CN112106286B - 促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的方法、设备及系统 - Google Patents
促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的方法、设备及系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112106286B CN112106286B CN201980030415.4A CN201980030415A CN112106286B CN 112106286 B CN112106286 B CN 112106286B CN 201980030415 A CN201980030415 A CN 201980030415A CN 112106286 B CN112106286 B CN 112106286B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- current
- voltage
- comparator
- pmos transistor
- mode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title description 12
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000004378 air conditioning Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 11
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 9
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 6
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008569 process Effects 0.000 description 6
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 6
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 2
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 238000013528 artificial neural network Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000011065 in-situ storage Methods 0.000 description 1
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 238000012805 post-processing Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001902 propagating effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
- H02M1/0054—Transistor switching losses
- H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
为促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测，一种实例性设备(114)包含比较器(206)，所述比较器包含第一端子、第二端子及输出。所述设备(114)进一步包含：第一晶体管(202)，其包含耦合到所述比较器(206)的所述第一端子的第一漏极；第二晶体管(300)，其包含耦合到所述比较器(206)的所述第一端子的第二漏极；及第三晶体管(204)，其包含耦合到所述比较器(206)的所述第二端子的第三漏极。
Description
技术领域
本发明一般来说涉及功率转换器，且更特定来说涉及促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的方法、设备及系统。
背景技术
功率转换器是用于各种电组件中的电路，其将输入电压转换为所期望输出电压。举例来说，升压转换器通过控制晶体管及/或开关对电感器及/或电容器充电及/或放电来将输入电压转换成高输出电压，以维持所期望输出电压。一些升压转换器为谷值电流控制的。此些升压转换器使用谷值电流(例如，最小阈值电流)检测来触发电感器/电容器的充电/放电。
发明内容
本文中所揭示的一些实例促进用于谷值电流控制的功率转换器在降压模式操作中的电流感测。一种实例性设备包含比较器，所述比较器包含第一端子、第二端子及输出。所述设备进一步包含第一晶体管，其包含耦合到所述比较器的所述第一端子的第一漏极。所述设备进一步包含第二晶体管，其包含耦合到所述比较器的所述第一端子的第二漏极。所述设备进一步包含第三晶体管，其包含耦合到所述比较器的所述第二端子的第三漏极。
本文中所揭示的一些实例促进用于谷值电流控制的功率转换器在降压模式操作中的电流感测。一种实例性设备包含第一晶体管，其将电流从升压转换器的电感器提供到第一节点。所述实例性设备进一步包含第二晶体管，其在电感器电流在从零开始的阈值内时将所述第一节点处的第一电压朝向第二节点的第二电压线性化。所述实例性设备进一步包含第三晶体管，其将所述升压转换器的输出电压节点耦合到所述第二节点。所述实例性设备进一步包含比较器，其在所述第一电压低于所述第二电压时输出触发信号，所述触发信号启用所述升压转换器的低侧控制。
本文中所揭示的一些实例促进用于谷值电流控制的功率转换器在降压模式操作中的电流感测。一种实例性系统包含升压转换器，其以第一模式及第二模式操作，所述升压转换器包含电感器、高侧开关及低侧开关。所述实例性系统进一步包含控制器，其基于触发信号而控制所述高侧开关及所述低侧开关。所述实例性系统进一步包含电流感测系统，其在所述电感器电流达到第一阈值时产生所述触发信号。所述实例性系统的所述电流感测系统包含：第一晶体管，其将电流从升压转换器的电感器提供到第一节点；第二晶体管，其在电感器电流在从零开始的第二阈值内时将所述第一节点处的第一电压朝向第二节点的第二电压线性化，所述第二节点对应于所述升压转换器的输出电压；及比较器，其基于所述第一电压与所述第二电压的比较而输出所述触发信号。
附图说明
图1是实例性升压转换器系统。
图2是具有用于谷值电流控制的常规电流感测的图1的实例性升压转换器系统。
图3是促进用于谷值电流控制的功率转换器在降压模式操作中的电流感测的实例性升压转换器系统。
图4是针对升压模式及降压模式两者提供平均升压转换器输出电流的准确感测的实例性电流感测系统。
图5A及5B图解说明使用图2的常规电流感测与图3的电流感测的谷值电流感测之间的比较。
图6是表示可经执行以实施图1、3及4的实例性开关控制器112的实例性机器可读指令的流程图。
图7是可执行图6的实例性计算机可读指令以实施图1、3及4的实例性开关控制器的组件的实例性处理器平台。
具体实施方式
所述图式未按比例绘制。只要有可能，在图式及本说明中，相同元件符号指代相同或相似部件。
一种升压转换器是包含电感器、电容器及开关(例如，二极管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)等)以产生所期望输出电压的电路。举例来说，控制器可启用低侧开关以使电感器短路接地，由此致使电流流过电感器，所述电感器将能量存储在其磁场中。同时，没有电流(或相当少量的电流)流过高侧开关及电容器。在电感器被充分充电之后，控制器可停用低侧开关且启用高侧开关以产生与跨越电感器的电压相反的极性的反电动势(e.m.f.)，从而保持电流流向电容器及负载，由此对电容器充电。以这种方式，当控制器启用低侧开关以随后对电感器充电时，电容器可放电以维持输出电压。控制器可在高侧控制与低侧控制之间双态切换以确保输入电压转换为所期望输出电压。
以大负载循环操作的一些升压转换可支持两种操作模式。第一模式是标准升压模式操作，其中Vout大于Vin(例如，如上文所描述)。一些升压转换基于升压转换器的谷值电流(例如，最小阈值电感器电流)在高侧及/或低侧控制之间双态切换。此些升压转换器感测高侧晶体管电流且将所感测电流与参考谷值电流(例如，最小阈值电流)进行比较。当所感测谷值电流达到参考值时，高侧晶体管关断(例如，停用)且低侧晶体管接通(例如，启用)。在一些实例中，低侧晶体管保持启用，直到时钟或计时器在后续时期内触发控制器关断低侧晶体管且接通高侧晶体管为止。在标准升压模式操作中，两个晶体管在接通时(例如，MOSFET充当开关)以线性模式操作。
第二模式是降压模式，其中Vout小于Vin。第二模式可在启动期间或在稳态应用中激活。在降压模式中，高侧晶体管在接通(例如，启用)时不能以线性模式操作。因为Vout小于Vin，所以在放电阶段(例如，当高侧MOSFET接通时)跨越电感器的电压将仍为正，且电感器电流将继续增加。一些常规升压转换器包含具有连接到Vin的栅极及主体触点(例如，体触点、背侧栅极触点、衬底触点等)的p沟道MOSFET(PMOS晶体管)以将高侧的主体从Vout断开连接，如下文结合图2所进一步描述。当主体从Vout断开连接且栅极连接到Vin时，高侧晶体管充当被动二极管而不是开关。然而，因为此些常规升压转换器需要极小负载循环，所以在高侧路径中具有电流感测的谷值电流控制可用于控制升压转换器。本文中所揭示的实例在降压模式操作中提供准确电流感测且在升压转换器中转变为降压模式。
常规电流感测技术将两个复制晶体管用于高侧开关。在此些常规技术中，当电流跨过高侧MOSFET流动时，电流产生与其漏极-源极电阻(RDS)成比例的电压降。因此，通过将第一复制开关连接到高侧MOSFET的源极及比较器(例如，用于基于两个节点电压的比较而识别谷值电流)，跨越复制晶体管的电压降通过复制因子来匹配高侧MOSFET的电压降。在比较器的正输入下降到输出电压以下之后(例如，当开关电流已下降到所需谷值电流以下时)，比较器输出触发信号以停用高侧MOSFET且启用低侧MOSFET。添加第二复制MOSFET以产生偏移电压，由此启用对负谷值电流的感测。当MOSFET在线性区域中操作时，此种常规技术工作良好。然而，当升压转换器进入降压模式操作时，高侧开关以二极管模式操作且低侧开关仍以线性模式操作。因为高侧晶体管的栅极连接到Vin，所以晶体管接着表现为被动二极管且不再主动“接通”及“关断”。高侧的这种二极管模式行为以及跨越这个二极管的谷值电流控制相当不准确。由于二极管的特性电流对电压行为，比较器的正输入针对接近零的谷值电流将变为高阻抗，因为二极管进入其过程相依及温度相依的非线性区域。因此，这个节点的电压斜率不再被准确控制，且谷值电流电平仅被不准确地控制。而且，当此升压转换器从升压模式改变为降压模式操作时，谷值电流感测中相对大的步阶将导致输出电压的步阶响应。而且，比较器的正输入处的下降斜率将随两种模式改变。在控制环路期间，斜率形成调制器增益。改变调制器增益可造成不同环路增益、带宽及系统行为，这导致不稳定性。而且，由于缺乏电感器电流控制，降压模式不连续导电模式(DCM)操作是不可能的。
图1是实例性升压转换器系统100。实例性升压转换器系统100包含实例性电感器102、实例性电容器104、实例性低侧n沟道MOSFET(NMOS)106、实例性高侧p沟道MOSFET(PMOS)108、实例性PMOS晶体管110及实例性开关控制器112。如上文所描述，实例性开关控制器112以反相方式启用且停用实例性NMOS晶体管106及实例性PMOS晶体管108，以在实例性升压转换器系统100的高侧控制与低侧控制之间双态切换。实例性电感器102、实例性电容器104、实例性NMOS晶体管106及实例性PMOS晶体管108组成实例性升压转换器系统100的升压转换器。
当实例性电感器102短接到接地时，图1的实例性电感器102将能量存储在其磁场中。举例来说，当实例性开关控制器112将信号传输到实例性晶体管106、108的栅极以启用实例性NMOS晶体管106且停用实例性PMOS晶体管108时，电感器102存储能量，由此使实例性电感器102短路接地。当实例性开关控制器112停用实例性NMOS晶体管106且启用实例性PMOS晶体管108时，存在电流的突然下降，从而致使实例性电感器102产生具有与跨越电感器102的电压相反的极性的反e.m.f.，同时电感器102短路接地。反e.m.f.致使电感器保持电流在其原来流动的同一方向上流动。因此，电感器充当能量源。以这种方式，Vin及反e.m.f.(例如，串联)用于对实例性电容器104充电。当实例性开关控制器112返回到低侧控制时(例如，通过启用实例性NMOS晶体管106且停用实例性PMOS晶体管108)，实例性电容器104放电以将能量供应到输出负载，同时实例性电感器102为后续双态切换存储额外电荷。以这种方式，实例性开关控制器112可在特定脉冲宽度调制及/或频率下在高侧控制与低侧控制之间双态切换，以确保Vout基于触发及/或反馈环路而匹配所期望Vout。
在升压模式期间，图1的实例性PMOS晶体管110启用(例如，传导)以将实例性PMOS晶体管108连接(例如，低阻抗)的主体连接到Vout。在降压模式期间，实例性PMOS晶体管110停用(例如，不传导)，由此将高侧的主体(例如，高阻抗)与Vout断开连接。以这种方式，当主体与Vout断开连接且实例性PMOS晶体管108的栅极耦合到Vin时(例如，经由开关)，主体不处于最高电势，这是因为停用NMOS晶体管106将导致SW节点等于大于Vout的Vin。因此，实例性PMOS晶体管108将不表现为二极管。而是，由于来自SW节点的电容耦合，因此实例性PMOS晶体管108的高阻抗主体以降压模式在Vin上方浮动。在一些实例中，PMOS晶体管110可被移除。
图1的实例性开关控制器112控制用于控制实例性晶体管106、108、110的一或多个信号以启用高侧控制(例如，通过启用实例性PMOS晶体管108且停用实例性NMOS晶体管106)及低侧控制(例如，通过停用实例性PMOS晶体管108且启用实例性NMOS晶体管106)。举例来说，当高侧电流(例如，通过实例性PMOS晶体管108的电流)达到谷值电流(例如，如由实例性谷值电流感测系统114所确定)且基于时钟或计时器而触发高侧控制时，图1的开关控制器112可触发低侧控制。而且，实例性开关控制器112基于输入电压与输出电压的比较在升压模式与降压模式之间调整对实例性升压转换器系统100的操作。实例性开关控制器112在输入电压低于输出电压时以升压模式操作且在输入电压高于输出电压时以降压模式操作。举例来说，开关控制器112经由一或多个实例性感测器113接收输入电压及输出电压。以这种方式，实例性开关控制器112可基于输入电压与输出电压的比较从升压模式转变为降压模式。
在降压模式期间，图1的实例性开关控制器112将高电压(例如，输入电压Vin)输出到实例性PMOS晶体管108的栅极，由此在固定栅极电势连接到Vin的情况下停用实例性PMOS晶体管108。在此配置中，实例性开关控制器112以与升压模式相同或基本上类似的方式操作NMOS晶体管106，由此在启用时将电感器102的一个端子连接到接地以增加电感器电流。为将电感器102放电，NMOS晶体管116被“关断”。反e.m.f.致使电感器保持电流在电流原来流动的同一方向上流动。在NMOS晶体管106被“关断”(例如，停用)且PMOS晶体管108的栅极连接到Vin的情况下，SW节点为高阻抗。因此，反e.m.f.产生足够电势电压以正向偏置PMOS晶体管108的主体二极管(例如，大于实例性PMOS 108的阈值电压的电势电压)且对电容器104充电。反e.m.f.因此产生具有与跨越电感器102的电压相反的极性的电压，同时电感器102短路接地，由此致使电感器放电。PMOS晶体管108的阈值电压为输出电流相依、温度相依及/或过程相依的。在一些实例中，可从一个周期到另一个周期进行从升压模式到降压模式的转变。
对于需要小负载循环的应用，图1的实例性谷值电流感测系统114可用于PMOS晶体管108处的电流感测，如下文结合图2所进一步描述。当高侧电流(例如，来自实例性电感器102的通过实例性PMOS晶体管108的电流)达到谷值时，实例性谷值电流感测系统114触发信号。将触发信号(例如，高电压脉冲及/或电压脉冲的上升边缘)传输到实例性开关控制器112以触发高侧控制的关断及低侧控制的接通(例如，通过停用实例性PMOS晶体管108且启用实例性NMOS晶体管106)。实例性开关控制器112基于时钟及/或计时器(例如，在阈值持续时间之后)返回到高侧控制。而且，实例性谷值电流感测系统114可将对应于高侧电流的电流输出到调节环路。调节环路可放大谷值电流，使得当Vout下降时，调节环路可增加电感器102中的电流量以调节负载步阶及/或斜坡电流以便用于斜率补偿。下文结合图2进一步描述实例性常规电流感测系统，且下文结合图3进一步描述实例性电流感测系统改进。
图2图解说明可用于促进升压转换器的谷值电流控制的实例性常规谷值电流感测系统200(例如，图1的实例性升压转换器系统100)的电路实施方案。图2包含图1的实例性高侧PMOS晶体管108。实例性常规谷值电流感测系统200包含实例性复制PMOS晶体管202、204及实例性比较器206。图2进一步描绘结合实例性常规谷值电流感测系统200工作的实例性开关控制器200及实例性电流调节器208。
图2的实例性复制PMOS晶体管202、204具有与实例性高侧PMOS晶体管108相同或基本上类似的性质(例如，复制)。第一实例性复制PMOS晶体管202的源极耦合到实例性PMOS晶体管108的源极(例如，经由节点SW)，且第一实例性复制PMOS晶体管202的漏极耦合到实例性比较器206的正端子及实例性电流调节器208(例如，经由节点Nl)。实例性复制PMOS晶体管204的源极耦合到实例性PMOS晶体管108的漏极(例如，经由Vout节点)，且实例性PMOS晶体管204的漏极耦合到实例性比较器206的负端子(例如，经由节点N2)。实例性电流源极205表示跨越实例性PMOS晶体管204汲取的偏移电流，以跨越实例性复制PMOS晶体管204而形成电压降。而且，实例性复制PMOS晶体管204产生偏移电压，使得实例性比较器206能够感测负谷值电流。
图2的实例性比较器206是将Nl节点处的电压(例如，对应于SW节点处的电压的实例性PMOS晶体管202的漏极处的电压)与N2节点处的电压(例如，对应于Vout节点处的电压的实例性PMOS晶体管204的漏极处的电压)进行比较的反相比较器。当Nl节点处的电压高于N2节点处的电压时，实例性比较器206输出第一电压(例如，5V、逻辑值‘1’等)，且当Nl节点处的电压低于N2节点处的电压时，实例性比较器206输出第二电压(例如，0V、逻辑值‘0’等)。在一些实例中，比较器206可为非反相比较器。如上文所描述，比较器206的高电压的输出触发实例性开关控制器200从高侧控制调整到低侧控制。
图2的实例性电流调节器208提供调节环路。举例来说，电流调节器208表示外部电压反馈环路的输出。将Vout与所期望参考电压(Vref)(例如，来自带隙等)进行比较(例如，使用实例性感测器113或另一电压感测装置)。当Vout下降到Vref以下时，电流调节器208的误差放大器的输出会变高。误差放大器的输出电压转换为由实例性电流调节器208表示的电流。举例来说，误差放大器输出越高，则实例性电流调节器208处的电流越多，由此致使更高谷值电流电平在后续时期期间供应输出电容器104。误差放大器输出越低(例如，当Vout大于Vref时)导致实例性电流调节器208处的电流越少，由此造成更低谷值电流电平。斜率补偿是支持电流调节以避免不稳定性的固定值。
当升压转换器以升压模式操作时，通过实例性复制PMOS晶体管202的控制电流等于高侧电流(例如，通过高侧PMOS晶体管108的电流)加偏移电流。因为实例性PMOS晶体管202是实例性PMOS晶体管108的复制，所以节点N1处的电压基本上类似于跨越实例性高侧PMOS晶体管108的电压降(例如，高侧电流(Ihs)乘以高侧PMOS晶体管108的漏极到源极电阻(Rhs))。因此，节点N1处的电压基本上类似于复制PMOS晶体管202的漏极到源极电阻(Rrepl)与控制电流(Icontrol)与偏移电流(Ioffset)之间的差的乘积(例如，(Icontrol-Ioffset)·Rrepl)。当升压转换器以降压模式操作时，实例性高侧晶体管PMOS晶体管108以二极管模式操作。因此，对于负载电流，SW节点处的电压仅非线性地增加。而且，在降压模式中，由于实例性PMOS晶体管108作为二极管操作，实例性PMOS晶体管108仅允许电流在一个方向上从SW节点到Vout节点。因此，负电流不再是可能的，这是因为其处于升压模式中。
在降压模式期间，将图2的实例性复制PMOS晶体管202设定为二极管操作。由于实例性PMOS晶体管202的栅极连接到Vin，所以实例性复制PMOS晶体管202以二极管模式操作。因此，SW节点电势为Vin加阈值。以这种方式，从SW节点到Vout节点的实例性PMOS晶体管108的阈值电压及从SW节点到N1节点的实例性PMOS晶体管202的阈值电压被抵消。由于抵消，实例性第二复制PMOS晶体管204仍处于线性模式中(例如，N1及N2处的电压仍处于相同电势处以用实例性比较器206提供电流调节)。如上文所描述，因为将实例性PMOS晶体管202设定为二极管模式，所以SW节点处的高电压被抵消，由此致使N1及N2处的电压相同。因此，控制电流基本上类似于高侧电流，且N1节点处的电压基本上类似于实例性复制PMOS晶体管202的控制电流与电阻的乘积。当谷值电流接近于零时，控制电流也必须接近于零。这在实例性比较器206的正输入处形成高阻抗节点。因此，N1节点处的电压的斜率变为非线性的且能够不再被准确控制，并且谷值电流电平仅可被不准确控制。当升压转换器从升压模式改变为降压模式时，不准确电流感测可造成谷值电流感测中的大步阶，从而导致对输出电压的非所期望步阶响应。而且，实例性比较器206的正输入处的下降斜率的感测量值将随两种操作模式改变很大。如上文所描述，实例性调节器208使用斜率以形成调制器增益。因此，改变增益将造成不同环路增益、带宽及系统行为，从而可造成不稳定性。
图3是图1的实例性谷值电流感测系统114的电路实施方案，实例性谷值电流感测系统114可用于促进用于谷值电流控制的功率转换器处于降压模式操作中的电流感测(例如，诸如图1的实例性升压转换器系统100)。实例性谷值电流感测系统114包含图2的实例性复制PMOS晶体管202、204、实例性电流源极205、实例性比较器206及实例性电流调节器208以及实例性复制PMOS晶体管300。图3进一步包含图1的实例性高侧PMOS晶体管108及实例性开关控制器112。
图3的实例性复制PMOS晶体管300经实施以在不改变控制电流的情况下以两种操作模式感测谷值电流，由此在两种操作模式之间提供无缝转变。实例性复制PMOS晶体管300具有与实例性高侧PMOS晶体管108相同或基本上类似的性质(例如，复制)。实例性PMOS晶体管300的源极耦合到Vout节点，且漏极耦合到N1节点。实例性复制PMOS晶体管300在降压模式期间启用且在升压模式期间停用。通过添加实例性PMOS晶体管300，实例性比较器206有可能在不改变控制电流的情况下以升压模式及降压模式两者感测谷值电流(例如，基于节点N1及N2处的电压的比较)(例如，实例性比较器206在与在升压模式操作中相同的电平下感测谷值电流)，由此在两种模式之间提供无缝转变。
在降压模式操作期间，图3的实例性PMOS晶体管300、204以线性模式操作。而且，实例性PMOS晶体管108、202以二极管模式操作，由此在一个方向上传导电流。因此，实例性复制PMOS晶体管202表现得像电流源极一样将电流注入到节点N1。因为实例性复制PMOS晶体管300以线性模式操作，所以实例性复制PMOS晶体管300经线性化节点N1处的电压，由此减小实例性比较器206的正端子的阻抗且在节点N1处产生经控制斜率。以这种方式，实例性比较器206可更准确地确定谷值电流以用于更准确的升压转换器控制。而且，通过经线性化节点N1处的电压，实例性PMOS晶体管300产生与实例性PMOS晶体管204相同的偏移电压。因此，实例性PMOS晶体管300确保系统调制器增益恒定。
如上文结合图2所描述，实例性电流调节器208可提供斜率补偿以实现转换器稳定性。因此，节点N1将来自实例性电流调节器208的高侧电流与斜率补偿组合。当电感器电流远大于零时，经线性化节点N1类似于图2的系统而操作。然而，当电流接近于零时，图2的非线性化系统面临准确度问题且不能调节低电感器电流。因为实例性PMOS晶体管300线性化N1节点处的电压，所以N1保持低阻抗，且当电感器电流变为零时，实例性电流调节器208的斜率补偿进一步将节点N1处的电压线性地调节为节点N2处的电压。以这种方式，实例性PMOS晶体管108、202两者的关断状态被控制(例如，对于DCM模式)。因此，N1节点的线性化支持DCM操作。对于DCM操作，关断时间是必要的，其确定了升压转换器的高阻抗状态。因为N1节点的线性化减少了比较器206的正端子的阻抗，所以在具有从实例性电流调节器208汲取的额外斜率补偿电流斜坡的情况下，DCM操作是可能的。
图4是实例性电流感测系统400，其使用本文中所揭示的实例来提供在升压模式及降压模式两者下对平均升压转换器输出电流的准确感测。图4包含实例性电感器102、实例性电容器104及实例性MOSFET 106、108、实例性开关控制器408以及图1的实例性感测器113。实例性电流感测系统400包含实例性复制PMOS晶体管202及图3的实例性复制PMOS晶体管300及实例性积分滤波器402、实例性比较器404以及实例性电流镜406。
在图4的实例性电流感测系统400中，实例性复制PMOS晶体管300提供类似于图3的实例的线性化复制结构。当电感器电流接近零时，此结构消除了实例性高侧PMOS晶体管108的非线性化电流行为。在实例性电流感测系统400中，实例性复制PMOS晶体管202的源极耦合到实例性高侧PMOS晶体管108的源极，且实例性复制PMOS晶体管202的漏极耦合到节点Va(例如，类似于图3的节点N1)。而且，实例性复制PMOS晶体管300的源极耦合到节点Vout，且复制PMOS晶体管300的漏极耦合到节点Va。实例性Va节点经由实例性积分滤波器402耦合到Vout节点。实例性积分滤波器402在X数目个开关周期内(例如，X可基于用户及/或制造者偏好)使输出电流平均。实例性比较器(例如，误差放大器)404在X数目个开关周期内将节点Vout处的电压与对应于平均输出电流的电压进行比较。以这种方式，实例性误差放大器404调节实例性电流感测系统400的控制电流(Im)。在图4的实例中，控制电流对应于输出电流除以高侧PMOS晶体管108的栅极长度大小k。控制电流由实例性电流镜406镜射且提供到实例性电流调节器208。实例性电流调节器208使用经镜射控制电流来确定输出电流信息，所述输出电流信息在开关周期内被平均。因为从实例性积分滤波器402导出的电流与输出电流成正比，所以不需要具有负载循环的额外后处理。而且，实例性电流感测系统400在其处于降压模式DCM中时不需要零电流检测比较器来正确操作(例如，因为在降压模式期间，实例性PMOS晶体管108作为二极管工作以避免负电流)，由此减小用于升压转换器的电流感测的复杂性。
图5A及5B图解说明使用图2的常规电流感测的谷值电流感测的第一实例图500与使用图3的电流感测的谷值电流感测的第二实例图508之间的比较。第一实例图500包含实例性电感器电流502、实例性常规N1电压504及实例性N2电压506以及基于N1节点非线性化的实例性比较器输出信号512。第二实例图508包含实例性电感器电流502、实例性N2电压506、实例性N1电压510及基于N1节点的线性化的实例性比较器输出信号514。
图5A的第一实例性时序图500图解说明当实例性电感器电流502接近零时的实例性常规N1电压504的非线性。实例性N2电压506对应于用于识别参考谷值电流的升压转换器的输出电压(例如，当实例性常规N1电压504达到实例性N2电压506时)，以从升压转换器的高侧控制调整到低侧控制。如上文所描述，当升压转换器从升压模式改变为降压模式时，谷值电流感测中出现相对大的步阶，从而导致输出电压的步阶响应。而且，基于比较器206的正输入处的实例性常规N1电压504的下降斜率的感测将随两种操作模式而显著改变。对于控制环路，斜率形成调制器增益。因此，增益的改变将造成不同环路增益、带宽及系统行为，这可导致不稳定性。而且，在不具有实例性N1电压504的线性化的情况下，由于接近于零负载电流的准确控制，降压模式DCM是不可能的。因为升压转换器在降压模式中的电流波纹通常极大，所以转换器已在中等负载下进入降压模式中的DCM，这些负载在常规升压模式中仍是连续导电模式(CCM)。
图5B的第二实例性时序图508图解说明实例性N1电压510的线性。如时序图508中所展示，当电感器电流502接近零时，实例性N1电压510被线性化。如上文所描述，当电感器电流502远大于零时，实例性N1电压510类似于实例性常规N1电压504的线性部分。然而，当实例性电感器电流502接近于零时(例如，在零阈值范围内，所述阈值基于实例性升压转换器系统100的一或多个组件的特性)，实例性N1电压510被线性化，同时实例性常规N1电压504以非线性方式下降。因此，N1保持低阻抗，且一旦电感器电流502变为零，实例性电流调节器208的斜率补偿便进一步将N1电压504线性地调节为N2。以这种方式，两个晶体管108、106的关断状态受到控制且在所图解说明的经扩展范围期间DCM是可能的。举例来说，在不使用线性化的情况下，当电感器电流502达到零时，实例性比较器输出信号512变高(例如，接通)。然而，在具有线性化的情况下，当实例性N1电压510达到实例性N2电压506时(例如，在实例性电感器电流502达到零之后的一些时间)，实例性比较器输出信号512变高，由此允许DCM。
虽然图1、3及4中图解说明实施图1的实例性开关控制器112的实例方式，但可组合、划分、重新布置、省略、消除及/或以任何其它方式实施图1、3及4中所图解说明的元件、过程及/或装置中的一或多者。此外，图1、3及4的实例性开关控制器112、408可由硬件、软件、固件及/或硬件、软件及/或固件的任一组合实施。因此，举例来说，图1、3及4的实例性开关控制器112、408可由一或多个模拟或数字电路、逻辑电路、可编程处理器、可编程控制器、图形处理单元(GPU)、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑装置(PLD)及/或场可编程逻辑装置(FPLD)实施。当阅读本专利的设备或系统权利要求中的任一者以涵盖纯软件及/或固件实施方案时，图1、3及4的实例性开关控制器112、408由此被明确定义为包含非暂时性计算机可读存储装置或存储磁盘，例如包含软件及/或固件的存储器、数字多功能磁盘(DVD)、光盘(CD)、蓝光磁盘等。此外，图1、3及4的实例性开关控制器112、408可包含除图1、3及4中所图解说明的那些之外或代替图1、3及4中所图解说明的那些的一或多个元件、过程及/或装置，及/或可包含所图解说明元件、过程及装置中的任一者或全部中的一个以上。如本文中所使用，短语“通信”(包含其变体)囊括直接通信及/或通过一或多个中间组件的间接通信，且不需要直接物理(例如，有线)通信及/或恒定通信，而是另外包含以周期性间隔、预定间隔、非周期性间隔及/或一次性事件的选择性通信。
图1、3及4中展示表示用于实施图1的实例性开关控制器112、408的实例性硬件逻辑或机器可读指令的流程图。机器可读指令可为供由处理器(例如下文结合图7所论述的实例性处理器平台700中所展示的处理器712)执行的程序或程序的一部分。所述程序可以存储于非暂时性计算机可读存储媒体上的软件体现，例如CD-ROM、软盘、硬驱动器、DVD、蓝光磁盘或与处理器712相关联的存储器，但整个程序及/或其部分可替代地由除处理器712之外的装置执行及/或以固件或专用硬件体现。此外，尽管参考图6中所图解说明的流程图描述实例性程序，但可替代地使用实施图1、3及4实例性开关控制器112、408的许多其它方法。举例来说，可改变框的执行次序及/或可改变、消除或组合所描述的框中的一些。另外或替代地，框中的任一者或全部可由经结构化以在不执行软件或固件的情况下执行对应操作的一或多个硬件电路(例如，离散及/或集成模拟及/或数字电路、FPGA、ASIC、比较器、运算放大器(op-amp)、逻辑电路等)实施。
如上文所描述，图6的实例过程可使用存储在非暂时性计算机及/或机器可读媒体(例如硬盘驱动器、快闪存储器、只读存储器、光盘、数字多功能磁盘、高速缓冲存储器、随机存取存储器及/或信息在其中存储任何持续时间(例如，用于经扩展时间周期，永久地、简单举例来说、用于临时缓冲及/或用于信息的高速缓存)的任何其它存储装置或存储磁盘)上的可执行指令(例如，计算机及/或机器可读指令)来实施。如本文中所使用，术语非暂时性计算机可读媒体被明确定义为包含任何类型的计算机可读存储装置及/或存储磁盘并且排除传播信号及排除传输媒体。
在本说明中，术语“及/或”(例如A、B及/或C)指代A、B、C的任一组合或子集，例如：(a)单独的A，(b)单独的B，(c)单独的C，(d)A与B，(e)A与C或(f)B与C。
图6是表示可由图1的实例性开关控制器112执行以促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的实例性机器可读指令的实例流程图600。尽管结合图1及3的实例性开关控制器112及实例性升压转换器系统100描述图6的实例流程图600，但可结合任何类型的升压转换器中的任何开关控制器描述流程图600。
在框602处，实例性开关控制器112确定实例性升压转换器100的输入电压及输出电压。实例性开关控制器112可基于来自一或多个实例性感测器113的测量而确定升压转换器系统100的输入电压及/或输出电压。在框604处，实例性开关控制器112确定输入电压是否大于输出电压。输入电压大于输出电压会触发降压模式操作。输入电压小于输出电压会触发升压模式操作。
如果实例性开关控制器112确定输入电压不大于输出电压(框604：否)，那么实例性开关控制器112停用实例性复制PMOS晶体管300(例如，通过将高电压施加到实例性复制PMOS晶体管300的栅极)(框606)。在框608处，实例性开关控制器112促进升压模式操作。实例性开关控制器112将继续促进升压模式操作，直到输入电压大于输出电压为止，由此触发降压模式操作。如上文所描述，实例性开关控制器112通过在实例性MOSFET晶体管106、108、202、204、204的高侧与低侧控制之间双态切换来促进升压模式操作(例如，通过启用实例性PMOS晶体管108、202、204且停用实例性NMOS晶体管106来启用高侧控制，并且通过启用实例性NMOS晶体管106且停用实例性PMOS晶体管108、202、204启用低侧控制)。举例来说，开关控制器112启用高侧控制，直到谷值电流由实例性比较器206的输出感测并触发为止，在所述点处实例性开关控制器112启用低侧控制。当高侧控制返回时，实例性开关控制器112启用低侧控制，直到持续时间对应于时钟或计时器为止。
如果实例性开关控制器112确定输入电压大于输出电压(框604：是)，那么实例性开关控制器112启用实例性复制PMOS晶体管300(例如，通过将低电压施加到实例性复制PMOS晶体管300的栅极)(框610)。在框612处，实例性开关控制器112促进降压模式操作。实例性开关控制器112将继续促进降压模式操作，直到输入电压大于输出电压为止，由此触发升压模式操作。如上文结合图1所描述，实例性开关控制器112通过以与升压模式相同或基本上相同的方式停用实例性PMOS晶体管108且双态切换实例性NMOS晶体管106来促进降压模式操作，由此将电感器102的一个端子连接为接地，以当NMOS晶体管106启用时增加电感器电流且当实例性NMOS晶体管停用时将实例性电感器102放电。
图7是经结构化以执行图6的指令来实施图1的开关控制器112、408的实例性处理器平台700的框图。举例来说，处理器平台700可为服务器、个人计算机、工作站、自学机器(例如，神经网络)、移动装置(例如，手机、智能电话、例如iPadTM的平板计算机)、个人数字助理(PDA)、因特网器具、DVD播放器、CD播放器、数字视频记录器、蓝光播放器、游戏控制器、个人视频记录器、机顶盒、头戴式耳机或其它可穿戴装置或者任何其它类型的计算装置。
所图解说明实例的处理器平台700包含处理器712。所图解说明实例的处理器712是硬件。举例来说，处理器712可由来自任何所期望族群或制造商的一或多个集成电路、逻辑电路、微处理器、GPU、DSP或控制器实施。硬件处理器可为基于半导体(例如，基于硅)的装置。在这个实例中，处理器实施图1的实例性开关控制器112、408。
所图解说明实例的处理器712包含本地存储器713(例如，高速缓冲存储器)。所图解说明实例的处理器712经由总线718与包含易失性存储器714及非易失性存储器716的主存储器通信。易失性存储器714可由同步动态随机存取存储器(SDRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、动态随机存取存储器/>及/或任何其它类型的随机存取存储器装置实施。非易失性存储器716可由快闪存储器及/或任何其它所期望类型的存储器装置实施。对主存储器714、716的存取由存储器控制器控制。
所图解说明实例的处理器平台700也包含接口电路720。接口电路720可由任何类型的接口标准(例如以太网接口、通用串行总线(USB)、接口、近场通信(NFC)接口及/或PCI高速接口)实施。
在所图解说明实例中，一或多个输入装置722连接到接口电路720。输入装置722准许用户将数据及/或命令键入到处理器712中。举例来说，输入装置可由音频感测器、麦克风、相机(静物或视频)、键盘、按钮、鼠标、触摸屏、跟踪垫、轨迹球、等位点装置(isopoint)及/或声音辨识系统实施。
一或多个输出装置724也连接到所图解说明实例的接口电路720。举例来说，输出装置724可由显示装置(例如，发光二极管(LED)、有机发光二极管(OLED)、液晶显示器(LCD)、阴极射线管显示器(CRT)、就地切换(IPS)显示器、触摸屏)、触觉输出装置、打印机及/或扬声器实施。因此，所图解说明实例的接口电路720通常包含图形驱动器卡、图形驱动器芯片及/或图形驱动器处理器。
所图解说明实例的接口电路720也包含通信装置，例如传输器、接收器、收发器、调制解调器、住宅网关、无线存取点及/或网络接口，以促进经由网络726来与外部机器(例如，任何种类的计算装置)的数据交换。举例来说，通信可经由以太网连接、数字用户线路(DSL)连接、电话线路连接、同轴电缆系统、卫星系统、现场线路无线系统、蜂窝电话系统等。
所图解说明实例的处理器平台700还包含用于存储软件及/或数据的一或多个大容量存储装置728。此些大容量存储装置728的实例包含软盘驱动器、硬驱动磁盘、高密度驱动器、蓝光磁盘驱动器、独立磁盘冗余阵列(RAID)系统及数字多功能磁盘(DVD)驱动器。
图6的机器可执行指令732可存储于大容量存储装置728中、存储于易失性存储器714中、存储于非易失性存储器716中及/或存储于可移除非暂时性计算机可读存储媒体(例如CD或DVD)上。
修改在所描述实施例中为可能的，且其它实施例在权利要求书的范围内为可能的。
Claims (4)
1.一种用于功率转换的系统，其包括：
升压转换器，其经配置以第一模式及第二模式操作，所述升压转换器包含电感器、高侧开关及低侧开关；
控制器，其经配置以基于触发信号而控制所述高侧开关及所述低侧开关；及
电流感测系统，其经配置以响应于来自所述电感器的电流达到阈值电平而提供所述触发信号，所述电流感测系统包含：
输入端子；
电流端子，所述高侧开关耦合于所述输入端子和所述电流端子之间；
比较器，其具有比较器输出以及第一比较器输入和第二比较器输入；
第一晶体管耦合于所述输入端子和所述第一比较器输入之间；
第二晶体管，其耦合于所述电流端子和所述第一比较器输入之间，所述第二晶体管经配置以当来自所述电感器的所述电流在从零开始的阈值范围内时将所述第一比较器输入处的第一电压朝向所述第二比较器输入处的第二电压线性化，所述第二电压对应于所述升压转换器的输出电压；
其中所述比较器经配置以基于所述第一电压和所述第二电压之间的比较而提供所述触发信号。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器经配置以控制所述升压转换器以所述第一模式或所述第二模式操作。
3.根据权利要求1所述的系统，其中所述第一模式为升压模式，并且所述第二模式为降压模式。
4.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制器经配置以：响应于所述比较器输出处的低电压而启用所述高侧开关；且响应于所述比较器输出处的高电压而启用所述低侧开关。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US15/990,382 US10924015B2 (en) | 2018-05-25 | 2018-05-25 | Methods, apparatus, and systems for current sensing in valley current-controlled boost converters |
| US15/990,382 | 2018-05-25 | ||
| PCT/US2019/033775 WO2019226907A1 (en) | 2018-05-25 | 2019-05-23 | Methods, apparatus and systems to facilitate current sensing for valley current-controlled power converters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112106286A CN112106286A (zh) | 2020-12-18 |
| CN112106286B true CN112106286B (zh) | 2024-01-23 |
Family
ID=68613936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201980030415.4A Active CN112106286B (zh) | 2018-05-25 | 2019-05-23 | 促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的方法、设备及系统 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US10924015B2 (zh) |
| CN (1) | CN112106286B (zh) |
| WO (1) | WO2019226907A1 (zh) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019153944A (ja) * | 2018-03-05 | 2019-09-12 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 増幅回路、撮像装置、および、増幅回路の制御方法 |
| US11303210B2 (en) | 2019-12-09 | 2022-04-12 | Texas Instruments Incorporated | Current sense circuit topology |
| CN112910224B (zh) | 2021-01-16 | 2022-07-08 | 苏州浪潮智能科技有限公司 | 一种降压变换器的控制电路以及服务器 |
| US20230029559A1 (en) * | 2021-07-27 | 2023-02-02 | Texas Instruments Incorporated | Output regulated boost converter |
| KR102629216B1 (ko) * | 2021-11-16 | 2024-01-25 | 울산과학기술원 | 전류 모드 방식으로 동작하는 dc-dc 컨버터의 인덕터 전류를 측정하는 센서 회로 |
| US20230396141A1 (en) * | 2022-06-02 | 2023-12-07 | Psemi Corporation | Circuits and methods for generating a continuous current sense signal |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6166528A (en) * | 1999-11-02 | 2000-12-26 | Fairchild Semiconductor Corporation | Lossless current sensing in buck converters working with low duty cycles and high clock frequencies |
| JP2007053892A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7936160B1 (en) * | 2007-04-25 | 2011-05-03 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for valley emulated current mode control |
| EP2621068A1 (en) * | 2012-01-27 | 2013-07-31 | Dialog Semiconductor GmbH | Bypass control in a DC-to-DC converter |
| US9812963B1 (en) * | 2016-05-20 | 2017-11-07 | Monolithic Power Systems, Inc. | Current detection and averaging circuit for switching power supplies with a half-bridge switch circuit topology |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4970415A (en) * | 1989-07-18 | 1990-11-13 | Gazelle Microcircuits, Inc. | Circuit for generating reference voltages and reference currents |
| JPH079442B2 (ja) | 1989-09-20 | 1995-02-01 | 株式会社東芝 | 電流検出回路 |
| DE10249802A1 (de) * | 2002-10-24 | 2004-05-13 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Gleichspannungswandler und Verfahren zur Gleichspannungswandlung |
| US7391195B2 (en) | 2005-05-18 | 2008-06-24 | Texas Instruments Incorporated | Self-oscillating boost DC-DC converters with current feedback and digital control algorithm |
| US7391199B2 (en) * | 2005-07-20 | 2008-06-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | DC-DC converter |
| JP5486954B2 (ja) * | 2010-02-19 | 2014-05-07 | 株式会社東芝 | スイッチング電源装置 |
| US9084316B2 (en) * | 2010-11-04 | 2015-07-14 | Cirrus Logic, Inc. | Controlled power dissipation in a switch path in a lighting system |
| CN103187854B (zh) * | 2011-12-31 | 2016-01-20 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 用于控制电源转换器中的dcm-ccm振荡的系统和方法 |
| CN103368500B (zh) * | 2012-04-06 | 2018-04-10 | 恩智浦美国有限公司 | 用于生成时钟信号的振荡器电路 |
| US20160322965A1 (en) * | 2015-04-30 | 2016-11-03 | Sandisk Technologies Inc. | Differential comparator with stable offset |
| US9755515B2 (en) * | 2015-08-04 | 2017-09-05 | Qualcomm Incorporated | Switching regulator current sensing circuits and methods |
| US11264902B2 (en) | 2016-03-02 | 2022-03-01 | Analog Devices International Unlimited Company | Inductor current based mode control for buck-boost converters |
| CN106026653B (zh) * | 2016-05-26 | 2018-11-13 | 成都芯源系统有限公司 | 具有斜坡补偿的升降压变换器及其控制器和控制方法 |
-
2018
- 2018-05-25 US US15/990,382 patent/US10924015B2/en active Active
-
2019
- 2019-05-23 CN CN201980030415.4A patent/CN112106286B/zh active Active
- 2019-05-23 WO PCT/US2019/033775 patent/WO2019226907A1/en active Application Filing
-
2021
- 2021-02-15 US US17/176,077 patent/US11552566B2/en active Active
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6166528A (en) * | 1999-11-02 | 2000-12-26 | Fairchild Semiconductor Corporation | Lossless current sensing in buck converters working with low duty cycles and high clock frequencies |
| JP2007053892A (ja) * | 2005-07-20 | 2007-03-01 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US7936160B1 (en) * | 2007-04-25 | 2011-05-03 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method for valley emulated current mode control |
| EP2621068A1 (en) * | 2012-01-27 | 2013-07-31 | Dialog Semiconductor GmbH | Bypass control in a DC-to-DC converter |
| US9812963B1 (en) * | 2016-05-20 | 2017-11-07 | Monolithic Power Systems, Inc. | Current detection and averaging circuit for switching power supplies with a half-bridge switch circuit topology |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN112106286A (zh) | 2020-12-18 |
| US20210167687A1 (en) | 2021-06-03 |
| US10924015B2 (en) | 2021-02-16 |
| WO2019226907A1 (en) | 2019-11-28 |
| US20190363625A1 (en) | 2019-11-28 |
| US11552566B2 (en) | 2023-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN112106286B (zh) | 促进用于谷值电流控制的功率转换器的电流感测的方法、设备及系统 | |
| US8729880B2 (en) | Switched power regulator with error signal estimation and presetting | |
| EP3516474B1 (en) | Device and method to stabilize a supply voltage | |
| US10439497B2 (en) | Time-interleaved current feedback droop function for multiphase buck converters | |
| JP5902401B2 (ja) | 電源装置、制御回路、電子機器及び電源の制御方法 | |
| US20150035505A1 (en) | Slow start for ldo regulators | |
| TWI387190B (zh) | 調節輸出信號之方法及其電路 | |
| CN112640285B (zh) | 用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置 | |
| US20160111956A1 (en) | Clocked Pulse Frequency Modulation Buck DC-to-DC Converter | |
| KR20110087234A (ko) | 스위칭 레귤레이터 | |
| CN108432112B (zh) | Dc-dc变换器以及负载驱动用半导体集成电路 | |
| US9397564B2 (en) | DC-DC switching regulator with transconductance boosting | |
| US10622891B2 (en) | Voltage-based auto-correction of switching time | |
| JP2013046496A (ja) | 制御回路、電源装置及び電源の制御方法 | |
| US11881780B2 (en) | Dynamic biasing circuit for main comparator to improve load-transient and line-transient performance of buck converter in 100% mode | |
| CN112787509A (zh) | 用于控制dc-dc转换器的电流模式的辅助装置 | |
| KR20210147226A (ko) | 충전 전류를 제한하는 전압 변환기 및 충전 장치 | |
| TWM539182U (zh) | 供電裝置 | |
| CN109643953B (zh) | 用于电压转换器的数字辅助控制环 | |
| CN111713000A (zh) | 提供电流补偿的系统和装置 | |
| JP2013085382A (ja) | スイッチングレギュレータとその制御方法 | |
| US20240128870A1 (en) | Sensing inductor-current in a switching converter | |
| CN112737327A (zh) | 一种dc-dc变换器及其控制电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |