CN1790216A - 避免不连续模式的切换式电压调节器 - Google Patents

Abstract

切换电路在第一和第二操作状态下操作。在第一操作状态中，切换电路允许一个切换电流线性增加。在第二操作状态中，切换电路允许该切换电流线性减少。控制电路耦合到所述切换电路，使其操作于第一或第二操作状态下。设定电路产生一个临界信号，使得控制电路响应于临界信号而确保切换电流在第一操作状态中线性增加至大于或等于由临界信号所设定的一个电流值。从而防止切换电流在第二操作状态中线性减少至极性反转。

Description

避免不连续模式的切换式电压调节器

技术领域

本发明关于一种切换式电压调节器，尤其关于一种可避免在不连续模式下操作的切换式电压调节器，从而提高功率转换的效率。

现有技术

切换式电压调节器是用来在一个经过调节的输出电压下提供所需要的输出电流至负载。切换式电压调节器通过控制功率晶体管的切换占空比(Duty Ratio)而达到将未调节的输入电压源转换成所期望的稳定的输出电压。图1示出了常规的采用电流反馈控制的同步切换式降压调节器的电路框图。如图所示，上侧开关HS与下侧开关LS是串联耦合在输入电压源V_in与地电位之间。电感L的一端耦合在上侧开关HS与下侧开关LS间的公共节点CN，而其另一端则作为输出端，用来提供输出电压V_out至负载R_L。输出端还设置有一个输出电容C_o，用来对输出电压V_out进行滤波处理。上侧开关HS与下侧开关LS分别由切换逻辑电路10所输出的上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD加以控制。在同步切换式调节器中，上侧开关HS与下侧开关LS的操作彼此反相。振荡电路11输出一个具有固定频率的脉冲信号PU至切换逻辑电路10。在每一个切换循环开始的时候，切换逻辑电路10响应于脉冲信号PU而使上侧开关HS导通且下侧开关LS不导通。结果，输入电压源V_in提供能量至电感L，电流I_L因而线性增大。一旦电感电流I_L增加到由电压反馈信号V_vfb与参考电压信号V_ref间经过电流斜率补偿的误差信号V_err2所设定的上限时，比较器12被触发而从低电平输出转态成高电平输出。响应于比较器12的触发，切换逻辑电路10使上侧开关HS变成不导通且下侧开关LS变成导通。结果，储存在电感L中的能量释放到负载R_L，造成电感电流I_L线性减少。

图2示出了图1中的同步切换式降压调节器的电感电流I_L的波形时序图。如图所示，曲线21代表在连续模式(Continuous Mode)的操作中电感电流I_L的波形。在每一个切换周期T_S中，电感电流I_L的变化呈现为三角形波，其线性上升部分对应于上侧开关HS处于导通状态而使输入电压源V_in提供能量至电感L，而其线性下降部分则对应于上侧开关HS处于不导通状态而使储存在电感L中的能量释放到负载R_L。曲线21的平均值I_ave1即通过输出级电路而提供到负载R_L的电流。

曲线22代表在不连续模式(Discontinuous Mode)的操作中电感电流I_L的波形。在时间t1，一个切换循环开始，因此上侧开关HS导通使电感电流I_L线性上升。在时间t2，当电感电流I_L上升至由经过斜率补偿的误差信号V_err2所设定的峰值I_peak2时，上侧开关HS即变成不导通，造成电感电流I_L随后开始线性减少。在时间t3，电感电流I_L已经降低至零，然而下一个切换循环仍须等待至时间t4才能开始。在此情况下，电感电流I_L将在时间t3与t4区间内发生极性反转的现象，也即电感电流I_L的流动方向发生180度的转变。因此，常规的同步切换式降压调节器必须额外设置一个电流反转侦测电路17，如图1所示，使得当电感电流I_L降低至零时立即命令切换逻辑电路10使下侧开关LS变成不导通，从而防止电感电流I_L发生极性反转现象而降低整体的电能供应效率。

即使设置电流反转侦测电路17或甚至改用非同步(Non-synchronous)切换式电压调节器(也就是说使用功率晶体管与飞轮二极管的组合作为切换电路)，可以有效防止电感电流I_L发生极性反转现象。然而，如图2所示，在不连续模式中电感电流I_L在时间t3与t4区间内维持在零。在此情况下，输出电压V_out无可避免地发生持续性上下震荡而形成高频杂讯。

发明内容

有鉴于前述问题，本发明的一个目的在于提供一种切换式电压调节器，可调整成在连续模式下操作，因而避免不连续模式所引起的各种缺点。

本发明人观察到在每一个切换循环中，当流经电感的峰值电流的一半刚好等于流经电感的平均值电流时，切换式电压调节器在连续模式与不连续模式间的临界操作状态下操作。此时流经电感的峰值电流可称为连续模式的临界峰值电流(Threshold Peak Current)。因此，根据本发明的切换式电压调节器设置有一个临界峰值电流设定电路，用来产生临界峰值电流信号，其代表连续模式的临界峰值电流。当流经电感的峰值电流大于临界峰值电流时，由于已经在连续模式中操作，因此无须调整流经电感的电流。然而，当流经电感的峰值电流被侦测到小于临界峰值电流时，为了防止电压调节器在不连续模式中操作，因此提高流经电感的电流使得其峰值电流仍实质上等于临界峰值电流，从而确保切换式电压调节器持续在连续模式下操作。

根据本发明的一个实施例，提供一种切换式电压调节器，包含一个切换电路、一个控制电路、以及一个设定电路。所述切换电路在第一操作状态与第二操作状态下操作。在第一操作状态中，切换电路允许一个切换电流线性增加。在第二操作状态中，切换电路允许该切换电流线性减少。控制电路耦合到切换电路，用来控制切换电路在第一或第二操作状态下操作。设定电路产生一个临界信号，使得控制电路响应于临界信号而确保切换电流在第一操作状态中线性增加至大于或等于由临界信号所设定的一个电流值，从而防止切换电流在第二操作状态中线性减少至极性反转。

根据本发明的另一个实施例，提供一种切换式电压调节器的控制方法，包含下列步骤。控制一个切换电路在一个第一操作状态下操作，用来允许一个切换电流线性增加。控制该切换电路在一个第二操作状态下操作，用来允许该切换电流线性减少。在控制该切换电路在该第一操作状态下操作的所述步骤中，确保该切换电流线性增加至大于或等于一个临界电流，从而在控制该切换电路在该第二操作状态下操作的该步骤中防止所述电流线性减少至极性反转。

附图简述

图1示出了常规的采用电流反馈控制的同步切换式降压调节器的电路框图；

图2示出了连续模式与不连续模式的电感电流的波形时序图；

图3示出了临界操作状态的电感电流的波形时序图；

图4示出了根据本发明的避免不连续模式的同步切换式降压调节器的电路框图；

图5示出了根据本发明的临界峰值电流设定电路的第一例子的详细电路图；

图6示出了根据本发明的临界峰值电流设定电路的第二例子的详细电路图；

图7示出了根据本发明的避免不连续模式的同步切换式升压调节器的电路框图。

实施方式

下文中的说明与附图将使本发明的前述与其他目的、特征、与优点更加明显。下面将参照附图详细说明根据本发明的优选实施例。

本发明人仔细观察图2后发现流经电感的峰值电流与平均值电流间的相对关系在连续模式中与不连续模式中具有显著的差别。具体而言，在连续模式中，例如曲线21所代表的操作，流经电感L的平均值电流I_ave1大于流经电感L的峰值电流I_peak1的一半。然而，在不连续模式中，例如曲线22所代表的操作，流经电感L的平均值电流I_ave2小于流经电感L的峰值电流I_peak2的一半，这是因为在每一个切换周期T_S中有一部分的时间内电感电流I_L实质上为零(在设有电流反转防止装置的情况下)。因此，如果为了避免切换式电压调节器在不连续模式下操作，则必须确保流经电感的峰值电流的一半小于或等于流经电感的平均值电流。如图3所示，曲线30代表在临界操作状态中电感电流I_L的波形，在每一个切换循环结束之前电感电流I_L刚好降低到零。现计算流经电感的峰值电流的一半刚好等于流经电感的平均值电流时的临界操作状态，可发现临界峰值电流I_{peak_TH}由占空比D、切换周期T_S、输入电压源V_in、以及电感L所共同决定，如下列方程式(1)所示：

$I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{TH}}=\left(\frac{T_s}{L}\right)\·D\·(1-D)\·V_{\mathrm{in}}...\left(1\right)$

由于临界峰值电流I_{peak_TH}代表连续模式的最小可允许的峰值电流，因此只要确保流经电感的峰值电流大于或等于此临界峰值电流I_{peak_TH}，即可有效避免电压调节器在不连续模式中操作。

图4示出了根据本发明的避免不连续模式的同步切换式降压调节器的电路框图。如图所示，上侧开关HS与下侧开关LS串联耦合到输入电压源V_in与地电位之间。电感L的一端耦合到上侧开关HS与下侧开关LS间的公共节点CN，而其另一端则作为输出端，用来提供输出电压V_out至负载R_L。输出端还设置有一个输出电容C_o，用来对输出电压V_out进行滤波处理。上侧开关HS与下侧开关LS分别由切换逻辑电路40所输出的上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD加以控制。切换逻辑电路40具有一个SR锁存器(Latch)41，用来从反相输出端Q提供上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD。在图4所示的实施例中，因为上侧开关HS是由PMOS晶体管来实现且下侧开关LS是由NMOS晶体管来实现，所以上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD是由同相位的信号来实现。

SR锁存器41的设置端S连接到反相器42的输出端。反相器42的输入端连接到振荡电路11，用来接收脉冲信号PU。SR锁存器41的重置端R连接到NAND逻辑门43的输出端。NAND逻辑门43的第一输入端连接到比较器12的输出端，用来接收第一比较结果信号CR1。比较器12的反相输入端连接到斜率补偿电路13的输出端。斜率补偿电路13的两个输入端分别连接到振荡电路11与误差放大器14的输出端，用来基于振荡电路11所输出的锯齿波信号RA与误差放大器14所输出的有关电压反馈信号V_vfb与参考电压信号V_ref间的误差信号V_err1而产生经过斜率补偿的误差信号V_err2。误差放大器14的反相输入端连接到电压反馈电路15的输出端，用来接收电压反馈信号V_vfb，其代表电压调节器的输出电压V_out。误差放大器14的非反相输入端用来接收一个参考电压信号V_ref。比较器12的非反相输入端连接到电流反馈电路16，用来接收电流反馈信号V_ifb，其代表电感电流I_L。

NAND逻辑门43的第二输入端连接到比较器44的输出端，用来接收第二比较结果信号CR2。比较器44的反相输入端连接到临界峰值电流设定电路45，用来接收临界峰值设定信号V_{peak_TH}。比较器44的非反相输入端连接到电流反馈电路16，用来接收电流反馈信号V_ifb。由临界峰值电流设定电路45所产生的临界峰值设定信号V_{peak_TH}是代表根据前述方程式(1)所计算而得的临界峰值电流I_{peak_TH}。

下面将参照图4详细说明根据本发明的同步切换式降压调节器的操作。振荡电路11所产生的具有周期TS的脉冲信号PU经由反相器42提供到SR锁存器41的设置端S。由于SR锁存器41是负向触发电路，因此脉冲信号PU的上升边缘经反相后触发SR锁存器41，使其反相输出端Q提供具有低电平的上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD，开始进行一个切换循环。低电平的上侧驱动信号HD使上侧开关HS导通，而低电平的下侧驱动信号LD使下侧开关LS不导通。结果，输入电压源V_in提供能量到电感L，电感电流I_L因而线性增大。电流反馈电路16侦测电感电流I_L，并产生用来代表电感电流I_L的电流反馈信号V_ifb。电流反馈信号V_ifb提供到比较器12与44，用来分别比较经过斜率补偿的误差信号V_err2与临界峰值设定信号V_{peak_TH}。

借助于比较器12的作用，一旦线性上升的电流反馈信号V_ifb超出经过斜率补偿的误差信号V_err2时，第一比较结果信号CR1立即从低电平状态转变成高电平状态。另一方面，借助于比较器44的作用，一旦线性上升的电流反馈信号V_ifb超出临界峰值设定信号V_{peak_TH}时，第二比较结果信号CR2立即从低电平状态转变成高电平状态。第一比较结果信号CR2与第二比较结果信号CR2经由NAND逻辑门43的耦合而控制SR锁存器41的重置端R。因此，重置端R被触发(也就是说，NAND逻辑门43的输出信号从高电平状态转变成低电平状态)的条件是第一与第二比较结果信号CR1与CR2必须同时处于高电平状态才能满足。换言之，即使线性上升的电流反馈信号V_ifb因为已经超出经过斜率补偿的误差信号V_err2而使第一比较结果信号CR1从低电平状态转变成高电平状态时，如果此时电流反馈信号V_ifb仍未超出临界峰值设定信号V_{peak_TH}，则因为第二比较结果信号CR2仍然处于低电平状态，所以NAND逻辑门43的输出信号维持在高电平状态，无法触发重置端R。结果，上侧开关HS仍然维持导通，使电流反馈信号V_ifb继续上升直到超出临界峰值设定信号V_{peak_TH}。

当重置端R被触发时，SR锁存器的反相输出端Q提供具有高电平的上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD。高电平的上侧驱动信号HD使上侧开关HS不导通，而高电平的下侧驱动信号LD使下侧开关LS导通。结果，储存在电感L的能量释放到负载R_L，电感电流I_L因而线性减少。由于流经电感的峰值电流必须大于或等于临界峰值电流I_{peak_TH}，才能使重置端R被触发，所以在脉冲信号PU再次触发设置端S以进入下一个切换循环之前，电感电流I_L不会降低至极性反转。因此，根据本发明的同步切换式降压调节器有效地避免在不连续模式中操作，解决了常规的电感电流极性反转及/或输出电压上下震荡而形成高频杂讯的问题。

在图4所示的实施例中，由于比较器12与比较器44都设计成电压比较电路，也即输入端用来接收电压信号且输出端用来输出电压信号，因此电流反馈电路16与临界峰值电流设定电路45都设计成输出电压信号V_ifb与V_{peak_TH}，用来间接代表所对应的电流物理量I_L与I_{peak_TH}，而非直接输出电流信号。请注意本发明还可以应用于电流反馈电路16与临界峰值电流设定电路45设计成直接输出电流信号的情况。举例而言，在电流反馈电路16与临界峰值电流设定电路45的输出端额外设置电流至电压转换器，用来将所输出的电流信号转换成电压信号。另一种可行的方法则是使用电压至电流转换器将电压的误差信号V_err2转换成电流信号，同时将比较器12与比较器44设计成电流比较电路。这种情况下，电流反馈电路16与临界峰值电流设定电路45也设计成直接输出电流信号。

从方程式(1)可知，临界峰值设定信号V_{peak_TH}随着占空比的二次幂而变动。除了稳定状态已经建立以外，占空比随着电压调节器的即时操作状态而变动。即使在稳定状态下，占空比也可能因输入电压源V_in逐渐下降而必须增大以使输出电压V_out维持在所期望的目标值。因此，根据本发明的临界峰值电流设定电路45并非仅产生一个固定信号，而必须基于电压调节器的即时操作状态而调整所需要的临界峰值设定信号V_{peak_TH}。

图5示出了根据本发明的临界峰值电流设定电路45-1的第一例子的详细电路图。如图所示，响应于未调节的输出电压V_in与具有周期T_S的锯齿波信号RA，临界峰值电流设定电路45-1产生临界峰值设定信号V_{peak_TH}，其代表根据前述方程式(1)所计算而得到的临界峰值电流I_{peak_TH}。具体而言，输入电压V_in依序经由运算放大器OP1与OP2的线性放大而形成临界峰值设定信号V_{peak_TH}，可表示如下列方程式(2)：

$V_{\mathrm{peak}\_\mathrm{TH}}=\left(\frac{R_{v1}}{R_{c1}}\right)\·\left(\frac{R_{v2}}{R_{c2}}\right)\·V_{\mathrm{in}}...\left(2\right)$

这里R_c1是连接到输入电压V_in与运算放大器OP1的反相输入端之间的固定电阻、R_v1是连接到运算放大器OP1的反相输入端与输出端之间的线性可变电阻、R_c2是连接到运算放大器OP1的输出端与运算放大器OP2的反相输入端之间的固定电阻、并且R_v2是连接到运算放大器OP2的反相输入端与输出端之间的线性可变电阻。

线性可变电阻R_v1设计成一个时间函数，可表示成方程式(3)：

        R_v1(t)＝R_v1，t＝0·D(t)        ...(3)

这里R_v1，t＝0是线性可变电阻R_v1在切换循环开始时的最初电阻值，且D(t)为一个具有周期T_S的时间函数，其值从0线性递增至1。线性可变电阻R_v2也设计成另一个时间函数，可表示成方程式(4)：

        R_v2(t)＝R_v2，t＝0·(1-D)(t)    ...(4)

这里R_v2，t＝0是线性可变电阻R_v2在切换循环开始时的最初电阻值，且(1-D)(t)为具有周期T_S的时间函数，其值从1线性递减至0。图4所示的振荡电路11所产生的锯齿波信号RA的振幅随着时间线性递增且具有周期T_S。因此，线性可变电阻R_v1可以通过振荡电路11所产生的锯齿波信号RA的调制而实施。另一方面，锯齿波信号RA经过反相器INV后可形成一个反相波形，其振幅随着时间线性递减且具有周期T_S。因此，线性可变电阻R_v2可以通过该反相锯齿波信号的调制而实施。

通过将方程式(3)与(4)代入方程式(2)，临界峰值设定信号V_{peak_TH}可表示如下述方程式(5)：

$V_{\mathrm{peak}\_\mathrm{TH}}\left(t\right)=\left(\frac{R_{v1,t=0}}{R_{c1}}\right)\·\left(\frac{R_{v2,t=0}}{R_{c2}}\right)\·D\left(t\right)\·(1-D)\left(t\right)\·V_{\mathrm{in}}...\left(5\right)$

比较方程式(1)与(5)，可以发现由各个电阻值所构成的比例常数项需要设计成满足下述条件(6)：

$\left(\frac{R_{v1,t=0}}{R_{c1}}\right)\·\left(\frac{R_{v2,t=0}}{R_{c2}}\right)=\frac{T_s}{L}...\left(6\right)$

在每一个切换循环中，当电流反馈信号V_ifb达到经过斜率补偿的误差信号V_err2时，这一时刻所对应的临界峰值设定信号V_{peak_TH}也准确地由临界峰值电流设定电路45-1所产生。因此，比较器44可有效地判断电流反馈信号V_ifb是否超出临界峰值设定信号V_{peak_TH}，以避免电压调节器在不连续模式下操作。

图6示出了根据本发明的临界峰值电流设定电路45-2的第二例子的详细电路图。如图所示，输入电压V_in经由运算放大器OP_a、NMOS晶体管N1、与电阻R_a所构成的线性电流调节器而决定一个电流I_a，可表示如下列方程式(7)：

$I_a=\left(\frac{V_{\mathrm{in}}}{R_a}\right)...\left(7\right)$

换言之，电流I_a正比于输入电压V_in。PMOS晶体管P1至P4构成一个多重输出级的电流镜，其输出级晶体管P2至P4分别提供电流I_a。晶体管P2提供电流I_a至由PMOS晶体管P5与P6所构成的一个差动对(Differential Pair)。晶体管P3提供电流I_a至由PMOS晶体管P7与P8所构成的另一个差动对。晶体管P5的栅极连接到一个下边界参考电压V_bl，而晶体管P8的栅极连接到一个上边界参考电V_bh。晶体管P6与P7的栅极相互连接，并且用于接收振荡电路11所产生的锯齿波信号RA。

晶体管P3所提供的电流I_a根据下边界参考电压V_bl与锯齿波信号RA间的差异而决定分配多少至晶体管P5。换言之，由晶体管P5与P6所构成的差动对由下边界参考电压V_bl与锯齿波信号RA来控制，用来根据锯齿波信号RA的变化而从电流I_a中选取一个周期性变化分量，使其流经晶体管P5。晶体管P4所供应的电流I_a根据锯齿波信号RA与上边界参考电压V_bh之间的差异而决定分配多少至晶体管P8。换言之，由晶体管P7与P8所构成的差动对由锯齿波信号RA与上边界参考电压V_bh来控制，用来根据锯齿波信号RA的变化而从电流I_a中选取一个周期性变化分量，使其流经晶体管P8。随后，流经晶体管P5与P8的周期性变化分量彼此相加，并且通过NMOS晶体管N3与N4所构成的电流镜而转换为电流I_b。

临界峰值设定信号V_{peak_TH}通过电流I_a、I_b、与I_c流经电阻R_b所造成的电压差而实施，可表示如下列方程式(8)：

         V_{peak_TH}＝(I_a-I_b+I_c)·R_b     ...(8)

电流I_a是用来模拟方程式(1)中的输入电压V_in的变化。由于电流I_b会随着电流I_a与锯齿波信号RA而变化，因此电流I_b需要适合用于模拟方程式(1)中的占空比D与输入电压V_in所引起的临界峰值设定信号V_{peak_TH}的变化。电流I_c是一个固定的补偿(Offset)电流，用来调整临界峰值设定信号V_{peak_TH}的直流电平(DC Level)。在本发明的一个实施例中，下边界参考电压V_bl设定为0.5伏特、上边界参考电压V_bh设定为0.75伏特、且锯齿波信号RA随着时间从0伏特线性变化至0.8伏特。在此参数条件下，电流I_a、I_b、与I_c的组合可相当满意地模拟近似在占空比介于0.66至1区间内的临界峰值设定信号V_{peak_TH}的变化。

请注意根据本发明的电路与方法可广泛应用于各种型态的切换式电压调节器，例如同步与非同步、升压与降压、电压反馈控制与电流反馈控制、脉冲宽度调制(PWM)与脉冲频率调制(PFM)等等所有常规的电压调节器类型，并无特殊型态之限制。图7示出了根据本发明的避免不连续模式的同步切换式升压调节器的电路框图。图7的升压调节器与图4的降压调节器的差异之处在于上侧开关HS与电感L的连接形态、切换逻辑电路70、以及临界峰值电流设定电路75。如图所示，电感L连接在输入电压源V_in与公共节点CN之间，上侧开关HS则连接在公共节点CN与输出端之间。切换逻辑电路70提供SR锁存器的正相输出Q作为上侧驱动信号HD与下侧驱动信号LD。临界峰值电流设定电路75则产生临界峰值设定信号V_{peak_TH}，用来代表临界状态电感电流的峰值I_{peak_TH}，如下列方程式(9)所示：

$I_{\mathrm{peak}\_\mathrm{TH}}=\left(\frac{T_s}{L}\right)\·D\·(1-D)\·V_{\mathrm{out}}...\left(9\right)$

比较方程式(9)与(1)可知，方程式(9)的输出电压项V_out对应于方程式(1)的输出电压源项V_in。因此，应用于升压调节器的临界峰值电流设定电路75响应于输出电压V_out与振荡电路11所产生的锯齿波信号RA而决定临界峰值设定信号V_{peak_TH}。具体而言，只要对于图5所示的临界峰值电流设定电路45-1或图6所示的临界峰值电流设定电路45-2，将原先使用输入电压V_in之处改换成使用输出电压V_out，即可轻易获得可以应用于图7所示的升压调节器的临界峰值电流设定电路75。

虽然本发明已经通过优选实施例作为示例加以说明，但是应该理解：本发明不限于所公开的实施例。相反地，本发明意欲涵盖对于本领域的技术人员来说是明显的各种修改与相似配置。因此，权利要求书的范围应该根据最广的诠释，以包含所有这种修改与相似配置。

Claims (10)

1、一种切换式电压调节器，包含：

一个切换电路，在一个第一操作状态和一个第二操作状态下操作，在所述第一操作状态中，所述切换电路允许一个切换电流线性增加，而在所述第二操作状态中，所述切换电路允许所述切换电流线性减少；

一个控制电路，耦合到所述切换电路，用来控制所述切换电路在所述第一或第二操作状态下操作；以及

一个设定电路，用来产生一个临界信号，使得所述控制电路响应于所述临界信号而确保所述切换电流在所述第一操作状态中线性增加至大于或等于由所述临界信号所设定的一个电流值，从而防止所述切换电流在所述第二操作状态中线性减少至极性反转。

2、如权利要求1所述的切换式电压调节器，其中：

所述控制电路包含：

一个电流反馈电路，用来产生一个电流反馈信号，其代表所述切换电流，以及

一个比较电路，用来比较所述电流反馈信号与所述临界信号，使得当所述电流反馈信号小于所述临界信号时所述控制电路防止所述切换电路在所述第二操作状态下操作。

3、如权利要求1所述的切换式电压调节器，其中：

所述切换式电压调节器将一个输入电压转换成一个输出电压，并且

所述设定电路包含：

一个线性电流调节器，用来产生一个电流信号，其代表所述输入电压；

一个第一差动对，由一个周期信号与一个下边界参考电压信号所控制，用来从所述电流信号中选取一个第一分量；

一个第二差动对，由所述周期信号与一个上边界参考电压信号所控制，用来从所述电流信号中选取一个第二分量；以及

一个固定电流源，用来提供一个补偿电流信号，其中：

所述临界信号是由所述电流信号、所述第一分量、所述第二分量、与所述补偿电流信号的一个组合来模拟近似。

4、如权利要求3所述的切换式电压调节器，进一步包含：

一个振荡电路，用来产生一个脉冲信号与一个锯齿波信号，使得所述控制电路响应于所述脉冲信号而使所述切换电路在所述第一操作状态下操作，并且使得所述锯齿波信号作为所述周期信号。

5、如权利要求1所述的切换式电压调节器，进一步包含：

一个振荡电路，用来产生一个脉冲信号与一个锯齿波信号，使得所述控制电路响应于所述脉冲信号而使所述切换电路在所述第一操作状态下操作，并且使得所述设定电路响应于所述锯齿波信号而调整所述临界信号。

6、一种切换式电压调节器的控制方法，包含下列步骤：

控制一个切换电路在一个第一操作状态下操作，用来允许一个切换电流线性增加，以及

控制所述切换电路在一个第二操作状态下操作，用来允许所述切换电流线性减少，其中：

在控制所述切换电路在所述第一操作状态下操作的所述步骤中，确保所述切换电流线性增加至大于或等于一个临界电流，从而在控制所述切换电路在所述第二操作状态下操作的所述步骤中防止所述电流线性减少至极性反转。

7、如权利要求6所述的切换式电压调节器的控制方法，进一步包含下列步骤：

比较所述切换电流与所述临界电流，以及

当所述切换电流小于所述临界电流时继续控制所述切换电路在所述第一操作状态下操作。

8、如权利要求6所述的切换式电压调节器的控制方法，其中：

所述临界电流至少基于控制所述切换电路在所述第一操作状态下操作的所述步骤所占时间而调整。

9、如权利要求6所述的切换式电压调节器的控制方法，其中：

所述切换式电压调节器将一个输入电压转换成一个输出电压，使得所述输出电压小于所述输入电压，并且

所述临界电流至少基于所述输入电压而调整。

10、如权利要求6所述的切换式电压调节器的控制方法，其中：

所述切换式电压调节器将一个输入电压转换成一个输出电压，使得所述输出电压大于所述输入电压，并且

所述临界电流至少基于所述输出电压而调整。

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