CN103187854B

CN103187854B - 用于控制电源转换器中的dcm-ccm振荡的系统和方法

Info

Publication number: CN103187854B
Application number: CN201110461963.8A
Authority: CN
Inventors: 张海波; 李进; 吴永俊
Original assignee: STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd
Current assignee: STMicroelectronics Shenzhen R&D Co Ltd
Priority date: 2011-12-31
Filing date: 2011-12-31
Publication date: 2016-01-20
Anticipated expiration: 2031-12-31
Also published as: US20130169248A1; CN103187854A; US9024597B2

Abstract

本发明涉及用于控制电源转换器中的DCM-CCM振荡的系统和方法。恒频电流模式控制的升压转换器电路提供电感器电流的斜率补偿，减小在低输出负载状态下的反向电感器电流，并通过使有效或者使无效电感器电流阈值减小在不连续电流模式和连续电流模式之间的振荡。该恒频电流模式控制的升压转换器电路在低、中和高输出负载状态下是高效和稳定的。

Description

用于控制电源转换器中的DCM-CCM振荡的系统和方法

技术领域

本发明总体上涉及电源转换器电路，更具体地，涉及电流控制开关模式电源转换器电路，该电路在低、中、高输出负载条件下稳定。

背景技术

开关模式电源系统经常被使用在手机设备中以为各种，例如有源矩阵有机发光二极管面板，的组件提供电源。这种应用典型地需要大的电流容量、精确的输出电压和低的输出电压纹波，以提供对人眼舒适的发光。如此一来，在这种情况下普遍使用恒频电流模式控制的转换器电路。与其它结构(例如：电压模式控制的转换器、恒开可变频转换器和恒关可变频转换器)相比，恒频电流模式控制的转换器电路的不变工作频率减少了系统中其它电路所经受的频谱干扰。但是，传统的恒频电流模式控制的转换器电路在所有输出负载条件下不稳定，经常导致转换器在不连续电流模式(DCM)和连续电流模式(CCM)之间振荡。因此，需要一种适合手机应用的恒频电流模式控制的转换器电路，该电路在低、中、高输出负载条件下是高效、稳定的。

发明内容

本揭示提供了用于控制电流控制开关模式电源转换器电路中的不连续电流模式DCM-连续电流模式CCM振荡的系统和方法。一个实施例提供了一种电流控制开关模式电源转换器电路，该电路包括：驱动电路，可操作为控制电感器的充电和放电；和电流检测电路，可操作为检测所述集成电路的负载状态；其中所述电流检测电路进一步可操作为响应于第一负载状态而使电感器电流阈值有效，且响应于第二负载状态而使电感器电流阈值无效；并且其中所述驱动电路进一步可操作为在输出电感器电流达到所述电感器电流阈值时，减小所述电感器的放电。

另一个实施例提供了一种用于控制电流控制开关模式电源转换器电路中的DCM-CCM振荡的方法，该方法包括：对电感器充电以产生电感器电流；检测所述集成电路的负载状态；如果所述集成电路工作在第一负载状态，使电感器电流阈值有效；如果所述集成电路工作在第二负载状态，使电感器电流阈值无效；当输出电感器电流大于所述电感器电流阈值时，以第一速率使所述电感器放电；当输出电感器电流小于所述电感器电流阈值时，以第二速率使所述电感器放电。

另一个本揭示的实施例还提供了一种用于控制电流控制开关模式电源转换器电路中的电感器的充电和放电的方法，该方法包括：对所述电感器充电以产生电感器电流；将所述电感器电流与参考电流相比较；如果所述电感器电流的峰值大于所述参考电流，选择高电感器电流阈值；如果所述电感器电流的峰值小于所述参考电流，选择低电感器电流阈值；和以第一速率使所述电感器放电，直到输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值。

另一个本揭示的实施例提供了一种电流控制开关模式电源转换器电路，该电路包括：驱动电路，可操作为控制电感器的充电和放电；和电流检测电路，可操作为将电感器电流与参考电流相比较；其中所述电流检测电路进一步可操作为如果所述电感器电流的峰值大于所述参考电流，选择高电感器电流阈值；如果所述电感器电流的峰值小于所述参考电流，选择低电感器电流阈值；并且其中所述驱动电路进一步可操作为以第一速率使所述电感器放电，直到输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值。

依据下述实施例的详细描述，并结合附图，本揭示前述的和其它特征和优点将变得更加明显。所述详细描述和附图仅是说明本揭示的，而不是限制由所附权利要求及其等同物所界定的本发明的范围。

附图说明

实施例通过附图中的例子来说明，其中所述附图没必要按比例绘制，且相似参考标记指示了相似的部件，其中：

图1A说明了恒频电流模式控制的升压转换器电路的实施例；

图1B说明了图1A中所示逻辑电路的实施例；

图2说明了图1A中所示的恒频电流模式控制的升压转换器电路中的电压和电流波形的例子；

图3说明了图1A中所示电路中的电感器电流波形的例子，其中电感器电流中具有放大的扰动；

图4说明了带有斜率补偿的恒频电流模式控制的升压转换器电路的实施例；

图5说明了图4所示电路中的电感器电流的波形例子，其中所述电感器电流包括斜率补偿；

图6说明了图4所示电路中的反向电感器电流的波形例子；

图7说明了包括电流检测和控制电路的恒频电流模式控制的升压转换器电路的实施例；

图8说明了图7所示电路中的输出电感器电流的波形例子，其中所述电流检测和控制电路是在低负载状态下；

图9A、9B和9C说明了图7所示电路的在不同输出负载状态下的输出电感器电流的波形例子；

图10A、10B说明了，当图7所示电路处于中输出负载状态下时，显示了在第一和第二斜率补偿公式下输出电感器电流中的扰动的波形的例子；

图11说明了由不合适的斜率补偿、固定电流检测和控制电路阈值所造成的输出电感器电流DCM-CCM振荡的波形的例子；

图12说明了根据本揭示的恒频电流模式控制的升压转换器电路的实施例；和

图13A、13B和13C说明了图12所示电路在不同输出负载状态下输出电感器电流的波形例子。

具体实施例

图1A说明了恒频电流模式控制的升压转换器电路100的实施例。尽管这里描述了升压转换器电路，应该理解的是本揭示也可被应用于降压转换器或者降-升压转换器电路。升压转换器电路100包括误差放大器102，其接收参考电压Vref和从分压器103接收反馈电压Vfb，其中误差放大器102的输出作为电压Vc被提供到PWM比较器104。在PWM比较器104处接收的电压Vc与电压Vi进行比较。电压Vi由电流-电压转换器电路112所提供，其中电流-电压转换器电路112被连接到在电感器L1处的电流检测器109，其中电压Vi表示通过电感器L1的电流IL。

电路100进一步包括触发器106，触发器106在其第一输入端接收PWM比较器104的输出，并在其第二输入端接收由时钟产生器电路108产生的时钟信号。触发器106产生驱动信号，以控制逻辑电路110的工作，其中逻辑电路110响应于驱动信号以控制晶体管Mp1、Mp2和Mn从而控制对电感器L1的充电。电路100也包括由存储电容器Co和负载电阻器RL所组成的输出过滤电路。

图1B说明了图1A所示逻辑电路110的实施例。如图1B所示，逻辑电路110可包括门151，其接收与例如过温保护和过电流保护相关的输入。逻辑电路110也包括逻辑门152，该逻辑门152用于接收来自触发器106的驱动信号和门151的输出，其中门152的输出控制电路153。电路153包括电平位移器电路154，并可操作为产生控制晶体管Mp1工作的信号(Driver_P)，产生控制晶体管Mn工作的信号(Driver_N)。逻辑电路110进一步包括电路155，该电路155可操作为产生控制晶体管Mp2的信号(Driver_P_Switch)。当电路100在软启动阶段工作时，晶体管Mp2作为一变阻器，其电阻慢慢由大电阻值变为几百毫欧姆，以防止浪涌电流。在所述软启动阶段结束后，Mp2可在输出提供电阻。

图2说明了包括在图1A所示电路的组件所对应的波形200，其中波形200包括时钟信号202、PWM比较器输出信号204、驱动信号206和电感器电流IL。这里参考图2所示的波形200，进一步描述电路100的稳态工作。响应于由时钟产生电路108所产生的时钟信号202，触发器106产生逻辑高驱动信号206。接着，驱动信号206的高状态触发逻辑电路110开启晶体管Mn来增加通过电感器L1的电流IL，同时关闭晶体管Mp1和晶体管Mp2。当电感器电流IL达到PWM比较器阈值Ic时，PWM比较器104产生脉冲208以重置触发器106，使得逻辑电路110关闭晶体管Mn。当晶体管Mn被关闭，晶体管Mp1、晶体管Mp2被开启，电感器L1开始释放电流到存储电容器Co。

当图1A所示电路100具有相对大的占空比(例如，D＞0.5)时，电感器电流IL的小的扰动在各个周期中可变得加重，从而导致电路100变得愈加不稳定。该不稳定性在图3中以电感器电流IL的振荡(见扰动波形302)进行了描述，其示出了例如占空比大于0.5的电路100中电感器电流IL的扰动ΔI的例子。相应地，针对第一周期显示了第一扰动ΔI1，针对第二周期显示了第二扰动ΔI2，针对第三周期显示了第三扰动ΔI3，其中扰动ΔI在各个后续周期中增加了。

为了避免电感器电流IL的振荡，图1A所示的电路100可被修改为包括电感器电流IL的斜率补偿，从而减小电感器电流IL的扰动ΔI。图4示出了修改为包括斜率补偿的电路，在下文中其被称为电路400。相应地，电路400说明了恒频电流模式控制的升压转换器电路400的实施例，其中电路400包括电感器电流IL的斜率补偿。如图4所示，斜率补偿由时钟和锯齿产生器402所产生的锯齿波Isaw来提供。接着从PWM比较器阈值Ic中减去锯齿波Isaw，以提供一供给到PWM比较器104的斜率补偿波形。

图5说明了图4所示电路400的波形例子500，其中占空比大于0.5。图5所示波形500包括电感器电流IL，扰动的电感器电流波形502和斜率补偿波形504。如图5所示，斜率补偿波形504在时间t＝0处达其峰值(由PWM阈值Ic所设置)，并在电路400的各个工作周期中线性地降低(由于锯齿波形Isaw(未示出))。在各个周期中，电感器电流IL和扰动的电感器电流502上升直到它们等于斜率补偿波形504的值。在那时，电感器L1开始放电，并且电感器电流IL和扰动的电感器电流502开始降低。

在图5所示实施例中，电感器电流IL和扰动的电感器电流波形502以第一斜率m1上升，并以第二斜率m2下降。在图4和图5所示的实施例中，斜率补偿波形504的斜率mc被选为大于第二斜率m2的一半(即mc＞0.5*m2)以减弱电感器电流IL的扰动。如图5所示，因此在各个周期(即ΔI1，ΔI2，和ΔI3)中的扰动ΔI被减弱。

不幸的是，在低输出负载的状态下时，图4所示的恒频电流模式控制的升压转换器电路400可产生反向电感器电流。在图6中提供了电感器电流波形600的例子，其中反向电感器电流用参考数字602标识的区域所指示出来。

为了避免在低输出负载状态下的反向电感器电流，图4示出的电路400可被修改为包括电流检测和控制电路，该电路连接到电路400的输出端。图7示出了被修改的电路，并且现在下文被称为电路700。相应地，电路700说明了恒频电流模式控制的升压转换器电路700的实施例，其中电路700包括电感器电流IL的斜率补偿，并减小在低输出负载状态下的反向电感器电流。如图7所示，电流检测和控制电路包括比较器702，其被连接到电路700的输出节点704。在第一输入端，比较器702接收在输出节点704(在此也称为输出电感器电流ILo)处由电流传感器706检测的电感器电流，并在第二输入端接收固定的阈值。电流检测和控制电路702通过发送控制信号，从而使逻辑电路110在输出电感器电流ILo因电感器L1放电而达到固定阈值时关闭晶体管Mp1，来减小反向电感器电流。在图7所示实施例中，所述固定阈值被选为当晶体管Mp1被关闭时，输出电感器电流ILo在各个周期结束之前减小到0，因此使得电路700运行在不连续电流模式(DCM)。因此，所述阈值在此另外被称为不连续模式检测(DMD)阈值，电流检测和控制电路702在此另外被称为DMD电路702。

图8说明了依据图7所示电路700的输出电感器电流ILo的波形例子800，其中电路700工作在低输出负载状态下。输出电感器电流ILo在电感器L1充电时具有第一斜率m1，在电感器L1开始放电时具有第二斜率m2，并在放电输出电感器电流ILo达到DMD阈值后具有第三斜率m3。当DMD电路702使得逻辑电路110关闭晶体管Mp1时，Mp1间的电压降使得输出电感器电流ILo加速减小。因此，如图8所示，下降斜率m3的绝对值大于下降斜率m2的绝对值。

DMD电路702的集成导致了输出电感器电流ILo的三种波形，其中各种输出电感器电流波形在三种不同输出负载状态中的一种下产生：低负载、中负载和高负载。图9A、图9B和图9C说明了各个不同输出负载状态下的波形的例子，其中图9A说明低负载状态下的波形例子902，图9B说明中负载状态下的波形例子904，图9C说明高负载状态下的波形例子906。

在低负载状态下，转换器电路700工作在不连续电流模式，因此最小的输出电感器电流ILo为0。图9A所示的波形902与图8所示的波形800相似。当输出电感器电流ILo达到固定的DMD阈值时，逻辑电路110关闭晶体管Mp1，输出电感器电流ILo的斜率从m2变为m3。如图9A所示，在各个周期结束之前，输出电感器电流ILo减小到0。本领域的普通技术人员应该理解的是，图7所示的电路700在低负载状态下是稳定的，因为输出电感器电流ILo在各个周期中减小到0，也因此任何输出电感器电流ILo的扰动在各个周期被“重置”。

在中负载状态下，转换器电路700工作在连续电流模式，因此最小的输出电感器电流ILo大于0。但是，在本实施例中，含有DMD阈值可能使得电路700变得不稳定。因为固定的DMD阈值小于输出电感器电流ILo的最大值，大于输出电感器电流ILo的最小值，逻辑电路110在各个周期中关闭晶体管Mp1，因此使得输出电感器电流ILo的斜率从m2变为m3，如图9B所示。由于输出电感器电流ILo的斜率从m2变为m3，所以可能没有合适的满足所有输入输出电压的斜率补偿波形，如将在下面进行更详细解释的。没有合适的斜率补偿，输出电感器电流ILo的扰动可使得电路700在DCM和CCM之间振荡。因此，电路700在中负载状态下可能为不稳定的。在下面参考图10A和图10B中的波形例子1002和波形例子1004以及图11所示波形例子1100，进一步地解释在中负载状态下，电路700的不稳定性。

在高负载状态下，转换器电路700工作在连续电流模式，输出电感器电流ILo的最小值大于固定DMD阈值。因为DMD阈值小于输出电感器电流ILo的最小值，所以放电输出电感器电流ILo不会达到DMD阈值，因此DMD电路702不会指令逻辑电路110关闭晶体管Mp1。由此，放电输出电感器电流ILo的斜率不会从第一下降斜率m2变为第二下降斜率(例如，m3)。所以，在高负载状态下，电路700可被提供合适的斜率补偿，因此电路700在高负载状态下是稳定的。

如前所提及，当电路700运行在中负载状态下时，没有满足所有输入输出电压的合适的斜率补偿波形。结果，对于合适斜率补偿波形是可获得的情况，所述波形可被限制为具有在一限定的范围内的下降补偿斜率mc。图10A和图10B被提供来说明，当电路700工作在中负载状态下时获取合适的固定下降补偿斜率mc的难度。图10A说明了一实施例，该实施例中下降补偿斜率mc的大小小于输出电感器电流ILo的第一下降斜率m2的大小。图10B说明了第二实施例，该实施例中下降补偿斜率mc的大小大于输出电感器电流ILo的第一下降斜率m2的大小。图10A和图10B在下面被进一步说明。

图10A说明输出电感器电流ILo的一个周期，以及一扰动的输出电感器电流波形1006，该波形1006具有在周期开始时的第一扰动ΔI1和在周期结束时的第二扰动ΔI2。输出电感器电流ILo和扰动的输出电感器电流波形1006具有上升斜率m1、第一下降斜率m2和第二下降斜率m3。图10A也说明了具有下降补偿斜率mc的斜率补偿波形1008，其中下降补偿斜率mc的绝对值小于第一下降斜率m2的绝对值。当第二扰动ΔI2大于第一扰动ΔI1时，输出电感器电流ILo的扰动被放大，这终将会使得电路700在DCM和CCM之间振荡。但是，当第二扰动ΔI2小于第一扰动ΔI1时，所述扰动被弱化。当下降补偿斜率mc的大小是小于第一下降斜率m2的大小时，为了获取这种弱化，下降补偿斜率mc可依据下面的公式来计算：mc＞(m2(m3-m1))/(m3+m2)，其中m1＝Vin/L；m2＝(Vout-Vin)/L，m3＝(Vout-Vin+Vdiode)/L。

图10B说明输出电感器电流ILo的一个周期例子，以及一扰动的输出电感器电流波形1010，和斜率补偿波形1012，其中输出电感器电流ILo和扰动的输出电感器电流波形1010具有上升斜率m1、第一下降斜率m2和第二下降斜率m3，并且斜率补偿波形1012具有补偿斜率mc。在图10B所示的实施例中，下降补偿斜率mc的绝对值大于第一下降斜率m2的绝对值。在该实施例中，第二扰动ΔI2应该再小于第一扰动ΔI1，以获取弱化的扰动。当下降补偿斜率mc的大小是大于第一下降斜率m2的大小时，为了获取这种弱化，下降补偿斜率mc可依据下面的公式来计算：mc＜(m2(m3+m1))/(m3-m2)。

基于前述的内容，为了当电路700工作在中负载状态下时选择合适斜率补偿波形，斜率补偿波形应具有补偿斜率mc，该mc依据下面的公式进行计算：(m2(m3-m1))/(m3+m2)＜mc＜(m2(m3+m1))/(m3-m2)，在下将此公式称为中负载补偿斜率公式。中负载补偿斜率公式表示出了特定补偿斜率mc的范围。但是，因为该范围经常很窄，并且斜率m1、m2、m3和mc可由于寄生电阻、温度变化和其它因素而产生波动，一个合适的补偿斜率mc可能很难获取，并且在一些场合可能甚至不可能获取。

图11说明波形例子1100，其中斜率补偿波形1102被提供为具有补偿斜率mc＞0.5*m2。尽管依据图11中的波形1100提供的补偿斜率mc满足最初的补偿斜率公式，该公式参考图5(即，mc＞0.5*m2)在前面已经讨论过了，但是补偿斜率mc不能满足中负载补偿斜率公式，该公式参考图10A和10B在前面已经讨论过。因此，如图11所示，输出电感器电流ILo的扰动被放大，使得电路700在DCM和CCM之间振荡。因为这种振荡出现在中负载状态下，当转换器电路700工作在DCM和CCM的边界区域之时，所以这种振荡在此被称为DCM-CCM振荡。

图7所示电路700的输入电压的范围和输出电压的范围越大，就越难提供满足中负载补偿斜率公式的固定的斜率补偿mc。因此，为了避免在中负载状态下DCM-CCM振荡，图7所示的电路700可被修改为调整或者另外地在中负载状态下使所提供的DMD阈值无效。图12示出了以这种方式修改的电路的例子，现在下文中将其称为电路1200。因此，电路1200说明了恒频电流模式控制的升压转换器电路1200的一实施例，其中电路1200包括输出电感器电流ILo的斜率补偿，减小了在低输出负载状态下的反向电感器电流，并减小了DCM-CCM振荡。

如图12所示，电路1200包括另外的DMD电路1202，该电路1202被耦合到DMD电路702的DMD阈值输入端1204，其中该另外的DMD电路1202包括参考电流产生器1206、比较器1208和多路复用器1210。该另外的DMD电路1202可操作为在DMD电路702的DMD阈值输入端1204，提供一个高DMD阈值(DMDh)或者一低DMD阈值(DMD1)。应该理解的是，低DMD阈值DMD1可以不必要是如图13B和图13C所示的负值，相反地是低于在中负载状态下和高负载状态下的输出电感器电流ILo的最小值的数值。本质上，所揭示的恒频电流模式控制的升压转换器电路1200在电路1200工作在低输出负载状态下时使DMD阈值有效，并在电路1200工作在中输出负载状态下或者高输出负载状态下时使DMD阈值无效。根据本揭示，在低输出负载状态下时通常选择DMDh阈值(即，DMD阈值有效)，以避免反向电感器电流IL，反之，在中输出负载状态下(和高输出负载状态下)时通常选择DMD1阈值(即，DMD阈值无效)，以避免DCM-CCM振荡。

比较器1208的第一输入端通过电流传感器1209，被连接到位于电感器L1和晶体管Mn的漏极之间的节点，以检测峰值电感器电流ILpeak。当转换器电路1200从DCM进入到CCM或者从CCM进入到DCM时，比较器1208检测电感器电流的峰值(ILpeak)，接着将峰值电感器电流ILpeak与峰值电流阈值ILth进行比较，其中所述峰值电流阈值ILth由参考电流产生器1206所产生。峰值电流阈值ILth可根据电感器L1的值、输入电压Vin和输出电压Vo以及其它因素所决定。例如在图所示的实施例1200中，峰值电流阈值ILth可依据下述公式进行计算：

ILth = DT \frac{V_{in}}{L} = \frac{V_{o} - V_{in}}{V_{o}} T \frac{V_{in}}{L} = \frac{T}{L} \cdot \frac{V_{in} (V_{o} - V_{in})}{V_{o}}

其中L是电感器L1的值，D是占空比，T是周期。

比较器1208产生逻辑控制信号1212，用于控制多路复用器1210。当峰值电感器电流ILpeak大于峰值电流阈值ILth时，控制信号1212是逻辑高，因此当多路复用器1210选择高DMD阈值(DMDh)时，DMD阈值是有效的，所述高DMD阈值被接着提供到DMD电路702的DMD阈值输入端1204。相反地，当峰值电感器电流ILpeak小于峰值电流阈值ILth时，控制信号1212是逻辑低，因此当多路复用器1210选择低DMD阈值(DMD1)时，DMD阈值是无效的，所述低DMD阈值被接着提供到DMD电路702的DMD阈值输入端1204。这样，另外的DMD电路1202可操作为通过响应于在电感器L1检测的峰值电流ILpeak来选择合适DMD阈值，以使DMD阈值有效或者无效。参考图13A、图13B和图13C提供的各种的波形，升压转换器电路1200的工作在此被进一步地描述。

在低输出负载状态下时，转换器电路1200工作在DCM下，另外的DMD电路1202选择了高DMD阈值DMDh。图13A说明了一个实施例中的波形的例子1300，在该实施例中电路1200工作在低输出负载状态下。因为峰值电感器电流ILpeak是大于峰值电流阈值ILth的，高DMD阈值DMDh被选择。输出电感器电流ILo具有上升的斜率m1，第一下降斜率m2和第二下降斜率m3。因为电路1200工作在低负载状态下，电路1200工作在不连续电流模式下，因此在各个周期中输出电感器电流ILo减小到了0。本领域的普通技术人员应该理解的是，即使斜率补偿波形(未示出)被选为带有下降补偿斜率mc，该mc具有相对大的大小(即，大于所述中负载补偿斜率公式所允许的范围)，由于电路1200工作在不连续电流模式下，输出电感器电流ILo的任何扰动在各个周期中被“重置”为0。这样，所揭示的升压转换器电路1200在低负载状态下是稳定的，并通过在放电输出电感器电流ILo达到高DMD阈值DMDh时，指令逻辑电路110关闭晶体管Mp1来减小反向电感器电流。

在中输出负载状态下时，转换器电路1200工作在CCM下，另外的DMD电路1202选择低DMD阈值DMD1。图13B说明了一个实施例中的波形例子1310，在该实施例中电路1200在中输出负载状态下工作在连续电流模式下。因为峰值电感器电流ILpeak是小于峰值电流阈值ILth的，低DMD阈值DMD1被选择。如图13B所示，输出电感器电流ILo具有第一上升斜率m1和第一下降斜率m2。因为DMD1阈值小于输出电感器电流ILo的最小值，所以放电输出电感器电流ILo不会达到DMD1阈值，因此DMD电路702不会指令逻辑电路110关闭晶体管Mp1。这样，输出电感器电流ILo的下降斜率m2不会从第一下降斜率m2变化为第二下降斜率(例如，m3)。因此，根据图12所示的实施例，任何合适的斜率补偿波形(未示出)不限制为是具有补偿斜率mc的，其中所述补偿斜率mc是依据参考图10A、图10B和图11于前所讨论过的中负载补偿斜率公式而确定的，相反地，可以具有是依据参考图5于前所讨论过的最初的斜率补偿公式而确定的补偿斜率mc(即，mc＞0.5*m2)。因为可以为所有的输入电压、输出电压范围选择一合适斜率补偿波形，所以所揭示的升压转换器电路1200不在DCM和CCM之间振荡，因此在中负载状态下稳定。

在高输出负载状态下时，转换器电路1200工作在CCM下，另外的DMD电路1202选择低DMD阈值DMD1。图13C说明了一个实施例中的波形例子1320，在该实施例中电路1200在高输出负载状态下工作在连续电流模式下。因为峰值电感器电流ILpeak是小于峰值电流阈值ILth的，低DMD阈值DMD1被选择。如图13C所示，输出电感器电流ILo具有第一上升斜率m1和第一下降斜率m2。因为DMD1阈值小于输出电感器电流ILo的最小值，所以放电输出电感器电流ILo不会达到DMD1阈值，因此DMD电路702不会指令逻辑电路110关闭晶体管Mp1。这样，输出电感器电流ILo的下降斜率m2不会从第一下降斜率m2变化为第二下降斜率(例如，m3)。因此，在高负载状态下时，合适的斜率补偿可以被提供给电路1200，所以电路1200在高负载状态下稳定。

基于前面所述的内容，图12所示的恒频电流模式控制的升压转换器电路1200包括电感器电流IL的斜率补偿，减小了在低输出负载状态下的反向电感器电流，并通过使有效或者使无效DMD阈值(通过调整DMD阈值的值)减小了DCM-CCM振荡。相应地，所揭示的电路1200在低、中和高输出负载状态下是高效且稳定的。

本领域的普通技术人员应该理解的是，在此所揭示的实施例被提供以用于说明一个或者多个实施恒频电流模式控制的转换器电路的例子，其中该恒频电流模式控制的转换器电路在低、中和高输出负载状态下是高效且稳定的。这样，可以对在此所揭示的电路进行改变，而不背离由下所提供的权利要求而界定的本揭示的精神或者范围。例如，尽管在此描述了升压转换器电路，应该理解的是本揭示也可被应用于降压转换器或者降压-升压转换器电路。

Claims

1.一种集成电路，包括：

驱动电路，操作为控制电感器的充电和放电；和

电流检测电路，操作为检测所述集成电路的负载状态；

其中所述电流检测电路进一步操作为响应于第一负载状态而使电感器电流阈值有效，且响应于第二负载状态而使电感器电流阈值无效；

其中所述第一负载状态为低输出负载状态，且所述第二负载状态为中负载状态和高负载状态中的一个；

其中所述电感器电流阈值在有效时为高电感器电流阈值，且所述电感器电流阈值在无效时为低电感器电流阈值，其中所述低电感器电流阈值小于输出电感器电流的最小值；并且

其中所述驱动电路进一步操作为在所述输出电感器电流达到所述电感器电流阈值时，减小所述电感器的放电。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述集成电路为恒频电流模式控制的转换器电路。

3.根据权利要求1所述的集成电路，进一步包括斜率补偿电路，操作为产生斜率补偿波形以减小所述输出电感器电流的扰动。

4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述电流检测电路包括：

第一比较器，其耦合到所述电感器，操作为将所述电感器电流与参考电流相比较，并输出多路复用器控制信号；

多路复用器，操作为接收所述多路复用器控制信号，并响应于该多路复用器控制信号以使所述电感器电流阈值有效或者无效；和

第二比较器，其耦合到所述集成电路的输出节点，并操作为将所述输出电感器电流与所述电感器电流阈值相比较，并在所述输出电感器电流达到所述电感器电流阈值时输出驱动控制信号。

5.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述多路复用器在所述电感器电流的峰值大于所述参考电流时，使所述电感器电流阈值有效。

6.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述多路复用器在所述电感器电流的峰值小于所述参考电流时，使所述电感器电流阈值无效。

7.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述驱动电路响应于所述驱动控制信号，以减小所述电感器的放电。

8.一种用于控制集成电路中电感器的充电和放电的方法，该方法包括：

对所述电感器充电以产生电感器电流；

检测所述集成电路的负载状态；

如果所述集成电路工作在第一负载状态，使电感器电流阈值有效，其中所述第一负载状态为低输出负载状态，且所述电感器电流阈值在有效时为高电感器电流阈值；

如果所述集成电路工作在第二负载状态，使电感器电流阈值无效，其中所述第二负载状态为中负载状态和高负载状态中的一个，且所述电感器电流阈值在无效时为低电感器电流阈值，其中所述低电感器电流阈值小于输出电感器电流的最小值；

当所述输出电感器电流大于所述电感器电流阈值时，以第一速率使所述电感器放电；以及

当所述输出电感器电流小于所述电感器电流阈值时，以高于所述第一速率的第二速率使所述电感器放电。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述集成电路为恒频电流模式控制的转换器电路。

10.根据权利要求8所述的方法，进一步包括提供斜率补偿波形，以减小所述输出电感器电流的扰动。

11.根据权利要求8所述的方法，其中所述检测所述集成电路的负载状态包括：

将所述电感器电流与参考电流进行比较；

如果所述电感器电流的峰值大于所述参考电流，产生第一信号以使所述电感器电流阈值有效；以及

如果所述电感器电流的峰值小于所述参考电流，产生第二信号以使所述电感器电流阈值无效。

12.根据权利要求11所述的方法，进一步包括：

响应于所述第一信号，选择高电感器电流阈值作为所述电感器电流阈值；以及

响应于所述第二信号，选择低电感器电流阈值作为所述电感器电流阈值。

13.一种用于控制集成电路中电感器的充电和放电的方法，该方法包括：

对所述电感器充电以产生电感器电流；

将所述电感器电流与参考电流相比较；

如果所述电感器电流的峰值大于所述参考电流，选择高电感器电流阈值；

如果所述电感器电流的峰值小于所述参考电流，选择低电感器电流阈值；和

以第一速率使所述电感器放电，直到输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值，并且当所述输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值时，以高于所述第一速率的第二速率使所述电感器放电。

14.根据权利要求13所述的方法，进一步地包括：提供斜率补偿波形，以减小所述输出电感器电流的扰动。

15.一种集成电路，包括：

驱动电路，操作为控制电感器的充电和放电；和

电流检测电路，操作为将电感器电流与参考电流相比较；

其中所述电流检测电路进一步操作为如果所述电感器电流的峰值大于所述参考电流，选择高电感器电流阈值；如果所述电感器电流的峰值小于所述参考电流，选择低电感器电流阈值，其中所述低电感器电流阈值小于输出电感器电流的最小值；并且

所述驱动电路进一步操作为以第一速率使所述电感器放电，直到所述输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值，并且当所述输出电感器电流小于所述高电感器电流阈值时，以高于所述第一速率的第二速率使所述电感器放电。

16.根据权利要求15所述的集成电路，其中所述集成电路为恒频电流模式控制的转换器电路。

17.根据权利要求15所述的集成电路，进一步包括斜率补偿电路，操作为产生斜率补偿波形以减小所述输出电感器电流的扰动。

18.根据权利要求15所述的集成电路，其中当所述集成电路工作在低输出负载状态时，选择所述高电感器电流阈值，并且当所述集成电路工作在中负载状态和高负载状态中的一个时，选择所述低电感器电流阈值。

19.根据权利要求15所述的集成电路，其中所述电流检测电路包括：

第一比较器，其耦合到所述电感器，并操作为将所述电感器电流与所述参考电流相比较，并输出多路复用器控制信号；

多路复用器，操作为接收多路复用器控制信号，并响应于该多路复用器控制信号以选择所述高电感器电流阈值或者选择所述低电感器电流阈值；和

第二比较器，其耦合到所述集成电路的输出节点，并操作为将所述输出电感器电流与所选择的高或者低电感器电流阈值相比较，并在所述输出电感器电流达到所选择的高或者低电感器电流阈值时输出驱动控制信号。

20.根据权利要求19所述的集成电路，其中所述多路复用器在所述电感器电流的峰值大于所述参考电流时，选择所述高电感器电流阈值。

21.根据权利要求19所述的集成电路，其中所述多路复用器在所述电感器电流的峰值小于所述参考电流时，选择所述低电感器电流阈值。

22.根据权利要求19所述的集成电路，其中所述驱动电路响应于所述驱动控制信号，使所述电感器以所述第二速率放电。