CN102957321B - 控制电路、电源装置以及控制电源的方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及控制电路、电源装置以及控制电源的方法。一种从输入电压产生输出电压的电源的控制电路包括调节输出电压的交流分量的增益的增益调节电路。加法电路将增益调节电路的输出信号与根据输出电压的第一反馈电压相加以产生第二反馈电压。电压产生电路产生关于根据输出电压的目标值设定的第一基准电压以给定速度变化的比较基准电压。开关控制电路通过在根据第二反馈电压与比较基准电压的比较结果的定时对被供以输入电压的开关电路进行开关来控制输出电压。

Description

控制电路、电源装置以及控制电源的方法

技术领域

本公开涉及控制电路、电源装置以及控制电源的方法。

背景技术

在电子装置中，将开关电源用于向负载供电。例如，使用将直流电压变换为不同直流电压的DC-DC变换器。日本早期公开专利第2010-051073号描述了可以高速响应负载中的突然变化的比较器式DC-DC变换器。

图14示出根据现有技术的比较器式DC-DC变换器4的示例。DC-DC变换器4包括变换器单元5和控制电路6。变换器单元5包括晶体管T11和T12、线圈L11和电容器C11。

控制电路6中设置的比较器80接收反馈电压VFB1和基准电压VR11，反馈电压VFB1根据输出电压Vo1产生。在图14中，通过将输出电压Vo1的交流分量(通过与电阻器R11并联连接的电容器C12提供)与分压电压Vn(通过电阻器R11和R12将输出电压Vo1分压获得)相加而产生反馈电压VFB1。比较器80将反馈电压VFB1与基准电压VR11进行比较，并根据比较结果产生具有一电平的输出信号S11。输出信号S11被提供给RS触发器(RS-FF电路)81的置位端子S。振荡器82产生恒定频率的时钟信号CLK，并将时钟信号CLK提供给RS-FF电路81的复位端子R。

RS-FF电路81响应于H电平的时钟信号CLK切换到复位状态，并产生L(低)电平的输出信号S12。在这种情况下，驱动电路83产生H(高)电平的控制信号DH、DL，关闭晶体管T11并启动晶体管T12。此时，通过L电平的输出信号S12将开关电路SW11关断，并根据从电流源84提供的电流I11将电容器C13充电。因此，基准电压VR11以固定斜率(I11/C13)从基准电压VR0增加。

当基准电压VR11变为高于反馈电压VFB1时，比较器80产生输出信号S11。响应于H电平的输出信号S11，RS-FF电路81切换到置位状态，并产生H电平的输出信号S12。在这种情况下，驱动电路83产生L电平的控制信号DH和DL，启动晶体管T11并关闭晶体管T12。

通过这种方式，在比较器式DC-DC变换器4中，比较器80将根据输出电压Vo1的反馈电压VFB1与基准电压VR11进行比较。然后，根据比较结果开关晶体管T11。因此，比较器式DC-DC变换器4可以高速响应负载中的突然变化。

近年来，在DC-DC变换器中，因为低成本和其他原因，在很多情况下采用具有低等效串联电阻ESR的陶瓷电容器，用于变换器单元5中的电容器C11。但是，如果陶瓷电容器的等效串联电阻ESR值太低，可能不能充分确保相位裕度。因此在高频操作中，如果负载突然变化，则在输出电压Vo1中有时候会出现振铃振荡(ringing)。

发明内容

根据一个方案，一种被配置为从输入电压产生输出电压的电源的控制电路包括被配置为调节输出电压的交流分量的增益的增益调节电路。加法电路将增益调节电路的输出信号与根据输出电压的第一反馈电压相加以产生第二反馈电压。电压产生电路产生关于根据输出电压的目标值设定的第一基准电压以给定速度变化的比较基准电压。开关控制电路通过在根据第二反馈电压与比较基准电压的比较结果的定时对被提供了输入电压的开关电路进行开关，来控制输出电压。

根据本公开的上述方案，可获得充分的相位裕度。

附图说明

连同附图一起参照当前优选实施例的以下描述，可以最好地理解实施例及其目的和优点，在附图中：

图1是示意性示出根据一个实施例的DC-DC变换器的电路框图；

图2是示出图1的DC-DC变换器中设置的控制电路的操作的时序图；

图3是示出图1的DC-DC变换器中设置的增益调节电路和加法电路的内部结构的示例的电路图；

图4A是示出图1的DC-DC变换器中频率与增益之间关系的曲线图；

图4B是示出图1的DC-DC变换器中频率与相位之间关系的曲线图；

图5是示出图1的DC-DC变换器中当负载突然变化时仿真结果的波形图；

图6是示出图1的DC-DC变换器中当负载突然变化时仿真结果的波形图；

图7是示出图1的DC-DC变换器中设置的增益调节电路和加法电路的改型的电路图；

图8是示出图1的DC-DC变换器中设置的控制电路的改型的电路框图；

图9是示出图8的DC-DC变换器中设置的增益调节电路和加法电路的内部结构的示例的电路图；

图10是示出图1的DC-DC变换器中设置的控制电路的另一改型的电路框图；

图11是示出图10的DC-DC变换器中设置的增益调节电路和加法电路的内部结构的示例的电路图；

图12是示出图1的DC-DC变换器中设置的控制电路的另一改型的电路框图；

图13是示意性示出电子装置的结构的方框图；以及

图14是示意性示出现有技术DC-DC变换器的电路框图。

具体实施方式

下面参照图1至图6描述一个实施例。

如图1所示，DC-DC变换器1包括变换器单元2和控制变换器单元2的控制电路3。变换器单元2产生低于输入电压Vi的输出电压Vo。

下面描述变换器单元2的内部结构的示例。

输入电压Vi被提供给输入端子Pi。晶体管T1和晶体管T2串联连接在输入端子Pi与电源线(在这种情况下，是接地点)之间，电源线的电势低于输入电压Vi的电势。在图1中，也可将晶体管T1称为主晶体管，将晶体管T2称为同步晶体管。晶体管T1是P沟道MOS晶体管，而晶体管T2是N沟道MOS晶体管。

晶体管T1具有连接到输入端子Pi的第一端子(源极)、第二端子(漏极)以及控制端子(栅极)。晶体管T2具有连接到晶体管T1第二端子的第一端子(漏极)、连接到接地点的第二端子(源极)以及控制端子(栅极)。

控制信号DH从控制电路3提供给晶体管T1的控制端子(栅极)。控制信号DL从控制电路3提供给晶体管T2的控制端子(栅极)。晶体管T1、T2分别响应于控制信号DH、DL互补地启动和关闭。

晶体管T1、T2之间的连接节点连接到线圈L1的第一端子。线圈L1的第二端子连接到输出端子Po，输出端子Po将输出电压Vo输出。因此，晶体管T1和线圈L1串联连接在输入端子Pi与输出端子Po之间。线圈L1的第二端子连接到电容器C1的第一端子。电容器C1的第二端子连接到地。电容器C1是包括在平滑电路中的平滑电容器，平滑电路将输出电压Vo平滑。串联连接到线圈L1的电阻器是等效直流电阻器DCR，DCR是线圈L1中包括的电阻分量。串联连接到电容器C1的电阻器是等效串联电阻ESR，ESR是电容器C1中包括的电阻分量。

在变换器单元2中，当晶体管T1启动且晶体管T2关闭时，根据输入电压Vi与输出电压Vo之间电势差的线圈电流IL流过线圈L1。因此，能量累积在线圈L1中。当晶体管T1关闭且晶体管T2启动时，线圈L1释放累积的能量。这样使得感应电流(线圈电流IL)流过线圈L1。基于此操作，产生低于输入电压Vi的输出电压Vo。然后，输出电压Vo被提供给连接到输出端子Po的负载(未示出)。输出电流Io也被提供给负载。

控制电路3基于从变换器单元2反馈的输出电压Vo调节控制信号DH、DL的脉冲宽度。下面描述控制电路3的内部结构的示例。

控制电路3包括电阻器R1和R2、增益调节电路10、加法电路30、比较器40、基准电压产生电路50、RS触发器(RS-FF电路)60、振荡器61以及驱动电路62。

变换器单元2的输出端子Po经由电阻器R1、R2连接到地。电阻器R1与电阻器R2之间的节点N1连接到加法电路30。电阻器R1和R2通过将输出电压Vo分压产生分压电压Vn。分压电压Vn的值取决于电阻器R1与电阻器R2之间的电阻比以及输出电压Vo与接地电势之间的电势差。因此，电阻器R1和R2产生与输出电压Vo成比例的分压电压Vn。电阻器R1和R2是分压电路的示例。

增益调节电路10被布置在与其中将输出电压Vo通过分压电路(电阻器R1和R2)反馈到比较器40的路径不同的路径上。增益调节电路10调节输出电压Vo的AC分量(交流分量)的增益并向加法电路30提供充当增益调节信号的输出信号Sa。增益调节电路10包括AC耦合单元11和增益调节单元20，AC耦合单元11提取输出电压Vo的AC分量作为AC信号Va，增益调节单元20通过将AC信号Va放大给定增益产生输出信号Sa。

加法电路30将增益调节电路10的输出信号Sa与分压电压Vn相加。在本实施例中，加法电路30通过将输出信号Sa与分压电压Vn相加，产生反馈电压VFB。反馈电压VFB被提供给比较器40的反相输入端子。通过这种方式，加法电路30通过将增益调节电路10的输出信号Sa(通过将输出电压Vo的交流分量(变化分量)放大给定增益而获得)与输出电压Vo的分压电压Vn相加，产生反馈电压VFB。

基准电压产生电路50产生基准电压VR1。基准电压VR1被提供给比较器40的同相输入端子。基准电压产生电路50包括恒流源51、电容器C2、开关电路SW1以及基准电源E1。

恒流源51产生恒定电流I1。恒流源51具有第一端子和第二端子，第一端子连接到被供以偏置电压VB的电源线，第二端子连接到电容器C2的第一端子(节点N2)。例如，偏置电压VB是通过未示出的电源电路产生的电压，或者输入电压Vi。电容器C2的第二端子连接到基准电源E1的正端子。基准电源E1的负端子连接到地。基准电源E1产生基准电压VR0，基准电压VR0的电压值根据输出电压Vo的目标值设定。开关电路SW1并联连接到电容器C2。开关电路SW1响应于从RS-FF电路60提供的输出信号S3导通和关断。开关电路SW1例如是P沟道MOS晶体管。

电容器C2的第一端子(节点N2)连接到比较器40的同相输入端子。因此，电容器C2的第一端子的电势被提供给比较器40的同相输入端子作为基准电压VR1。

在基准电压产生电路50中，当开关电路SW1导通时，电容器C2的第一端子和第二端子被短路，并且电容器C2的第一端子的电势变为等于基准电压VR0。在这种情况下，基准电压VR0被提供给比较器40的同相输入端子作为基准电压VR1。另一方面，当开关电路SW1关断时，电容器C2的第一端子与第二端子之间的电势差根据从恒流源51提供的电流I1增加。电势差与电流I1成比例地变化。此时，电容器C2的第二端子的电势等于基准电压VR0。因此，电容器C2的第一端子的电势对应于通过将电容器C2的第一端子与第二端子之间的电势差与基准电压VR0相加获得的电势。然后电容器C2的第一端子的电势被提供给比较器40的同相输入端子作为基准电压VR1。

通过这种方式，在开关电路SW1导通的周期里，产生基准电压VR1作为固定基准电压VR0。另一方面，在开关电路SW1关断的周期里，基准电压VR1以给定速度(斜率)从基准电压VR0变化(增加)。在本示例中，在开关电路SW1关断的周期里，通过将以给定斜率增加的斜率电压与基准电压VR0相加产生基准电压VR1。

比较器40根据反馈电压VFB与基准电压VR1的比较结果产生信号S1。在本示例中，当反馈电压VFB高于基准电压VR1时，比较器40产生L电平的信号S1，而当反馈电压VFB低于基准电压VR1时，比较器40产生H电平的信号S1。信号S1被提供给RS-FF电路60的置位端子S。

振荡器61连接到RS-FF电路60的复位端子R并产生具有给定频率的时钟信号CLK。时钟信号CLK例如是以恒定周期产生的脉冲信号。响应于提供给置位端子S的H电平的信号S1，RS-FF电路60从输出端子Q输出H电平的输出信号S2，并从反相输出端子XQ输出L电平的输出信号S3。响应于提供给复位端子R的H电平的时钟信号CLK，RS-FF电路60输出L电平的输出信号S2以及H电平的输出信号S3。也就是说，H电平的信号S1充当RS-FF电路60的置位信号，而H电平的时钟信号CLK充当RS-FF电路60的复位信号。RS-FF电路60的输出信号S2和S3被提供给驱动电路62。输出信号S3也被提供给基准电压产生电路50的开关电路SW1。

驱动电路62基于RS-FF电路60的输出信号S2和S3产生控制信号DH和DL，控制信号DH和DL互补地启动和关闭变换器单元2的晶体管T1和T2。在本示例中，驱动电路62响应于H电平的输出信号S2和L电平的输出信号S3产生L电平的控制信号DH和DL，并响应于L电平的输出信号S2和H电平的输出信号S3产生H电平的控制信号DH和DL。通过L电平的控制信号DH启动晶体管T1，并通过H电平的控制信号DH关闭晶体管T1。通过H电平的控制信号DL启动晶体管T2，并通过L电平的控制信号DL关闭晶体管T2。驱动电路62可以设定控制信号DH和DL的死区时间，使得晶体管T1和晶体管T2不同时启动。

在控制电路3中，当基准电压VR1变为高于反馈电压VFB时(参见图2中的时间t1)，比较器40产生H电平的信号S1。响应于H电平的信号S1，RS-FF电路60产生H电平的输出信号S2和L电平的输出信号S3。然后，响应于H电平的输出信号S2和L电平的输出信号S3，驱动电路62产生L电平的控制信号DH和DL。因此，通过L电平的控制信号DH启动晶体管T1，通过L电平的控制信号DL关闭晶体管T2。通过这种方式，当基准电压VR1超过反馈电压VFB时，控制电路3产生H电平的控制信号DH，以启动晶体管T1。也就是说，根据反馈电压VFB与基准电压VR1的比较结果确定晶体管T1的导通定时。在下面的描述中，将启动晶体管T1的周期称为ON周期T_ON(参见图2中的时间t1至t2)。

当从RS-FF电路60输出L电平的输出信号S3时(时间t1)，基准电压产生电路50的开关电路SW1被启动。然后，电容器C2的第一端子和第二端子被短路。因此，电容器C2中累积的电荷被释放，并且电容器C2的第一端子(节点N2)的电压(也就是基准电压VR1)被复位到电容器C2的第二端子的电压。因此，在晶体管T1的ON周期T_ON里，将基准电压VR1保持在等于基准电压VR0的恒定电平(时间t1至t2)。

当基准电压VR1被复位到电容器C2的第二端子的电压，也就是当基准电压VR1变为小于反馈电压VFB时，比较器40产生L电平的信号S1。当通过从RS-FF电路60输出的L电平的输出信号S3将开关电路SW1导通时，电容器C2被放电。因此，在从基准电压VR1变为高于反馈电压VFB的时间点(时间t1)到由于电容器C2的放电，基准电压VR1变为低于反馈电压VFB的时间点的延迟时间周期里，比较器40产生H电平的信号S1。

随后，从振荡器61输出的恒定周期的时钟信号CLK上升为H电平(时间t2)。响应于H电平的时钟信号CLK，RS-FF电路60输出L电平的输出信号S2和H电平的输出信号S3。然后，驱动电路62向应于L电平的输出信号S2和H电平的输出信号S3产生H电平的控制信号DH和DL。因此，通过H电平的控制信号DH将晶体管T1关闭，并通过H电平的控制信号DL将晶体管T2启动。通过这种方式，控制电路3产生在每个恒定周期中关闭晶体管T1的H电平的控制信号DH。在下面的描述中，将关闭晶体管T1的周期称为OFF周期T_OFF(参见图2中的时间t2至t3)。

当从RS-FF电路60输出H电平的输出信号S3时(时间t2)，基准电压产生电路50的开关电路SW1被关断。然后，通过从恒流源51提供的电流I1将电容器C2充电。因此，如图2中的时间t2至t3所示，在晶体管T1的OFF周期T_OFF里，基准电压VR1以根据电流I1的斜率(速度)增加。也就是说，在OFF周期T_OFF里，通过将斜率电压(以根据电流I1的斜率增加)与基准电压VR0相加产生的电压被提供给比较器40作为基准电压VR1。

当基准电压VR1再次变为高于反馈电压VFB时(时间t3)，控制电路3启动晶体管T1。通过重复该操作，将输出电压Vo保持在根据基准电压VR0的目标电压。

下面参照图3描述增益调节电路10和加法电路30的内部结构的示例。

AC耦合单元11包括电容器C3和电阻器R3。电容器C3具有连接到输出端子Po的第一端子以及连接到电阻器R3第一端子的第二端子。电阻器R3的第二端子连接到地。电容器C3与电阻器R3之间的连接节点连接到增益调节单元20的输入端子。电容器C3充当耦合电容器。电容器C3通过AC耦合从输出电压Vo消除DC分量，并产生输出电压Vo的AC分量作为AC信号Va。AC信号Va被提供给增益调节单元20。

增益调节单元20包括放大器电路21、N沟道MOS晶体管T21、电阻器Rs、恒流源22以及电阻器Rd。放大器电路21具有同相输入端子、反相输入端子和输出端子，同相输入端子连接到电容器C3与电阻器R3之间的连接节点并接收AC信号Va，反相输入端子连接到电阻器Rs的第一端子。晶体管T21具有连接到放大器电路21的输出端子的栅极、连接到恒流源22的第一端子的漏极以及连接到放大器电路21的反相输入端子和电阻器Rs的第一端子两者的源极。电阻器Rs的第二端子连接到地。恒流源22的第二端子连接到被供以偏置电压VB的电源线。

放大器电路21是缓冲器，该缓冲器例如充当电压跟随器并通过具有“1”倍增益的运算放大器形成。放大器电路21控制晶体管T21，使得放大器电路21的反相输入端子的电压变为等于AC信号Va的电压值。在本示例中，放大器电路21控制晶体管T21，使得电阻器Rs的第一端子的电压变为等于AC信号Va的电压值。因此，根据电阻器Rs的电阻值以及电阻器Rs的第一端子与第二端子之间的电势差(AC信号Va)的电流流向电阻器Rs。通过这种方式，放大器电路21、晶体管T21、恒流源22以及电阻器Rs将AC信号Va的电压转换为电流。

恒流源22与晶体管T21之间的连接节点连接到电阻器Rd的第一端子。加法电路30包括放大器电路31。放大器电路31具有同相输入端子、连接到电阻器Rd第一端子的反相输入端子以及连接到电阻器Rd第二端子的输出端子。根据AC信号Va的电流流向电阻器Rd。电阻器Rd将根据AC信号Va的电流转换为电压。在电阻器Rd的第一端子与第二端子之间产生的电势差对应于输出信号Sa。

增益调节单元20将AC信号Va放大增益A(Rd/Rs)。通过电阻器Rs与Rd之间的电阻比调节增益A。

在加法电路30中，放大器电路31的同相输入端子连接到电阻器R1与电阻器R2之间的节点N1并接收分压电压Vn。放大器电路31的输出端子经由电阻器Rd连接到放大器电路31的反相输入端子。因此，放大器电路31将电阻器Rd的第一端子与第二端子之间产生的电势差反馈到它的反相输入端子。放大器电路31与电阻器Rd之间的节点N3连接到比较器40的反相输入端子(参见图1)。因此，放大器电路31的输出电压，也就是节点N3的电压被用作反馈电压VFB。

放大器电路31是缓冲器，该缓冲器例如充当电压跟随器并通过具有“1”倍增益的运算放大器形成。放大器电路31产生输出电压(反馈电压VFB)，使得电阻器Rd的第一端子的电压变为等于提供给放大器电路31的同相输入端子的分压电压Vn。也就是说，通过将AC信号Va的增益调节获得的信号Sa与在节点N1处产生的分压电压Vn相加，放大器电路31在节点N3产生反馈电压VFB。

在本实施例中，DC-DC变换器1是电源装置的示例，晶体管T1是开关电路的示例，分压电压Vn是第一反馈电压的示例，反馈电压VFB是第二反馈电压的示例，基准电压VR0是第一基准电压的示例，且基准电压VR1是比较基准电压的示例。基准电压产生电路50是电压产生电路的示例。比较器40、RS-FF电路60、振荡器61以及驱动电路62是开关控制电路的示例。放大器电路21、晶体管T21、恒流源22以及电阻器Rs是进行电压-电流转换的电流转换电路的示例。电阻器Rd是进行电流-电压转换的电压转换电路的示例。放大器电路21是第一放大器电路的示例，晶体管T21是第一晶体管的示例，电阻器Rs是第一电阻器的示例，电阻器Rd是第二电阻器的示例，AC耦合单元11是AC耦合电路的示例，且AC信号Va是输出电压的交流分量的示例。

下面与现有技术的结构作比较，描述DC-DC变换器1(具体而言，增益调节电路10和加法电路30)的操作。

首先，描述通过现有技术的DC-DC变换器4(图14)中的电容器C12可确保的相位裕度。可通过电容器C12确保的相位裕度根据从输出端子Po到比较器80的反相输入端子的传递函数H2(s)计算。传递函数H2(s)通过以下表达式(1)表示。

表达式(1)：

$H2\left(s\right)=\frac{R12}{R11+R12}\×\frac{\mathrm{sC}12\×R11+1}{\mathrm{sC}12\×\frac{R11\×R12}{R11+R12}+1}---\left(1\right)$

当与基准电压VR0相加的斜率电压的值相对于基准电压VR0充分小的时候，以下近似表达式(2)成立。

表达式(2)：

$\frac{R12}{R11+R12}\≈\frac{\mathrm{VR}0}{\mathrm{Vo}1}---\left(2\right)$

因此，基于上述表达式(1)和(2)，可通过电容器C12确保的相位裕度∠φ2max通过以下表达式(3)表示。

表达式(3)：

$\∠\mathrm{\φ}2\max ={\tan }^{-1}\frac{1}{2}(\sqrt{\frac{\mathrm{Vo}1}{\mathrm{VR}0}}-\sqrt{\frac{\mathrm{VR}0}{\mathrm{Vo}1}})---\left(3\right)$

在表达式(3)中，当输出电压Vo1与基准电压VR0之间的关系表示为Vo1＞＞VR0时，在理论上可以确保90度的相位裕度。但是，因为比较器80的输入偏移表示为(Vo1/VR0)倍，所以在Vo1＞＞VR0的情况下，输出电压精度差。因此实际上，将基准电压VR0设定为例如通过以下关系表达式(4)来表示。

表达式(4)：

Vo1≈2VR0···(4)

当输出电压Vo1与基准电压VR0之间的关系通过表达式(4)来表示时，根据上述表达式(3)，可通过电容器C12确保的相位裕度∠φ2max变为19.47度。为了确保相对于振荡的稳定性，优选确保相位裕度为30度或更大。因此，只通过电容器C12不能充分确保相位裕度。

当电阻器R12的电阻变为无限并且输出电压Vo1变为等于基准电压VR0(即Vo1＝VR0)时，根据上述表达式(3)，可通过电容器C12确保的相位裕度∠φ2max变为0度。因此，在Vo1＝VR0的条件下，通过电容器C12没有相位补偿的效果。通过这种方式，在现有技术的DC-DC变换器4中，在通过电阻器R1和R2产生分压电压的点(节点N1)，将通过电容器C12提取的输出电压Vo1的AC分量与分压电压Vn相加。因此，由于电阻器R12的影响，可能通过电容器C12没有相位补偿的效果。

与之不同，在本实施例的DC-DC变换器1中，将AC耦合单元11(其耦合输出电压Vo的AC分量)和增益调节单元20(其将AC耦合单元11输出的AC信号Va放大给定增益A)布置在与通过分压电路(电阻器R1和R2)的负反馈路径不同的路径上(参见图1)。此外，设置加法电路30，在不同于负反馈路径中反馈的分压电压Vn出现的点(图1中的节点N1)的点(图3中的节点N3)，将通过增益调节单元20产生的输出信号Sa与分压电压Vn相加。在这种情况下，传递函数，也就是从输出端子Po到比较器40的反相输入端子的传递函数H1(s)通过以下关系表达式(5)来表示。

表达式(5)：

$H1\left(s\right)=\frac{R2}{R1+R2}\×\frac{\mathrm{sC}3\×R3\×(A\×\frac{R1}{R2}+A+1)+1}{\mathrm{sC}3\×R3+1}---\left(5\right)$

当与基准电压VR0相加的斜率电压的值相对于基准电压VR0充分小的时候，以下近似表达式(6)成立。

表达式(6)：

$\frac{R2}{R1+R2}\≈\frac{\mathrm{VR}0}{\mathrm{Vo}}---\left(6\right)$

因此，基于上述表达式(5)和(6)，可通过增益调节电路10确保的相位裕度∠φ1max通过以下表达式(7)表示。

表达式(7)：

$\∠\mathrm{\φ}1\max ={\tan }^{-1}\frac{A}{2}\×\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{VR}0}\×\frac{1}{\sqrt{A\×\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{VR}0}+1}}---\left(7\right)$

由以上表达式(7)清楚可见，通过增益调节单元20调节增益A可以充分确保相位裕度∠φ1max。例如，当输出电压Vo与基准电压VR0之间的关系表示为Vo＝2VR0并且增益调节单元20如以下表达式(8)所示调节增益A时，按照以上表达式(7)，可通过增益调节电路10确保的相位裕度∠φ1max变为41.81度。

表达式(8)：

$A=\frac{\mathrm{Rd}}{\mathrm{Rs}}=2---\left(8\right)$

因此，在使用增益调节电路10和加法电路30的结构中，可确保的相位裕度大于通过电容器C12(就像在现有技术的结构中)可确保的相位裕度∠φ2max(19.47度)大约20度。

当电阻器R2的电阻变为无限并且输出电压Vo变为等于基准电压VR0(即Vo＝VR0)时，可通过增益调节电路10确保的相位裕度∠φ1max通过以下表达式(9)而不是表达式(7)来表示。

表达式(9)：

$\∠\mathrm{\φ}1\max ={\tan }^{-1}\frac{A}{2}\×\frac{1}{\sqrt{A+1}}---\left(9\right)$

这里，当通过增益调节单元20将增益调节为“2”时，可通过增益调节电路10确保的相位裕度∠φ1max变为30度。因此，根据使用增益调节电路10和加法电路30的结构，可以充分确保相位裕度，即使在输出电压Vo变为等于基准电压VR0时也是如此。

此外，因为通过调节增益A的增益调节电路10以及加法电路30可获得充分的相位裕度(例如，相位裕度等于或大于30度)，所以可确保充分的相位裕度，即使在电容器C1的等效串联电阻ESR小的时候也是如此。下面参照图4A、图4B和图5所示的仿真结果描述这一点。

图4A、图4B各自示出根据本实施例的DC-DC变换器1的频率特性以及现有技术的DC-DC变换器4的频率特性。图4中的曲线图示出的增益曲线表示DC-DC变换器1和4的负反馈环的增益相对于频率的变化。图4B中的曲线图示出的相位曲线表示增益的相位相对于频率的变化。图5是波形图，示出DC-DC变换器1和4中当输出电流Io突然变化时输出电压Vo和Vo1的变化。基于以下条件获得图4A、图4B和图5所示的仿真结果。输入电压Vi是3.6[V]，输出电压Vo和Vo1分别是1.2[V]，基准电压VR0是0.6[V]，时钟信号CLK的频率是3[MHz]，电容器C1和C11的电容值分别是20[μF]，线圈L1和L11的电感值分别是1.5[μH]，电容器C12的电容值是8[pF]，电阻器R1和R2的电阻值分别是100[kΩ]，增益A是2倍，电容器C3的电容值是3[pF]，且电阻器R3的电阻值是100[kΩ]。图4A、图4B和图5示出将等效串联电阻ESR设定为小值时(在这种情况下，为3[mΩ])的仿真结果。

通过等效串联电阻ESR产生的零点Z1通过以下表达式(10)表示。

表达式(10)：

$Z1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×C1\×\mathrm{ESR}}---\left(10\right)$

当等效串联电阻ESR变小时，零点频率变为高频，并且变得难以通过等效串联电阻ESR来确保相位裕度。因此，在现有技术的DC-DC变换器4中，主要通过电容器C12来确保相位裕度。但是如上所述，在现有技术的DC-DC变换器4中，通过电容器C12不能确保充分的相位裕度。因此，如图4B中的仿真结果所示，在现有技术的DC-DC变换器4中，当等效串联电阻ESR小的时候，只能确保28.2度的相位裕度，因此不能充分确保。在这种情况下，如图5所示，当由于输出电流Io的突然变化进行高频操作时，因为相位裕度的不足，在输出电压Vo1中出现振铃振荡。

与之不同，在本实施例的DC-DC变换器1中，即使在使用等效串联电阻ESR变得难以确保相位裕度时，也可以通过增益调节电路10和加法电路30充分确保相位裕度。也就是说，如图4B中的仿真结果所示，通过DC-DC变换器1获得51.8度的相位裕度。因此，可确保的相位裕度大于通过现有技术的DC-DC变换器4确保的相位裕度大约20度。此外，如图4A所示，在DC-DC变换器1中，因为将增益调节电路10布置在与输出电压经由电阻器R1和R2从输出端子Po到比较器40反馈的路径不同的路径上，所以相比于现有技术的DC-DC变换器4，频带被扩展到较高频侧。如图5所示，根据确保充分相位裕度的DC-DC变换器1，可以抑制输出电压Vo中振铃振荡的出现，即使在由于输出电流Io的突然变化而进行高频操作时也是如此。因此，在确保充分相位裕度的DC-DC变换器1中，相比于现有技术的DC-DC变换器4，抗振荡的稳定性改善得更多。

下面参照图6的仿真结果描述负载突然变化时DC-DC变换器1(增益调节电路10和加法电路30)的操作。

在时间t5，当负载陡增并且输出电流Io从0[A]突然增加到1[A]时，输出电压Vo突然降低。在通过电阻器R1和R2的分压电路从输出端子Po反馈回到比较器40的负反馈电路中，通过电阻器R1和R2将输出电压Vo分压并产生分压电压Vn。此时，分压电压Vn也根据输出电压Vo的变化分量而变化。这降低了负载响应性。为了改善负载响应性，增益调节电路10迅速提取输出电压Vo的变化分量(降低量)作为AC信号Va，并通过将AC信号Va放大给定增益A来产生输出信号Sa。然后，加法电路30通过将增益调节电路10的输出信号Sa与分压电压Vn相加，产生反馈电压VFB。因此，输出电压Vo的变化分量(降低量)通过增益调节电路10迅速传递给反馈电压VFB。因此，在时间t5之后，反馈电压VFB随着输出电压Vo的降低而迅速降低。结果，相比于反馈电压VFB例如等于分压电压Vn的时刻，基准电压VR1超过反馈电压VFB的时刻变早。当基准电压VR1超过反馈电压VFB时，比较器40产生H电平的输出信号S1，且RS-FF电路60产生H电平的输出信号S2。因此，晶体管T1被启动。结果，ON周期T_ON迅速改变，并且导通占空比迅速改变。也就是说，因为晶体管T1在负载的突然变化之后立即被启动，所以ON周期T_ON被改变为增加。这样增加了导通占空比。因此，可以迅速增加降低了的输出电压Vo。即，输出电压Vo可以从负载的突然变化开始的短时间里收敛于目标电压。通过这种方式，在根据本实施例的DC-DC变换器1中，增益调节电路10和加法电路30将输出电压Vo的变化分量迅速传递给反馈电压VFB。这改善了负载响应性。

一个实施例的电源装置具有以下优点。

(1)控制电路3通过将信号Sa与输出电压Vo的分压电压Vn相加，产生反馈电压VFB，所述信号Sa是通过将输出电压Vo的AC分量放大给定增益A获得的。因此，通过调节增益A来控制相位裕度。因此，通过适当地调节增益A可以确保充分的相位裕度。

(2)输出电压Vo的变化分量被迅速传递给反馈电压VFB。这改善了负载响应性。

(3)增益调节单元20通过电阻器Rs与电阻器Rd之间的电阻比来调节增益A。因此，可通过改变电阻器Rs和电阻器Rd的电阻值来调节增益A。因此，可以容易地调节增益A，并且因此，可以容易地控制可确保的相位裕度。

(4)通过增益调节电路10确保相位裕度。因此，可将等效串联电阻ESR小的陶瓷电容器用于电容器C1。因此，可使得DC-DC变换器1紧凑并以低成本提供。

对本领域技术人员而言显然，在不脱离本发明范围的情况下可以以很多其他形式实现上述实施例。具体而言，应当理解，可以以下述形式实现上述实施例。

如图7所示，可将电流镜电路23和24加入增益调节电路10的增益调节单元20。电流镜电路23包括P沟道MOS晶体管T22和T23，电流镜电路24包括N沟道MOS晶体管T24和T25。晶体管T22具有被供以偏置电压VB的源极、连接到晶体管T21漏极的漏极以及连接到晶体管T22漏极的栅极。晶体管T23具有被供以偏置电压VB的源极、连接到晶体管T22栅极的栅极，以及漏极。根据晶体管T22和T23的电特性(镜像比)，电流镜电路23将与流向电阻器Rs的电流成比例的电流传向晶体管T23。

晶体管T24具有连接到地的源极、连接到晶体管T23漏极的漏极以及连接到晶体管T24漏极的栅极。晶体管T25具有连接到地的源极、连接到晶体管T24栅极的栅极以及连接到电阻器Rd和放大器电路31的反相输入端子的漏极。根据晶体管T24和T25的电特性(镜像比)，电流镜电路24将与流向晶体管T23的电流成比例的电流传向晶体管T25和电阻器Rd。

包括电流镜电路23和24的增益调节单元20不仅通过电阻器Rs和电阻器Rd的电阻值，还可以通过电流镜电路23与电流镜电路24之间的镜像比调节增益A。

在上述实施例中(图1)，将通过调节输出电压Vo的AC分量(AC信号Va)的增益获得的输出信号Sa与反馈电压VFB相加。但是，也可以将输出信号Sa与基准电压VR0相加。

例如，在图8所示的DC-DC变换器1A中，控制电路3A包括增益调节电路10A、加法电路30A、比较器40A以及基准电压产生电路50A。与图1至图7中所示相同或相似的元件用相同的附图标记表示，且省略这些元件的详细说明。

增益调节电路10A包括AC耦合单元11A和增益调节单元20A。AC耦合单元11A以与AC耦合单元11相似的方式，通过提取输出电压Vo的AC分量产生AC信号Va。增益调节单元20A以与增益调节单元20相似的方式，通过调节AC信号Va的增益产生输出信号Sa。

加法电路30A接收增益调节单元20A的输出信号Sa和通过基准电源E1产生的基准电压VR0。加法电路30A的输出端子连接到电容器C2与开关电路SW1之间的节点N4。加法电路30A从基准电压VR0减去输出信号Sa，在节点N4产生校正基准电压VN4。

在基准电压产生电路50A中，当开关电路SW1导通时，电容器C2的第一端子和第二端子被短路。在这种情况下，电容器C2的第一端子(节点N2)的电势变为等于校正基准电压VN4。因此，校正基准电压VN4被提供给比较器40A的同相输入端子作为基准电压VR2。另一方面，当开关电路SW1关断时，电容器C2的第一端子与第二端子之间的电势差根据恒流源51提供的电流11增加。此时，电容器C2的第二端子的电势对应于校正基准电压VN4。因此，电容器C2的第一端子(节点N2)的电势变为通过将电容器C2的第一端子与第二端子之间的电势差与校正基准电压VN4相加获得的电势。然后，电容器C2的第一端子(节点N2)的电势被提供给比较器40A的同相输入端子作为基准电压VR2。

通过这种方式，基准电压VR2在开关电路SW1导通的周期里变为等于校正基准电压VN4，而在开关电路SW1关断的周期里以给定速度(斜率)从校正基准电压VN4变化(增加)。

通过电阻器R1和R2将输出电压Vo分压获得的分压电压Vn被提供给比较器40A的反相输入端子。比较器40A在分压电压Vn高于基准电压VR2时产生L电平的输出信号S1，而在分压电压Vn低于基准电压VR2时产生H电平的信号S1。

下面参照图9描述增益调节电路10A和加法电路30A的内部结构的示例。

以与AC耦合单元11相似的方式，AC耦合单元11A包括串联连接在输出端子Po与地之间的电容器C3和电阻器R3。

增益调节单元20A包括放大器电路21、晶体管T21、电阻器Rs、电流镜电路23以及电阻器Rd。来自AC耦合单元11A的AC信号Va被提供给放大器电路21的同相输入端子。放大器电路21的输出端子连接到晶体管T21的栅极。电流镜电路23包括P沟道MOS晶体管T22和T23。电阻器Rs连接在晶体管T21的源极与地之间。电阻器Rd的第一端子连接到电流镜电路23的输出端子(晶体管T23的漏极)和加法电路30A中设置的放大器电路32的反相输入端子两者，电阻器Rd的第二端子连接到放大器电路32的输出端子。

增益调节单元20A将AC信号Va放大增益A，通过电阻器Rs与电阻器Rd之间的电阻比以及电流镜电路23的镜像比调节增益A。

通过基准电源E1产生的基准电压VR0被提供给放大器电路32的同相输入端子。放大器电路32的输出端子与电阻器Rd之间的连接节点对应于节点N4。也就是说，在节点N4，放大器电路32的输出电压对应于校正基准电压VN4。

放大器电路32是缓冲器，该缓冲器例如充当电压跟随器并通过具有“1”倍增益的运算放大器形成。放大器电路32产生输出电压(校正基准电压VN4)，使得电阻器Rd的第一端子的电压变为等于提供给放大器电路32的同相输入端子的基准电压VR0。也就是说，放大器电路32通过从基准电压VR0减去通过AC信号Va的增益调节获得的信号Sa，在节点N4产生校正基准电压VN4。

在如上所述构造的DC-DC变换器1A中，通过从基准电压VR0减去输出信号Sa，将通过调节输出电压Vo的AC分量(AC信号Va)的增益获得的输出信号传输给基准电压VR2。因此，输出电压Vo的变化分量被迅速反映到基准电压VR2。因此，DC-DC变换器1A也具有与通过DC-DC变换器1获得的优点相似的优点。

基准电压产生电路50A是电压产生电路的示例，分压电压Vn是第一反馈电压的示例，校正基准电压VN4是第二基准电压的示例，基准电压VR2是比较基准电压的示例，AC耦合单元11A是AC耦合电路的示例，放大器电路32是第二放大器电路的示例。

在上述实施例中(图1)，将通过调节输出电压Vo的AC分量(AC信号Va)的增益获得的输出信号Sa与反馈电压VFB相加。但是，也可以将输出信号Sa与基准电压VR0和反馈电压VFB两者相加。

例如，在图10所示的DC-DC变换器1B中，控制电路3B包括增益调节电路10B、加法电路30B和30C、比较器40B以及基准电压产生电路50B。与图1至图9中所示相同或相似的元件用相同的附图标记表示，且省略这些元件的详细说明。

增益调节电路10B包括AC耦合单元11B和增益调节单元20B。AC耦合单元11B以与AC耦合单元11相似的方式，通过提取输出电压Vo的AC分量产生AC信号Va。增益调节单元20B是差分增益调节电路，通过调节AC信号Va的增益差分地(differentially)输出一对信号。也就是说，增益调节单元20B通过以与增益调节单元20相似的方式调节AC信号Va的增益，产生输出信号Sa，并通过关于地电平将输出信号Sa反相，产生反相信号XSa。

以与加法电路30相似的方式，加法电路30B通过将增益调节单元20B的输出信号Sa与分压电压Vn相加，产生反馈电压VFB，并将反馈电压VFB提供给比较器40的反相输入端子。

加法电路30C通过将增益调节单元20B的反相信号XSa与基准电压VR0相加，产生校正基准电压VN4。如上所述，通过将输出信号Sa向接地点电平反转，产生反相信号XSa。因此，通过加法电路30C产生的校正基准电压VN4对应于通过从基准电压VR0减去增益调节单元20B的输出信号Sa获得的电压。

以与基准电压产生电路50A相似的方式，通过基准电压产生电路50B产生的基准电压VR2在开关电路SW1导通的周期里变为等于校正基准电压VN4，并且在开关电路SW1关断的周期里，基准电压VR2以给定比率从校正基准电压VN4增加。基准电压产生电路50B将基准电压VR2提供给比较器40B的同相输入端子。

比较器40B在反馈电压VFB高于基准电压VR2时产生L电平的输出信号S1，在反馈电压VFB低于基准电压VR2时产生H电平的输出信号S1。

下面描述增益调节电路10B和加法电路30B和30C的内部结构的示例。

如图11所示，增益调节单元20B包括恒流源25、电阻器Rs1和Rs2、P沟道MOS晶体管T26和T27以及电阻器Rd1和Rd2。晶体管T26具有栅极、第一端子和第二端子，所述栅极连接到AC耦合单元11B中电容器C3与电阻器R3之间的连接节点，所述第一端子连接到电阻器Rs1的第一端子，所述第二端子连接到电阻器Rd1的第一端子。电阻器Rd1的第二端子连接到地。晶体管T26与电阻器Rd1之间的节点N5连接到比较器40B的反相输入端子(参见图10)。

电阻器Rs1的第二端子连接到电阻器Rs2的第一端子。P沟道MOS晶体管T27具有栅极、第一端子和第二端子，所述栅极连接到接地点，所述第一端子连接到电阻器Rs2的第二端子，所述第二端子连接到电阻器Rd2的第一端子。电阻器Rd2的第二端子连接到地。晶体管T27与电阻器Rd2之间的节点对应于基准电压产生电路50B中开关电路SW1与电容器C2之间的节点N4(参见图10)。

电阻器Rs1与电阻器Rs2之间的连接节点连接到恒流源25的第一端子。恒流源25的第二端子连接到被供以偏置电压VB的电源线。

加法电路30B包括P沟道MOS晶体管T31和恒流源33。晶体管T31具有栅极、第一端子和第二端子，所述栅极连接到出现输出电压Vo的分压电压Vn的节点N1，所述第一端子连接到恒流源33的第一端子，所述第二端子连接到电阻器Rd1的第一端子和晶体管T26的第二端子(也就是节点N5)两者。恒流源33的第二端子连接到被供以偏置电压VB的电源线。

加法电路30C包括P沟道MOS晶体管T32和恒流源33。晶体管T32具有栅极、第一端子和第二端子，所述栅极接收通过基准电源E1产生的基准电压VR0，所述第一端子连接到恒流源33的第一端子和晶体管T31的第一端子两者，所述第二端子连接到电阻器Rd2的第一端子和晶体管T27的第二端子(也就是节点N4)两者。

加法电路30B在节点N5产生反馈电压VFB，反馈电压VFB是分压电压Vn和输出信号Sa的加法信号。加法电路30C在节点N4产生校正基准电压VN4，校正基准电压VN4是基准电压VR0和反相信号XSa的加法信号。

在如上所述构造的DC-DC变换器1B中，将通过调节输出电压Vo的AC分量(AC信号Va)的增益获得的信号Sa和XSa分别传输给反馈电压VFB和基准电压VR2。因此，DC-DC变换器1B也具有与DC-DC变换器1中获得的优点相似的优点。

加法电路30B是第一加法电路的示例，加法电路30C是第二加法电路的示例，基准电压产生电路50B是电压产生电路的示例。恒流源25、晶体管T26和T27以及电阻器Rs1和Rs2是电流转换电路的示例。电阻器Rd1和Rd2是电压转换电路的示例。恒流源33和晶体管T31是第一加法电路的示例。恒流源33和晶体管T32是第二加法电路的示例。输出信号Sa是第一输出信号的示例，而反相信号XSa是第二输出信号的示例。

如图12所示，可将电容器C4并联连接到DC-DC变换器1的电阻器R1。通过电容器C4，可以与增益调节电路10的相位裕度分离地调节相位裕度。因此，可以确保更多的相位裕度。类似地，可将电容器C4并联连接到DC-DC变换器1A和1B中每一个的电阻器R1。

在上述实施例中(图1)，将增益调节电路10的输出信号Sa与通过电阻器R1和R2将输出电压Vo分压获得的分压电压Vn相加。但是，例如也可以将增益调节电路10的输出信号Sa与输出电压Vo相加。在这种情况下，输出电压Vo是第一反馈电压的示例。

在上述实施例中，将输出信号S3提供给与电容器C2并联连接的开关电路SW1，用于产生斜率电压。但是，也可以用另一个信号(电压)代替输出信号S3，只要该信号控制晶体管T1的导通周期或关断周期即可。例如，也可以使用控制信号DH和DL的任何一个或者晶体管T1与晶体管T2之间的连接节点的电压。

上述实施例中(图1和其他附图)的基准电压产生电路50产生以固定斜率(速度)从基准电压VR0变化的基准电压VR1。但是，基准电压产生电路50例如可根据输入电压Vi的变化、输出电压Vo的变化或者负载的变化改变基准电压VR1的斜率。

在上述实施例中(图1和其他附图)，跟随在给定周期中上升到H电平的时钟信号CLK而将晶体管T1关闭。但是，例如可以在从比较器40输出的信号S1的上升时刻，也就是晶体管T1的导通时刻开始经过给定时间以后将晶体管T1关闭。在这种情况下，例如可以设置定时器电路代替振荡器61。定时器电路向RS-FF电路60的复位端子R提供脉冲信号，从信号S1的上升时刻开始经过取决于输入电压Vi或输出电压Vo的时间以后，脉冲信号上升到H电平。或者，可以设置单稳(one-shot)触发电路代替RS-FF电路60和振荡器61。

在上述实施例中(图1和其他附图)，虽然将P沟道MOS晶体管T1用作开关电路的示例，但是可以将N沟道MOS晶体管用作开关电路。也可以将双极型晶体管用作开关电路。或者，可以使用包括多个晶体管的开关电路。

在上述实施例中(图1和其他附图)，也可以在控制电路3外部产生基准电压VR0。

在上述实施例中(图1和其他附图)，也可以将晶体管T1和T2包括在控制电路3中。也可以将变换器单元2包括在控制电路3中。

在上述实施例中(图1和其他附图)，虽然已经描述了同步整流式DC-DC变换器，但是也可以将上述各种增益调节电路的任何一种应用于非同步整流式DC-DC变换器。

在上述实施例中(图1和其他附图)，根据反馈电压VFB与基准电压VR1的比较结果控制晶体管T1的导通时刻。或者，可以根据反馈电压VFB与基准电压VR1的比较结果控制晶体管T1的关断时刻。

图13示出包括DC-DC变换器1(或者DC-DC变换器1A或DC-DC变换器1B)的电子装置100的示例。电子装置100包括主体单元110以及向主体单元110供电的电源单元130。

下面描述主体单元110的内部结构的示例。

执行程序的中央处理器(CPU)111连接到存储器112，存储器112存储通过CPU111执行的程序和/或通过CPU111处理的数据。此外CPU111还经由接口(I/F)113连接到键盘114A和点击装置(pointingdevice)114B。点击装置114B包括鼠标、滚轮和/或平板装置，例如触摸板、静电传感器等等。

CPU111经由接口115连接到显示器116，并经由接口117连接到通信单元118。显示器116例如是液晶显示器、电致发光显示器等等。通信单元118例如是局域网板等等。

CPU111经由接口119连接到外部存储装置120，并经由接口121连接到可拆卸记录介质访问装置122。外部存储装置120例如是硬盘。作为访问装置122访问的可拆卸记录介质，例如有CD(压缩盘)、DVD(数字通用盘)以及闪存卡。

下面描述电源单元130的内部结构的示例。

DC-DC变换器1和交流适配器131经由开关SW连接到主体单元110。电力从DC-DC变换器1或交流适配器131提供给主体单元110。在图13的示例中，DC-DC变换器1将来自电池132的输入电压Vi变换为输出电压Vo，并将输出电压Vo提供给主体单元110。

电子装置100包括膝上型个人计算机、诸如移动电话这样的通信装置、诸如个人数字助理(PDA)这样的信息处理装置、诸如数码相机和摄像机这样的视频装置以及诸如电视装置这样的接收器。

这里引用的所有示例和条件性语言都是为了教导的目的，以帮助读者理解本发明的原理以及发明人为了推动现有技术而贡献的概念，并且应当解释为并非限制这些引用的示例和条件，说明书中这些示例的组织也不涉及说明本发明的先进和不足。虽然已经详细描述了本发明(多个发明)的实施例(多个实施例)，但是应当理解，在不脱离本发明精神和范围的情况下，可以对本发明做出各种改变、替代和变化。

Claims (15)

1.一种电源的控制电路，所述电源被配置为从输入电压产生输出电压，所述控制电路包括：

增益调节电路，所述增益调节电路被配置为调节所述输出电压的交流分量的增益；

加法电路，所述加法电路被配置为将所述增益调节电路的输出信号与根据所述输出电压的第一反馈电压相加，以产生第二反馈电压；

电压产生电路，所述电压产生电路被配置为产生比较基准电压，所述比较基准电压关于第一基准电压以给定速度变化，所述第一基准电压是根据所述输出电压的目标值设定的；以及

开关控制电路，所述开关控制电路被配置为通过在根据所述第二反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对被提供了所述输入电压的开关电路进行开关，来控制所述输出电压，

其中，所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一反馈电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

2.根据权利要求1的控制电路，其中：

所述增益调节电路包括AC耦合电路，所述AC耦合电路提取所述输出电压的交流分量；以及

通过所述AC耦合电路提取的所述输出电压的交流分量被提供给所述第一放大器电路的同相输入端子。

3.根据权利要求1的控制电路，其中

所述增益调节电路包括电流镜电路，所述电流镜电路连接到所述第一晶体管的漏极。

4.根据权利要求3的控制电路，其中

所述增益调节电路根据所述电流镜电路的镜像比调节所述增益。

5.根据权利要求1的控制电路，其中

所述加法电路在与所述第一反馈电压出现的节点不同的节点将所述增益调节电路的所述输出信号与所述第一反馈电压相加。

6.一种电源的控制电路，所述电源被配置为从输入电压产生输出电压，所述控制电路包括：

增益调节电路，所述增益调节电路被配置为调节所述输出电压的交流分量的增益；

加法电路，所述加法电路被配置为将所述增益调节电路的输出信号与根据所述输出电压的目标值设定的第一基准电压相加，以产生第二基准电压；

电压产生电路，所述电压产生电路被配置为产生比较基准电压，所述比较基准电压关于所述第二基准电压以给定速度变化；以及

开关控制电路，所述开关控制电路被配置为通过在根据第一反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对被提供了所述输入电压的开关电路进行开关，来控制所述输出电压，所述第一反馈电压是根据所述输出电压的，

其中

所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，

其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一基准电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

7.根据权利要求6的控制电路，其中：

所述增益调节电路包括AC耦合电路，所述AC耦合电路提取所述输出电压的交流分量；以及

通过所述AC耦合电路提取的所述输出电压的交流分量被提供给所述第一放大器电路的同相输入端子。

8.根据权利要求6的控制电路，其中

所述增益调节电路包括电流镜电路，所述电流镜电路连接到所述第一晶体管的漏极。

9.根据权利要求8的控制电路，其中

所述增益调节电路根据所述电流镜电路的镜像比调节所述增益。

10.根据权利要求6的控制电路，其中

所述加法电路在与所述第一反馈电压出现的节点不同的节点将所述增益调节电路的所述输出信号与所述第一基准电压相加。

11.一种电源的控制电路，所述电源被配置为从被提供给开关电路的输入电压产生输出电压，所述控制电路包括：

增益调节电路，所述增益调节电路被配置为调节所述输出电压的交流分量的增益并差分地输出第一输出信号和第二输出信号；

第一加法电路，所述第一加法电路被配置为将所述第一输出信号与根据所述输出电压的第一反馈电压相加，以产生第二反馈电压；

第二加法电路，所述第二加法电路被配置为将所述第二输出信号与根据所述输出电压的目标值设定的第一基准电压相加，以产生第二基准电压；

电压产生电路，所述电压产生电路被配置为产生比较基准电压，所述比较基准电压关于所述第二基准电压以给定速度变化；以及

开关控制电路，所述开关控制电路被配置为在根据所述第二反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对所述开关电路进行开关，

其中

所述增益调节电路包括：

第一和第二电流转换电路，所述第一和第二电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

第一和第二电压转换电路，所述第一和第二电压转换电路被配置为将所述第一和第二电流转换电路的输出信号转换为电压，

其中：

所述第一电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述第一电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述第一电流转换电路的输出端子；

所述第一加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一基准电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；

其中，

所述第二电流转换电路包括

第三放大器电路，所述第三放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第二晶体管，所述第二晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第三放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第三电阻器，所述第三电阻器连接到所述第二晶体管的源极以及所述第三放大器电路的反相输入端子；

所述第二电压转换电路包括第四电阻器，所述第四电阻器连接到所述第二电流转换电路的输出端子；

所述第二加法电路包括第四放大器电路，其中所述第四放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第二基准电压，所述输出端子经由所述第四电阻器连接到所述第四放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比和所述第三电阻器与所述第四电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

12.一种被配置为从输入电压产生输出电压的电源装置，所述电源装置包括：

开关电路，所述开关电路被提供了所述输入电压；以及

控制电路，所述控制电路被配置为控制所述开关电路，其中所述控制电路包括：

增益调节电路，所述增益调节电路被配置为调节所述输出电压的交流分量的增益；

加法电路，所述加法电路被配置为将所述增益调节电路的输出信号与根据所述输出电压的第一反馈电压相加，以产生第二反馈电压；

电压产生电路，所述电压产生电路被配置为产生比较基准电压，所述比较基准电压关于第一基准电压以给定速度变化，所述第一基准电压是根据所述输出电压的目标值设定的；以及

开关控制电路，所述开关控制电路被配置为在根据所述第二反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对所述开关电路进行开关，

其中，所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一反馈电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

13.一种被配置为从输入电压产生输出电压的电源装置，所述电源装置包括：

开关电路，所述开关电路被提供了所述输入电压；以及

控制电路，所述控制电路被配置为控制所述开关电路，其中所述控制电路包括：

增益调节电路，所述增益调节电路被配置为调节所述输出电压的交流分量的增益；

加法电路，所述加法电路被配置为将所述增益调节电路的输出信号与根据所述输出电压的目标值设定的第一基准电压相加，以产生第二基准电压；

电压产生电路，所述电压产生电路被配置为产生比较基准电压，所述比较基准电压关于所述第二基准电压以给定速度变化；以及

开关控制电路，所述开关控制电路被配置为在根据第一反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对所述开关电路进行开关，所述第一反馈电压是根据所述输出电压的，

其中

所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，

其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一基准电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

14.一种控制电源的方法，所述电源被配置为从输入电压产生输出电压，所述方法包括：

调节所述输出电压的交流分量的增益，以产生增益调节信号；

通过加法电路将所述增益调节信号与根据所述输出电压的第一反馈电压相加，以产生第二反馈电压；

产生比较基准电压，所述比较基准电压关于第一基准电压以给定速度变化，所述第一基准电压是根据所述输出电压的目标值设定的；以及

通过在根据所述第二反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对被提供了所述输入电压的开关电路进行开关，来控制所述输出电压，

其中，所述增益调节信号由增益调节电路产生，其中所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一反馈电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。

15.一种控制电源的方法，所述电源被配置为从输入电压产生输出电压，所述方法包括：

调节所述输出电压的交流分量的增益，以产生增益调节信号；

通过加法电路将所述增益调节信号与根据所述输出电压的目标值设定的第一基准电压相加，以产生第二基准电压；

产生比较基准电压，所述比较基准电压关于所述第二基准电压以给定速度变化；以及

通过在根据第一反馈电压与所述比较基准电压的比较结果的定时对被提供了所述输入电压的开关电路进行开关，来控制所述输出电压，所述第一反馈电压是根据所述输出电压的，

其中，所述增益调节信号由增益调节电路产生，所述增益调节电路包括：

电流转换电路，所述电流转换电路被配置为将所述输出电压的交流分量转换为电流，以及

电压转换电路，所述电压转换电路被配置为将所述电流转换电路的输出信号转换为电压，

其中：

所述电流转换电路包括

第一放大器电路，所述第一放大器电路包括同相输入端子，所述输出电压的交流分量被提供给所述同相输入端子，

第一晶体管，所述第一晶体管包括栅极，所述栅极接收从所述第一放大器电路的输出端子输出的信号，以及

第一电阻器，所述第一电阻器连接到所述第一晶体管的源极以及所述第一放大器电路的反相输入端子；

所述电压转换电路包括第二电阻器，所述第二电阻器连接到所述电流转换电路的输出端子；

所述加法电路包括第二放大器电路，其中所述第二放大器电路包括同相输入端子、反相输入端子和输出端子，所述同相输入端子被提供了所述第一基准电压，所述输出端子经由所述第二电阻器连接到所述第二放大器电路的所述反相输入端子；以及

所述增益调节电路根据所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的电阻比调节所述输出电压的交流分量的所述增益。