JP4483147B2

JP4483147B2 - 電気負荷の駆動装置

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Publication number: JP4483147B2
Application number: JP2001252859A
Authority: JP
Inventors: 芳紀小山; 展正植田; 裕藤本
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-08-23
Filing date: 2001-08-23
Publication date: 2010-06-16
Anticipated expiration: 2021-08-23
Also published as: JP2003069402A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気負荷に対して台形波状の電流を出力する電気負荷の駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば車両に設けられたランプやコイルなどの電気負荷をオンオフ駆動する場合、その通断電時の急峻な電流変化によりノイズが発生し、車両に搭載されたラジオや他の制御回路に悪影響を与える虞がある。特に、こうした電気負荷は通電に伴う発熱によってそのインピーダンスが変化するため、通電開始直後のインピーダンスの低い状態では定常通電時よりも電流変化が大きくなり、ノイズが一層増大する傾向がある。特開２０００−１３８５７０号公報に開示された電気負荷の駆動装置は上記問題を解決することを目的としてなされたものであり、図４に示す電気的構成を有している。
【０００３】
すなわち、この負荷駆動回路１は、バッテリ２からランプなどの負荷３に至る通電経路上に介在する抵抗４とＭＯＳトランジスタ５、駆動指令信号Ｓａに従って台形波信号Ｓｂを生成する台形波発生回路６、およびこの台形波信号Ｓｂ（電流指令信号）と抵抗４により検出された電圧値（電流検出信号）とを比較してＭＯＳトランジスタ５のゲート電圧ＶGSを制御する電流制御回路７から構成されている。
【０００４】
台形波発生回路６は、図示しないコンデンサ、充電用の定電流回路、放電用の定電流回路などから構成されており、コンデンサの両端子間に生成される台形波信号Ｓｂの上底部の電圧（以下、上辺電圧と称す）は一定値とされている。電流制御回路７は、グランド電位を基準とする上記台形波信号Ｓｂを反転させてバッテリ電位ＶＢを基準とする台形波信号Ｓｃを生成する電圧変換回路８と、この反転後の台形波信号Ｓｃと抵抗４の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタ５のゲート電圧ＶGSを制御する誤差増幅回路９とから構成されている。
【０００５】
この構成によれば、負荷３に流れる電流（負荷電流）は、負荷３の駆動開始時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧上昇に伴って一定の傾きで増加し、負荷３の駆動停止時にあっては台形波信号Ｓｂの電圧下降に伴って一定の傾きで減少する。そして、駆動指令信号Ｓａを周期的なパルス信号とすれば、そのデューティ比を変化させることにより負荷３（ランプ）を調光することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、負荷３が自動車に搭載されたランプのような場合、ランプ交換に際して常に同じ種類のランプが装着されるとは限らず、使用者の選択によって定格電流の異なったランプつまりインピーダンスの異なったランプが装着される場合がある。また、上述したように通電に伴う発熱によってそのインピーダンスが変化する。
【０００７】
上記負荷駆動回路１においては、使用が予想されるランプのうち最もインピーダンスの小さい特定のランプが接続された状態で、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達するまでの間ＭＯＳトランジスタ５が飽和領域で動作し、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達した時点でＭＯＳトランジスタ５が線形領域で動作するように台形波信号Ｓｂの上辺電圧が決められている。このように上辺電圧を決めることにより、より大きいインピーダンスを持つランプが接続された場合において、ＭＯＳトランジスタ５のドレイン損失の増大を防止することができる。
【０００８】
ところが、このような上辺電圧の設定の下で、比較的インピーダンスの高い負荷３を接続した場合や通電直後で負荷３のインピーダンスが高い場合、台形波信号Ｓｂの減少開始時からやや遅れて負荷電流の急激な低下が生じる（図３（ｇ）参照）。この負荷電流の波形歪みはノイズを発生させるため、台形波信号Ｓｂを台形波形としたことによるノイズ低減効果を十分に得ることができなかった。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、電気負荷に対して台形波状の電流を通電するものにおいて、負荷電流の減少開始時に発生する波形歪みを改善した電気負荷の駆動装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、電流制御手段は、電流検出手段から出力される負荷電流の電流検出信号と信号生成手段により生成された台形波状の電流指令信号との比較に基づいて、直流電源から電気負荷に至る通電経路に設けられたトランジスタに対し制御電圧を出力する。その結果、負荷電流が台形波状に制御されるので、通電開始時および通電停止時における負荷電流の変化率を制限でき、負荷電流の急峻な変化により発生するノイズを低減できる。
【００１１】
この場合、台形波状の電流指令信号の下辺に相当する第１レベルおよび上辺に相当する第２レベルは予め設定されているため、電気負荷のインピーダンスが高くなると直流電源電圧の不足により負荷電流は電流指令信号の第２レベルで指令される電流値まで増加することができない。この第２レベル付近の非追従状態では電流検出信号と電流指令信号との電流偏差が大きくなるため、電流制御手段が出力する制御信号は、トランジスタが実際に電流を増減制御している時のしきい値付近の値に比べて大きくなる。その結果、トランジスタが持つ容量例えばＭＯＳトランジスタのゲート容量に過剰な電荷が蓄積される。
【００１２】
これに対し、制御電圧制限手段は、駆動停止指令時に制御信号をトランジスタのしきい値よりも高く且つ当該しきい値レベルに近い漸減開始レベルに制限するので、トランジスタが持つ容量例えばＭＯＳトランジスタのゲート容量に蓄積された過剰な電荷を急速に引き抜くことができる。これ以降、負荷電流は、電流指令信号の漸減に伴う制御信号の低下に追従して漸減するため、従来構成において発生していた負荷電流の急激な低下を小さくすることができる。その結果、負荷電流の減少開始時における波形歪みが小さくなり、発生ノイズをより低減することができる。
【００１３】
請求項２に記載した手段によれば、制御信号の漸減開始レベルは、トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準レベルとして設定される。このような設定方法によれば、電気負荷の両端電圧の影響を受けることがないため、制御信号を直流電源電圧などに依存せずより確実にしきい値に近い漸減開始レベルに制限することができる。
【００１４】
請求項３に記載した手段によれば、誤差増幅手段は電流検出信号と電流指令信号との差分に応じた制御信号を出力する。これに対し、制御電圧制限手段は、駆動停止指令時に誤差増幅手段の出力端子の電圧（制御信号）を強制的に漸減開始レベルに制限するので、誤差増幅手段が自らの動作により制御信号を徐々に低下させる従来構成に比べ短時間でトランジスタを電流制御可能な状態とすることができる。
【００１５】
請求項４に記載した手段によれば、制御電圧制限手段は、前記駆動停止指令時にトランジスタのゲート・ソース間電圧またはベース・エミッタ間電圧を漸減開始レベルに制限する。
【００１６】
請求項５に記載した手段によれば、駆動停止指令時にトランジスタなどにより構成されるスイッチ回路がオンとなる。この時、制御信号が、電圧制限回路により生成される漸減開始レベルに相当するクランプ電圧に制限される。この電圧制限回路は、請求項６に記載したようにツェナーダイオードにより構成することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。図１は、電気負荷の駆動装置である負荷駆動回路の電気的構成を示している。この負荷駆動回路１１は、外部から入力される駆動指令信号Ｓａに基づいて、負荷１２（電気負荷に相当）例えば車両のヘッドライト、インストルメントパネルに設けられた各種のランプ、室内灯などを点灯・消灯制御および調光制御するものである。
【００１８】
負荷駆動回路１１は、ＩＣ１３と、これに外付けされた抵抗Ｒ１１（電流検出手段に相当）およびＮチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタＱ１１とから構成されている。ＩＣ１３の入力端子１４には外部から駆動指令信号Ｓａが与えられ、電源端子１５、１６にはそれぞれバッテリ１７（直流電源に相当）の正極端子、負極端子が接続されるようになっている。
【００１９】
電源端子１５と検出端子１８との間には負荷１２に流れる電流（負荷電流ＩL ）を検出するための上記抵抗Ｒ１１が接続され、検出端子１８、出力端子１９、負荷端子２０にはそれぞれＭＯＳトランジスタＱ１１のドレイン、ゲート、ソースが接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１１はハイサイドスイッチとして機能し、そのソース（負荷端子２０）とバッテリ１７の負極端子との間には上記負荷１２が接続されるようになっている。
【００２０】
ＩＣ１３は、台形波発生回路２１（信号生成手段に相当）、電流制御回路２２（電流制御手段に相当）、クランプ回路２３（制御電圧制限手段に相当）から構成されている。また、図示しないが、ＩＣ１３は、バッテリ電圧ＶＢから制御用の電源電圧Ｖddを生成する電源回路と、バッテリ電圧ＶＢより少なくともＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔだけ高い昇圧電圧Ｖcpを生成するチャージポンプ回路とを備えている。本実施形態では、バッテリ電圧ＶＢが１４Ｖ、昇圧電圧Ｖcpが２４Ｖ、しきい値電圧Ｖｔが２Ｖとなっている。以下、各回路についての構成を説明する。
【００２１】
台形波発生回路２１は、駆動指令信号Ｓａに従って台形波信号Ｓｂ（電流指令信号に相当）を生成するものである。電源電圧Ｖddを供給する電源線２４と電源端子１６に接続されたグランド線２５との間には、電流Ｉａを出力する定電流回路２６とコンデンサＣ１１とが直列に接続されており、コンデンサＣ１１の両端子間には電流Ｉｂ（＞Ｉａ）を出力する定電流回路２７とスイッチ回路２８とが直列に接続されている。スイッチ回路２８は、駆動指令信号ＳａがＨレベルの時（駆動指令時）にオフとなり、Ｌレベルの時（停止指令時）にオンとなるトランジスタから構成されている。コンデンサＣ１１の正側端子は台形波発生回路２１の出力ノードｎ１であって、この出力ノードｎ１（コンデンサＣ１１の両端子間）に台形波状の電圧を有する台形波信号Ｓｂが生成されるようになっている。
【００２２】
また、台形波発生回路２１には、過大な負荷電流ＩL が流れることを防止するため、出力ノードｎ１の電圧を制限するための電圧規制回路２９が設けられている。すなわち、コンデンサＣ１１の両端子間にはＰＮＰ形トランジスタＱ１２のエミッタ・コレクタ間が接続されており、そのベースは抵抗Ｒ１２を介してグランド線２５に接続されるとともにＮＰＮ形トランジスタＱ１３のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１３のコレクタは電源線２４に接続され、ベースは電源線２４とグランド線２５との間に直列接続された抵抗Ｒ１３、Ｒ１４の分圧点に接続されている。
【００２３】
電流制御回路２２は、電圧変換回路３０と誤差増幅回路３１とから構成されている。このうち電圧変換回路３０は、グランド線２５を基準電位とする台形波信号Ｓｂを反転させて電源端子１５を基準電位とする台形波信号Ｓｃを生成するものである。オペアンプ３２は、電源線２４から電源電圧Ｖddの供給を受けて動作し、その非反転入力端子は台形波発生回路２１の出力ノードｎ１に接続されている。また、オペアンプ３２の出力端子および反転入力端子は、それぞれＮＰＮ形トランジスタＱ１４のベースおよびエミッタに接続されている。トランジスタＱ１４のコレクタは抵抗Ｒ１５を介して電源端子１５に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１６を介してグランド線２５に接続されている。
【００２４】
誤差増幅回路３１は、反転後の台形波信号Ｓｃと抵抗Ｒ１１の両端電圧とを比較して両電圧が一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG を制御するものである。この誤差増幅回路３１は、チャージポンプ回路（図示せず）から電源線３３を介して昇圧電圧Ｖcpの供給を受けて動作するオペアンプ３４（誤差増幅手段に相当）と、電源線３３とグランド線２５との間に接続されたプッシュプル回路３５とから構成されている。プッシュプル回路３５は、ＮＰＮ形トランジスタＱ１５とＰＮＰ形トランジスタＱ１６とから構成されている。
【００２５】
オペアンプ３４の非反転入力端子は検出端子１８に接続され、反転入力端子は抵抗Ｒ１５とトランジスタＱ１４のコレクタとの共通接続点に接続されている。トランジスタＱ１５、Ｑ１６の共通のベースはオペアンプ３４の出力端子（ノードｎ２）に接続され、共通のエミッタは抵抗Ｒ１７を介して出力端子１９に接続されている。
【００２６】
なお、オペアンプ３４のオフセット電圧が正側に現れると、台形波信号Ｓｂが０Ｖであっても微小な負荷電流ＩL が流れる虞がある。そこで、本実施形態では、オペアンプ３４の入力段を構成する差動増幅回路（図示せず）において、各入力端子に対応する負荷トランジスタのサイズが異なる値に設定されており、これによりオフセット電圧が必ず負側に現れるようになっている。
【００２７】
クランプ回路２３は、駆動指令信号ＳａがＬレベルの時（停止指令時）に、負荷端子２０の電位を基準電位としてノードｎ２の電位を所定電位（後述する漸減開始レベル）以下に制限する回路である。ノードｎ２と負荷端子２０との間には、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＱ１７（スイッチ回路に相当）のソース・ドレイン間と図示極性のツェナーダイオードＤ１１（電圧制限回路に相当）とが直列に接続されており、ＭＯＳトランジスタＱ１７のソース・ゲート間には抵抗Ｒ１８が接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ１７のゲートは、抵抗Ｒ１９とＮＰＮ形トランジスタＱ１８のコレクタ・エミッタ間を介してグランド線２５に接続されており、そのトランジスタＱ１８のベースにはインバータ３６と抵抗Ｒ２０とを介して論理反転された駆動指令信号Ｓａが与えられている。
【００２８】
次に、負荷駆動回路１１の動作について図２を参照しながら説明する。また、本発明の意義を明確にするために、従来構成の負荷駆動回路１（図４参照）の動作についても図３を参照しながら説明する。
【００２９】
図２は本実施形態の負荷駆動回路１１に係るもので、負荷１２例えばランプを調光制御するために、駆動指令信号Ｓａとして所定のデューティ比および所定の周波数（例えば１００Ｈｚ）を持つＰＷＭ信号を入力した時の各部の波形を示している。図２に示す（ａ）〜（ｇ）の各波形は、それぞれ以下の信号、電圧、電流を表している。なお、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG とはグランド線２５を基準電位としたときのゲートの電位であって、ゲート電圧ＶGSとはゲート・ソース間電圧つまりゲート電位ＶG から負荷端子２０の電位ＶL を引いた電圧を意味している。
【００３０】
（ａ）…駆動指令信号Ｓａ
（ｂ）…台形波信号Ｓｂ
（ｃ）…台形波信号Ｓｃ
（ｄ）…ノードｎ２の電圧Ｖn2
（ｅ）…ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG
（ｆ）…ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電圧ＶGS（＝ＶG −ＶL ）
（ｇ）…負荷電流ＩL （負荷１２の両端電圧ＶL ）
【００３１】
この図２において、駆動指令信号ＳａがＬレベルからＨレベルに変化すると（時刻ｔ１１）、台形波発生回路２１においてスイッチ回路２８がオフとなり、コンデンサＣ１１の両端電圧すなわち台形波信号Ｓｂは定電流回路２６から流れ込む電流Ｉａによって０Ｖ（第１レベルに相当）から一定の傾きで上昇する。
【００３２】
電流制御回路２２は、台形波信号Ｓｂを反転した台形波信号Ｓｃと抵抗Ｒ１１の両端電圧とが一致するようにＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG を制御する。負荷電流ＩL は、ゲート電圧ＶGSがＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔに達した時点（時刻ｔ１２）で流れ始め、台形波信号Ｓｂに従って一定の割合で増加する。
【００３３】
やがて時刻ｔ１３において電流飽和状態に達すると、台形波信号Ｓｂの上昇にもかかわらず負荷電流ＩL の増加が停止する。この電流飽和状態とは、ＭＯＳトランジスタＱ１１が線形領域で動作している状態であって、バッテリ電圧ＶＢのほぼ全電圧が負荷１２に印加されている状態である。この時の負荷電流ＩL （以下、飽和負荷電流ＩLmと称す）は、負荷１２の抵抗値をＲL としてほぼＶＢ／ＲL となる。
【００３４】
負荷１２がランプの場合、ランプ交換に際して定格電流の異なったランプつまりインピーダンスの異なったランプが装着される場合がある。また、通電に伴う発熱によってそのランプのインピーダンスが変化する。このような事情を考慮して、負荷１２のインピーダンスが最も低い場合においても電流飽和状態に至るように、台形波信号Ｓｂの上辺電圧（後述）が決められている。
【００３５】
この時刻ｔ１３以降、台形波信号Ｓｂの上昇に伴って台形波信号Ｓｃと抵抗Ｒ１１の両端電圧との間に偏差が生じる。このため、オペアンプ３４の出力電圧Ｖn2およびＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG は急激に上昇し、やがて電圧Ｖn2がほぼ昇圧電圧Ｖcpに達した時点（時刻ｔ１４）で上昇を停止する。また、台形波信号Ｓｂは、電源電圧Ｖddに対し定電流回路２６の動作電圧だけ低い上辺電圧（第２レベルに相当）に達した時点（時刻ｔ１４）で上昇を停止する。本実施形態では電圧Ｖn2およびゲート電位ＶG の上昇が停止する時点と台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達する時点とが同じ時刻ｔ１４となっているが、台形波信号Ｓｂが上辺電圧に達する時点が時刻ｔ１４よりも遅い場合であっても電圧Ｖn2およびゲート電位ＶG は同様の波形となる。
【００３６】
駆動指令信号ＳａがＨレベルの期間（時刻ｔ１１から時刻ｔ１５までの期間）は、クランプ回路２３のトランジスタＱ１８がオフしているため、トランジスタＱ１７もオフとなりクランプ回路２３は非動作状態となっている。従って、クランプ回路２３の消費電流は０となり、例えばツェナーダイオードのみからなるクランプ回路と比べると消費電力の低減が図られている。
【００３７】
さて、時刻ｔ１５において駆動指令信号ＳａがＨレベルからＬレベルに変化すると、台形波発生回路２１においてスイッチ回路２８がオンとなり、コンデンサＣ１１の両端電圧すなわち台形波信号Ｓｂは、定電流回路２７の出力電流Ｉｂと定電流回路２６の出力電流Ｉａとの差の電流によって一定の傾きで下降する。また、クランプ回路２３のトランジスタＱ１８がオンとなり、ノードｎ２から抵抗Ｒ１８、Ｒ１９、トランジスタＱ１８を介して電流が流れる。この電流により抵抗Ｒ１８に電圧降下が生じ、ＭＯＳトランジスタＱ１７がオンする。この時、負荷端子２０の電圧ＶL はほぼバッテリ電圧ＶＢ（１４Ｖ）に等しく、オペアンプ３４の出力電圧Ｖn2はほぼ昇圧電圧Ｖcp（２４Ｖ）に等しいため、クランプ回路２３の両端子間にはほぼ（Ｖcp−ＶＢ）（１０Ｖ）の電圧が印加される。
【００３８】
ツェナーダイオードＤ１１のツェナー電圧Ｖｚ（漸減開始レベルに相当）は、ＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔよりも高く且つこのしきい値電圧Ｖｔに近い値（本実施形態では５Ｖ）に設定されている。ここで言うしきい値電圧Ｖｔは、ＭＯＳトランジスタＱ１１が負荷電流ＩL を飽和負荷電流ＩLmから減少させることが可能となるゲート電圧ＶGSを意味している。トランジスタＱ１８がオンすると、ＭＯＳトランジスタＱ１７およびツェナーダイオードＤ１１が通電状態となり、ノードｎ２の電圧Ｖn2はごく短時間で次の（１）式で示す電圧Ｖ１にまで低下する。
Ｖ１＝ＶＢ＋Ｖｚ …（１）
【００３９】
この時、トランジスタＱ１５がオフ、トランジスタＱ１６がオンとなり、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートに蓄積された電荷がトランジスタＱ１６を通して引き抜かれ、ゲート電位ＶG は次の（２）式で示す電圧Ｖ２にまで低下する。ここで、電圧ＶＦはトランジスタＱ１６のベース・エミッタ間電圧である。
Ｖ２＝ＶＢ＋Ｖｚ＋ＶＦ …（２）
【００４０】
この時刻ｔ１５以降、台形波信号Ｓｂの低下に伴って電圧Ｖn2およびゲート電位ＶG が低下し、それぞれ（３）式で示す電圧Ｖ３および（４）で示す電圧Ｖ４になった時点（時刻ｔ１６）で、負荷電流ＩL が飽和負荷電流ＩLmから減少し始める。この時刻ｔ１６で、負荷電流ＩL がわずかにステップ的に減少するが、その減少量は従来構成の場合に比較してかなり小さくなっている。
Ｖ３＝ＶＢ＋Ｖｔ−ＶＦ …（３）
Ｖ４＝ＶＢ＋Ｖｔ …（４）
その後、ゲート電位ＶG がしきい値電圧Ｖｔにまで低下した時点（時刻ｔ１７）でＭＯＳトランジスタＱ１１がオフとなり、負荷電流ＩL は０となる。
【００４１】
図３は、従来構成の負荷駆動回路１（図４参照）に係るものである。この図３の（ａ）〜（ｇ）の各波形は、それぞれ図２の（ａ）〜（ｇ）に対応した信号、電圧、電流を表している。この場合、台形波信号Ｓｂの漸増時（時刻ｔ１〜時刻ｔ４）の波形は、図２に示す漸増時（時刻ｔ１１〜時刻ｔ１４）の波形と同じである。
【００４２】
時刻ｔ５以降の漸減時において、電圧Ｖn2は台形波信号Ｓｂの減少に伴って低下する。しかし、電圧Ｖn2は時刻ｔ５においてほぼ昇圧電圧Ｖcpとなっているため、クランプ回路２３を持たない負荷駆動回路１では、本実施形態の負荷駆動回路１１に比べて電圧Ｖn2の低下に時間を要する。そして、図３に示す時刻ｔ６において、負荷電流ＩL が飽和負荷電流ＩLmから減少し始める。負荷電流ＩL の減少開始が大きく遅れることにより、一旦減少を開始した後は負荷電流ＩL が大きく且つ急激に減少し、大きな波形歪みが発生する。
【００４３】
本実施形態の負荷駆動回路１１は、負荷駆動回路１におけるこうした負荷電流ＩL の立下り時の遅れを改善したものである。駆動指令信号ＳａがＨレベルからＬレベルに変化した時、クランプ回路２３がノードｎ２の電圧Ｖn2を負荷端子２０の電位ＶL を基準としてツェナー電圧Ｖｚにまで引き下げるので、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート容量に蓄積された過剰な電荷を急速に引き抜くことができる。これ以降、負荷電流ＩL は、台形波信号Ｓｂの減少に伴うゲート電位ＶG の低下に追従して減少するため、負荷電流ＩL の減少開始時におけるステップ的な電流変化の発生を極力小さくすることができる。その結果、その減少開始時における波形歪みが小さくなり、断電時における発生ノイズを低減することができる。
【００４４】
この場合、ツェナー電圧Ｖｚは、ＭＯＳトランジスタＱ１１のしきい値電圧Ｖｔよりも高く且つこのしきい値電圧Ｖｔに近い値に設定されているので、駆動指令信号ＳａがＨレベルからＬレベルに変化してから負荷電流ＩL が減少し始めるまでの時間が短くなり、負荷電流ＩL の減少開始時における波形歪みが小さくなる。
【００４５】
また、クランプ回路２３はＭＯＳトランジスタＱ１１のソースを基準電位として電圧Ｖn2を制限しているので、負荷端子２０の電圧ＶL の影響を受けることがなくなり、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート電位ＶG を確実に漸減開始レベルに制限することができる。
【００４６】
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
ＭＯＳトランジスタＱ１１は、負荷１２からグランド線に至る通電経路に、ローサイドスイッチとして機能するように設けてもよい。また、スイッチ手段としてバイポーラトランジスタやＩＧＢＴなどを用いても良い。
クランプ回路２３における電圧制限回路はツェナーダイオードＤ１１に限られず、その他の定電圧回路であっても良い。
クランプ回路２３は、ＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート・ソース間に接続しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示す負荷駆動回路の電気的構成図
【図２】駆動指令信号ＳａとしてＰＷＭ信号を入力した時の各部の信号、電圧、電流を示す波形図
【図３】従来技術についての図２相当図
【図４】従来技術を示す図１相当図
【符号の説明】
１１は負荷駆動回路（駆動装置）、１２は負荷（電気負荷）、１７はバッテリ（直流電源）、２１は台形波発生回路（信号生成手段）、２２は電流制御回路（電流制御手段）、２３はクランプ回路（制御電圧制限手段）、３４はオペアンプ（誤差増幅手段）、Ｑ１１はＭＯＳトランジスタ（トランジスタ）、Ｑ１７はトランジスタ（スイッチ回路）、Ｄ１１はツェナーダイオード（電圧制限回路）、Ｒ１１は抵抗（電流検出手段）である。

Claims

直流電源から電気負荷に至る通電経路に設けられ、制御信号に基づいて前記電気負荷に流れる電流を制御するトランジスタと、
前記電気負荷に流れる電流を検出する電流検出手段と、
外部から入力される駆動指令信号に従い、駆動開始指令時に予め設定された第１レベルから第２レベルまで漸増し、駆動停止指令時に前記第２レベルから前記第１レベルまで漸減する台形波状の電流指令信号を生成する信号生成手段と、
前記電流検出手段から出力される電流検出信号と前記電流指令信号との比較に基づいて前記電気負荷に前記電流指令信号に従った台形波状の電流が流れるように前記トランジスタに対して制御信号を出力する電流制御手段と、
前記駆動停止指令時に、前記制御信号を、前記トランジスタが前記電気負荷に流れる電流を低減することが可能となるしきい値よりも高く且つ当該しきい値に近い漸減開始レベルに制限する制御電圧制限手段とを備えて構成されていることを特徴とする電気負荷の駆動装置。
前記制御電圧制限手段は、前記駆動停止指令時に、前記制御信号を、前記トランジスタのソースまたはエミッタの電位を基準レベルとする前記漸減開始レベルに制限することを特徴とする請求項１記載の電気負荷の駆動装置。
前記電流制御手段は、前記電流検出信号と前記電流指令信号との差分に応じた制御信号を出力する誤差増幅手段を備え、
前記制御電圧制限手段は、この誤差増幅手段の出力端子と前記トランジスタのソースまたはエミッタとの間に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電気負荷の駆動装置。
前記制御電圧制限手段は、前記トランジスタのゲート・ソース間またはベース・エミッタ間に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電気負荷の駆動装置。
前記制御電圧制限手段は、前記駆動停止指令時にオンするスイッチ回路と、前記漸減開始レベルに相当するクランプ電圧を有する電圧制限回路との直列回路から構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の電気負荷の駆動装置。
前記電圧制限回路はツェナーダイオードであることを特徴とする請求項５記載の電気負荷の駆動装置。