此時，控制電壓VCCS為運算放大器OP1所產生的第二誤差電壓，致使P型電晶體MP1由截止區進入線性區，以提供抽電電流Ip，並將直流輸入電源PI與第一電容C1的電荷轉移至電荷泵120的輸出端以提供直流輸出電壓VO。此外，基於回授電路140的負回授特性，直流輸出電壓VO的電壓位準可被箝制在一特定電壓位準，而此特定電壓位準與參考電壓VR相關聯，且可依實際應用或設計需求來決定。

更進一步來說，於抽電期間，當負載變重使得直流輸出電壓VO低於上述特定電壓位準時，電阻R2與電阻R3對直流輸出電壓VO進行分壓所產生的回授電壓VFB將低於參考電壓VR，因此運算放大器OP3以及補償電路244所產生的第一誤差信號VE1上升，致使OP1所產生的第二誤差電壓VE2下降。如此一來，P型電晶體MP4所產生的第一電流I1上升，且P型電晶體MP1所產生的抽電電流Ip上升，使得直流輸出電壓VO上升並維持在上述特定電壓位準。當第一電流I1上升時，感測電阻RS上產生的感測電壓VRS隨之上昇，以對第一誤差信號VE1進行追蹤。而負載變輕，使得直流輸出電壓VO高於上述特定電壓位準的情況則依上述說明類推得之，故不再贅述。

在此值得一提的是，於抽電期間，當第一電流I1流經N型電晶體MN2與感測電阻RS時，將在電壓隨耦器2640的運算放大器OP2的反相輸入端(亦即P型電晶體MP4的汲極端)產生第一電壓V1，故可避免P型電晶體MP4的源極端與汲極端之間的跨壓過大而進入飽和區，因此可讓P型電晶體MP4操作在線性區。此外，基於電壓隨耦器2640的輸入電壓追隨特性，運算放大器OP2的非反相輸入端(亦即P型電晶體MP1的汲極端)的第二電壓V2可追隨第一電壓V1。換句話說，第二電壓V2實質上將等於第一電壓V1，故可避免P型電晶體MP1的源極端與汲極端之間的跨壓過大而進入飽和區，因此可讓P型電晶體MP1操作在線性區。

可以理解的是，於抽電期間，由於P型電晶體MP1及MP4的源極端皆接收直流輸入電壓VI，P型電晶體MP1及MP4的閘極端皆受控於控制電壓VCCS(即第二誤差電壓VE2)，P型電晶體MP1的汲極端的電壓(即第二電壓V2)追隨P型電晶體MP4的汲極端的電壓(即第一電壓V1)，且P型電晶體MP1及MP4均操作在線性區，故P型電晶體MP1與MP4實質上乃是一電流鏡電路。換句話說，第一電流I1可透過P型電晶體MP1、MP4與電壓隨耦器2640的耦接方式而鏡射出抽電電流Ip，其中P型電晶體MP1的寬長比(aspect ratio)可設計為P型電晶體MP4的寬長比的K倍，如此一來，抽電電流Ip即為第一電流I1的K倍。

總的來說，由於圖2實施例所示的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變抽電電流Ip，故於負載轉態時，可降低直流輸出電壓上的漣波。而且，供電裝置100為定頻操作，故可降低電磁干擾。此外，P型電晶體MP1於抽電期間乃是操作在線性區，其源極端與汲極端之間的跨壓較低(相較於飽和區)，故可提高供電裝置100的電源轉換效率。

以下請同時參照圖1、圖2及圖3，圖3是依照本新型創作的另一實施例說明圖1所示的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的電路架構示意圖。相較於圖2實施例的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變抽電電流Ip，圖3所示的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變充電電流Ic。更進一步來說，圖3的控制電路160可根據抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)而於充電期間產生第一電流I1，並提供控制電壓VCCS至充電開關電路222，致使充電開關電路222產生充電電流Ic。基於上述差異，圖3的P型電晶體MP1的閘極端是接收反相的抽電開關信號PSB，P型電晶體MP5的閘極端是接收反相的抽電開關信號PSB，電壓隨耦器2640的第二輸入端(即運算放大器OP2的非反相輸入端)是耦接第一電容C1的第一端(即P型電晶體MP3的汲極端)，P型電晶體MP3的閘極端是接收控制電壓VCCS。至於圖3的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160中的其他電路架構，則可參照上述圖2的相關說明，故在此不再贅述。

值得一提的是，圖3的P型電晶體MP3與MP4在充電期間是操作在線性區，第一電流I1可透過P型電晶體MP3、MP4與電壓隨耦器2640的耦接方式而鏡射出充電電流Ic，其中P型電晶體MP3的寬長比(aspect ratio)可設計為P型電晶體MP4的寬長比的K倍，如此一來，充電電流Ic即為K倍的第一電流I1。至於圖3的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的詳細運作，則可參照上述圖2的相關說明而類推得之，故在此不再贅述。

以下請同時參照圖1、圖2及圖4，圖4是依照本新型創作的又一實施例說明圖1所示的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的電路架構示意圖。相較於圖2實施例的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變抽電電流Ip，圖4所示的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變充電期間的時間長度或抽電期間的時間長度，且可在抽電期間提供固定的抽電電流Ip。

圖4的電荷泵120的電路架構類似於圖2的電荷泵120，故可參照上述圖2的相關說明，在此不再贅述。而圖4的回授電路140可包括分壓電路242以及比較器CMP3。分壓電路242耦接在電荷泵120的輸出端與接地電壓端GND之間，用以對直流輸出電壓VO進行分壓以產生回授電壓VFB。比較器CMP3的反相輸入端用以接收回授電壓VFB。比較器CMP3的非反相輸入端用以接收參考電壓VR。比較器CMP3的輸出端用以輸出脈衝信號VPu。在本新型創作的一實施例中，如圖4所示，分壓電路242可包括電阻R2與電阻R3，其中電阻R2與電阻R3串接在電荷泵120的輸出端與接地電壓端GND之間。

控制電路160可包括閂鎖電路466、頻率追蹤控制電路467、時脈產生電路461以及定電流控制電路468。閂鎖電路466的第一輸入端用以接收並閂鎖脈衝信號VPu，以產生時脈控制信號SCK。在本新型創作的一實施例中，如圖4所示，閂鎖電路466可包括SR閂鎖器4662。SR閂鎖器4662具有設定端S、重置端R、正相輸出端Q與反相輸出端QB，其中設定端S可做為閂鎖電路466的第一輸入端以接收脈衝信號VPu，重置端R可受控於頻率追蹤控制電路467，正相輸出端Q可將時脈控制信號SCK輸出至時脈產生電路461及頻率追蹤控制電路467。

頻率追蹤控制電路467的輸入端耦接閂鎖電路466的輸出端以接收時脈控制信號SCK。 頻率追蹤控制電路467用以檢測時脈控制信號SCK而獲知供電裝置100的負載變化，並依據此負載變化來控制閂鎖電路466以對應地調整時脈控制信號SCK的工作週期(duty cycle)。更進一步來說，當負載變重時，頻率追蹤控制電路467可將時脈控制信號SCK的工作週期變大。反之，當負載變輕時，頻率追蹤控制電路467可將時脈控制信號SCK的工作週期變小。

在本新型創作的一實施例中，如圖4所示，頻率追蹤控制電路467可包括相位頻率檢測器(phase frequency detector，PFD) 4672以及時脈調整電路4674。相位頻率檢測器4672的第一輸入端耦接閂鎖電路466的輸出端以接收時脈控制信號SCK。相位頻率檢測器4672的第二輸入端用以接收參考時脈信號CKR。相位頻率檢測器4672的輸出端用以提供檢測電壓VFTC。相位頻率檢測器4672可用以檢測時脈控制信號SCK與參考時脈信號CKR的相位關係或頻率關係而獲得檢測電壓VFTC。相位頻率檢測器4672可以是現有相位頻率檢測器或是其他相位頻率檢測電路，故不再贅述。

時脈調整電路4674的輸入端耦接相位頻率檢測器4672的輸出端以接收檢測電壓VFTC，並據以產生一鋸齒波VSAW，其中鋸齒波VSAW的斜率可由檢測電壓VFTC所控制。當鋸齒波VSAW的電壓值達到一臨界電壓VT時，時脈調整電路4674可提供重置信號RE至SR閂鎖器4662的重置端R以重置時脈控制信號SCK，從而達到調整時脈控制信號SCK的工作週期的目的。

在本新型創作的一實施例中，時脈調整電路4674可包括電壓轉電流電路VIC、第四電容C4、開關SW以及比較器CMP4。電壓轉電流電路VIC的輸入端接收檢測電壓VFTC，以將檢測電壓VFTC轉換為檢測電流IFTC。第四電容C4的第一端耦接電壓轉電流電路VIC的輸出端。第四電容C4的第二端耦接至接地電壓端GND。開關SW的第一端耦接電壓轉電流電路VIC的輸出端。開關SW的第二端耦接至接地電壓端GND。開關SW的控制端耦接SR閂鎖器4662的反相輸出端QB以接收反相的時脈控制信號SCKB。比較器CMP4的反相輸入端接收臨界電壓VT。比較器CMP4的非反相輸入端耦接第四電容C4的第一端。而比較器CMP4的輸出端耦接SR閂鎖器4662的重置端R。

時脈產生電路461的輸入端耦接閂鎖電路466的輸出端以接收時脈控制信號SCK，並據以產生並調整充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)的工作週期及抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)的工作週期，其中充電開關信號CS及抽電開關信號PS的頻率可為一固定頻率，但本新型創作並不以此為限。舉例來說，當負載變重時，由於時脈控制信號SCK的工作週期變大，故時脈產生電路461可據以將抽電開關信號PS的工作週期調大，以增加抽電期間的時間長度；或者是，時脈產生電路461可據以將充電開關信號CS的工作週期調大，以增加充電期間的時間長度。反之，當負載變輕時，由於時脈控制信號SCK的工作週期變小，故時脈產生電路461可據以將抽電開關信號PS的工作週期調小，以降低抽電期間的時間長度；或者是，時脈產生電路461可據以將充電開關信號CS的工作週期調小，以降低充電期間的時間長度。時脈產生電路461可以是現有的時脈產生器，故不再贅述。

定電流控制電路468耦接時脈產生電路461以接收充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)。定電流控制電路468根據充電開關信號CS(或反相的充電開關信號CSB)而於抽電期間產生第一電流I1，並提供控制電壓VCCS至抽電開關電路224，致使抽電開關電路224產生固定的抽電電流Ip。

在本新型創作的一實施例中，如圖4所示，定電流控制電路468可包括放大電路262、選擇電路263以及電流源電路264。相較於圖2實施例的控制電路160中的放大電路262、選擇電路263以及電流源電路264可依據負載的變化適應性地調變第一電流I1及抽電電流Ip，圖4所示的定電流控制電路468的放大電路262、選擇電路263以及電流源電路264僅產生固定的第一電流I1，以使抽電開關電路224鏡射出固定的抽電電流Ip。基於上述差異，圖4的放大電路262是接收設定電壓VFX與感測電壓VRS，其中設定電壓VFX為一固定電壓，其可依實際應用或設計需求來決定。至於圖4的選擇電路263、電流源電路264以及電流電壓轉換電路265的詳細電路架構，則可參照圖2所示實施例的相關說明，故不再贅述。

請再參照圖4，放大電路262用以將設定電壓VFX與感測電壓VRS之間的差值放大，以產生第二誤差電壓VE2，致使電流源電路264於抽電期間產生第一電流I1與感測電壓VRS，以使感測電壓VRS追蹤設定電壓VFX。此外，類似於圖2的實施例，圖4的P型電晶體MP1與MP4在抽電期間可操作在線性區，第一電流I1可透過P型電晶體MP1、MP4與電壓隨耦器2640的耦接方式而鏡射出固定的抽電電流Ip，其中P型電晶體MP1的寬長比(aspect ratio)可設計為P型電晶體MP4的寬長比的K倍，如此一來，抽電電流Ip即為K倍的第一電流I1。至於圖4的選擇電路263、電流源電路264以及電流電壓轉換電路265的詳細運作，則可參照圖2所示實施例的相關說明而類推，故不再贅述。

總的來說，由於圖4實施例所示的供電裝置100可依據負載的變化適應性地調變充電開關信號CS的工作週期或抽電開關信號PS的工作週期，並提供固定的抽電電流Ip，故於負載轉態時，可降低直流輸出電壓上的漣波。而且，供電裝置100為定頻操作，故可降低電磁干擾。此外，P型電晶體MP1於抽電期間乃是操作在線性區，其源極端與汲極端之間的跨壓較低(相較於飽和區)，故可提高供電裝置100的電源轉換效率。

以下請同時參照圖1、圖4及圖5，圖5是依照本新型創作的另一實施例說明圖1所示的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160的電路架構示意圖。相較於圖4所示的供電裝置100可在抽電期間提供固定的抽電電流Ip，圖5所示的供電裝置100可在充電期間提供固定的充電電流Ic。更進一步來說，圖5的定電流控制電路468可根據抽電開關信號PS(或反相的抽電開關信號PSB)而於充電期間產生第一電流I1，並提供控制電壓VCCS至充電開關電路222，致使充電開關電路222產生固定的充電電流Ic。基於上述差異，圖5的P型電晶體MP1的閘極端接收反相的抽電開關信號PSB，P型電晶體MP5的閘極端接收反相的抽電開關信號PSB，電壓隨耦器2640的第二輸入端(即運算放大器OP2的非反相輸入端)耦接第一電容C1的第一端(即P型電晶體MP3的汲極端)，P型電晶體MP3的閘極端用以接收控制電壓VCCS。至於圖5的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160中的其他電路架構，則可參照上述圖4的相關說明，故在此不再贅述。

請再參照圖5，P型電晶體MP3與MP4在充電期間操作在線性區，第一電流I1可透過P型電晶體MP3、MP4與電壓隨耦器2640的耦接方式而鏡射出充電電流Ic，其中P型電晶體MP3的寬長比(aspect ratio)可設計為P型電晶體MP4的寬長比的K倍，如此一來，充電電流Ic即為K倍的第一電流I1。至於圖5的電荷泵120、回授電路140以及控制電路160中的詳細運作，則可參照上述圖4的相關說明而類推得之，故在此不再贅述。

綜上所述，本新型創作實施例的供電裝置可依據負載的變化適應性地調變充電電流或抽電電流或充電期間的時間長度或抽電期間的時間長度，故於負載轉態時，可降低直流輸出電壓上的漣波。而且，本新型創作實施例的供電裝置為定頻操作，故可降低電磁干擾。此外，本新型創作實施例的電荷泵中的部份功率電晶體於充電期間或抽電期間乃是操作在線性區，其源極端與汲極端之間的跨壓較低(相較於飽和區)，故可提高供電裝置的電源轉換效率。

雖然本新型創作已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本新型創作，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本新型創作的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本新型創作的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧供電裝置
120‧‧‧電荷泵
140‧‧‧回授電路
160‧‧‧控制電路
222‧‧‧充電開關電路
224‧‧‧抽電開關電路
242‧‧‧分壓電路
244‧‧‧補償電路
261、461‧‧‧時脈產生電路
262‧‧‧放大電路
263‧‧‧選擇電路
264‧‧‧電流源電路
2640‧‧‧電壓隨耦器
466‧‧‧閂鎖電路
4662‧‧‧SR閂鎖器
467‧‧‧頻率追蹤控制電路
4672‧‧‧相位頻率檢測器
4674‧‧‧時脈調整電路
468‧‧‧定電流控制電路
C1‧‧‧第一電容
C2‧‧‧第二電容
C3‧‧‧第三電容
C4‧‧‧第四電容
CKR‧‧‧參考時脈信號
CMP3、CMP4‧‧‧比較器
CO‧‧‧輸出電容
CS‧‧‧充電開關信號
CSB‧‧‧反相的充電開關信號
GND‧‧‧接地電壓端
I1‧‧‧第一電流
I21、I22、I23、I24、I41、I42、I43、I44‧‧‧端
Ic‧‧‧充電電流
IFTC‧‧‧檢測電流
Ip‧‧‧抽電電流
MN1、MN2‧‧‧N型電晶體
MP1、MP2、MP3、MP4、MP5‧‧‧P型電晶體
OP1、OP2、OP3‧‧‧運算放大器
Q‧‧‧正相輸出端
QB‧‧‧反相輸出端
PI‧‧‧直流輸入電源
PS‧‧‧抽電開關信號
PSB‧‧‧反相的抽電開關信號
R‧‧‧重置端
R1、R2、R3‧‧‧電阻
RE‧‧‧重置信號
RS‧‧‧感測電阻
S‧‧‧設定端
SCG‧‧‧控制信號組
SCK‧‧‧時脈控制信號
SCKB‧‧‧反相的時脈控制信號
SW‧‧‧開關
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
VCCS‧‧‧控制電壓
VE1‧‧‧第一誤差信號
VE2‧‧‧第二誤差電壓
VPu‧‧‧脈衝信號
VFB‧‧‧回授電壓
VFTC‧‧‧檢測電壓
VFX‧‧‧設定電壓
VI‧‧‧直流輸入電壓
VIC‧‧‧電壓轉電流電路
VO‧‧‧直流輸出電壓
VR‧‧‧參考電壓
VRS‧‧‧感測電壓
VSAW‧‧‧鋸齒波
VT‧‧‧臨界電壓

下面的所附圖式是本新型創作的說明書的一部分，繪示了本新型創作的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本新型創作的原理。 圖1是依照本新型創作一實施例所繪示的供電裝置的電路方塊示意圖。 圖2是依照本新型創作的第一實施例說明圖1所示的電荷泵、回授電路以及控制電路的電路架構示意圖。 圖3是依照本新型創作的第二實施例說明圖1所示的電荷泵、回授電路以及控制電路的電路架構示意圖。 圖4是依照本新型創作的第三實施例說明圖1所示的電荷泵、回授電路以及控制電路的電路架構示意圖。 圖5是依照本新型創作的第四實施例說明圖1所示的電荷泵、回授電路以及控制電路的電路架構示意圖。

100‧‧‧供電裝置

120‧‧‧電荷泵

140‧‧‧回授電路

160‧‧‧控制電路

C1‧‧‧第一電容

PI‧‧‧直流輸入電源

SCG‧‧‧控制信號組

VE1‧‧‧第一誤差信號

VI‧‧‧直流輸入電壓

VO‧‧‧直流輸出電壓

VPu‧‧‧脈衝信號

VR‧‧‧參考電壓

Claims (16)

1. 一種供電裝置，用以將一直流輸入電源的直流輸入電壓轉換為一直流輸出電壓，該供電裝置包括： 一電荷泵，該電荷泵包含一第一電容，該電荷泵受控於一控制信號組而於一充電期間產生一充電電流，以對該第一電容充電，以及該電荷泵受控於該控制信號組而於一抽電期間產生一抽電電流，以將該直流輸入電源與該第一電容的電荷轉移至該電荷泵的輸出端以提供該直流輸出電壓； 一回授電路，耦接該電荷泵的該輸出端以接收該直流輸出電壓，用以檢測該直流輸出電壓與一參考電壓的關係而對應地輸出一第一誤差信號或一脈衝信號；以及 一控制電路，耦接該回授電路的輸出端以接收該第一誤差信號或該脈衝信號，且根據該第一誤差信號或該脈衝信號而檢測該供電裝置的負載變化並產生該控制信號組， 其中，該控制信號組經配置以：       決定該充電電流的電流值及該抽電電流的電流值其中之一；或       決定該充電期間的時間長度及該抽電期間的時間長度至少其中之一。
2. 如申請專利範圍第1項所述的供電裝置，其中該電荷泵更包括： 一充電開關電路，該充電開關電路的第一端用以接收該直流輸入電壓，該充電開關電路的第二端耦接該第一電容的第一端，該充電開關電路的第三端耦接該第一電容的第二端，且該充電開關電路的第四端耦接一接地電壓端，其中該充電開關電路受控於該控制信號組以在該充電期間產生該充電電流，以對該第一電容充電； 一抽電開關電路，該抽電開關電路的第一端用以接收該直流輸入電壓，該抽電開關電路的第二端耦接該第一電容的該第二端，該抽電開關電路的第三端耦接該第一電容的該第一端，且該抽電開關電路的第四端耦接該電荷泵的該輸出端，其中該抽電開關電路受控於該控制信號組，以在該抽電期間提供該抽電電流與該直流輸出電壓至該電荷泵的該輸出端；以及 一輸出電容，耦接在該電荷泵的該輸出端與該接地電壓端之間。
3. 如申請專利範圍第2項所述的供電裝置，其中該控制信號組包括一控制電壓、一第一電流、一充電開關信號以及一抽電開關信號，其中該控制電路包括： 一時脈產生電路，用以產生該充電開關信號以及該抽電開關信號，其中該充電開關信號及該抽電開關信號的頻率為一固定頻率； 一放大電路，用以接收該第一誤差信號與一感測電壓，且將該第一誤差信號與該感測電壓之間的差值放大，以產生一第二誤差電壓； 一選擇電路，該選擇電路的控制端用以接收該充電開關信號或該抽電開關信號，該選擇電路的第一輸入端用以接收該直流輸入電壓，該選擇電路的第二輸入端用以接收該第二誤差電壓，且該選擇電路的輸出端用以輸出該控制電壓，其中該選擇電路根據該充電開關信號或該抽電開關信號於該直流輸入電壓與該第二誤差電壓二擇一以做為該控制電壓；以及 一電流源電路，耦接在該選擇電路與該第一電容的其中一端之間，該電流源電路接收該直流輸入電壓，且受控於該控制電壓而於該充電期間或該抽電期間產生該第一電流與該感測電壓，其中該第一電流決定該充電電流或該抽電電流，且該感測電壓追蹤該第一誤差信號。
4. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中： 該選擇電路根據該充電開關信號而於該充電期間輸出該直流輸入電壓以做為該控制電壓，且該選擇電路根據該充電開關信號而於該充電期間以外的時間區間輸出該第二誤差電壓以做為該控制電壓， 其中該選擇電路包括一第五P型電晶體，該第五P型電晶體的源極端耦接該選擇電路的該第一輸入端，該第五P型電晶體的閘極端耦接該選擇電路的該控制端，且該第五P型電晶體的汲極端耦接該選擇電路的該第二輸入端與該輸出端。
5. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中該抽電開關電路包括： 一第一P型電晶體，該第一P型電晶體的源極端用以接收該直流輸入電壓，該第一P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第二端，且該第一P型電晶體的閘極端用以接收該控制電壓，其中該第一P型電晶體在該抽電期間操作在線性區，以基於該第一電流而對應地調整該抽電電流的電流值；以及 一第二P型電晶體，該第二P型電晶體的源極端耦接該電荷泵的該輸出端，該第二P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第一端，且該第二P型電晶體的閘極端用以接收反相的該抽電開關信號， 其中該充電開關電路包括： 一第三P型電晶體，該第三P型電晶體的源極端用以接收該直流輸入電壓，該第三P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第一端，且該第三P型電晶體的閘極端用以接收反相的該充電開關信號；以及 一第一N型電晶體，該第一N型電晶體的源極端耦接該接地電壓端，該第一N型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第二端，且該第一N型電晶體的閘極端用以接收該充電開關信號。
6. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中： 該選擇電路根據該抽電開關信號而於該抽電期間輸出該直流輸入電壓以做為該控制電壓，且該選擇電路根據該抽電開關信號而於該抽電期間以外的時間區間輸出該第二誤差電壓以做為該控制電壓， 其中該選擇電路包括一第五P型電晶體，該第五P型電晶體的源極端耦接該選擇電路的該第一輸入端，該第五P型電晶體的閘極端耦接該選擇電路的該控制端，且該第五P型電晶體的汲極端耦接該選擇電路的該第二輸入端與該輸出端。
7. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中該抽電開關電路包括： 一第一P型電晶體，該第一P型電晶體的源極端用以接收該直流輸入電壓，該第一P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第二端，且該第一P型電晶體的閘極端用以接收反相的該抽電開關信號；以及 一第二P型電晶體，該第二P型電晶體的源極端耦接該電荷泵的該輸出端，該第二P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第一端，且該第二P型電晶體的閘極端用以接收反相的該抽電開關信號， 其中該充電開關電路包括： 一第三P型電晶體，該第三P型電晶體的源極端用以接收該直流輸入電壓，該第三P型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第一端，且該第三P型電晶體的閘極端用以接收該控制電壓，其中該第三P型電晶體在該充電期間操作在線性區，以基於該第一電流而對應地調整該充電電流的電流值；以及 一第一N型電晶體，該第一N型電晶體的源極端耦接該接地電壓端，該第一N型電晶體的汲極端耦接該第一電容的該第二端，且該第一N型電晶體的閘極端用以接收該充電開關信號。
8. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中： 該放大電路包括一運算放大器，其中該運算放大器的反相輸入端用以接收該第一誤差信號，該運算放大器的非反相輸入端用以接收該感測電壓，且該運算放大器的輸出端輸出該第二誤差電壓； 該電流源電路包括：       一第四P型電晶體，該第四P型電晶體的源極端用以接收該直流輸入電壓，該第四P型電晶體的閘極端用以接收該控制電壓，且該第四P型電晶體的汲極端輸出該第一電流，其中該第四P型電晶體在該抽電期間或該充電期間操作在線性區；       一電壓隨耦器，該電壓隨耦器的第一輸入端耦接該第四P型電晶體的汲極端以接收該第一電流，該電壓隨耦器的第二輸入端耦接該第一電容的其中一端，且該電壓隨耦器的輸出端傳輸該第一電流；以及       一感測電阻，該感測電阻耦接在該電壓隨耦器的該輸出端與該接地電壓端之間，用以反應於該第一電流而產生該感測電壓。
9. 如申請專利範圍第8項所述的供電裝置，其中該電壓隨耦器包括： 一運算放大器，該運算放大器的非反相輸入端耦接該電壓隨耦器的該第二輸入端，該運算放大器的反相輸入端耦接該電壓隨耦器的該第一輸入端； 一第二N型電晶體，該第二N型電晶體的閘極端耦接該運算放大器的輸出端，該第二N型電晶體的汲極端耦接該電壓隨耦器的該第一輸入端，該第二N型電晶體的源極端耦接該電壓隨耦器的該輸出端；以及 一第二電容，該第二電容的第一端耦接該運算放大器的該輸出端，且該第二電容的第二端耦接該接地電壓端。
10. 如申請專利範圍第3項所述的供電裝置，其中該回授電路包括： 一分壓電路，耦接在該電荷泵的該輸出端與一接地電壓端之間，用以對該直流輸出電壓進行分壓以產生一回授電壓； 一運算放大器，該運算放大器的反相輸入端用以接收該回授電壓，該運算放大器的非反相輸入端用以接收該參考電壓，且該運算放大器的輸出端用以輸出一誤差結果；以及 一補償電路，耦接在該運算放大器的該輸出端與該接地電壓端之間，用以對該誤差結果進行補償以產生該第一誤差信號。
11. 如申請專利範圍第2項所述的供電裝置，其中該控制信號組包括一充電開關信號以及一抽電開關信號，其中該控制電路包括： 一閂鎖電路，該閂鎖電路的第一輸入端用以接收並閂鎖該脈衝信號，以產生一時脈控制信號； 一頻率追蹤控制電路，該頻率追蹤控制電路的輸入端耦接該閂鎖電路的輸出端以接收該時脈控制信號，用以檢測該時脈控制信號而獲知該供電裝置的負載變化，並依據該負載變化來控制該閂鎖電路以對應調整該時脈控制信號的工作週期； 一時脈產生電路，用以產生該充電開關信號與該抽電開關信號，其中該時脈產生電路的輸入端耦接該閂鎖電路的該輸出端以接收該時脈控制信號，並據以調整該充電開關信號的工作週期或該抽電開關信號的工作週期；以及 一定電流控制電路，耦接該時脈產生電路以接收該充電開關信號或該抽電開關信號， 其中該定電流控制電路根據該充電開關信號而於該抽電期間產生一第一電流，並提供一控制電壓至該抽電開關電路，致使該抽電開關電路產生固定的該抽電電流，或者是，該定電流控制電路根據該抽電開關信號而於該充電期間產生該第一電流，並提供該控制電壓至該充電開關電路，致使該充電開關電路產生固定的該充電電流。
12. 如申請專利範圍第11項所述的供電裝置，其中該定電流控制電路包括： 一放大電路，用以接收一設定電壓與一感測電壓，且將該設定電壓與該感測電壓之間的差值放大，以產生一第二誤差電壓； 一選擇電路，該選擇電路的控制端用以接收該充電開關信號或該抽電開關信號，該選擇電路的第一輸入端用以接收該直流輸入電壓，該選擇電路的第二輸入端用以接收該第二誤差電壓，且該選擇電路的輸出端用以輸出該控制電壓，其中該選擇電路根據該充電開關信號或該抽電開關信號於該直流輸入電壓與該第二誤差電壓二擇一以做為該控制電壓；以及 一電流源電路，耦接在該選擇電路與該第一電容的其中一端之間，該電流源電路接收該直流輸入電壓，且受控於該控制電壓而於該充電期間或該抽電期間產生該第一電流與該感測電壓，其中該第一電流決定該充電電流或該抽電電流，且該感測電壓追蹤該設定電壓。
13. 如申請專利範圍第11項所述的供電裝置，其中該閂鎖電路包括： 一SR閂鎖器，具有一設定端、一重置端、一正相輸出端與一反相輸出端，其中該設定端做為該閂鎖電路的該第一輸入端，該重置端受控於該頻率追蹤控制電路，該正相輸出端將該時脈控制信號輸出至該時脈產生電路及該頻率追蹤控制電路。
14. 如申請專利範圍第13項所述的供電裝置，其中該頻率追蹤控制電路包括： 一相位頻率檢測器，該相位頻率檢測器的第一輸入端耦接該閂鎖電路的該輸出端以接收該時脈控制信號，該相位頻率檢測器的第二輸入端用以接收一參考時脈信號，該相位頻率檢測器的輸出端用以提供一檢測電壓，該相位頻率檢測器用以檢測該時脈控制信號與該參考時脈信號的相位關係或頻率關係而獲得該檢測電壓；以及 一時脈調整電路，該時脈調整電路的輸入端耦接該相位頻率檢測器的該輸出端以接收該檢測電壓並據以產生一鋸齒波，其中該鋸齒波的斜率是由該檢測電壓所控制，當該鋸齒波的電壓值達到一臨界電壓時，該時脈調整電路提供一重置信號至該SR閂鎖器的該重置端，以調整該時脈控制信號的該工作週期。
15. 如申請專利範圍第14項所述的供電裝置，其中該時脈調整電路包括： 一電壓轉電流電路，該電壓轉電流電路的輸入端接收該檢測電壓，以將該檢測電壓轉換為一檢測電流； 一第四電容，該第四電容的第一端耦接該電壓轉電流電路的輸出端，該第四電容的第二端耦接該接地電壓端； 一開關，該開關的第一端耦接該電壓轉電流電路的該輸出端，該開關的第二端耦接該接地電壓端，且該開關的控制端耦接該SR閂鎖器的該反相輸出端；以及 一比較器，該比較器的反相輸入端接收該臨界電壓，該比較器的非反相輸入端耦接該第四電容的該第一端，而該比較器的輸出端耦接該SR閂鎖器的該重置端。
16. 如申請專利範圍第11項所述的供電裝置，其中該回授電路包括： 一分壓電路，耦接在該電荷泵的該輸出端與一接地電壓端之間，用以對該直流輸出電壓進行分壓以產生一回授電壓； 一比較器，該比較器的反相輸入端用以接收該回授電壓，該比較器的非反相輸入端用以接收該參考電壓，且該比較器的輸出端用以輸出該脈衝信號。