JP4158285B2

JP4158285B2 - 電気負荷の駆動装置

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Publication number: JP4158285B2
Application number: JP19920799A
Authority: JP
Inventors: 今井　　祐志; 芳紀小山; 俊次間瀬
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-08-28
Filing date: 1999-07-13
Publication date: 2008-10-01
Anticipated expiration: 2019-07-13
Also published as: JP2000138570A; DE19940579B4; US6184663B1; DE19940579A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷を駆動する駆動装置に関し、特に、通電開始後に内部抵抗が変動（増大）するコイルやランプ等の電気負荷を駆動するのに好適な電気負荷の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、コイルやランプ等の電気負荷は、通電に伴う発熱等によって内部抵抗が増加するため、スイッチング素子を介して電気負荷への通電・非通電，通電時の電流量を制御するようにしていると、電気負荷への通電開始直後（このとき電気負荷の内部抵抗は極小さい値になっている）に流れる大電流によって、スイッチング素子が劣化し、場合によってはスイッチング素子の破壊を招くことがあった。
【０００３】
そこで、こうした問題を防止するために、従来では、例えば、特開平３−２５６４０７号公報に記載のように、電気負荷に流れる負荷電流の上限を、通電開始時と通電開始後とで段階的に変化させることにより、負荷電流を段階的に増加させることが考えられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記従来の装置では、負荷電流をスイッチング素子が破壊しない程度の電流値に抑え、スイッチング素子を負荷電流から保護することはできるものの、負荷電流の上限を段階的に変化させるだけであることから、電気負荷への通電開始直後に発生するスパイクノイズを抑制することはできなかった。
【０００５】
つまり、上記従来の装置では、負荷電流が上限電流以下となるようにスイッチング素子を制御するものであるため、電気負荷への通電開始直後には、負荷電流は、そのとき設定されている上限電流まで急峻に立ち上がり、この電流変化によってスパイクノイズが発生してしまうのである。
【０００６】
そして、こうしたノイズは、他の制御回路に侵入すると、その制御回路が誤動作することになるため、例えば、多数の制御装置が搭載された自動車において、ヘッドライト等のランプを点灯するのに上記従来の駆動装置を使用するようにすると、その駆動装置で発生したノイズが他の制御装置に侵入して、その制御装置を誤動作させてしまう虞がある。
【０００７】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、通電開始後に内部抵抗が変動するコイルやランプ等の電気負荷を通電駆動する装置において、電気負荷への通電開始直後に発生するノイズを確実に抑えることを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１記載の電気負荷の駆動装置においては、直流電源から電気負荷に至る通電経路上に、スイッチ手段及び検出抵抗が直列に設けられ、制御手段が、信号発生手段から出力される台形波信号と、検出抵抗にて検出された負荷電流の検出値（電圧値）とを比較し、その電圧値が台形波信号と同電圧となるようにスイッチ手段を制御することで、負荷電流を台形波信号の変化に対応して台形波状に変化させる。
【０００９】
つまり、本発明では、電気負荷の駆動開始時には、信号発生手段から出力される台形波信号に対応して負荷電流が徐々に増加し、電気負荷の駆動停止時には、信号発生手段から出力される台形波信号に対応して負荷電流が徐々に減少するように、負荷電流を制御する。
【００１０】
このため、本発明によれば、電気負荷への通電開始時等に負荷電流が急峻に変化するのを防止し、負荷電流の急峻な変化によって生じるノイズを抑制できる。よって、本発明の電気負荷の駆動装置によれば、各種制御装置が搭載された自動車等に使用しても、他の制御装置の動作に影響を与えるノイズ発生源として動作するようなことはなく、他の制御装置を安定に動作させることができる。
【００１１】
また、従来装置のように、負荷電流が急峻に立ち上がると、電気負荷自身の寿命も短くなるが、本発明では、負荷電流が急激に変化するのを防止できるため、電気負荷自身の寿命も延ばすことができる。
ここで、検出抵抗は、スイッチ手段を介して電気負荷に流れる電流を検出するためのものであるため、直流電源から電気負荷への通電経路上であれば、どこに設けてもよいが、より好ましくは、請求項２に記載のように、スイッチ手段の電気負荷とは反対側の通電経路上に設けることが望ましい。
【００１２】
つまり、検出抵抗を電気負荷とスイッチ手段との間の通電経路上に設けるようにすると、検出抵抗を用いて負荷電流を電圧値として検出するためには、検出抵抗の両端電圧を検出するための検出回路が必要となり、装置構成が複雑になるが、請求項２記載のように、検出抵抗をスイッチ手段の電気負荷とは反対側の通電経路に設けるようにすれば、検出抵抗の一端は、直流電源に接続されることになるため、検出抵抗を用いて負荷電流を電圧値として検出するには、検出抵抗とスイッチ手段との接続点の電圧値（電位）を取り出し、制御手段に入力すればよく、電流検出用の回路を簡単にすることができる。
【００１３】
一方、制御手段は、信号発生手段からの台形波信号に従い電気負荷に流れる電流を制限するものであるため、例えば、前述の特開平３−２５６４０７号公報において負荷電流制限用に使用されている比較器（コンパレータ）を用いて構成することができる。つまり、例えば、検出抵抗にて検出される電圧値が信号発生手段からの台形波信号よりも低い場合には、スイッチ手段をオンさせ、検出抵抗にて検出される電圧値が信号発生手段からの台形波信号を越えると、スイッチ手段をオフさせる、といったスイッチ手段のオン・オフ制御を行えば、負荷電流を、信号発生手段からの台形波信号に従い制御することができる。
【００１４】
しかし、コンパレータを使ってスイッチ手段をオン・オフさせるようにした場合には、図５に示すように、負過電流が、その目標値である電流制限値に対して、オーバシュート及びアンダシュートしてしまい、負過電流に脈動が生じることになる。そして、このように負荷電流が脈動すると、その脈動によって生じる高周波信号成分がノイズとなって他の制御装置に侵入し、他の制御装置の動作に影響を与えることがある。
【００１５】
そこで、こうした問題を防止するには、請求項１に記載のように、スイッチ手段を、制御端子への入力電圧に応じて負過電流を制御可能なトランジスタにて構成し、制御手段には、信号発生手段からの台形波信号と検出抵抗にて検出された電圧値との電位差に応じた電圧信号を発生するオペアンプを設けて、制御手段を、このオペアンプからの出力電圧によりスイッチ手段の制御端子への入力電圧を制御するように構成するとよい。
【００１６】
つまり、スイッチ手段及び制御手段をこのように構成すれば、負荷電流を、台形波信号に応じてリニアに制御することができるようになり、負過電流が脈動するのを防止できる。よって、請求項１に記載の装置によれば、負荷電流の脈動によってノイズが発生するのも防止でき、他の制御装置の動作に影響を与えるノイズをより良好に抑制できる。
【００１７】
ところで、制御手段をオペアンプにて構成した場合には、負荷電流を脈動のない安定した電流に制御することができるようになるのであるが、オペアンプの出力には、通常、入力段を構成する差動増幅回路の負荷トランジスタのばらつき等によって、オフセット電圧が含まれることから、このオフセット電圧により、オペアンプ出力を零にできないことがある。
【００１８】
つまり、制御手段をオペアンプにて構成した場合には、例えば、台形波信号が電気負荷の駆動を停止させるレベルとなり、負荷電流がそれに追従して十分低くなっているにも関わらず、上記オフセット電圧によって、オペアンプ出力が零にならず、このオペアンプ出力によりスイッチ手段が動作して、電気負荷に微小な負荷電流が流れ続けることが考えられる。
【００１９】
そこで、制御手段をオペアンプにて構成した場合には、請求項１に記載のように、オペアンプのオフセット電圧を、電気負荷の駆動停止時にスイッチ手段を確実にオフできるように設定することが望ましい。そして、このようにオフセット電圧を設定するには、例えば、請求項３に記載のように、オペアンプの入力段を構成する差動増幅回路において、各入力端子に対応する負荷トランジスタのサイズを、異なる値に設定するようにすればよい。
【００２０】
つまり、オペアンプをこのように構成すれば、電気負荷の駆動停止時にオペアンプからスイッチ手段を駆動する信号が出力されるのを確実に防止することができ、オペアンプのオフセット電圧により、電気負荷に電流が流れ続けるのを防止できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図１は、本発明が適用された実施例の駆動装置全体の構成を表す電気回路図である。
【００２５】
本実施例の駆動装置は、例えば、自動車に搭載されたヘッドライト等のランプ２を、外部からの駆動・停止指令に従い点灯・消灯させるためのものであり、バッテリ４の正極側からランプ２に至る通電経路上に所謂ハイサイドスイッチとして設けられたｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（本発明のスイッチ手段に相当し、以下単にＦＥＴという）６を備える。そして、ＦＥＴ６のドレインとバッテリ４の正極側とを接続する通電経路上には、ランプ２の通電時に流れる電流（負荷電流）を検出するための検出抵抗８が設けられている。尚、ランプ２の一端は、ＦＥＴ６のソースに接続され、他端は、バッテリ４の負極側が接続されたグランドライン（ＧＮＤ）に接地されている。
【００２６】
また、本実施例の駆動装置には、外部から入力されるランプ２の点灯・消灯指令（換言すれば駆動・停止指令）に従い台形波状に変化する台形波信号を発生する、信号発生手段としての台形波発生回路１０と、台形波発生回路１０からの出力（台形波信号）と検出抵抗８を介して得られる負荷電流を表す電圧値とを比較し、負荷電流が台形波信号の変化に対応して台形波状に変化するように、ＦＥＴ６のゲート電圧を制御する、制御手段としての負荷電流制御回路２０と、が備えられている。
【００２７】
台形波発生回路１０は、上記点灯・消灯指令に従い、ランプ２の点灯時（駆動開始時）には、グランド電位から、バッテリ電圧ＶBBを分圧することにより得られる基準電位ＶBB/nまで、所定の傾きで徐々に増加して、その後基準電位ＶBB/nで安定し、ランプ２の消灯時（駆動停止時）には、基準電位ＶBB/nからグランド電位まで所定の傾きで徐々に減少して、その後グランド電位で安定する、図２に示す台形波信号を生成し、その生成した台形波信号を負荷電流制御回路２０に出力するためのものであり、以下のように構成されている。
【００２８】
尚、図２において、各信号波形の説明に記載されている（ａ点），（ｂ点），（ｃ点），（ｄ点）は、夫々、対応する信号波形が、図１に示すａ，ｂ，ｃ，ｄの各点の信号波形であることを表す。
台形波発生回路１０は、バッテリ４の正極側からバッテリ電圧ＶBBの供給を受ける電源ラインとグランドラインとの間に設けられて、バッテリ電圧ＶBBを分圧して基準電位ＶBB/nを生成する分圧用抵抗Ｒ１，Ｒ２と、エミッタがその電源ライン（電圧：ＶBB）に接続され、ベースが分圧用抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点（分圧点）に接続され、エミッタが抵抗Ｒ３を介してグランドラインに接地されたＮＰＮトランジスタＴｒ１と、台形波を負荷電流制御回路２０に出力する台形波出力ライン（ａ点）にエミッタが接続され、ベースがＮＰＮトランジスタＴｒ１のエミッタに接続され、コレクタがグランドラインに接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ２とを備える。
【００２９】
そして、ＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタ−コレクタ間（換言すれば、台形波出力ライン−グランドライン間）には、コンデンサＣ１が接続され、更に、コンデンサＣ１とＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタ（換言すれば、台形波出力ライン）との接続点には、電源ライン（電圧：ＶBB）からコンデンサＣ１側に定電流ｉを流す定電流回路１２、及び、スイッチＳＷ１がオン状態であるとき、このスイッチＳＷ１を介して、コンデンサＣ１側からグランドラインに定電流２ｉ（定電流回路１２の２倍の定電流）を流す定電流回路１４が接続されている。尚、スイッチＳＷ１は、ランプ２の点灯・消灯指令に応じてオン・オフされるものであり、ランプ２の点灯時にはオフ状態、ランプ２の消灯時にはオン状態となる。
【００３０】
このように構成された台形波発生回路１０では、ＮＰＮトランジスタＴｒ１のベースに、抵抗Ｒ１，Ｒ２にて生成された基準電位ＶBB/nが印加されることから、ＮＰＮトランジスタＴｒ１はオン状態となり、そのエミッタ電位（換言すればＰＮＰトランジスタＴｒ２のベース電位）は、基準電位ＶBB/nからＮＰＮトランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧（Ｖｆ；約０．７Ｖ）を減じた電位（ＶBB/n−Ｖｆ）となる。
【００３１】
そして、スイッチＳＷ１がオフ状態（ランプ２に電流が流れて点灯している状態）であれば、定電流回路１４が動作しないので、定電流回路１２から供給される定電流によりコンデンサＣ１が充電され続ける。この結果、ＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタ電位がベース電位よりも高くなって、ＰＮＰトランジスタＴｒ２にベース電流が流れて、ＰＮＰトランジスタＴｒ２がオン状態となる。そして、この状態では、ＰＮＰトランジスタＴｒ２のエミッタ電位は、そのベース電位（ＶBB/n−Ｖｆ）よりもエミッタ−ベース間の順方向電圧（Ｖｆ）分だけ高い電圧（＝基準電圧ＶBB/n）となるため、台形波出力ライン（ａ点）は、基準電位ＶBB/nで安定する（図２参照）。
【００３２】
次に、ランプ２への通電を停止するためにスイッチＳＷ１がオフからオン状態に切り換えられると（図２に示す時点ｔOFF ）、定電流回路１４が動作し、コンデンサＣ１に蓄積された電荷が放電される。そして、この放電動作によって、ＰＮＰトランジスタＴｒ２に流れるベース電流が徐々に減少し、最終的には、ＰＮＰトランジスタＴｒ２がオフ状態となり、台形波出力ライン（ａ点）は、グランド電位となる。従って、スイッチＳＷ１がオフからオン状態に切り換えられた際には、台形波出力ライン（ａ点）は、基準電位ＶBB/nからグランド電位へと徐々に低下し、その後、グランド電位で安定することになる（図２参照）。
【００３３】
また次に、ランプ２への通電を開始するためにスイッチＳＷ１がオンからオフ状態に切り換えられると（図２に示す時点ｔON）、定電流回路１４が動作を停止して、定電流回路１２からコンデンサＣ１に電荷が充電されることから、その充電によりＰＮＰトランジスタＴｒ２にベース電流が流れ始め、最終的には、ＰＮＰトランジスタＴｒ２がオン状態となる。従って、スイッチＳＷ１がオンからオフ状態に切り換えられた際には、台形波出力ライン（ａ点）は、グランド電位から基準電位ＶBB/nまで徐々に増加し、その後、基準電位ＶBB/nで安定することになる（図２参照）。
【００３４】
尚、スイッチＳＷ１のオン・オフ状態が変化した直後の台形波信号の電位変化の傾きは、定電流回路１２，１４が流す定電流ｉ，２ｉと、コンデンサＣ１の容量とにより決定される。
次に、負荷電流制御回路２０は、台形波発生回路１０から出力されるグランド電位を基準とする台形波信号を、バッテリ４の正極側の電位ＶBBを基準とする台形波信号に反転させる電圧変換部２２と、この電圧変換部２２による電圧変換後の台形波信号（図２参照）と、検出抵抗８とＦＥＴ６との接続点（ｃ点）の電圧（負荷電流を表す電圧値に相当する）とを比較し、この電圧が台形波信号と同電圧となるようにＦＥＴ６のゲート電圧を制御する制御部２４とから構成されている。
【００３５】
電圧変換部２２は、一端がバッテリ４の正極側に接続された抵抗Ｒ４と、一端がグランドラインに接地された抵抗Ｒ５と、抵抗Ｒ４の他端にコレクタが接続され、抵抗Ｒ５の他端にエミッタが接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ３と、非反転入力端子（＋）が台形波発生回路１０の台形波出力ライン（ａ点）に接続され、反転入力端子（＋）がＮＰＮトランジスタＴｒ３のエミッタと抵抗Ｒ５との接続点に接続され、出力端子がＮＰＮトランジスタＴｒ３のベースに接続されたオペアンプＯＰ１とから構成されている。
【００３６】
この電圧変換部２２では、オペアンプＯＰ１が、抵抗Ｒ５のＮＰＮトランジスタＴｒ３側電位が台形波信号と同電位となるようにＮＰＮトランジスタＴｒ３を制御する。このため、ＮＰＮトランジスタＴｒ３には、台形波信号の電位が高い程多くの電流が流れ、そのコレクタ電圧（詳しくは、ＮＰＮトランジスタＴｒ３のコレクタと抵抗Ｒ４との接続点（ｂ点）の電圧）は、バッテリ電圧ＶBBから台形波信号成分を減じた電圧となる（図２参照）。そして、この電圧が、電圧変換後の台形波信号として、制御部２４に出力される。
【００３７】
尚、オペアンプＯＰ１は、図示しない定電圧回路にて生成されたバッテリ電圧ＶBBよりも低い定電圧ＶDD（例えば５Ｖ）で動作する。
一方、制御部２４は、反転入力端子（−）に、電圧変換部２２からの台形波信号を受け、非反転入力端子（＋）に、検出抵抗８を介して得られた負荷電流を表す電圧（ｃ点の電圧）を受けて、これらを同電圧とするための信号（換言すれば各入力端子への入力信号の電位差に応じた信号）を出力するオペアンプＯＰ２と、このオペアンプＯＰ２からの出力をベースに受ける一対のトランジスタ（ＮＰＮトランジスタＴｒ４とＰＮＰトランジスタＴｒ５）からなるプッシュプル回路２４ａと、から構成され、プッシュプル回路２４ａの出力を抵抗Ｒ６を介して、ＦＥＴ６のゲートに接続することにより、ＦＥＴ６のゲート電圧をオペアンプＯＰ２にて制御できるようにされている。
【００３８】
尚、プッシュプル回路２４ａは、ＮＰＮトランジスタＴｒ４及びＰＮＰトランジスタＴｒ５のベース同士、エミッタ同士を互いに接続し、ＮＰＮトランジスタＴｒ４のコレクタを正の電源ライン側に、ＰＮＰトランジスタＴｒ５のコレクタを負の電源ラインであるグランドライン側に接続した周知のものである。そして、このプッシュプル回路２４ａのＮＰＮトランジスタＴｒ４のコレクタが接続される正の電源ラインには、図示しないチャージポンプにより生成されたバッテリ電圧ＶBBよりも高い電源電圧ＶCPが印加されており、オペアンプＯＰ２は、この電源ラインから電源供給を受けて動作する。これは、ＦＥＴ６を制御するには、ＦＥＴ６のゲートに、バッテリ電圧ＶBBよりもＦＥＴ６のしきい値電圧分以上高い電圧を印加できるようにする必要があるためである。
【００３９】
そして、この制御部２４では、オペアンプＯＰ２が、検出抵抗８を介して得られた電圧値が電圧変換後の台形波信号と同電圧となるように、ＦＥＴ６のゲート電圧（ｄ点）を制御することから、ＦＥＴ６のゲート電圧は、チャージポンプにて生成された電源電圧ＶCPを上限、グランド電位を下限として、台形波発生回路１０が生成した台形波信号と同様に変化し、ランプ２に流れる負荷電流も台形波状に変化することになる（図２参照）。
【００４０】
従って、本実施例の駆動装置によれば、ランプ２の内部抵抗が略零となっている状態で、ランプ２を点灯させたとしても、その点灯直後に、ランプ２に流れる負荷電流が、図２に点線で示すように急峻に立ち上がるのを防止することができ、負荷電流の急峻な変化によって生じるノイズを抑制できる。よって、本実施例の駆動装置によれば、自動車に搭載された他の制御装置に対するノイズ発生源として動作するようなことはなく、他の制御装置を安定に動作させることができる。また、本実施例によれば、ランプ２に流れる負荷電流が急激に変化するのを防止できるため、ランプ２自身の寿命も延ばすことができる。
【００４１】
また、検出抵抗８は、バッテリ４とＦＥＴ６との間の通電経路に設けられているため、負荷電流制御回路２０側で検出抵抗８による負荷電流の検出電圧値を取り込む際には、検出抵抗８とＦＥＴ６との間の通電経路（ｃ点）の電圧を取り込むだけでよく、検出抵抗８をＦＥＴ６とランプ２との間の通電経路に設ける場合に比べて、電圧値取り込み用の回路構成を簡単にすることができる。つまり、検出抵抗８を、ランプ２とＦＥＴ６との間に設けた場合、負荷電流制御回路２０側では、検出抵抗８の両端電圧を検出する必要があり、そのための検出回路を別途設けなければならなくなるが、本実施例では、こうした検出回路を使用することなく、検出抵抗８により得られた負荷電流を表す電圧値を取り込むことができる。
【００４２】
また更に、本実施例では、負過電流制御回路２０の制御部２４に、負過電流制御用のデバイスとして、電圧変換部２２を介して入力される台形波信号と検出抵抗８を介して入力される負荷電流の検出電圧値との電位差に応じた信号を発生するオペアンプＯＰ２を設け、こうしたオペアンプＯＰ２の差動動作によって、ＦＥＴ６のゲート電圧を制御するようにしている。このため、負荷電流制御回路２０を、コンパレータ（比較器）を用いてＦＥＴ６をオン・オフ制御するように構成した場合に比べて、負荷電流をより安定して制御することができる。
【００４３】
つまり、負荷電流制御回路２０の制御部２４をコンパレータにて構成し、台形波信号に対して負荷電流の検出電圧値が大きいか否かによってＦＥＴ６のオン・オフ状態を切り換えるようにしても、負荷電流を制御することはできるが、このような制御では、図５に示したように、負荷電流が脈動してしまう。
【００４４】
しかし、本実施例では、負荷電流制御回路２０の制御部２４をオペアンプＯＰ２にて構成し、オペアンプＯＰ２の差動動作によって負荷電流を制御することから、負荷電流を台形波信号に応じてリニアに制御することができ、ランプ２を脈動のない安定した電流にて駆動することができる。
【００４５】
よって、本実施例によれば、ランプ２に流れる電流（負荷電流）が脈動することによって生じる高周波ノイズの発生を防止し、この高周波ノイズによって他の制御装置が誤動作するのを防止することができる。
ところで、本実施例のように、負荷電流制御回路２０の制御部２４をオペアンプＯＰ２にて構成し、オペアンプＯＰ２の差動動作によって負荷電流を制御するようにした場合、オペアンプの出力には、通常、入力段を構成する差動増幅回路の負荷トランジスタのばらつき等によって生じるオフセット電圧が含まれることから、このオフセット電圧によって、ランプ２に流れる電流を零にすることができなくなることがある。
【００４６】
つまり、例えば、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧が正電圧である場合には、図３に実線で示すように、スイッチＳＷ１がオン状態で、台形波発生回路１０から出力される台形波信号がグランド電位になっても、オペアンプＯＰ２からの出力がグランド電位とならずに、オフセット電圧分だけグランド電位よりも高くなることになる。そして、この状態では、ＦＥＴ６のゲート電圧をグランドラインと同じ零Ｖにすることができず、ＦＥＴ６を介して、微小な負荷電流が流れ続けることになる。
【００４７】
そこで、本実施例では、スイッチＳＷ１がオン状態で、台形波発生回路１０から出力される台形波信号がグランド電位になった際には、図３に点線で示すように、オペアンプＯＰ２からの出力が確実にグランド電位となって、ＦＥＴ６を完全にオフ状態にできるように、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧を負電圧に設定している。
【００４８】
以下、このように構成された本実施例のオペアンプＯＰ２の回路構成を図４を用いて説明する。
まず、図４（ａ）は、本実施例のオペアンプＯＰ２の基本構成を表す。
図４（ａ）に示すように、オペアンプＯＰ２において入力段を構成する差動増幅回路は、電源ライン（電圧：Ｖcp）から内部に定電流を供給する定電流回路３２を備え、この定電流回路３２から供給される定電流により、下記(1)〜(6)のトランジスタＴｒ11〜Ｔｒ16を動作させて、非反転入力端子Ｔi(+)及び反転入力端子Ｔi(-)に入力された各信号の電位差に応じた差動信号を発生する。
【００４９】
(1) ベースが、抵抗Ｒ11を介して反転入力端子Ｔi(-)に接続され、コレクタが、グランドラインに接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ11。
(2) ベースが、ＰＮＰトランジスタＴｒ11のエミッタに接続され、エミッタが、定電流回路３２の電流出力側に接続されたＰＮＰトランジスタＴｒ12。
【００５０】
(3) ベースが、抵抗Ｒ12を介して非反転入力端子Ｔi(+)に接続され、コレクタが、グランドラインに接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ13。
(4) ベースが、ＰＮＰトランジスタＴｒ13のエミッタに接続され、エミッタが、定電流回路３２の電流出力側に接続されたＰＮＰトランジスタＴｒ14。
【００５１】
(5) コレクタが、ＰＮＰトランジスタＴｒ12のコレクタに接続され、エミッタが、グランドラインに接地され、ベースが、自己のコレクタに接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ15。
(6) コレクタが、ＰＮＰトランジスタＴｒ14のコレクタに接続され、エミッタが、グランドラインに接地され、ベースが、ＮＰＮトランジスタＴｒ15のベースに接続されて、ＮＰＮトランジスタＴｒ15とカレントミラー回路を構成するＮＰＮトランジスタＴｒ16。
【００５２】
そして、オペアンプＯＰ２内では、上記差動増幅回路のＮＰＮトランジスタＴｒ16のコレクタに、信号出力用のＮＰＮトランジスタＴｒ20のベースが接続され、このＮＰＮトランジスタＴｒ20のコレクタに接続された出力端子Ｔｏから、上記各入力端子に入力された信号の電位差に対応した信号を出力するようにされている。尚、ＮＰＮトランジスタＴｒ20のエミッタは、グランドラインに接続され、同じくコレクタは、電源ライン（電圧：ＶCP）から電源供給を受けて定電流を流す定電流回路３４の電流出力側に接続され、更に、コレクタ−ベース間には、オペアンプとして機能させるための位相補償用のコンデンサＣ20が設けられている。
【００５３】
そして、本実施例では、差動増幅回路の負荷トランジスタである一対のＮＰＮトランジスタＴｒ15，Ｔｒ16のエミッタ面積（換言すればトランジスタサイズ）を、反転入力端子Ｔi(-)側負荷トランジスタＴｒ15の方が、非反転入力端子Ｔi(+)側負荷トランジスタＴｒ16よりも大きくなるように設定することにより、これらトランジスタＴｒ15，Ｔｒ16の製造上のばらつきがあっても、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧が必ず負電圧となるようにしている。
【００５４】
より具体的には、図４（ｂ）に示す如く、ＮＰＮトランジスタＴｒ15を、同サイズのＮＰＮトランジスタ３個で構成し、ＮＰＮトランジスタＴｒ16を、ＮＰＮトランジスタＴｒ15を構成する各トランジスタと同サイズのＮＰＮトランジスタ２個で構成することにより、ＮＰＮトランジスタＴｒ15のエミッタ面積を、ＮＰＮトランジスタＴｒ16のエミッタ面積の約１．５倍にし、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧が必ず負電圧となるようにしている。
【００５５】
このため、本実施例によれば、オペアンプＯＰ２のオフセット電圧によって、ＦＥＴ６をオフさせることができずに、ランプ２に流れる負荷電流を零にすることができなくなる、といったことを防止し、ランプ２の消灯時には、ランプ２に流れる電流を零にして、ランプ２を確実に消灯させることができる。
【００５６】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施例では、電気負荷としてのランプ２を制御するためのスイッチ手段（ＦＥＴ６）を、所謂ハイサイドスイッチとして、バッテリ４の正極側からランプ２に至る通電経路上に設けるものとして説明したが、このスイッチ手段は、ランプ２からグランドラインに至る通電経路に、所謂ローサイドスイッチとして設けるようにしてもよい。尚、この場合、検出抵抗８は、スイッチ手段とグランドラインとの間に設けるようにすれば、上記実施例と同様に、負荷電流制御回路２０側で負荷電流を表す電圧値を取り込むための回路構成を簡単にすることができる。
【００６０】
また次に、上記実施例では、通電により温度が上昇して内部抵抗が増加するランプ２を点灯・消灯させる駆動装置について説明したが、本発明は、非通電時には抵抗が極めて小さく、通電により内部抵抗が増加する電気負荷の駆動装置であれば、上記実施例と同様に適用して、同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例のランプの駆動装置全体の構成を表す電気回路図である。
【図２】実施例の駆動装置内各部の信号波形を表すタイムチャートである。
【図３】実施例の負荷電流制御用のオペアンプのオフセット電圧が正電圧である場合の問題点を説明する説明図である。
【図４】実施例の負荷電流制御用オペアンプの構成を表す電気回路図である。
【図５】コンパレータを用いて負荷電流を制御した場合の負荷電流の変化を表す説明図である。
【符号の説明】
２…ランプ、４…バッテリ、６…ＦＥＴ（ｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ）、８…検出抵抗、１０…台形波発生回路、２０…負荷電流制御回路、２２…電圧変換部、２４…制御部、２４ａ…プッシュプル回路、ＯＰ１，ＯＰ２…オペアンプ。

Claims

直流電源から電気負荷に至る通電経路上に設けられたスイッチ手段と、
該スイッチ手段に直列に接続され、該スイッチ手段を介して前記電気負荷に流れる負荷電流を電圧値として検出するための検出抵抗と、
外部から入力される前記電気負荷の駆動・停止指令に従い、駆動開始時に第１電圧から第２電圧まで徐々に変化し、前記電気負荷の駆動停止時に第２電圧から第１電圧まで徐々に変化する、台形波信号を発生する信号発生手段と、
該信号発生手段からの台形波信号と前記検出抵抗にて検出された電圧値とを比較し、該電圧値が前記台形波信号と同電圧となるように前記スイッチ手段を制御することで、前記負荷電流を前記台形波信号の変化に対応して台形波状に変化させる制御手段と、
を備え、
前記スイッチ手段は、制御端子への入力電圧に応じて前記負過電流を制御可能なトランジスタから構成され、前記制御手段は、前記信号発生手段からの台形波信号と前記検出抵抗にて検出された電圧値との電位差に応じた電圧信号を発生するオペアンプを備え、該オペアンプからの出力電圧により、前記スイッチ手段の制御端子への入力電圧を制御し、
前記制御手段を構成するオペアンプは、前記電気負荷の駆動停止時に前記スイッチ手段を確実にオフできるように、オフセット電圧が設定されていることを特徴とする電気負荷の駆動装置。
前記検出抵抗は、前記スイッチ手段の前記電気負荷とは反対側の通電経路上に設けられることを特徴とする請求項１記載の電気負荷の駆動装置。
前記オペアンプは、入力段を構成する差動増幅回路において各入力端子に対応する負荷トランジスタのサイズを異なる値に設定することにより、前記オフセット電圧が設定されることを特徴とする請求項１又は２記載の電気負荷の駆動装置。