CN1799015A - 用于开关电源变换器的控制环 - Google Patents

Abstract

用于带时钟的开关电源变换器的控制环，其中该环路的特征在于串联的比较器(44)和滤波器(61)，用于使比较器(44)的非线性响应线性化。滤波器(61)具有抵消桥式整流器(M1和M2)的极点和零点的极点和零点。

Description

用于开关电源变换器的控制环

技术领域

本发明一般地涉及开关电源变换器的电压调节。

背景技术

开关电源变换器(SPC)在电子系统中被广泛用于将直流(DC)电压转换为不同的DC电压，或者将交流(AC)电压转换为DC电压，或者将DC电压转换为AC电压。SPC被广泛用于便携式和非便携式应用中，并且用于很宽的功率和电压范围。每种应用有许多体系结构，例如降压型(buck或step down)、升压型(boost或step up)、H桥型(H-bridge)以及返驰型(fly back)。但是，不论转换器的类型为何，它们都需要控制器，以便在输出端产生调节后的被良好保持的电压。所生成的输出电压通常被用作电子系统内的特定负载的电源。在一个系统中可以有不同类型的SPC，其中每一类具有其自己的特定负载和控制器，以及其自己的规格集。

图1的框图示出典型现有技术降压(step-down或buck)DC/DC开关电源变换器(SPC)，其将来自电源11的值为V_in的DC电压转换成值为V_out的降低了的DC电压(其中V_out＜V_in)，其中电源11例如是AC到DC全波桥式整流器或电池。现有技术电源转换器可以把V_in转换成2伏特DC的DC输出电压V_out。降压型SPC的核心由以下元件构成：两个晶体管M1和M2；值为L₀的电感器18A，以及值为C₀的电容器18B。晶体管M1可以是p沟道型或n沟道型器件，而M2通常是n沟道型器件。在n沟道型和p沟道型之间对M1和M2的类型进行的选择主要取决于设计要求以及系统内的器件的可用性。

图2示出图1的SPC的稳态期间节点19B、19C(V_out)、20A和20B处的电压的时序图。通过以与图1中的控制器15相关联的时钟振荡器所设置的速率，按互补方式断开和闭合晶体管开关M1和M2，即任何给定时刻只有一个器件接通，则节点19B处的电压将会是与节点20A或20B处的信号具有相同频率的信号。节点19B处的电压的幅度在零和V_in之间交替。此交替的电压将会被节点19C处的电感器18A和电容器18B滤波为一个近似值

V_out＝V_in(T_on/T)                  (1)

其中T_on是M1保持导通的持续时间(在此情况下节点20A处的信号为零)，T是节点20A处的信号的总周期(或节点20B处的信号的周期)。参见图2，比率T_on/T被称为时钟的“占空比”。因此，对于20％的“占空比”，输出电压V_out将会是V_out＝0.2V_in(假设无损)。

参见图1，现有技术SPC的调节环通常由以下元件构成：误差放大器23，其具有由框14A代表的输入元件Z1，以及由框14B代表的输入元件Z2；脉冲宽度调制器(PWM)或脉冲频率调制器(PFM)控制器15；以及用于接通和断开M1和M2的驱动器12。误差放大器可以是模拟或数字器件，相对于节点22C上来自参考电源16的参考电压，其对误差放大器的一个输入的功率波纹的采样进行估值。这种调节配置常见于现有技术所设计的降压型、升压型和返驰型开关电源变换器中。可利用离散元件将整个SPC系统构建在印刷电路板上，或者可用CMOS、BiCMOS、BCD或任何其他适用于这种设计的工艺技术来将其构建为集成电路，

再次参见图2，如果保持T值恒定以获得恒定的时钟周期或步骤，并且改变T_on(或T_off)以控制节点19C处的电压(V_out)，则控制器被称为PWM或脉冲宽度调制器控制器。另外，如果改变T并保持T_on(或T_off)恒定，则控制器是PFM或脉冲频率调制器控制器。不论在PWM还是PFM情况下，晶体管开关M1和M2都以在节点19B处产生电压脉冲的方式工作。值为L₀的电感器18A和值为C₀的电容器18B以形成低通滤波器的方式连接，以便节点19B处的脉冲信号被转换为19C处的相当恒定的DC电压，该电压由方程1定义，并在图2中示出。节点19C处的电压被用于为任何可能的负载(例如负载13)加电。

利用小信号分析，电感器18A和电容器18B所产生的低通滤波器在f_P1和f_P2处产生两个极点，f_P1和f_P2可由下式计算：

$f_{P1}=f_{P2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_0{C}_0}}---\left(2\right)$

现在，由于在调节环内有两个极点，因此如果不对该环路做出改变，则在闭环配置中此系统将会是不稳定的。因此，必须补偿该环路。

再次参见图1，误差放大器23与值分别为Z1和Z2的两个元件14A和14B一起充当主要补偿电路，以便为环路增加稳定性。这是很常用的补偿SPC调节环的方案。利用小信号分析，在频域，误差放大器23与元件Z1和Z2相组合的电压增益可计算为

$A_1=\frac{-Z2}{Z1}---\left(3\right)$

通过使用有源元件和无源元件的适当组合，其中主要是Z1和Z2的电容器和电阻器，可在调节环内添加适当的附加极点和零点，以便稳定该环路。

图3示出利用以下配置实现复值Z2的一种可能的方法：值为C₁₁的电容器101与值为R₁₁的电阻器103串联，电容器101和电阻器103都与值为C₁₂的电容器105并联。因此，假设值为R_Z1的简单电阻器被用于Z1，并且假设Z2被设置为图3中所示的一个电阻器和多个电容器的组合，则A₁(方程3中)为

$A_1=-\frac{1+{\mathrm{sR}}_{11}{C}_{11}}{R_{Z1}s[{\mathrm{sR}}_{11}{C}_{11}{C}_{12}+(C_{12}+C_{11})]}---\left(4\right)$

其具有一个在1/(2πR₁₁C₁₁)处的零点以及两个极点。但是必须注意误差放大器23的DC电压增益只是等于其开环电压增益，而不是根据方程4计算的。此外，图1中的值为C₀电容器18B具有图1中未示出的值为R_ser的串联寄生电阻，该电阻将会添加另一个在1/(2πC₀R_ser)处的零点。从效果上而言，存在两个由L₀和C₀产生的极点(在f_P1和f_P2处)，以及由Z₁和Z₂产生的两个附加的极点，这使得极点总数为4，并且存在两个在环路内的零点。从而，通过调节无源元件L₀、C₀(均与桥式转换器相关联)、C₁₁、C₁₂、R₁₁(后三个值被视为与图3的元件相关联)以及R_Z1(图1的框14A中的阻抗Z1的电阻值)的值，可补偿调节环，以确保所有情况下的稳定工作。

同样的分析可用于任何其他的使用这种共同类型的调节的转换器，例如返驰型、升压型或升降压型或者H桥型。调节环中的一个主要问题是误差放大器本身。误差放大器如要有效则必须具有高电压增益以及足够的带宽。如果误差放大器的电压增益或速度由于任何原因而受到损害，则附加的误差项可能被引入，这种误差项又可能不产生稳定的控制器。因此，误差放大器的性能是对于所有调节器都必须考虑的非常关键和重要的问题。

放大器的电源在其增益和带宽方面扮演非常关键的角色。电源电压的降低通常降低增益或速度之一，或者降低这两者。通常，调节环中的误差放大器为正常工作最少需要2V左右的电源电压。此外，在典型降压型SPC中，整个调节环可由所提供的值为V_in的电源供电。从而，对于传统降压型SPC，电源最小电压或(V_in)通常被限制为2V左右。因此，如果V_in的值下降到低于此2V左右的临界极限，则降压型SPC调节环中使用的误差放大器的电压增益或带宽可能降低，这可能妨碍整个转换器的性能，或者可能阻止转换器的工作。

在升压转换器中，在输出端处V_in被增大到较大的值并且V_out＞V_in，如果V_in小于运行整个内部电路(例如误差放大器或参考电路)所需的临界电压，则可能直到输出电压V_out的值达到高到足以用作调节器本身的电源的特定值，输出电压V_out才会被调节。然后，环路被激活以便将V_out的值调节在其目标值处。

从而，类似于图1所示的体系结构在降压型SPC中的使用主要限于V_in至少在2V左右的系统。然而，可能存在这样的应用，在这种应用中降压型SPC需要转换更低的电压电源，例如用作主电源的家用电池。在此情况下，V_in可能低至1.3V。所需的输出电压(V_out)可以是从1.2V到低至0.4V之间的任何值。

在这种系统中，一种可用的方案可以是就简单地使用线性电压调节器。但是，线性电压调节器的效率近似为

η＝V_out/V_in                           (5)

其中V_in和V_out是它们各自的输入和输出电压。从而，对于较大的压降，线性调节器被认为是效率非常低的，并且可能不适用于V_in＝1.3V，V_out＝0.65V的系统，因为η＝50％。对于类似的压降比，SPC效率可以高达95％。另一种可用的方法可以是：采用升压SPC以便通过将如前所述的V_in的值增大为2V左右或更高的电压来增大提供的电压，并且使用降压型SPC来将所产生的2V电平调节回低于初始V_in的电压。这种方法将会需要两组SPC，这增大了成本，并且降低了电源转换器电路的总效率。这将会是不可接受的，然而它可以是唯一有效的“高效”解决方案。

其他的调节SPC的方法涉及使用数字体系结构。目标是“动态地”调整V_out，以便优化负载的功耗。从而，这些方法不用于将V_out保持为恒定值，而是根据特定数字负载的需要来改变它，以便使这种负载内消耗的功率量最小，所述负载例如是微控制器或微处理器电路。在另一实施例中，解决了用于低功率应用的开关电源变换器的效率，在该实施例中，模数转换器(ADC)被用于对输出电压V_out采样，电压调节通过数字电路来完成。模数转换器(ADC)被用于对输出电压V_out采样，电压调节通过数字电路来完成。但是，输入电压通常被保持为3V左右的值，以保持模数转换器可工作。

本发明的一个目的是：产生一种新的控制环，以使得即使在低输入电源电压的情况下，尤其是低于2V的输入电源电压的情况下，也能调节开关电源变换器(SPC)的输出电压，以便：降低设计复杂度，降低控制电路功耗，并且促进在不同工艺技术间(即CMOS、BiCOMS等)调节器的设计便携性。

发明内容

上述目的是利用用于SPC的控制环来实现的，该控制环用于向一个环路提供整流后的DC，该环路具有简单电压比较器而不是传统运算放大器，以及用于线性化所述比较器的非线性响应的简单滤波器。滤波器具有极点和零点，以促进环路的稳定性。新技术可容忍工艺、漫度和电压变化，并且能够在低电源电压(低于两伏特)下在性能不恶化的情况下工作。该电路易于被搬动到不同的工艺技术中，而无需重大设计变化。该电路可应用到任何SPC电路，包括DC-DC、DC-AC和AC-DC转换器。通过使用此新的调节技术，易于降低施加到SPC控制环的电源电压，而不会损害调节后的V_out。

附图说明

图1是现有技术的降压型开关电源变换器的电路图。

图2是图1的电路的各种节点处的电压对时间的时序图。

图3是现有技术的误差放大器的复阻抗负载的电路图。

图4是用于根据本发明的开关电源变换器的控制环的电路图。

图5是图4的替换控制环的电路图，该控制环具有电荷泵。

图6是用于图4或5的控制环中的典型滤波器的电路图。

图7是在节点52F处与图6的电路相连接的电荷泵的电路图。

图8是图5所示的控制环中所示的主要调节元件的电路图。

具体实施方式

参见图4，本发明采用了以下实现方式：图1中的线性误差放大器23和补偿元件Z1和Z2的功能，可由具有非线性响应的简单高增益检测电路和产生伪线性行为以调节环路的适当的滤波器所取代。在非常低的接近DC的频率下，误差放大器的行为类似具有非常大的电压增益的简单电压比较器。然而，只有在较高的频率下它才能帮助补偿环路。因此，同样的行为可由没有典型误差放大器的缺点的元件来实现。诸如电压比较器这样的非线性检测电路通常对于净电压、温度和工艺变化更为鲁棒。当然，电流比较器也可被配置为等同于电压比较器。从而，其对这些变化的适应性可用于使整个补偿环更鲁棒。

高增益电压比较器44被用于检测一个误差，该误差涉及节点45处的输出电压(V_out)或者节点47处该输出电压的一小部分，所述一小部分是在节点45处的输出电压通过电阻器R1和R2而下降一部分之后产生的。此电压V₁是比较器44的第一输入。第二输入是线路51上的参考电路。假设电压比较器的灵敏度为ε(其中ε＝0)，并且传播延迟非常小，则当V₁大于V_ref时，比较器输出V₂处于逻辑电平0，当电压V₁小于V_ref时，比较器输出V₂处于V_in，即逻辑电平1。因此，V₂可被视为从正电压调制到零或负电压(如果比较器由一正一负两个不同的电源供电)的脉冲电压。此脉冲的幅度大小可以是几伏特。如果比较器只是用诸如V_in这样的单个电源供电的，则脉冲将会只从零到V_in变化。通过将简单的低通滤波器置于比较器的路径中，比较输出节点65处的脉冲电压V₂可以被取平均，以产生相当恒定的电压，该电压可被馈送到PWM或PFM控制器63中，以便最终调节环路。从概念上而言，比较器44和滤波器51从效果上将取代图1中的误差放大器23以及Z1和Z2。主要目标是在PWM或PFM控制器63的输入端产生恒定电压，以便环路被稳定。但是，与调节环中的极点和零点相关的同样问题仍然存在，并且必须被考虑。图4中的滤波器块可被构建为具有以下响应：

$H\left(s\right)=\frac{1+s/{\mathrm{\ω}}_{z1}}{(1+s/{\mathrm{\ω}}_{p1})(1+s/{\mathrm{\ω}}_{p2})}---\left(6\right)$

其中H_(s)是滤波器的传递函数，s是复变量，是ω频率项(ω_z1是与传递函数的零点相关联的频率项，ω_p1和ω_p2是分别与极点一和极点二相关联的频率项)。H(s)的逆拉普拉斯变换L^-1[H(s)]产生描述滤波器在时域中的行为的表达式。方程6与方程4类似，它是这种滤波器的最简单形式，具有一个零点和两个极点。一个这样的滤波器网络可以与图3所示的电路类似，其中一端接地。实现该滤波器的一个主要问题是比较器输出节点65的电压V₂的大小。由于V₂的大小被从零调制到V_in，因此它可能导致设计上的挑战。如果电池被用作电源转换器的电源，则其输出电压通常会随着电荷耗尽可变化。因此，即使可以利用可变的V_in来实现滤波器，从实际角度来看它仍然是困难的设计任务。

简单的方法是在图5中插入简单的电荷泵电路45，它可根据比较器44的输出端处的节点52E的电压V₂的大小，向某个节点添加(或去除)恒定量的电荷。于是根据本发明，稳定的调节环包括比较器、电荷泵和滤波器，以便处理接近恒定但仍调节的电荷，而不是处理脉冲状的电压V₂。电荷泵常用于传统锁相环(PLL)设计中，在这种设计中参考时钟的相位或频率被与压控振荡器(VCO)生成的时钟信号的相位或频率相比较。因此，电荷被电荷泵添加到节点中或从节点中减去。注意，此类“电荷泵”与用于通过用串联相控开关将电压从低值增大到高值的其他类型的电荷泵不同，所述串联相控开关控制来自被连接的电容器的电荷转移。本发明采用了电荷添加和减去电荷泵，而不是其他类型的电荷泵。因此，这种特定的具有某些简单修改的方案易于应用在这里的SPC调节设计中。

参见图5，电源41可以是将AC电压转换为某个DC电平的全波电桥。此DC电平被降压型SPC所调节，该降压型SPC由两个晶体管开关M1和M2构成。对于此示例，M1被示为p沟道型器件，M2被示为n沟道型器件，然而如果需要的话，利用某些可能的额外电路来驱动M2，则两者都可以是n沟道型。

晶体管M1和M2被连接到值为L₀的电感器55A和值为C₀的电容器55B。节点52A处的值为V_in的输入电压被降压为节点45处的值为V_out的较低的电压，所述节点45处的较低的电压可被连接到可能的负载，在此情况下是负载43。V_out的值被一个环路调节，该环路由可以构建在印刷电路板上或者按CMOS、BiCMOS或双极技术(或者任何其他适用于这种设计的技术，例如碳化硅、绝缘体上硅、碳化锗以及双极-COMS-DMOS)构建成集成形式的元件构成。

一个网络被用于在比较器44的负向输入端处提供电压，该电压正比于V_out，并且将被与节点51处的参考电压V_ref相比较。在此情况下，两个串联的值分别为R1和R2的电阻器54A和54B被用于在节点47处产生成比例的电压。节点47处的电压和来自参考电源48的由参考电压电源48在节点51处提供的参考电压被电压比较器44进行比较。电压比较器44比较节点47和51处的这两个电压，并且在其节点52E处的输出端处提供信号。如果节点47处的电压(V₄₇)大于节点51处的电压(V_ref)，则节点52E处的电压(V₂)被设置为逻辑零。但，如果V₄₇小于V_ref，则V₂被设置为逻辑1。比较器被连接到电荷泵，该电荷泵可向节点52F添加电荷或从其中去除电荷。

图7所示的电路图示出典型电荷泵。如果节点52E处的比较器44输出电压为逻辑零，则电荷泵45生成的电流I_up流进节点52F。假设图6的滤波器中值为C₁₂的电容器93，远大于值为C₁₁的电容器91，则对于V_52E＝“0”，电荷泵45的输出节点52F(图5中)处的电压变化将会是

ΔV_52F＝(I_upT_up)/C₁₂              (7)

其中I_up是电荷泵45的电流源的值，T_up是I_up流进节点52F的持续时间。当比较器44的输出为逻辑1时，即V_52E＝“1”时，则电容器C₁₂将会被放电，放电量由下式计算

ΔV_52F＝(I_dnT_dn)/C₁₂              (8)

类似地，I_dn和T_dn分别是电流的值和I_dn从C12流出时电荷泵45的持续时间。必须注意，在频域中，单个电容器向调节环添加另一个极点，这造成了整个系统不稳定的附加原因，并且对于没有稳定化电路的系统来说是不推荐的。滤波器46必须能够平滑节点52F处的电压，并且补偿环路和防止振荡。

通过使用频域分析，在以下频率处添加零点

$f_{Z1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}{R}_{31}{C}_{12}}---\left(9\right)$

其中f_Z1是零点的频率。添加两个极点：一个极点在0处(f_p3＝0)，另一个极点在以下频率处

$f_{P4}=\frac{C_{11}+C_{12}}{2\mathrm{\π}{R}_{31}{C}_{11}{C}_{12}}---\left(10\right)$

其中f_P4是添加的极点的频率。从而，通过选择R₃₁、C₁₁和C₁₂的适当的值，所产生的极点和零点的值可被放置为使得获得稳定的系统。此外，值为C₀的电容器55B的寄生电阻将会在网络内添加额外的零点，与C₁₁、C₁₂和R₃₁的值一起，该零点可用于稳定系统。

I_dn和I_up的值将会对调节环的总体增益做出贡献。通过增大它们的值，整体增益被增大，并且零点和极点的位置必须响应于这些变化而被修改。因此，所有这些参数都变成了设计标准，并且对于任何系统都必须被考虑。

与误差放大器不同，电压比较器从本质上来说是非线性电路。但是，工作于开环模式中的误差放大器可用作此系统内的电压比较器，而没有任何显著的问题。或者，具有非常小的反馈量的误差放大器仍可充当此系统内的电压比较器。也可使用电流比较器。因此，电压比较器44可以是任何方式和设计的，只要它可执行如上所述的此系统中所需要的电压检测即可。

滤波器46被用于平滑节点52F处产生的电荷泵输出电压，并将其施加到控制器块。滤波器46输出的节点52G处的电压被施加到PWM或PFM控制器63，该PWM或PFM控制器63通过数据线53将所需信号提供到驱动器42。控制器控制晶体管开关M1和M2的占空比。

图7示出图5中使用的公知电荷泵的简化工作图，该电荷泵具有主要用于锁相环(PLL)和延迟锁定环(DLL)系统中的特性设计。任何可执行电流或电荷的注入和收回的电路都可用作图5中的电荷泵45。

返回图7，在工作中，电荷泵45具有输入节点52E，该输入节点52E具有来自图5中的比较器44的电压V_A。此电压或者是逻辑1或者是逻辑0(V_A或者为V_in，或者为零伏特)。当V_A处于逻辑1时，即当V_A＝V_in时，晶体管MN导通，晶体管MP断开。从而电流I_dn从节点52F流出，并将节点52F处的电压拉向节点86处的电压，在此情况下节点86处的电压为地电压。或者，当V_A处于逻辑0时，则晶体管MN被断开，MP导通。从而，电流I_up流出节点83，并且节点52F处的电压被拉向节点83处的电压，在此情况下节点83处的电压为V_DD。

关于电荷泵构造的变化很多。图5中的滤波器46是PLL系统设计中常用的类型。图6示出可用于该滤波器的最简单的电路，其在一个支路中有电容器91，该支路与第二支路并联，在该第二支路中有串联的电阻器92和电容器93。但是，关于此滤波器有许多变化，其他滤波器可通过在稳定环中提供附加的零点，来提供所需的极点和零点并平滑节点52F处的电压，从而来稳定整个调节环。滤波器可高于二阶滤波器。它可具有多于两个极点和更多零点。它可以是任何稳定控制环的滤波器。可设计许多不同的滤波器，有时候可利用适应于该用途的软件。

图5中的控制器63可以是PFM或PWM调制器。图5中的驱动器42放大脉冲，所述脉冲或者可以具有固定频率和控制器63所确立的可变宽度(PWM)，或者可具有固定脉冲宽度和控制器63所确立的可变频率(PFM)。控制器63对于PWM调整脉冲宽度，或者对于PFM调整脉冲频率。参考电压48设置目标电压。电阻器R1和R2降压节点45处的电压V_out，以便与V_ref相比较。控制器63对驱动器42做出调整，以便使节点45处进入负载43的V_out的波纹最小化。就降压型(buck或step-down)、升压型(boost或step-up)或升降压型开关电源变换器和调节器而言，本发明对于PWM或PFM都可起作用。本发明为SPC提供了稳定化的调节环，该调节环具有非线性电压比较器、PLL电路中常用类型的电荷泵以及低通滤波器，该低通滤波器具有抵消桥式整流器的极点和零点的极点和零点组合。通常用于系统40中所示的调节环中的块，比如电压比较器44、电荷泵45、滤波器46以及PWM或PFM控制器63和驱动器42，是常见电路。

一般而言，系统40可由离散元件构造在PC板上，或者可按任何适用于这种系统的技术构建成集成电路形式，所述技术例如是但不限于CMOS、BiCMOS、GaAs、双极(或BJT)、SiGe、绝缘体上硅(SOI)，或者任何其他能够以集成形式产生系统40的集成电路工艺。或者，整个系统40可构建成离散元件以及按适用于这种系统的不同工艺技术构建成的集成电路的组合。

参见图8，比较器44具有来自端子47的电压信号输入52，其中端子47是桥式(例如半桥式)转换器的输出节点，如图5所示。比较器44还具有参考电压输入线51，其与诸如电池50这样的电压参考源相关联。比较器44由多个具有美国专利No.6,198,312中示出和描述的类型的CMOS晶体管构成。

比较器44在线路60上的输出馈给电荷泵45，该电荷泵与图7所示的电荷泵类似。电荷泵的特征在于一对CMOS晶体管开关62和64。晶体管62是p沟道型器件，其连接到p沟道型电流供给晶体管66，该p沟道型电流供给晶体管66被栅极线76上的参考电压偏置，以便在开关62的栅极被偏置为负向时提供电源电压80和电流。所提供的电流流向滤波器61，具体而言流进电容器91和93。晶体管64是n沟道型器件，其连接到n沟道型电流消耗晶体管68，该n沟道型电流消耗晶体管68被栅极线78上的参考电压偏置，以提供对地86的接入，以便在开关64的栅极被比较器44的输出偏置为正向时消耗电流。在此情况下，从滤波器61汲取电流。滤波器61被示为与图6的滤波器相同。此滤波器是典型的简单滤波器，也可使用更复杂或更简单的、模拟或数字的等同滤波器。

Claims (15)

1.一种用于开关电源变换器的调节环，该调节环是以下类型的：具有操作与电源和桥式滤波器单元相关联的开关的脉冲宽度可变或脉冲频率可变调制器，具有馈给负载的功率输出节点，所述调制器的可变参数确立所述电源转换器的调节量和效率，所述桥式滤波器单元具有第一传递函数，所述第一传递函数具有固有极点和零点，改进包括：

比较器，其具有高阻抗的第一输入端和第二输入信号，所述第一输入端对来自所述开关电源变换器的电源输出节点的电压或电流进行采样以作为第一输入信号，所述第二输入信号来自参考电源并且代表用于所述负载的目标电压或电流水平，所述比较器在输出线上具有输出信号，所述输出信号根据第一输入信号是否超过所述第二输入信号而具有高信号或低信号；以及

滤波器，其连接到所述比较器，用于接收所述比较器输出信号并且递送一个滤波器输出信号，所述滤波器具有二阶传递函数，所述二阶传递函数是通过选择抵消所述第一传递函数的极点和零点的滤波器元件来确立的，从而所述滤波器输出信号是平滑的，操作所述脉冲宽度可变或脉冲频率可变调制器的可变输入参数。

2.如权利要求1所述的装置，其中电荷泵被插入在所述比较器和所述滤波器之间。

3.如权利要求2所述的装置，其中所述滤波器至少包括一个与所述电荷泵通信的电容器，从而所述电荷泵向所述电容器添加电荷并且从所述电容器中减去电荷。

4.如权利要求2所述的装置，其中所述滤波器至少包括两个与所述电荷泵通信的电容器，从而所述电荷泵向所述电容器添加电荷并且从所述电容器中减去电荷。

5.如权利要求2所述的装置，其中所述滤波器包括两个具有对置端点的并联支路，包括连接到所述电荷泵的第一端点和连接到地的第二端点。

6.如权利要求5所述的装置，其中所述滤波器的第一支路包括一个电容器。

7.如权利要求5所述的装置，其中所述滤波器的第二支路包括一个电容器和一个电阻器。

8.如权利要求2所述的装置，其中所述电荷泵包括开关装置，用于向所述滤波器注入电流和从所述滤波器收回电流。

9.一种用于开关电源变换器的调节环，该调节环是以下类型的：具有操作与电源和桥式滤波器单元相关联的开关的脉冲宽度可变或脉冲频率可变调制器，具有馈给负载的一个功率输出节点，所述调制器的可变参数确立所述电源转换器的调节量和效率，改进包括：

比较器，其具有高阻抗的第一输入端和第二输入信号，所述第一输入端对来自所述开关电源变换器的电源输出节点的电压或电流进行采样以作为第一输入信号，所述第二输入信号来自参考电源并且代表用于所述负载的目标电压或电流水平，所述比较器在输出线上具有输出信号，所述输出信号根据第一输入信号是否超过所述第二输入信号而具有高信号或低信号；

电荷泵，其被连接以接收来自所述比较器的输出信号，并且响应于所述输出信号而供给或接收电流以作为电流信号；以及

滤波器，其连接到所述比较器，用于接收所述电流信号，并且递送一个滤波器输出信号，所述滤波器输出信号操作一个脉冲宽度可变或脉冲频率可变调制器。

10.如权利要求9所述的装置，其中所述滤波器至少包括一个与所述电荷泵通信的电容器，从而所述电荷泵向所述电容器添加电荷并且从所述电容器中减去电荷。

11.如权利要求9所述的装置，其中所述滤波器至少包括两个与所述电荷泵通信的电容器，从而所述电荷泵向所述电容器添加电荷并且从所述电容器中减去电荷。

12.如权利要求9所述的装置，其中所述滤波器包括两个具有对置端点的并联支路，包括连接到所述电荷泵的第一端点和连接到地的第二端点。

13.如权利要求12所述的装置，其中所述滤波器的第一支路包括电容器。

14.如权利要求12所述的装置，其中所述滤波器的第二支路包括电容器和电阻器。

15.如权利要求9所述的装置，其中所述电荷泵包括MOS晶体管的反相器配置，并且一对偏置晶体管连接到所述反相器配置。

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