JP2013046496A - 制御回路、電源装置及び電源の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】制御回路3は、出力電圧Voの交流成分を利得調整する利得調整回路10と、利得調整回路10の出力信号Saを出力電圧Voの分圧電圧Vnに付加して帰還電圧VFBを生成する付加回路30と、基準電圧VR0を所定の割合で変化させて参照電圧VR1を生成する参照電圧生成回路50とを有する。また、制御回路3は、帰還電圧VFBと参照電圧VR1との比較結果に応じたタイミングで、メイン側のトランジスタT1をオンさせるための信号S1を出力する比較器40を有する。
【選択図】図1
Description
図1に示すように、DC−DCコンバータ1は、入力電圧Viに基づいてその入力電圧Viよりも低い出力電圧Voを生成するコンバータ部2と、そのコンバータ部2を制御する制御回路3とを有している。
入力電圧Viの供給される入力端子Piと、入力電圧Viよりも低い電位の電源線(ここでは、グランド)との間には、メイン側のトランジスタT1と同期側のトランジスタT2とが直列に接続されている。なお、メイン側のトランジスタT1はPチャネルMOSトランジスタであり、同期側のトランジスタT2はNチャネルMOSトランジスタである。
制御回路3は、抵抗R1,R2と、利得調整回路10と、付加回路30と、比較器40と、参照電圧生成回路50と、RS−フリップフロップ(RS−FF回路)60と、発振器61と、駆動回路62とを有している。
参照電圧生成回路50は、定電流源51と、コンデンサC2と、スイッチ回路SW1と、基準電源E1とを有している。
ACカップリング部11は、コンデンサC3と、抵抗R3とを有している。コンデンサC3は、その第1端子が出力端子Poに接続され、第2端子が抵抗R3の第1端子に接続されている。抵抗R3の第2端子はグランドに接続されている。これらコンデンサC3と抵抗R3との間の接続点は、利得調整部20の入力端子、つまり利得調整部20内の増幅回路21の非反転入力端子に接続されている。上記コンデンサC3は、カップリングコンデンサとして機能する。すなわち、コンデンサC3は、ACカップリングにより出力電圧VoからDC成分を除去し、出力電圧VoのAC成分のみをAC信号Vaとして利得調整部20に出力する。
増幅回路21の非反転入力端子には、上記AC信号Vaが供給される。この増幅回路21の出力端子はNチャネルMOSトランジスタT21のゲートに接続されている。トランジスタT21は、そのドレインが定電流源22の第1端子に接続されるとともに、ソースが増幅回路21の反転入力端子と抵抗Rsの第1端子とに接続されている。この抵抗Rsの第2端子はグランドに接続されている。また、定電流源22の第2端子は、バイアス電圧VBの供給される電源線に接続されている。
付加回路30内の増幅回路31の非反転入力端子には、上記抵抗R1,R2間のノードN1が接続され、上記分圧電圧Vnが供給される。増幅回路31の出力端子は上記抵抗Rdを介して増幅回路31の反転入力端子に接続されている。すなわち、増幅回路31は、抵抗Rdの両端子間に生じた電位差を反転入力端子にフィードバックしている。また、増幅回路31と抵抗Rdとの間のノードN3は、上記比較器40(図1参照)の反転入力端子に接続されている。すなわち、増幅回路31の出力電圧、つまりノードN3の電圧が上記帰還電圧VFBになる。
ここでは、まず、従来のDC−DCコンバータ4において、コンデンサC12で確保可能な位相余裕について説明する。コンデンサC12で確保できる位相余裕は、出力端子Poから比較器80の反転入力端子までの伝達関数H2(s)から算出することができる。この伝達関数H2(s)は、
今、時刻t5において、負荷が急増して出力電流Ioが0[A]から1[A]に急激に増加すると、出力電圧Voが急激に低下する。このとき、出力端子Poから抵抗R1,R2の分圧回路を通じて比較器40に帰還する負帰還経路では、抵抗R1,R2で出力電圧Voを分圧して分圧電圧Vnが生成されるが、出力電圧Voの変動値も分圧して分圧電圧Vnに伝わるため、負荷応答性が悪くなる。これに対し、利得調整回路10では、出力電圧Voの変動分(低下分)がAC信号Vaとして迅速に抽出され、そのAC信号Vaが所定の利得Aで増幅されて出力信号Saが生成される。そして、利得調整回路10の出力信号Saが分圧電圧Vnに加算されて帰還電圧VFBが生成されるため、上記出力電圧Voの急激な低下分が利得調整回路10を通じて帰還電圧VFBに迅速に伝達される。このため、時刻t5の後に、出力電圧Voの低下に伴って帰還電圧VFBが迅速に低下する。すると、参照電圧VR1が帰還電圧VFBを横切るタイミングが、例えば帰還電圧VFBが分圧電圧Vnと等しい場合よりも早くなる。そして、参照電圧VR1が帰還電圧VFBを横切ると、比較器40からHレベルの出力信号S1が出力され、RS−FF回路60からHレベルの出力信号S2が出力され、メイン側のトランジスタT1がオンされる。これにより、オン期間Tonが迅速に変更され、オンデューティが迅速に変更される。具体的には、負荷急変後から直ぐにオン期間Tonが長くなるように変更され、オンデューティが大きくなるように変更される。このため、上記低下した出力電圧Voを迅速に上昇させることができ、負荷急変から短時間で出力電圧Voを目標電圧に収束させることができる。このように、本実施形態のDC−DCコンバータ1では、利得調整回路10及び付加回路30を設けたことにより、出力電圧Voの変動成分を帰還電圧VFBに迅速に伝達することができるため、負荷応答性を向上させることができる。
(1)出力電圧VoのAC成分を所定の利得Aで増幅した信号Saを、出力電圧Voの分圧電圧Vnに加算して帰還電圧VFBを生成するようにした。これにより、利得Aを調整することで、確保可能な位相余裕を制御することができるようになる。したがって、利得Aを適切に調整することにより、十分な位相余裕を確保することができる。
(3)抵抗Rs,Rdの抵抗比によって利得調整部20における利得Aを調整するようにした。これにより、抵抗Rs,Rdの抵抗値を調整するだけで利得Aを調整することができるため、利得Aを容易に調整でき、ひいては確保可能な位相余裕を容易に制御することができる。
なお、上記実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・図7に示されるように、利得調整回路10の利得調整部20に、カレントミラー回路23,24を追加するようにしてもよい。詳述すると、カレントミラー回路23は、PチャネルMOSトランジスタT22,T23を有し、カレントミラー回路24はNチャネルMOSトランジスタT24,T25を有している。増幅回路21の出力端子がゲートに接続されるNチャネルMOSトランジスタT21のドレインは、トランジスタT22のドレインに接続されている。トランジスタT22は、そのソースにバイアス電圧VBが供給されるとともに、ゲートが同トランジスタT22のドレインとトランジスタT23のゲートに接続されている。トランジスタT23は、そのソースにはバイアス電圧VBが供給され、ドレインがトランジスタT24のドレインに接続されている。これらトランジスタT22,T23を有するカレントミラー回路23は、両トランジスタT22,T23の電気的特性(ミラー比)に応じて、抵抗Rsに流れる電流に比例した電流をトランジスタT23に流す。
・上記実施形態では、基準電圧VR0と帰還電圧VFBのうち、帰還電圧VFB側に出力電圧VoのAC成分を利得調整した出力信号Saを付加するようにした。これに限らず、例えば基準電圧VR0に上記出力信号Saを付加するようにしてもよい。
ACカップリング部11Aは、ACカップリング部11と同様に、出力端子Poとグランドとの間に直列に接続されたコンデンサC3及び抵抗R3を有している。
付加回路30A内の増幅回路32の非反転入力端子には、基準電源E1で生成された基準電圧VR0が供給される。この増幅回路32の出力端子と抵抗Rdとの接続点が上記ノードN4になる。すなわち、増幅回路32の出力電圧、つまりノードN4の電圧が上記補正基準電圧VN4になる。
図11に示すように、コンデンサC3と抵抗R3との間の接続点は、PチャネルMOSトランジスタT26のゲートに接続されている。トランジスタT26の第1端子は抵抗Rs1の第1端子に接続されている。また、トランジスタT26の第2端子は、抵抗Rd1の第1端子に接続されている。この抵抗Rd1の第2端子はグランドに接続されている。そして、これらトランジスタT26と抵抗Rd1との間のノードN5が、比較器40B(図10参照)の反転入力端子に接続されている。
一方、出力電圧Voの分圧電圧Vnが生じるノードN1は、PチャネルMOSトランジスタT31のゲートに接続されている。トランジスタT31の第1端子は、定電流源33の第1端子に接続されている。このトランジスタT31の第2端子は、抵抗Rd1の第1端子及び上記トランジスタT26の第2端子、つまりノードN5に接続されている。
・上記実施形態におけるトランジスタT1,T2を制御回路3に含めるようにしてもよい。また、コンバータ部2を制御回路3に含めるようにしてもよい。
・上記実施形態では、帰還電圧VFBと参照電圧VR1とを比較し、その比較結果に応じてメイン側のトランジスタT1のオンタイミングを設定するDC−DCコンバータに具体化した。これに限らず、例えば帰還電圧VFBと参照電圧VR1とを比較し、その比較結果に応じてメイン側のトランジスタT1のオフタイミングを設定するDC−DCコンバータに具体化してもよい。
プログラムを実行する中央処理装置(CPU)111には、そのCPU111で実行されるプログラム又はCPU111が処理するデータを記憶するメモリ112が接続されている。また、CPU111には、インタフェース(I/F)113を介してキーボード114A及びポインティングデバイス114Bが接続されている。ポインティングデバイス114Bは、例えばマウス、トラックボール、タッチパネルや静電センサを有するフラットデバイス等である。
DC−DCコンバータ1と交流アダプタ131は、スイッチSWを介して上記本体部110に接続されている。これらDC−DCコンバータ1及び交流アダプタ131のいずれか一方から電力が本体部110に供給される。DC−DCコンバータ1は、図13の例では、例えば電池132からの入力電圧Viを出力電圧Voに変換し、その出力電圧Voを本体部110に供給する。
3,3A,3B 制御回路
10,10A,10B 利得調整回路
11,11A,11B ACカップリング部
20,20A,20B 利得調整部
21 増幅回路
22 定電流源
23,24 カレントミラー回路
T21 NチャネルMOSトランジスタ
Rs,Rs1,Rs2 抵抗
Rd,Rd1,Rd2 抵抗
30,30A〜30C 付加回路
31,32 増幅回路
40 比較器
50,50A,50B 参照電圧生成回路
60 RS−FF回路
61 発振器
62 駆動回路
T1 PチャネルMOSトランジスタ
Claims (10)
- 入力電圧が供給されるスイッチ回路をスイッチングさせることにより前記入力電圧から出力電圧を生成する電源の制御回路において、
前記出力電圧の交流成分を利得調整する利得調整回路と、
前記利得調整回路の出力信号を前記出力電圧に応じた第1帰還電圧に付加して第2帰還電圧を生成する、又は前記利得調整回路の出力信号を前記出力電圧の目標値に応じて設定された第1基準電圧に付加して第2基準電圧を生成する付加回路と、
前記第1基準電圧を所定の割合で変化させて第1参照電圧を生成する、又は前記第2基準電圧を所定の割合で変化させて第2参照電圧を生成する電圧生成回路と、
前記第2帰還電圧と前記第1参照電圧との比較結果、又は、前記第1帰還電圧と前記第2参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回路と、
を有することを特徴とする制御回路。 - 前記利得調整回路は、
前記出力電圧の交流成分を電流変換する電流変換回路と、
前記電流変換した信号を電圧変換する電圧変換回路と、を有することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。 - 前記電流変換回路は、
前記出力電圧の交流成分のみの信号が非反転入力端子に入力される第1の増幅回路と、
前記第1の増幅回路の出力がゲートに入力される第1のトランジスタと、
前記第1のトランジスタのソースと前記第1の増幅回路の反転入力端子に接続された第1の抵抗と、を有し、
前記電圧変換回路は、
前記電流変換回路の出力端子が接続された第2の抵抗を有し、
前記付加回路は、
前記第1帰還電圧又は前記第1基準電圧が非反転入力端子に入力され、出力端子が前記第2の抵抗を介して反転入力端子に接続された第2の増幅回路を有し、
前記利得調整回路は、前記第1の抵抗と前記第2の抵抗の比に応じて、前記出力電圧の交流成分の利得を調整することを特徴とする請求項2に記載の制御回路。 - 前記利得調整回路は、
前記出力信号の交流成分を抽出するACカップリング回路を有し、
前記第1の増幅回路の非反転入力端子には、前記ACカップリング回路で抽出された前記出力信号の交流成分が入力されることを特徴とする請求項3に記載の制御回路。 - 前記利得調整回路は、
前記第1のトランジスタのドレインに接続されるカレントミラー回路を有することを特徴とする請求項3に記載の制御回路。 - 前記利得調整回路は、
前記カレントミラー回路のミラー比に応じて、前記利得を調整することを特徴とする請求項5に記載の制御回路。 - 前記付加回路は、
前記第1帰還電圧が生じるノードとは別のノードで、前記利得調整回路の出力信号を前記第1帰還電圧又は前記第1基準電圧に付加することを特徴とする請求項1〜6のいずれか1つに記載の制御回路。 - 入力電圧が供給されるスイッチ回路をスイッチングさせることにより前記入力電圧から出力電圧を生成する電源の制御回路において、
前記出力電圧の交流成分を利得調整した信号を差動出力する利得調整回路と、
前記利得調整回路の第1出力信号を前記出力電圧に応じた第1帰還電圧に付加して第2帰還電圧を生成する第1付加回路と、
前記利得調整回路の第2出力信号を前記出力電圧の目標値に応じて設定された第1基準電圧に付加して第2基準電圧を生成する第2付加回路と、
前記第2基準電圧を所定の割合で変化させて参照電圧を生成する電圧生成回路と、
前記第2帰還電圧と前記参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回路と、
を有することを特徴とする制御回路。 - 入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路をスイッチング制御する制御回路とを有し、前記入力電圧から出力電圧を生成する電源装置であって、
前記制御回路は、
前記出力電圧の交流成分を利得調整する利得調整回路と、
前記利得調整回路の出力信号を前記出力電圧に応じた第1帰還電圧に付加して第2帰還電圧を生成する、又は前記利得調整回路の出力信号を前記出力電圧の目標値に応じて設定された第1基準電圧に付加して第2基準電圧を生成する付加回路と、
前記第1基準電圧を所定の割合で変化させて第1参照電圧を生成する、又は前記第2基準電圧を所定の割合で変化させて第2参照電圧を生成する電圧生成回路と、
前記第2帰還電圧と前記第1参照電圧との比較結果、又は、前記第1帰還電圧と前記第2参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回路と、
を有することを特徴とする電源装置。 - 入力電圧が供給されるスイッチ回路をスイッチングさせることにより前記入力電圧から出力電圧を生成する電源の制御方法であって、
前記出力電圧の交流成分を利得調整した出力信号を生成し、
前記出力信号を前記出力電圧に応じた第1帰還電圧に付加して第2帰還電圧を生成、又は前記出力信号を前記出力電圧の目標値に応じて設定された第1基準電圧に付加して第2基準電圧を生成し、
前記第1基準電圧を所定の割合で変化させて第1参照電圧を生成、又は前記第2基準電圧を所定の割合で変化させて第2参照電圧を生成し、
前記第2帰還電圧と前記第1参照電圧との比較結果、又は、前記第1帰還電圧と前記第2参照電圧との比較結果に応じたタイミングで前記スイッチ回路をスイッチングさせることを特徴とする電源の制御方法。
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