CN101860243B - 开关电源的线损补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明是一种开关电源的线损补偿电路。它分为电流型和电压型，电流型电路由多阶RC低通滤波器、电压/电流转换电路和电流镜像电路构成；电压型电路由多阶RC低通滤波器、减法器和补偿电阻构成。本发明用补偿电路产生了一个与输出电流Iout成比例的补偿电流Icpr或补偿电压Vcpr，用该补偿电流或补偿电压来抵销由于Iout变化所引起的输出导线上的压降，从而恢复控制环路的稳压控制功能，使输出恒定。本发明的特点是设计思路巧妙、电路简单、易于实现。本发明进一步的改进是采用了开关RC滤波器，从而大大减小RC滤波器的电容体积，便于集成，进一步提高电路性能和简化电路结构，提高了开关电源工作的可靠性。

Description

开关电源的线损补偿电路

技术领域

本发明涉及一种AC-DC开关电源的线损补偿电路。 

背景技术

在已有技术，AC-DC开关电源目前普遍采用一种反激式原边控制方式，如图5所示，采用这种架构，系统不需要利用光耦在输出变压器次级输出端反馈采样，而是利用输出变压器原级辅助端(Vaux)采样来进行环路控制。其工作过程是：输入的AC交流电经过二极管D1～D4的全波整流和电容C1的滤波后转换成直流信号Vin，该直流信号Vin一方面通过启动电阻R1对电容C2进行充电，当电容C2上的电压达到稳压控制芯片X3的启动电压Vp后，芯片X3开始工作；另一方面，直流信号Vin通过开关变压器X2又变换成交流，其中开关变压器X2中的电流开关变换由芯片X3通过控制功率开关管G1的开、关来实现，开关变压器X2次级输出的交流电通过二极管D6和电容C3的整流和滤波又变换成直流输出。其中芯片X3通过对开关变压器X2原边辅助端电压Vaux的采样实现对输出端电压Vout的采样，并通过控制功率开关管G1的开关频率来控制变压器X2原边中电流的大小，最终使输出端电压Vout跟随设置值，保证输出端电压的恒定。 

上述开关电源系统存在的问题是：在一般情况下，稳压调节是针对负载(Load)一个变量进行调节的。但在实际应用中，随着电源输出导线的规格不同，长度不同，输出导线上的电阻Rcable会很大，它也会引起输出端电压的不稳定。其原因如下： 

如图5所示，假设电源系统的输出电压为Vout，同时假设输出导线Rcable上没有压降(即电阻Rcable为0)，二极管D6上的压降为Vd，变压器X2的原边辅助绕组T2与次级绕组T3的匝数比为Nas，则所采样的辅助绕组T2电压值Vaux为： 

Vaux＝Nas(Vout+Vd)    (1) 

同时，根据采样点Vaux经R2、R3到地支路中的电流应等于芯片X3采样输入端U经R3到地支路中的电流，则采样输入端电压Vu为： 

$\mathrm{Vu}=\frac{R3}{R2+R3}\mathrm{Vaux}=\frac{R3}{R2+R3}\mathrm{Nas}(\mathrm{Vout}+\mathrm{Vd})---\left(2\right)$

由(2)式变换，系统的输出端电压Vout为： 

$\mathrm{Vout}=(1+\frac{R2}{R3})*\frac{\mathrm{Vu}}{\mathrm{Nas}}-\mathrm{Vd}---\left(3\right)$

从式(2)中可以看出，当电源系统规格确定后，式中的R2、R3、Nas、Vd都是确定值，因此，Vu是输出端电压Vout一个变量的函数。当Vout随负载变化时，通过Vu的采样利用环路控制可使输出电压Vout恒定。 

但是，当电源输出导线损耗电阻Rcable不能忽略时，上述(1)、(2)、(3)式就会变为： 

Vaux＝Nas(Vout+Vd+Iout*Rcable)    (1’) 

$\mathrm{Vu}=\frac{R3}{R2+R3}\mathrm{Nas}(\mathrm{Vout}+\mathrm{Vd}+\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable})---\left(2^{,}\right)$

$\mathrm{Vout}=(1+\frac{R2}{R3})*\frac{\mathrm{Vu}}{\mathrm{Nas}}-\mathrm{Vd}-\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable}---\left(3^{,}\right)$

从上述式(1’)、(2’)、(3’)可以看出，当输出导线选定后，其损耗电阻Rcable是一个确定值，但输出电流Iout却是个一个随负载Load变化的变量，因此，式(1’)、(2’)、(3’)中具有Vout、Iout两个变量，但控制环路只对Vout一个变量进行稳压调节，没有对Iout进行稳压调节，因此，控制环路失去了对输出端的恒定控制。 

发明内容

本发明的目的是针对已有技术中的问题，提供一种开关电源的线损补偿电路，用补偿的方式将输出导线的损耗抵销，从而恢复控制环路的稳压控制功能，最终达到开关电源的输出恒定。 

为实现上述目的，本发明的技术方案如下： 

本发明用上述电路产生了一个与输出电流Iout成比例的补偿电流Icpr或补偿电压Vcpr，用该补偿电流或补偿电压来抵销由于Iout变化所引起的输出导线上的压降，从而恢复控制环路的稳压控制功能，使输出恒定。本发明的特点是设计思路巧妙、电路简单、易于实现。本发明进一步改进的特点是采用了开关RC滤波器，它可以大大减小RC滤波器 的电容体积，使本电路能够集成在稳压控制芯片X3中，进一步提高电路性能和简化电路结构，提高电源工作的可靠性。 

附图说明

图1、本发明电流型线损补偿电路的原理图。 

图2、本发明电压型线损补偿电路的原理图。 

图3、多阶开关RC滤波器的原理方框图。 

图4、开关RC滤波器的电路原理图。 

图5、已有AC-DC开关电源的电路原理图。 

图6、tons信号的波形图。 

图7、U端信号的波形图。 

图8、补偿电流Icpr信号的波形图。 

图9、补偿电压Vcpr信号的波形图。 

具体实施方式

下面以应用于图5开关电源系统中的线损补偿电路为例说明本发明的电路结构和工作原理。 

实施例1 

参见图1、5，本例的线损补偿电路由一个四阶RC低通滤波器1、一个电压/电流转换电路2和一个电流镜像电路3构成，所述四阶RC低通滤波器1的输入端直接或通过一个缓冲器4与线损检测信号端tons相接，所述的电压/电流转换电路2由一个运算放大器OP、一个功率开关管MN1和一个串接在功率开关管MN1漏极的补偿电阻Rcpr构成，所述运算放大器OP的正输入端与所述四阶RC滤波器1的输出端相接，该运算放大器的负输入端接在所述功率开关管MN1的漏极，该运算放大器2的输出端与该功率开关管MN1的栅极相接。所述的电流镜像电路3由两个共栅极镜像电路连接构成，即由功率开关管MP1、MP2接成第一镜像电路，由功率开关管MN2、MN3接第二镜像电路，经过该电流镜像电路的两次像镜复制后，可得到与功率开关管MN1中的电流一致的电流，然后将该电流镜像电路的输出电流Icpr叠加在芯片X3的采样输入端U端(以下简称U端)上。所述的缓冲器4可以起到隔离和驱动作用， 使电路工作更加稳定。 

上述电路产生了一个线损补偿电流Icpr，它可抵消线损电阻Rcable上的压降。抵消原理如下： 

参见图5，假设Nps为变压器X2原边绕组T1与次级绕组T3的匝数比，Ip为原边绕组T1中的电流峰值，Isp为次级绕组T3中的电流峰值，Ls为次级绕组T3的电感，Vs为次级绕组T3的输出电压，Dons为次级电流的占空比，Tons为次级二极管D6的导通时间，f是该电源系统的工作频率。 

根据变压器原理，原边电流Ip与次级电流Isp的关系为： 

Isp＝Nps*Ip    (4) 

根据欧母定律，次级电流有： 

$\mathrm{Isp}=\frac{\mathrm{Vs}}{\mathrm{Ls}}\×\mathrm{Tons}---\left(5\right)$

整理(5)式，得： 

$\mathrm{Tons}=\frac{\mathrm{Isp}*\mathrm{Ls}}{\mathrm{Vs}}---\left(6\right)$

从输出端看，并结合占空比 输出电流Iout有下式： 

$\mathrm{Iout}=\frac{1}{2}\mathrm{Isp}*\mathrm{Dons}=\frac{1}{2}\mathrm{Isp}*\mathrm{Tons}*f---\left(7\right)$

由于控制芯片X3采用的是脉冲频率调制(PFM)控制模式，也就是说，功率开关管G1的导通时间恒定，通过改变功率管G1的关闭时间来改变系统工作频率f，故功率开关管G1的峰值电流Ip是恒定的。根据上述公式(4)、(5)、(6)，如果Ip恒定，则Isp、Tons都是恒定的，因此，根据式(7)，输出电流Iout与系统工作频率f成正比。 

为此，本发明产生一个随系统工作频率f变化的补偿电流Icpr来抵消输出电流Iout引起的变化。我们选用输出回路中二极管D6的导通时间信号tons作为线损检测输入信号(波形如图6所示)，该tons信号既包含了系统频率f的信息，又可以从U端方便地得到，即通过检测U端信号(如图7所示)的高电平即可以得到tons信号。 

再参图1，当输入的tons信号经过四阶低通滤波后变成一个随tons信号变化的直流电压信号，即： 

Vtons＝Vdd*Dons＝Vdd*Tons*f    (8) 

式中Vdd为电源电压，从式(8)看出，此处的四阶低通滤波器其实是一个频率检测器，它输出的是随系统频率f变化的一个直流电压信号Vtons，该直流电压信号通过上述电压/电流转换电路的转换变成一个电流信号，该电流信号即是功率开关管MN1中的电流I_MN1，该电流为： 

$I_{\mathrm{MN}1}=I_{\mathrm{MP}1}=\frac{\mathrm{Vtons}}{\mathrm{Rcpr}}---\left(9\right)$

该电流信号通过上述的镜像电路1:1的镜像复制后，输出一个补偿电流Icpr，从式(9)可以看出，调节补偿电阻Rcpr的大小可以调节功率开关管中电流I_MN1的大小，也就是调节补偿电流Icpr的大小。 

从图1、5可以看出，从采样点Vaux流经R2的电流等于流经R3的电流加上补偿Icpr，因此有： 

$\mathrm{Icpr}+\frac{\mathrm{Vu}}{R3}=\frac{\mathrm{Vaux}-\mathrm{Vu}}{R2}---\left(10\right)$

上式中Vu为U端电压，整理得： 

$\mathrm{Vaux}=(1+\frac{R2}{R3})*\mathrm{Vu}+\mathrm{Icpr}*R2---\left(11\right)$

将式(1’)代入式(11)，得： 

$(\mathrm{Vo}+\mathrm{Vd}+\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable})*\mathrm{Nas}=(1+\frac{R2}{R3})*\mathrm{Vu}+\mathrm{Icpr}*R2---\left(12\right)$

因为，在不考虑Rcable存在的情况下，有公式(2)存在，将式(2)代入式(12)，整理得： 

Iout*Rcable*Nas＝Icpr*R2    (13) 

因此，当式(13)满足时，式(2’)中的Iout*Rcable*Nas项可被抵销为零，即可完成输出导线的线损补偿。在开关电源的输出导线选定后，需进行一次式(13)的等式调整，即先将输出电流Iout调整到最大值，使Iout的值确定，然后调整补偿电阻Rcpr，使Icpr的值满足式(13)。调整好后，线损补偿电路即可正常工作了。当输出端Iout电流随频率f变化时，补偿电流Icpr也随之变化(如图8所示)，从而始终保持式(13)相等。当抵销式(2’)中的线损项被抵销后，则式(2’)恢复为式(2)，从而恢复环路控制的稳压调节功能，使输出电压恒定。 

实施例2 

参见图2、5，它由一个四阶RC低通滤波器1、减法器5和补偿电阻Rcpr构成，所述RC低通滤波器的输出端与减法器的正输入端相接，减法器的负输入端与参考电压V0相接，所述减法器的输出端通过所述的补偿电阻Rcpr接在图5中开关电源的采样电压输入端U上。 

与实施例1相同，当输入的tons信号经过四阶低通滤波后变成一个随tons信号变化的直流电压信号Vtons＝Vdd*Tons*f，该信号经过减法器后，输出补偿电压Vcpr： 

Vcpr＝V0-Vtons 

式中V0为参考电压，将该补偿电压Vcpr通过补偿电阻Rcpr加到U端。从图2中可以看出，从采样点Vaux流经R2上的电流应等于流经R3上电流加上流经Rcpr上的电流，因此有： 

$\frac{\mathrm{Vu}-\mathrm{Vcpr}}{\mathrm{Rcpr}}+\frac{\mathrm{Vu}}{R3}=\frac{\mathrm{Vaux}-\mathrm{Vu}}{R2}---\left(14\right)$

整理上式后，得： 

$\mathrm{Vaux}=(1+\frac{R2}{R3}+\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}})*\mathrm{Vu}-\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}}*\mathrm{Vcpr}---\left(15\right)$

将式(1’)代入式(15)，得： 

$\mathrm{Nas}(\mathrm{Vout}+\mathrm{Vd}+\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable})=(1+\frac{R2}{R3}+\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}})*\mathrm{Vu}-\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}}*\mathrm{Vcpr}---\left(16\right)$

整理式(16)，得： 

$\mathrm{Vout}=(1+\frac{R2}{R3}+\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}})*\frac{\mathrm{Vu}}{\mathrm{Nas}}-\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}*\mathrm{Nas}}*\mathrm{Vcpr}-\mathrm{Vd}-\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable}---\left(17\right)$

在不考虑Rcable存在的情况下，有公式(3)存在，将式(3)代入式(17)，得： 

$(1+\frac{R2}{R3})*\frac{\mathrm{Vu}}{\mathrm{Nas}}-\mathrm{Vd}=(1+\frac{R2}{R3}+\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}})*\frac{\mathrm{Vu}}{\mathrm{Nas}}-\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}*\mathrm{Nas}}*\mathrm{Vcpr}-\mathrm{Vd}-\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable}$

整理上式得： 

$\frac{R2}{\mathrm{Rcpr}}*\frac{(\mathrm{Vu}-\mathrm{Vcpr})}{\mathrm{Nas}}=\mathrm{Iout}*\mathrm{Rcable}---\left(18\right)$

当(18)式满足时，式(17)就可以变成式(3)，即输出线缆(Rcable)上的压降可以完全被抵消。与实施例1相同，在开关电源的输出导线选定后，需进行等式(18)的调整，即先将输出电流Iout调整到最大值，使Iout的值确定，然后调整补偿电阻Rcpr，改变Vcpr的值，使式(18)相等，则线损补偿电路即可正常工作。当输出端Iout电流随频率f变化 时，补偿电流Vcpr也随之变化(如图9所示)，从而始终保持式(18)相等。 

上述两个实施例中的多阶RC滤波器可以采用普通的多阶RC滤波器，但为了减小电路体积，便于集成，最好采用下述的开关RC滤波器。 

参见图3，所述的四阶开关RC滤波器由四个开关RC滤波器1-1、1-2、1-3、1-4串联构成，该四个开关RC滤波器的开关控制端F分别与各自开关控制信号F1、F2、F3、F4相接。 

参见图4，所述的开关RC滤波器具有一个由第一功率开关管MN10和第一充电电容C10串联构成第一充电支路，该第一充电支路的一端与线损检测信号端tons相接，另一端与信号地GND相接，并且第一功率开关管MN10的栅极与该开关RC滤波器的开关控制端F相接，在所述的第一充电电容C10的两端还并联了一个由第二功率开关管MN20和第二充电电容C20串联构成第二充电支路，并且第二功率开关管MN20的栅极通过一个反相器M与该开关RC滤波器的开关控制端F相接。当开关信号F端为高时，MN10导通，MN20截止，输入信号tons向电容C10充电至V1，此时电容C10上储存的电荷量为Q₁＝C10*V1；当F端为低时，MN10截止，MN20导通，电容C10向C20放电至V2，此时电容C10上的电荷量为Q₂＝C10*V2；在这个过程中，通过电容C10向电容C20放的电荷量为： 

ΔQ＝Q1-Q2＝C10(V1-V2) 

假设开关信号F的频率为f₀(周期为T₀)，当f₀远高于tons信号频率时，在一个周期T₀内，C10向C20传送的平均电流为： 

$I=\frac{\mathrm{\ΔQ}}{T_0}=\frac{C10(V1-V2)}{T_0}=\frac{V1-V2}{\frac{1}{f_0\·C10}}=\frac{V1-V2}{\mathrm{Reff}}$

则图中虚框内的电路等效为一个电阻，其等效电阻值为： 

$\mathrm{Reff}=\frac{1}{f_0\·C10}---\left(19\right)$

图中虚框内的等效电阻Reff与C20一起构成了所述的RC低通滤波器，其充电时间常数τ为： 

$\mathrm{\τ}=\mathrm{Reff}*C20=\frac{1}{f_{0}C10}*C20$

上式中开关频率f₀在KHz上取值可满足f₀＞f的条件，假设电容C10、C20在pf数量级上取值，按照式(19)计算，等效电阻Reff的阻值在GΩ数量级。因此，在相同的充电时间常数τ条件下，电容C10、C20有条件在pf数量级取值，从而大大减小的电容C10、C20的体积，满足了集成的需要。所以，本补偿电路可以集成在控制芯片X3中，集成时，只将补偿电阻Rcpr外置，用于调整。 

上述四阶RC滤波器，适合于输入信号tons的频率范围为250Hz-60KHz的情况，如果频率范围增大，可通过增加RC滤波器的阶数来实现。 

Claims (2)

1.一种电流型开关电源的线损补偿电路，其特征是：它至少由一个多阶RC低通滤波器(1)、一个电压/电流转换电路(2)和一个电流镜像电路(3)构成，所述多阶RC低通滤波器的输入端直接或通过一个缓冲器(4)与线损检测信号端(tons)相接，所述的电压/电流转换电路由一个运算放大器(OP)、一个功率开关管(MN1)和一个串接在功率开关管源极的补偿电阻(Rcpr)构成，所述运算放大器(OP)的正输入端与所述RC滤波器的输出端相接，该运算放大器的负输入端与所述功率开关管(MN1)的源极相接，所述运算放大器(OP)的输出端与所述功率开关管(MN1)的栅极相接，所述电流镜像电路(3)对所述功率开关管(MN1)中的电流以1∶1的比例镜像复制，该电流镜像电路的输出端接在开关电源控制芯片的采样电压输入端(U)上。

2.根据权利要求1所述的电流型开关电源的线损补偿电路，其特征是：所述的多阶RC滤波器(1)由多个开关RC滤波器(1-1、1-2、1-3、1-4)串联构成，并且各开关RC滤波器的开关控制端(F)分别与各自的开关控制信号端(F1、F2、F3、F4)相接，所述的开关RC滤波器具有一个由第一功率开关管(MN10)和第一充电电容(C10)串联构成的第一充电支路，该第一充电支路的一端与线损检测信号端(tons)相接，另一端与信号地(GND)相接，并且第一功率开关管(MN10)的栅极与该开关RC滤波器的开关控制端(F)相接，在所述的第一充电电容(C10)的两端还并联了一个由第二功率开关管(MN20)和第二充电电容(C20)串联构成的第二充电支路，并且第二功率开关管(MN20)的栅极通过一个反相器(M)与该开关RC滤波器的开关控制端(F)相接。

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