CN112640285B - 用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置 - Google Patents

用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应电流补偿的方法、装置、系统和制品。在一些示例中，改进导致开关转换器中的电流限制和/或电流调节的准确性。示例性装置包括：功率转换电路(100)；自适应补偿器(102)，所述自适应补偿器耦合到所述功率转换电路(100)的第一输出(VOUT)，所述自适应补偿器(102)包括：电压接收电路，所述电压接收电路用于生成第一电流和第二电流；电流镜电路，所述电流镜电路耦合到所述电压接收电路，其中所述电流镜电路复制所述第一电流或所述第二电流中的至少一者；以及所述自适应补偿器(102)的第二输出(A)；以及比较器(110)，所述比较器用于接收与所述自适应补偿器(102)的所述第二输出(A)相关的输入(C)。

Description

用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应补偿的 方法和装置
技术领域
本公开总体涉及自适应补偿，并且更具体地讲，涉及用于在降压转换器或其他开关模式电源中提供自适应电流补偿的系统和装置。
背景技术
功率转换器是在各种设备中使用以将输入电压转换为期望输出电压的电路。例如，降压转换器通过控制晶体管和/或开关以对电感器和/或电容器进行充电和/或放电以便维持期望输出电压，将直流(DC)输入电压转换成较低的DC输出电压。功率转换器可以包括一个或多个功率开关，其可以用于改变功率转换器中的电流路径。
发明内容
示例性装置包括：功率转换电路；自适应补偿器，所述自适应补偿器耦合到所述功率转换电路的第一输出，所述自适应补偿器包括：电压接收电路，所述电压接收电路用于生成第一电流和第二电流；电流镜电路，所述电流镜电路耦合到所述电压接收电路，其中所述电流镜电路复制所述第一电流或所述第二电流中的至少一者；以及所述自适应补偿器的第二输出；以及比较器，所述比较器用于接收与所述自适应补偿器的所述第二输出相关的输入。
附图说明
图1是包括耦合到感测电路的自适应电路的功率转换器的框图。
图2是包括可以用于实现图1的自适应补偿器的示例性电路的另外细节的示意图。
图3是包括用于图1的电流传感器和求和点的电路的框图。
图4A-图4C(统称为图4)是自适应补偿之前和之后的感测电流的图形图示。
图5A-图5C(统称为图5)是在施加补偿之前的过电流比较器触发时间的图形图示。
图6A-图6C(统称为图6)是在已施加补偿之后的过电流比较器触发时间的图形图示。
图7是包括耦合到过电流基准的自适应电路的功率转换器的框图。
图8是包括可以用于实现图1的自适应补偿器的替代示例性电路的另外细节的示意图。
图9是表示由自适应补偿器实现的过程的流程图。
图10是被构造为执行图2、图3、图7和/或图8的指令以创建自适应补偿信号的示例性处理平台的框图。
附图未按比例绘制。通常，在整个附图和随附的书面描述中将使用相同的附图标记来指代相同或相似的部分。尽管附图用干净的线和边界示出层和区域，但这些线和/或边界中的一些或全部可以是理想的。实际上，边界和/或线可能是不可观察的、混合的和/或不规则的。
具体实施方式
功率转换电路通常被认为是直流(DC)电压到DC电压功率转换的标准。功率转换电路(也称为功率开关电路、功率转换型电路或开关模式电源)通常接收输入电压并生成与输入电压成比例的输出电压。例如，降压转换器是生成在量值上小于输入电压的输出电压的功率转换电路(也称为降压型转换器)。
功率转换电路的一个关键方面是控制电感器的最大和最小电流以避免损坏负载、系统或转换器本身的能力。例如，如果某个电子设备(诸如LED)对电压敏感，则功率转换电路保持负载(在此示例中为LED)处看到的最大电流，由此调节最大输出电压。以这种方式，电子设备(LED)不受制于电子设备的安全操作区域之外的状况。
功率转换电路通常包含至少一个开关、至少一个电感器和至少一个电容器。功率转换电路中的开关可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、双极结型晶体管(BJT)、二极管等。电容器和电感器有助于向负载提供平滑输出电压。平滑输出电压对应于电感器中的低纹波电流和输出中的低纹波电压。因此，在限制通过电感器的电流时，可以将输出电压调节到用户指定的值。
为了限制通过电感器的电流，通常将电流传感器与比较器一起使用。比较器将通过电感器的电流与预定基准进行比较。比较器的所得输出可以与控制器(即微控制器)一起使用以调整示例性开关的接通时间，从而调节功率转换器的最大正电流和/或最小负电流。本文公开的示例包括更准确地调节电感器的最大正电流和/或最小负电流。另外，电感器电流斜率可以取决于变化的输入电压和输出电压而变化很大。本文公开的示例包括限制电感器中的电流以防止对负载、系统或功率转换器的损坏。
通常，电流传感器和比较器中都存在本征延迟。由于不准确的电流传感器，该本征延迟会导致不准确的电流限制技术。另外，在比较器中存在延迟的情况下，示例性功率转换器可能比预期更晚地限制电感器电流。因此，使功率转换器中的设备处于高于正常操作状况的状况。在感测通过电感器的电流时，由于电流感测部件的不理想性，因此在感测信号中存在本征延迟。同样，由于比较器的非理想性，因此在比较器中可能存在本征延迟。本文公开的示例包括用于创建自适应补偿偏移的方法和装置。自适应补偿偏移可以用于减少由于过电流限制而引起的变化。自适应补偿偏移基于变化的输入电压和输出电压而变化。例如，尽管输入电压可以保持相对恒定(即，加或减若干毫伏)，但输出电压可以变化很大(即，加或减若干伏)。在负载变化或操作变化期间，输出电压可能会极大地增加或减少，因此会影响电感器斜率。本文公开的示例包括向电流传感器和比较器的输入注入自适应补偿偏移以考虑到可能会因电感器电流斜率而产生的变化。另外，自适应补偿偏移可以用于校正电流感测信号和/或电流感测基准中的延迟。本文公开的示例包括在任何功率转换器或开关模式电源(即降压转换器)中实现自适应补偿偏移。
图1是包括耦合到感测电路的自适应电路的功率转换器100的框图。另外，图1是在降压转换器中的自适应补偿器102的示例性实施方式的示意图，其中由自适应补偿器102生成的信号被注入到电流传感器信号中。在其他示例性实施方式中，自适应补偿器102可以与升压转换器、降压-升压转换器或任何其他功率转换器耦合。图1的自适应补偿器102耦合到电流传感器104。在图1所示的示例性实施方式中，补偿电流传感器104的本征延迟。同样地，在图1所示的示例中，可以补偿比较器的本征延迟。在本文公开的其他示例中，自适应补偿器102可以与过电流基准106耦合。过电流比较器110耦合到控制器112，其中控制器112耦合到功率转换器PWM信号。
示例性自适应补偿器102耦合到示例性功率转换器100(例如，降压转换器)和求和点108。自适应补偿器102接收降压转换器的输入电压和输出电压，并且相对于可变的输入电压和输出电压值生成电流A。自适应补偿器102接收PWM信号(例如，电压)的变体，因此可以确定开关操作。在该示例中，当示例性高侧功率FET 114正在操作时，由自适应补偿器102接收的表示开关操作的电压将为高。当示例性低侧功率FET 116正在操作时，由自适应补偿器102接收的表示开关操作的电压将为低。可以理解，自适应补偿器102可以被实现为设备的电路和/或网络(即，自适应补偿器电路和/或自适应补偿器网络)。
电流传感器104耦合到功率转换电路和求和点108。电流传感器104感测峰值输入电流(即，在图1所示的示例中，为通过电感器的电流)。电流传感器104包括感测场效应晶体管(感测FET)，其经由感测FET以及高侧功率FET 114和/或低侧功率FET 116的内部漏极至源极电阻(RDSON)生成与通过电感器120的电流成比例的电压和/或电流。在本文公开的示例中，电流传感器104的输出B耦合到求和点108。电流传感器104的输出与自适应补偿器102的输出一起在求和点108处注入。自适应补偿器102生成作为电流的信号A。同样，电流传感器104生成作为电流的信号B。
过电流基准106耦合到过电流比较器110的反相输入端子。过电流基准106生成表示通过功率转换电路的所需恒定电流的信号。由过电流基准106生成的信号确保功率转换电路的稳定操作。在图2所示的示例中，过电流比较器110接收电压类型输入，因此过电流基准106的输出是基准电压信号。在这种情况下，更准确地控制电感器120的电流以将输出电压调节到或将电感器电流调节到期望值。以这种方式，限制电感器120的最大正电流和/或最小负电流以保护负载124、系统或功率转换器100免受由于过电流而引起的损坏。另外，过电流基准106可以生成基准电流信号。例如，过电流基准106可以生成1.5安培的基准电流信号，因此将通过电感器120的最大电流设置为1.5安培。
示例性求和点108耦合到自适应补偿器102和电流传感器104。求和点108将自适应补偿器102的信号A注入到电流传感器104的信号B中。求和点确保将自适应补偿器102的信号A与电流传感器104的信号B相加或相减。求和点108的输出是电压信号C。求和点108的输出信号C耦合到过电流比较器110的同相端子。
示例性过电流比较器110接收两个输入并生成一个输出。新补偿的信号C耦合到同相输入端子，并且过电流基准信号D耦合到反相输入端子。在其他示例中，新补偿的信号C可以耦合到反相输入端子，并且过电流基准信号D可以耦合到同相输入端子。过电流比较器110的输出E是逻辑高或逻辑低信号，其耦合到控制器112。
示例性控制器112用于调节示例性功率转换电路中的某些值。在该示例中，调节由电感器120所看到的峰值电流以维持由过电流基准106确定的特定值。以这种方式，基本上将负载124所看到的电压调节为最大电压。附加示例包括调节负载124的电压以维持最大可允许电压，调节负载124的电流，或者限制电感器120的最大正电流和/或最小负电流以避免对负载124、功率转换器100或系统的损坏。控制器112以微控制器的形式存在，但不限于微控制器。在其他示例中，控制器112可以用分立部件来实现。
示例性高侧功率场效应晶体管(高侧功率FET)114是在输入PWM信号为高时进行操作(即导通)的电子开关。可替代地，高侧功率FET 114可以是双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、结型栅极场效应晶体管(JFET)等。
示例性低侧功率场效应晶体管(高侧功率FET)114是在输入PWM信号为低时进行操作(即导通)的电子开关。可替代地，低侧功率FET 116可以是双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、结型栅极场效应晶体管(JFET)等。
PWM信号是为了控制高侧功率FET 114和/或低侧功率FET 116的操作而生成的接通和/或关断信号。将示例性脉冲宽度调制(PWM)信号注入到示例性驱动器118中。PWM信号是占空比变化的振荡信号。可替代地，PWM信号的频率可能会变化，因此称为脉冲频率调制信号(PFM)。注入到驱动器118中的PWM和/或PFM信号包含与示例性高侧功率FET 114和/或示例性低侧功率FET 116的接通和/或关断时间有关的信息。在其他示例中，注入到驱动器118中的PWM和/或PFM信号可以包含与任何功率开关的接通和/或关断时间有关的信息。
示例性驱动器118接收PWM信号，并且基于PWM信号的幅度，操作高侧功率FET 114和/或低侧功率FET 116。驱动器118接收低电流数字输入信号，即PWM信号。驱动器118接收PWM信号并接通高电流开关，即高侧功率FET 114和/或低侧功率FET 116。驱动器通过使用比较器、运算放大器或任何其他电气部件来将高侧功率FET 114的操作与低侧功率FET 116的操作区分开。
示例性电感器120是在电流流过时将能量存储在磁场中的两端子式电气部件。在高侧操作期间(即高侧功率FET 114导通)，能量存储在电感器120中。另一方面，在低侧操作期间(即低侧功率FET 116导通)，能量通过电感器120释放。
示例性电容器122是在电场中存储势能的两端子式电气部件。在高侧操作期间(即高侧功率FET 114导通)，势能存储在电容器122中。另一方面，在低侧操作期间(即低侧功率FET导通)，势能通过电容器122释放。
示例性负载124是电路的消耗电力的部件。负载124包括但不限于电容性负载、电感性负载、电阻性负载、或本文阐述的任何组合。在本文公开的其他示例中，负载124直接对应于汽车应用的负载。例如，负载124可以由汽车中的内部灯或汽车中的继电器组成。
图2是包括可以用于实现图1的自适应补偿器102的示例性电路200的另外细节的示意图。示例性电压接收电路208接收三个输入：输出电压；输入电压；以及指示高侧功率FET 114或低侧功率FET 116是否导通的信号S1。在其他示例中，电压接收电路208可以接收多于或少于三个输入。电压接收电路耦合到电流源电路206和电流镜电路218。电流源电路耦合到电流偏置电路202。电流镜电路218耦合到求和点108。
示例性电流偏置电路202耦合到示例性电流源电路206。电流偏置电路202接收电流IBIAS 204，并且为晶体管230、232的栅极电压创建偏置电压。因此，晶体管230、232的电流与IBIAS204成比例。IBIAS 204可以由晶体管电流源、外部电流源等生成。
在示例性电流源电路206中，晶体管230、232的栅极端子被耦合以接收相同的输入信号。晶体管230、232的漏极端子分别通过电压接收电路耦合到VOUT和VIN。晶体管234、236与电压VCASC 216一起被配置为使得在节点V1和V2处看到的电压最小。可以通过确定和选择具有特定设备约束的晶体管来完成配置。例如，将选择耦合到VCASC 216的晶体管234、236，其具有基于VCASC 216将晶体管230、232保持处于饱和的操作约束。操作约束由选择具有适当漏极至源极电阻、阈值电压等的晶体管组成，使得VCASC 216的值管理晶体管230、232的操作和饱和。例如，如果晶体管230和232是N沟道MOSFET，则用于确保饱和的一种方式是确保晶体管230、232的漏极至源极电压(VDS)被设置成使得它大于栅极至源极电压(VGS)减去晶体管接通电压(VT或阈值电压)。当晶体管230和232处于饱和时，晶体管230和232导通，并且晶体管230和232的漏极处的电压不会对晶体管230和232的电流产生很大影响。换句话说，输出电阻(即，在晶体管漏极端子处看到的电阻)很大，并且晶体管可以用作良好的电流源，其电流不管漏极电压如何都不会显著变化。例如，V1处的电压可以为100mV，从而为VOUT处接收的电压提供了可忽略的基准，而无需将节点直接接地并同时保持晶体管230处于饱和。在该示例中，晶体管230、232的漏极至源极电压(VDS)可以大于栅极至源极(VGS)电压减去阈值电压。因此，电流偏置电路202可以设置晶体管230、232的栅极至源极电压以满足上述约束。可替代地，为了使晶体管230、232保持处于饱和，晶体管234、236与电压VCASC 216一起，使得晶体管230、232的漏极至源极电压分别保持大于晶体管230、232的栅极至源极电压减去晶体管230、232的阈值电压。在其他示例中，晶体管230和232可以是另一种类型的晶体管(即，P沟道MOSFET、BJT等)，并且因此满足饱和的电压将相应地改变。另外，无论选择哪种晶体管类型，本领域普通技术人员都将理解使晶体管保持处于饱和所需的约束。通过选择VCASC216和晶体管234、236、230或232，可以始终使晶体管230和230饱和。
电压接收电路208包括具有等效电阻的两个电阻器210、212。此外，电压接收电路包括由信号S1操作的开关222。当高侧功率FET(图1的114)导通时，信号S1将接通开关(即，导通)。同样，当低侧功率FET(图1的116)导通时，信号S1将断开开关222(即，不导通)。示例性开关222可以包括其中导通由输入信号确定的任何电设备(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管、双极栅极结型晶体管、二极管等)。
知道V1和V2处的电压基本上为零，因此在两种情况下生成电流A。在高侧操作期间，由信号S1管理的开关222导通。因此，从节点VIN到V2，在电阻器210上存在电压降，从而致使电流IY大约为：
同样，在VOUT和V1之间耦合的电阻器212上存在电压降。电压降产生的电流IX大约为：
示例性VCASC信号216耦合到示例性级联晶体管234和236，使得234和236的栅极端子接收相同的信号。在此示例中，级联晶体管234和236接收栅极电压，即VCASC216。级联晶体管234、236确保源极端子节点处的电压(分别为V1和V2)被设置为接近零。另外，级联晶体管234、236确保电流源电路206中的晶体管保持在饱和区域中(即导通并且晶体管234、236的漏极处的电压对其电流没有很大影响。)
示例性电流镜电路218复制来自电流源电路206的电流。电流镜电路218使用晶体管238和240来将电流IX从晶体管238复制到耦合的晶体管240上。在其他示例中，电流镜电路可以是运算放大器电流源、LED电流源、电压调节器电流源等。
求和点108被耦合以接收电流A，包括电流Ix和Iy。在高侧操作(即，图1的高侧开关114导通)期间，电流A是由IY和IX所得的电流。由于电阻器210、212的电阻相等，因此电流A约为IX减去IY，或更具体地：
因此，在低侧操作(即，低侧功率FET 116导通)期间，接收开关信号S1的开关222将断开(即，不导通)。因此，电流将被阻止并且因此IY将成为IBIAS。因此，耦合到求和点108的电流将是IX减去IY，或更具体地：
在输出电压增加的情况期间(即，在对电容器(图1的122)进行充电的高侧操作期间)，电流IX将减少。这通过等式2看出。由于电流IY与输出电压无关，因此将不会对电流IY的量值产生影响。作为响应，发送到求和点108的电流A将增加。在等式3和4示出了这一点；增加输出电压将对通向求和点108的电流A产生相反影响。
可替代地，当输出电压减少时(即，在使图1的电容器122放电的低侧操作期间)，电流IX将增加。这通过等式2看出。由于电流IY与输出电压无关，因此将不会对电流IY的量值产生影响。作为响应，发送到求和点108的电流A将减少。在等式3和4示出了这一点；减少输出电压将对通向求和点108的电流A产生相反影响。
发送到求和点108的电流A用于创建自适应补偿偏移。如本文所公开，基于输入和输出电压，电流A是自适应的。当输出电压增加和/或减少时，作为结果，发送到求和点的电流A将变化。发送到求和点108的电流A将考虑可变电感器斜率、变化的输入电压或变化的输出电压。
图3是包括用于图1的电流传感器和求和点的电路的框图。在示例性框图300中，求和点108耦合到示例性过电流比较器110的同相输入端子。示例性过电流比较器110比较电压类型信号。过电流比较器110的反相输入是表示相对于负载的期望基准电流信号的电压基准信号D。例如，如果期望基准电流信号是1.5安培，则这可以等于输入到过电流比较器110的反相端子中的12伏。
图3描绘了图1的示例性电流传感器104。电流传感器104使用场效应晶体管(FET)、运算放大器和偏移电流源来感测通过图1的电感器120的电感器电流。在其他示例中，电流传感器104可以用微控制器、分流电阻器等实现。电流传感器中示出的示例性FET可以是JFET、MOSFET、二极管等。通过电感器120的电流行进通过示例性电阻器302以根据电阻器302上的电压降创建电压。另外，自适应补偿信号A也行进通过示例性电阻器302。在过电流比较器110的同相端子处创建的电压降是电压C，其是表示功率转换电路中的经补偿感测电感器电流的电压。图3中描绘的示例性实施方式用于限制最大正电感器电流和/或最小负电感器电流。因此，通过更准确地调节电感器电流，调节了转换器的输出电压和/或输出电流，并且保护负载、功率转换器或系统免受因过电流而引起的损坏。
图4A-图4C(统称为图4)是自适应补偿之前和之后的感测电流的图形图示。图4所示的图示由全部共享相同水平轴的三个曲线图412、424和436组成。尽管这些曲线图描绘了三种特定的输入电压和输出电压组合，但输入电压和输出电压组合的数量不限于本文公开的值。
曲线图412相对于时间描绘了实际感测信号404、经补偿感测信号402、理想感测信号406、补偿信号410和电感器电流信号408。曲线图412的输入电压为5.5伏并且输出电压为0.6伏。在4.5微秒(μs)，将补偿信号410施加到实际感测信号404，从而得到经补偿感测信号402。补偿信号410取决于功率转换电路的输入电压和输出电压。在高侧操作(即，图1的高侧开关114导通)期间，补偿信号将与等式(3)所示的值相等或成比例。在低侧操作(即，图1的低侧开关116导通)期间，补偿信号将与等式(4)所示的值相等或成比例。在本文所示的描述中清楚的是，经补偿感测信号402跟踪与实际感测信号404相比具有更少变化的理想感测信号406。
曲线图424相对于时间描绘了实际感测信号416、经补偿感测信号414、理想感测信号418、补偿信号422和电感器电流信号420。曲线图424的输入电压为3.7伏并且输出电压为1伏。在4.5微秒(μs)，将补偿信号422施加到实际感测信号416，从而得到经补偿感测信号414。补偿信号422取决于功率转换电路的输入电压和输出电压。在高侧操作(即，图1的高侧开关114导通)期间，补偿信号将与等式(3)所示的值相等或成比例。在低侧操作(即，图1的低侧开关116导通)期间，补偿信号将与等式(4)所示的值相等或成比例。在本文所示的描述中清楚的是，经补偿感测信号414跟踪与实际感测信号416相比具有更少变化的理想感测信号418。
曲线图436相对于时间描绘了实际感测信号428、经补偿感测信号426、理想感测信号430、补偿信号434和电感器电流信号432。曲线图436的输入电压为2.5伏并且输出电压为1.8伏。在4.5微秒(μs)，将补偿信号434施加到实际感测信号428，从而得到经补偿感测信号426。补偿信号434取决于功率转换电路的输入电压和输出电压。在高侧操作(即，图1的高侧开关114导通)期间，补偿信号将与等式(3)所示的值相等或成比例。在低侧操作(即，图1的低侧开关116导通)期间，补偿信号434将与等式(4)所示的值相等或成比例。在本文所示的描述中清楚的是，经补偿感测信号426跟踪与实际感测信号428相比具有更少变化的理想感测信号430。
图5A-图5C(统称为图5)是在施加补偿之前的过电流比较器110触发时间的图形图示。图5所示的图示由全部共享相同水平轴的三个曲线图510、520和530组成。尽管这些曲线图描绘了三种特定的输入电压和输出电压组合，但输入电压和输出电压组合的数量不限于本文公开的值。
曲线图510描绘了相对于时间的在没有补偿的情况下的过电流比较器110信号502的触发。曲线图510的输入电压为5.5伏并且曲线图510的输出电压为0.6伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于感测信号508以1.5安培触发。图1的过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当感测信号508到达触发点时，触发点理论上将触发图1的过电流比较器110。该理论点被示为坐标504。清楚地注意到，由于过电流比较器110中的本征延迟和感测信号508的本征延迟，因此比较器反而在电感器电流为2.11安培的点506处触发。
曲线图520描绘了相对于时间的在没有补偿的情况下的过电流比较器信号512的触发。曲线图510的输入电压为3.7伏并且曲线图510的输出电压为1伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于感测信号518以1.5安培触发。过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当感测信号518到达触发点时，触发点理论上将触发过电流比较器110。该理论点被示为坐标514。清楚地注意到，由于过电流比较器110中的本征延迟和感测信号518的本征延迟，因此比较器反而在电感器电流为1.88安培的点516处触发。
曲线图530描绘了相对于时间的在没有补偿的情况下的过电流比较器信号522的触发。曲线图530的输入电压为2.5伏并且曲线图530的输出电压为1.8伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于感测信号528以1.5安培触发。过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当感测信号528到达触发点时，触发点理论上将触发过电流比较器110。该理论点被示为坐标524。清楚地注意到，由于过电流比较器110中的本征延迟和感测信号528的本征延迟，因此比较器反而在电感器电流为1.58安培的点526处触发。
图6A-图6C(统称为图6)是在已施加补偿之后的过电流比较器触发时间的图形图示。图6所示的图示由全部共享相同水平轴的三个曲线图610、620和630组成。尽管这些曲线图描绘了三种特定的输入电压和输出电压组合，但输入电压和输出电压组合的数量不限于本文公开的值。
曲线图610描绘了相对于时间的在具有补偿的情况下的过电流比较器信号602的触发。通过增加补偿信号的增益来进行过补偿。因此，补偿电流感测电路中的延迟和比较器延迟。例如，可以将自适应补偿电路中的电阻值调谐为更高或更低的电阻值。进而，可以增加和/或减少补偿信号的增益。曲线图610的输入电压为5.5伏并且曲线图610的输出电压为0.6伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于经补偿感测信号608以1.5安培触发。过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当经补偿感测信号608到达触发点并且比较器延迟已经过去时，触发点理论上将触发过电流比较器110。该理论点被示为坐标604。因为经补偿感测信号608已经被过补偿，所以它较早地触发过电流比较器110。比较器在电感器电流为1.48安培的点606触发。这些结果清楚地描绘了通过经补偿感测信号608的过补偿来考虑比较器延迟和电流感测延迟。
曲线图620描绘了相对于时间的在具有补偿的情况下的过电流比较器信号612的触发。通过增加补偿信号的增益来进行过补偿。因此，补偿电流感测电路中的延迟和比较器延迟。例如，可以将自适应补偿电路中的电阻值调谐为更高或更低的电阻值。进而，可以增加和/或减少补偿信号的增益。曲线图620的输入电压为3.7伏并且曲线图620的输出电压为1伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于经补偿感测信号618以1.5安培触发。过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当经补偿感测信号618到达触发点并且比较器延迟已经过去时，触发点理论上将触发过电流比较器110。该理论点被示为坐标614。因为经补偿感测信号618已经被过补偿，所以它较早地触发过电流比较器110。比较器在电感器电流为1.54安培的点616触发。这些结果清楚地描绘了通过经补偿感测信号618的过补偿来考虑比较器延迟和电流感测延迟。
曲线图630描绘了相对于时间的在具有补偿的情况下的过电流比较器信号622的触发。通过增加补偿信号的增益来进行过补偿。因此，补偿电流感测电路中的延迟和比较器延迟。例如，可以将自适应补偿电路中的电阻值调谐为更高或更低的电阻值。进而，可以增加和/或减少补偿信号的增益。曲线图630的输入电压为2.5伏并且曲线图630的输出电压为1.8伏。在此注意，过电流比较器110被设置为相对于经补偿感测信号628以1.5安培触发。过电流比较器110的触发点不限于本文公开的特定值。例如，过电流比较器110的触发点可以是0.5安培、3安培等。当经补偿感测信号628到达触发点并且比较器延迟已经过去时，触发点理论上将触发过电流比较器110。该理论点被示为坐标624。因为经补偿感测信号628已经被过补偿，所以它较早地触发过电流比较器110。比较器在电感器电流为1.50安培的点626触发。这些结果清楚地描绘了通过经补偿感测信号628的过补偿来考虑比较器延迟和电流感测延迟。
图7是包括耦合到过电流基准的自适应电路的功率转换器700的框图。另外，图7是在降压转换器中的自适应补偿器702的示例性实施方式的示意图，其中由自适应补偿器702生成的信号被注入到过电流基准信号706中。在其他示例性实施方式中，自适应补偿器702可以与升压转换器、降压-升压转换器、或本文未直接公开的任何其他开关模式电源耦合。自适应补偿器702耦合到电流测量电路704。在图7所示的示例性实施方式中，自适应补偿器702耦合到过电流基准706，使得考虑过电流比较器710的本征延迟和电流感测电路的本征延迟。过电流比较器710耦合到控制器712，其中控制器712耦合到功率转换器PWM信号。
示例性自适应补偿器702耦合到示例性功率转换器700(例如，降压转换器)以使得接收输入电压和输出电压。自适应补偿器702接收PWM信号的变体以使得可以确定开关操作。在该示例中，当示例性高侧功率FET 714正在操作时，由自适应补偿器702接收的表示开关操作的电压将为高。当示例性低侧功率FET 716正在操作时，由自适应补偿器702接收的表示开关操作的电压将为低。另外，自适应补偿器702生成输出信号，该输出信号相对于功率转换电路的输入电压和输出电压是可变的。
电流测量电路704耦合到功率转换电路和过电流比较器的反相输入端子。另外，电流测量电路耦合到电感器720的高侧，使得接收开关(高侧功率FET714和/或低侧功率FET716)节点电压。在其他示例中，电流测量电路可以包括感测场效应晶体管(感测FET)，其经由感测FET以及高侧功率FET 714和/或低侧功率FET 716的内部漏极至源极电阻(RDSON)生成与通过电感器720的电流成比例的电压和/或电流。
过电流基准706生成表示通过功率转换电路的所需恒定电流的信号。由过电流基准生成的信号确保功率转换电路的稳定操作。例如，过电流基准706可以生成1.5安培的电流信号，因此将通过电感器720的最大电流设置为1.5安培。在这种情况下，更准确地控制最大正电感器电流和/或最小负电感器电流，从而更准确地调节电感器电流和/或输出电压以向负载724、系统和/或功率转换器700提供电流和/或电压保护。在本文公开的示例中，过电流基准706的输出耦合到自适应补偿器702，使得由自适应补偿器产生的信号被注入到由过电流基准产生的信号中。由自适应补偿器生成的信号可以是电压、电流等信号。同样，由过电流基准生成的信号可以是电压、电流等信号。
示例性求和点708耦合到自适应补偿器702和过电流基准706。求和点708将自适应补偿器702的信号注入到过电流基准706的信号中。求和点确保将自适应补偿器702的信号与过电流基准706的信号相加或相减。求和点708的输出是电压信号。求和点708的输出信号耦合到过电流比较器710的同相端子。
示例性过电流比较器710接收两个输入并生成一个输出。来自求和点708的新补偿的信号耦合到同相输入端子，并且由电流测量电路704生成的信号耦合到反相输入端子。在其他示例中，来自求和点708的新补偿的信号可耦合到反相输入端子，并且由电流测量电路704生成的信号可以耦合到同相输入端子。过电流比较器710的输出是逻辑高或逻辑低信号，其耦合到控制器712。
示例性控制器712用于调节示例性功率转换电路中的某些值。在该示例中，调节由电感器720所看到的峰值电流以维持由过电流基准706确定的特定值。以这种方式，更准确地控制最大正电感器电流和/或最小负电感器电流，从而更准确地调节电感器电流和/或输出电压以向负载724、系统和/或功率转换器700提供电流和/或电压保护。控制器712以微控制器的形式存在，但不限于微控制器。在其他示例中，控制器712可以用分立部件来实现。
示例性高侧功率场效应晶体管(高侧功率FET)714是在输入PWM信号为高时进行操作(即导通)的电子开关。可替代地，高侧功率FET 714可以是双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、结型栅极场效应晶体管(JFET)等。
示例性低侧功率场效应晶体管(高侧功率FET)714是在输入PWM信号为低时进行操作(即导通)的电子开关。可替代地，低侧功率FET 716可以是双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、结型栅极场效应晶体管(JFET)等。
PWM信号是为了控制高侧功率FET 714和/或低侧功率FET 716的操作而生成的接通和/或关断信号。将示例性脉冲宽度调制(PWM)信号注入到示例性驱动器718中。PWM信号是占空比变化的振荡信号。可替代地，PWM信号的频率可能会变化，因此称为脉冲频率调制信号(PFM)。注入到驱动器718中的PWM和/或PFM信号包含与示例性高侧功率FET 714和/或示例性低侧功率FET 716的接通和/或关断时间有关的信息。在其他示例中，注入到驱动器718中的PWM和/或PFM信号可以包含与任何功率开关的接通和/或关断时间有关的信息。
示例性驱动器718接收PWM信号，并且基于PWM信号的幅度，操作高侧功率FET 714和/或低侧功率FET 716。驱动器718接收低电流数字输入信号，即PWM信号。然后，驱动器718利用此信号来接通高电流开关，即高侧功率FET 714和/或低侧功率FET 716。驱动器将高侧功率FET 714的操作与低侧功率FET 716的操作区分开。
示例性电感器720是在电流流过时将能量存储在磁场中的两端子式电气部件。在高侧操作期间(即高侧功率FET 714导通)，能量存储在电感器720中。另一方面，在低侧操作期间(即低侧功率FET导通)，能量通过电感器720释放。
示例性电容器722是在电场中存储势能的两端子式电气部件。在高侧操作期间(即高侧功率FET 714导通)，势能存储在电容器722中。另一方面，在低侧操作期间(即低侧功率FET 716导通)，势能通过电容器722释放。
示例性负载724是电路的消耗电力的部件。负载724包括但不限于电容性负载、电感性负载、电阻性负载、或本文阐述的任何组合。在该示例中，负载724直接对应于汽车应用的负载。例如，负载724可以由汽车中的内部灯或汽车中的继电器组成。
示例性输入电压726是汽车电池。示例性输入电压728耦合到功率转换电路以使得输入电压由高侧功率FET 714接收。
图8是包括可以用于实现图1的自适应补偿器的替代示例性电路800的另外细节的示意图。电流A由示例性开关电路802生成，该示例性开关电路与示例性高侧操作电流镜806和示例性低侧操作电流镜808耦合。另外，示例性输出电压接收电路804耦合到高侧操作电流镜806和低侧操作电流镜808。输出电流耦合到示例性求和点108。
示例性开关电路802接收开关信号816。开关信号816取决于图1的示例性功率转换电路的操作。例如，当高侧开关114导通时，开关信号816将接通开关S1；因此，电流I3将构成电流A。同样，当低侧开关116导通时，开关信号816将通过示例性非门818传导。非门818可以被实现为NMOS反相器、PMOS反相器、CMOS反相器等。在这种情况下，电流I6将构成电流A。
示例性输出电压接收电路804耦合到功率转换电路的输出电压以及高侧操作电流镜806和低侧操作电流镜808。两个运算放大器812、814被耦合以在它们相应反相端子中接收图1的功率转换器100的输出电压。由于本文公开的配置中的运算放大器的操作性质，在运算放大器812的同相端子上复制运算放大器812的反相端子处的输出电压。同样，在运算放大器814的同相端子上复制运算放大器814的反相端子处的输出电压。
示例性高侧操作电流镜806包括NMOS和/或PMOS晶体管的电流镜配置。在电流镜配置中，电流I1、I2和I3将相等。在运算放大器812的同相端子上复制输出电压的情况下，在同相端子节点处的电压变得等于输出电压。因此，在电阻器820上的电压降的情况下，基于以下等式构成电流I1：
电阻器820可以是任何电阻值。电阻器820可以是可变电阻器、功率电阻器、陶瓷电阻器等。电阻器820可以是引起从VIN的电压降的任何设备。
示例性低侧操作电流镜808包括NMOS和/或PMOS晶体管的电流镜配置。在电流镜配置中，电流I4、I5和I6将相等。在运算放大器814的同相端子上复制输出电压的情况下，在同相端子节点处的电压变得等于输出电压。因此，在电阻器822上的电压降的情况下，基于以下等式构成电流I4：
电阻器822可以是任何电阻值。电阻器822可以是可变电阻器、功率电阻器、陶瓷电阻器等。电阻器822可以是引起从VIN的电压降的任何设备。由于在低侧操作(即，开关M7导通)期间电流I6与开关电路802相反流动，因此电流A将等于I6的负值。更具体地：
尽管在图2、图3、图7和/或图8中示出了实现图1的自适应补偿器的示例性方式，但可能以任何其他方式组合、划分、重新布置、省略、消除和/或实现图2、图3、图7和/或图8所示的元件、过程和/或设备中的一者或多者。此外，图2的示例性电流镜电路、示例性电压接收电路、示例性电流源电路、示例性电流偏置电路、示例性自适应补偿器、示例性开关信号，和/或图1的示例性开关电路、示例性高侧操作电流镜、示例性低侧操作电流镜、示例性输出电压接收电路、示例性自适应补偿器和/或更一般地示例性自适应补偿器可以由硬件、软件、固件和/或硬件、软件和/或固件的任何组合实现。因此，例如，图2的示例性电流镜电路、示例性电压接收电路、示例性电流源电路、示例性电流偏置电路、示例性自适应补偿器，和/或示例性开关电路、示例性高侧操作电流镜、示例性低侧操作电流镜、示例性输出电压接收电路、示例性自适应补偿器和/或更一般地示例性自适应补偿器中的任一者可以由一个或多个模拟或数字电路、逻辑电路、可编程处理器、可编程控制器、图形处理单元(GPU)、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑设备(PLD)和/或现场可编程逻辑设备(FPLD)实现。在阅读本专利的任何装置或系统权利要求以涵盖纯软件和/或固件实施方式时，图2的示例性电流镜电路、示例性电压接收电路、示例性电流源电路、示例性电流偏置电路、示例性自适应补偿器，和/或示例性开关电路、示例性高侧操作电流镜、示例性低侧操作电流镜、示例性输出电压接收电路、示例性自适应补偿器中的至少一者在此明确定义为包括包含软件和/或固件的非暂时性计算机可读存储设备或存储盘，诸如存储器、数字多功能盘(DVD)、光盘(CD)、蓝光盘等。更进一步，图1的示例性自适应补偿器可以包括一个或多个元件、过程和/或设备，作为图2、图3、图7和/或图8中所示的那些的补充和替代，和/或可以包括所示元件、过程和设备中的任一者或全部的超过一个。如本文所使用的，短语“进行通信”(包括其变体)涵盖直接通信和/或通过一个或多个中间部件的间接通信，并且不需要直接的物理(例如，有线)通信和/或持续通信，而是另外包括以周期性间隔、调度间隔、非周期性间隔和/或一次性事件进行的选择性通信。
在图9中示出了表示用于实现图1的自适应补偿器的示例性硬件逻辑、机器可读指令、硬件实现的状态机和/或它们的任何组合的流程图900。机器可读指令可以是供计算机处理器(诸如下面结合图9讨论的示例性处理器平台1000中所示的处理器1012)执行的可执行程序或可执行程序的一部分。程序可以体现在存储在非暂时性计算机可读存储介质(诸如CD-ROM、软盘、硬盘驱动器、DVD、蓝光盘、或与处理器1012相关联的存储器)上的软件中，但整个程序和/或其部分可以可替代地由除处理器1012之外的设备执行和/或以固件或专用硬件体现。此外，尽管参考图9所示的流程图描述了示例性程序，但可以可替代地使用实现示例性自适应补偿器的许多其他方法。例如，可以改变框的执行顺序，和/或可以改变、消除或组合框中的一些框。附加地或可替代地，任何或所有框可以由被构造成执行对应操作而无需执行软件或固件的一个或多个硬件电路(例如，离散和/或集成的模拟和/或数字电路、FPGA、ASIC、比较器、运算放大器(op-amp)、逻辑电路等)实现。
如上所述，可以使用存储在非暂时性计算机和/或机器可读介质上的可执行指令(例如，计算机和/或机器可读指令)来实现图9的示例性过程，该非暂时性计算机和/或机器可读介质诸如硬盘驱动器、闪存存储器、只读存储器、光盘、数字多功能盘、高速缓存、随机存取存储器，和/或其中存储信息持续任何持续时间(例如，持续延长的时间段、永久地、用于短暂实例、用于临时缓冲和/或用于信息的高速缓存)的任何其他存储设备或存储盘。如本文所使用，术语非暂时性计算机可读介质被明确定义为包括任何类型的计算机可读存储器设备和/或存储盘，并且排除传播信号并排除传输介质。
“包括(including)”和“包含(comprising)”(及其所有形式和时态)在本文中用作开放式术语。因此，只要权利要求采用任何形式的“包括(include)”或“包含(comprise)”(例如，包含(comprises)、包括(includes)、包含(comprising)、包括(including)、具有(having)等)作为前序或者在任何种类的权利要求叙述中，应当理解，在不超出对应权利要求或叙述的范围的情况下，可以存在附加的元件、术语等。如本文所使用，当例如在权利要求的前序中使用短语“至少”作为过渡术语时，其是开放式的方式与术语“包含”和“包括”是开放式的方式相同。当例如以诸如A、B和/或C的形式使用时，术语“和/或”是指A、B、C的任何组合或子集，诸如(1)仅A、(2)仅B、(3)仅C、(4)A与B、(5)A与C、(6)B与C，以及(7)A与B和C。如本文在描述结构、部件、项目、对象和/或事物的上下文中所使用的，短语“A和B中的至少一者”旨在指代包括以下中的任一者的实施方式：(1)至少一个A，(2)至少一个B，以及(3)至少一个A和至少一个B。类似地，如本文在描述结构、部件、项目、对象和/或事物的上下文中所使用的，短语“A或B中的至少一者”旨在指代包括以下中的任一者的实施方式：(1)至少一个A，(2)至少一个B，以及(3)至少一个A和至少一个B。如本文在描述过程、指令、动作、活动和/或步骤的执行或进行的上下文中所使用的，短语“A和B中的至少一者”旨在指代包括以下中的任一者的实施方式：(1)至少一个A，(2)至少一个B，以及(3)至少一个A和至少一个B。类似地，如本文在描述过程、指令、动作、活动和/或步骤的执行或进行的上下文中所使用的，短语“A或B中的至少一者”旨在指代包括以下中的任一者的实施方式：(1)至少一个A，(2)至少一个B，以及(3)至少一个A和至少一个B。
图9的程序包括图2的示例性电流镜电路218、示例性电压接收电路208、示例性电流源电路206、示例性电流偏置电路202、示例性自适应补偿器、示例性开关信号，和/或图8的示例性开关电路802、示例性高侧操作电流镜806、示例性低侧操作电流镜808、示例性输出电压接收电路804或示例性自适应补偿器。为了开始910，电压接收电路208取决于PWM信号的电压是高还是低来操作开关222。在高电压期间，高侧功率FET 114导通，并且在低电压期间，低侧功率FET 116导通。如果开关222处的电压为高920，则电压接收电路208将相应地操作。过程925从功率转换电路接收输入和输出电压。然后，通过电流镜电路218生成935输出电流，并且将其分配950到求和点108中。所生成的电流等于等式(3)中显示的值。
在开关222处的电压为低的情况下，电压接收电路208将仅接收930输出电压。然后，通过电流镜电路218生成940输出电流，并且将其分配950到求和点108中。所生成的电流等于等式(4)中显示的值。另外，在自适应补偿器、过电流基准和/或电流传感器中生成的所有电流可以是表示所产生、感测和/或取回的电流值的任何电流度量。例如，来自过电流基准的电流度量可以是电压类型，其中电压与电流度量成比例。
框960描述了连续监测并生成自适应补偿电流的确认。设备将停止970的时段包括功率损耗、对设备的损坏、或本文未公开的电流监测可能停止的任何时间。通常，自适应补偿器将连续生成自适应电流信号，从而返回到步骤920。
图10是示例性处理器平台1000的框图，该处理器平台被构造为执行图2、图3、图7和/或图8的指令以实现图1的自适应补偿器。处理器平台1000可以是例如服务器、个人计算机、工作站、自学习机(例如，神经网络)、移动设备(例如，手机、智能电话、平板电脑诸如iPadTM)、个人数字助理(PDA)、互联网设施、DVD播放器、CD播放器、数字录像机、蓝光播放器、游戏机、个人录像机、机顶盒、头戴式耳机或其他可穿戴设备、或任何其他类型的计算设备。
所示示例的处理器平台1000包括处理器1012。所示示例的处理器1012是硬件。例如，处理器1012可以由来自任何期望的系列或制造商的一个或多个集成电路、逻辑电路、微处理器、GPU、DSP或控制器实现。硬件处理器可以是基于半导体的(例如，基于硅的)设备。在此示例中，处理器实现图2的示例性电流镜电路、示例性电压接收电路、示例性电流源电路、示例性电流偏置电路、示例性自适应补偿器、示例性开关信号，和/或示例性开关电路、示例性高侧操作电流镜、示例性低侧操作电流镜、示例性输出电压接收电路或示例性自适应补偿器。
所示示例的处理器1012包括本地存储器1013(例如，高速缓存)。所示示例的处理器1012经由总线1018与包括易失性存储器1014和非易失性存储器1016的主存储器进行通信。易失性存储器1014可以由同步动态随机存取存储器(SDRAM)、动态随机存取存储器(DRAM)、动态随机存取存储器/>和/或任何其他类型的随机存取存储器设备实现。非易失性存储器1016可以由闪存存储器和/或任何其他期望类型的存储器设备实现。对主存储器1014、1016的访问由存储器控制器控制。
所示示例的处理器平台1000还包括接口电路1020。接口电路1020可以通过任何类型的接口标准来实现，诸如以太网接口、通用串行总线(USB)、接口、近场通信(NFC)接口和/或PCI Express接口。
在所示示例中，一个或多个输入设备1022连接到接口电路1020。(一个或多个)输入设备1022允许用户将数据和/或命令输入到处理器1012中。(一个或多个)输入设备可以例如由音频传感器、麦克风、相机(静止或视频)、键盘、按钮、鼠标、触摸屏、触控板、轨迹球、等电位点和/或语音识别系统实现。
一个或多个输出设备1024也连接到所示示例的接口电路1020。输出设备1024可以例如由显示器设备(例如，发光二极管(LED)、有机发光二极管(OLED)、液晶显示器(LCD)、阴极射线管显示器(CRT)、同面场切换(IPS)显示器、触摸屏等)、触觉输出设备、打印机和/或扬声器实现。因此，所示示例的接口电路1020通常包括图形驱动器卡、图形驱动器芯片和/或图形驱动器处理器。
所示示例的接口电路1020还包括通信设备，诸如发射器、接收器、收发器、调制解调器、住宅网关、无线接入点和/或网络接口，以促进经由网络1026与外部机器(例如，任何种类的计算设备)交换数据。通信可以经由例如以太网连接、数字用户线(DSL)连接、电话线连接、同轴电缆系统、卫星系统、视距(line-of-site)无线系统、蜂窝电话系统等。
所示示例的处理器平台1000还包括用于存储软件和/或数据的一个或多个大容量存储设备1028。此类大容量存储设备1028的示例包括软盘驱动器、硬盘驱动器、光盘驱动器、蓝光盘驱动器、独立盘冗余阵列(RAID)系统和数字多功能盘(DVD)驱动器。
图9的机器可执行指令1032可以存储在大容量存储设备1028中，易失性存储器1014中，非易失性存储器1016中和/或可移动的非暂时性计算机可读存储介质(诸如CD或DVD)上。
根据前述内容，将认识到，已经公开了示例性方法、装置和制品，其显著改善了降压转换器或其他开关模式电源中的电流限制准确性。所公开的方法、装置和制品通过创建取决于功率转换器的输入电压和输出电压的自适应补偿偏移来改善使用计算设备的效率。当输入电压和/或输出电压显著变化时，自适应补偿偏移提供可变补偿以最大限度地提高电流限制准确性。另外，本文公开的示例改善了诸如开关模式电源的功率转换器的输出电流容量。同样地，本文公开的示例允许扩展功率转换器的安全操作区域。因此，所公开的方法、装置和制品涉及计算机运行的一项或多项改进。
尽管本文已经公开了某些示例性方法、装置和制品，但是本专利的覆盖范围不限于此。相反，该专利涵盖了完全落入本专利的权利要求的范围内的所有方法、装置和制品。

Claims (15)

1.一种装置，其包括：
功率转换电路，所述功率转换电路具有输入和输出，所述功率转换电路包括：
自适应补偿器，所述自适应补偿器耦合到所述功率转换电路的所述输出，所述自适应补偿器包括：
电压接收电路，所述电压接收电路用于生成第一电流和第二电流，所述第一电流是所述功率转换电路的所述输出处的电压的函数，并且所述第二电流是所述功率转换电路的所述输入处的电压的函数；
电流镜电路，所述电流镜电路耦合到所述电压接收电路，其中所述电流镜电路复制所述第一电流或所述第二电流中的至少一者；以及
从所述第一电流中减去所述第二电流产生的所述自适应补偿器的输出；以及
比较器，所述比较器用于接收来自所述自适应补偿器的所述输出的输入。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述自适应补偿器的所述输出与第三电流相加。
3.根据权利要求2所述的装置，其中所述自适应补偿器补偿电流传感器中的第一延迟和所述比较器中的第二延迟中的一者或多者。
4.根据权利要求1所述的装置，其中由所述自适应补偿器生成的开关信号取决于高侧开关的第一电压和低侧开关的第二电压。
5.一种自适应补偿器，其被配置为：
检测输入电压和输出电压；
生成所述输入电压的函数的第一电流；
生成所述输出电压的函数的第二电流；
生成从所述第二电流中减去所述第一电流产生的第三电流；
响应于接收到开关信号而传输所述第三电流；以及
使用比较器来将所述第三电流与基准电流进行比较。
6.根据权利要求5所述的自适应补偿器，其中所述第三电流耦合到求和点处的电路传感器的输出。
7.根据权利要求6所述的自适应补偿器，其中所述求和点产生与经补偿感测信号成比例的电压。
8.根据权利要求5所述的自适应补偿器，其中所述第三电流用于补偿电流传感器中的第一延迟和所述比较器中的第二延迟中的一者或多者。
9.根据权利要求5所述的自适应补偿器，其中所述开关信号取决于高侧开关的第一电压和低侧开关的第二电压。
10.一种方法，其包括：
感测第一电流度量，所述第一电流度量表示通过高侧功率开关的电流；
生成过电流基准；
生成第二电流度量并且将所述第二电流度量与所述第一电流度量相加以创建第三电流度量；以及
将所述第三电流度量和所述过电流基准进行比较，并将结果输出到控制器。
11.根据权利要求10所述的方法，其中所述第一电流度量表示功率转换电路的峰值输入电流。
12.根据权利要求10所述的方法，其中所述第二电流度量取决于功率转换电路中的第一电压和第二电压。
13.根据权利要求12所述的方法，其中所述第一电压是所述功率转换电路的输入电压，并且所述第二电压是所述功率转换电路的输出电压。
14.根据权利要求10所述的方法，其中将所述第二电流度量与所述第一电流度量相加以针对在生成所述第一电流度量时的第一本征延迟以及在比较信号时的第二本征延迟中的一者或多者进行调整。
15.根据权利要求10所述的方法，其中所述第三电流度量是表示功率转换电路中的经补偿感测电感器电流的电压。
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Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10794982B2 (en) * 2018-11-21 2020-10-06 Nxp Usa, Inc. Dynamic calibration of current sense for switching converters
CN113261193A (zh) * 2018-12-13 2021-08-13 电力集成公司 用于功率转换器的死区时间调整
CN110191319A (zh) * 2019-05-28 2019-08-30 英业达科技有限公司 电力供应及影像处理系统及其方法
US11870348B1 (en) * 2020-08-28 2024-01-09 Empower Semiconductor, Inc. High speed, low quiescent current comparator
CN114204806A (zh) * 2020-09-17 2022-03-18 深圳英集芯科技股份有限公司 Rbcot架构降压变换器电路、纹波补偿方法及芯片
US11949320B2 (en) * 2021-02-23 2024-04-02 Texas Instruments Incorporated Rdson-based current sensing system
CN114499128B (zh) * 2022-04-14 2022-07-22 深圳市思远半导体有限公司 同步管的导通时间状态切换控制电路和直流转换器

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1704143A1 (ru) * 1990-01-23 1992-01-07 Научно-исследовательский технологический институт Импульсный регул тор тока
US7518348B1 (en) * 2005-04-20 2009-04-14 National Semiconductor Corporation Adaptive error amplifier clamp circuit to improve transient response of DC/DC converter with current mode control
CN101741246A (zh) * 2008-11-20 2010-06-16 半导体元件工业有限责任公司 在开关模式电源中的过功率补偿
US7936160B1 (en) * 2007-04-25 2011-05-03 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for valley emulated current mode control
CN103477548A (zh) * 2011-07-12 2013-12-25 富士电机株式会社 开关电源器件控制电路以及开关电源
CN204089595U (zh) * 2014-06-27 2015-01-07 意法半导体研发(深圳)有限公司 功率变换器
CN204465370U (zh) * 2013-10-15 2015-07-08 电力集成公司 功率转换器
CN105337500A (zh) * 2014-06-27 2016-02-17 意法半导体研发(深圳)有限公司 功率变换器及用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法
CN207321133U (zh) * 2016-06-30 2018-05-04 意法半导体股份有限公司 用于控制功率级的功率晶体管的设备以及转换器系统

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7138843B2 (en) * 2004-10-18 2006-11-21 Micrel, Incorporated Timer circuit with adaptive reference
US8014879B2 (en) * 2005-11-11 2011-09-06 L&L Engineering, Llc Methods and systems for adaptive control
US7800927B2 (en) * 2006-12-14 2010-09-21 System General Corp. Method and circuit for providing compensations of current mode power converters
US7982448B1 (en) * 2006-12-22 2011-07-19 Cypress Semiconductor Corporation Circuit and method for reducing overshoots in adaptively biased voltage regulators
US7551020B2 (en) * 2007-05-31 2009-06-23 Agere Systems Inc. Enhanced output impedance compensation
US8008902B2 (en) * 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8278898B2 (en) * 2009-02-13 2012-10-02 Texas Instruments Incorporated Auto-tuning power supply
GB0912745D0 (en) * 2009-07-22 2009-08-26 Wolfson Microelectronics Plc Improvements relating to DC-DC converters
TWI442688B (zh) * 2009-12-20 2014-06-21 Microsemi Corp 電源轉換器及控制電源轉換器之方法
KR101699772B1 (ko) * 2010-06-17 2017-01-26 삼성전자주식회사 전력 변환기 및 전력 변환 방법
US9184659B2 (en) * 2010-11-12 2015-11-10 Integrated Device Technology, Inc. Self-adaptive current-mode-control circuit for a switching regulator
US8587283B2 (en) 2011-04-20 2013-11-19 Analog Devices, Inc. DC-DC voltage converter system with a high-efficiency pulse-skip operational mode
US8829868B2 (en) * 2011-07-18 2014-09-09 Crane Electronics, Inc. Power converter apparatus and method with output current sensing and compensation for current limit/current share operation
US8779734B2 (en) * 2011-12-07 2014-07-15 Microchip Technology Incorporated Integrated circuit device with two voltage regulators
EP2953248A1 (en) * 2014-06-06 2015-12-09 Dialog Semiconductor GmbH Method for a current mode buck-boost converter
DE102015204021B4 (de) * 2015-03-05 2017-04-06 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Dynamische Strombegrenzungsschaltung
US10505445B2 (en) * 2016-08-08 2019-12-10 Apple Inc. Power converter with output voltage control
US10181791B2 (en) * 2017-04-14 2019-01-15 Allegro Microsystems, Llc Converter digital control circuit with adaptive compensation

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SU1704143A1 (ru) * 1990-01-23 1992-01-07 Научно-исследовательский технологический институт Импульсный регул тор тока
US7518348B1 (en) * 2005-04-20 2009-04-14 National Semiconductor Corporation Adaptive error amplifier clamp circuit to improve transient response of DC/DC converter with current mode control
US7936160B1 (en) * 2007-04-25 2011-05-03 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for valley emulated current mode control
CN101741246A (zh) * 2008-11-20 2010-06-16 半导体元件工业有限责任公司 在开关模式电源中的过功率补偿
CN103477548A (zh) * 2011-07-12 2013-12-25 富士电机株式会社 开关电源器件控制电路以及开关电源
CN204465370U (zh) * 2013-10-15 2015-07-08 电力集成公司 功率转换器
CN204089595U (zh) * 2014-06-27 2015-01-07 意法半导体研发(深圳)有限公司 功率变换器
CN105337500A (zh) * 2014-06-27 2016-02-17 意法半导体研发(深圳)有限公司 功率变换器及用于调节功率变换器的线性瞬态响应的方法
CN207321133U (zh) * 2016-06-30 2018-05-04 意法半导体股份有限公司 用于控制功率级的功率晶体管的设备以及转换器系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
一种基于求和比较器的峰值电流控制结构;刘燕涛;罗和平;李平;;微电子学;第37卷(第05期);第726-734页 *
提高频率与纹波特性的自适应导通时间控制器;郭仲杰;刘佑宝;吴龙胜;;电工技术学报;第26卷(第09期);第190-195页 *

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