KR20130057321A - 스위치 제어 방법, 스위치 제어기 및 이를 포함하는 컨버터 - Google Patents

스위치 제어 방법, 스위치 제어기 및 이를 포함하는 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 컨버터, 및 컨버터의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어기 및 스위치 제어 방법에 관한 것이다.
본 발명의 실시 예는 상기 컨버터의 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 상기 기준 전류에 따르는 제어전압을 생성한다. 실시 예는 상기 제어전압의 증가 또는 감소를 제어하고, 상기 제어 전압에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 결정한다. 실시 예는 상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어한다.

Description

스위치 제어 방법, 스위치 제어기 및 이를 포함하는 컨버터{SWITCH CONTROL METHOD, SWITCH CONTRILLER, AND CONVERTER COMPRISING THE SWITCH CONTROLLER}
본 발명은 스위치 제어 방법, 스위치 제어기 및 이를 포함하는 컨버터에 관한 것이다.
컨버터는 높은 역률과 낮은 전고조파 왜곡(total harmonic distortion, 이하 'THD'라 함.) 특성을 가질수록 바람직하다. 그러데, 높은 역률과 낮은 THD 특성을 가지기 위해, 컨버터의 효율이 감소할 수 있다.
구체적으로, 불연속모드(discrete conduction mode, 이하, 'DCM'이라 함.) 플라이백 컨버터에 높은 부하가 연결되어 있을 때, 전도 손실(conduction loss)이 높을 수 있다. DCM 플라이백 컨버터를 구성하는 정류 다이오드, 인덕터, 및 스위칭 소자 등에 전류가 흐를 때 전도 손실이 발생한다.
또한, DCM 플라이백 컨버터에 낮은 부하가 연결되어 있을 때, 스위칭 손실(switching loss)이 높을 수 있다.
높은 부하 조건에서, 전도 손실이 스위칭 손실보다 상대적으로 더 크다. 반대로 낮은 부하에서는, 스위칭 손실이 전도 손실보다 상대적으로 더 크다.
효율을 개선시킬 수 있는 스위치 제어 방법, 스위치 제어기, 및 이를 포함하는 컨버터를 제공하고자 한다.
본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어기는 컨버터의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어한다. 상기 스위치 제어기는, 상기 컨버터의 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 상기 기준 전류에 따르는 제어전압을 생성하는 제어전압 생성부, 상기 제어전압의 증가 또는 감소를 제어하고, 상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 주파수 제어부, 및 상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 온 타임 제어부를 포함한다.
상기 제어전압 생성부는, 상기 출력 전류에 따라 변하는 상기 기준 전류를 생성하는 가변 전류원, 상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 생성하는 충전 전류원, 상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 생성하는 방전 전류원, 및 상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원이 연결되어 있는 접점에 연결되어 있는 커패시터를 포함하고, 상기 커패시터에 충전된 전압이 상기 제어 전압이다.
상기 가변 전류원은, 상기 기준 전류가 흐르는 트랜지스터, 및 상기 트랜지스터의 게이트 전극에 출력단이 연결되어 있고, 상기 기준 전류가 상기 출력 전류에 따라 변하도록 상기 트랜지스터를 제어하는 연산 증폭기를 포함한다.
상기 제어전압 생성부는, 상기 기준 전류를 복사하여 상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원으로 전달하는 전류 복사 회로를 더 포함하고, 상기 충전 전류원은 상기 전달된 기준 전류를 제1 복사 비로 변환하여 상기 충전 전류를 생성하고, 상기 방전 전류원은 상기 전달된 기준 전류를 제2 복사 비로 변환하여 상기 방전 전류를 생성한다.
상기 제어전압 생성부는, 상기 방전 전류원과 그라운드 사이에 연결되어 있고, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점에 턴 오프 되는 스위치를 더 포함하고, 상기 제2 복사 비는 상기 제1 복사 비보다 크다.
상기 주파수 제어부는, 상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하는 상승비교기, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하는 하강비교기, 및 상기 상승 비교기의 출력 및 상기 하강 비교기의 출력을 입력받고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 상승을 정지시키고, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 하강을 정지시키는 SR 플립플롭을 포함한다.
상기 제어전압 생성부는, 상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 생성하는 충전 전류원, 상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 생성하는 방전 전류원, 상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원이 연결되어 있는 접점에 연결되어 있는 커패시터, 및 상기 방전 전류원과 그라운드 사이에 연결되어 있는 스위치를 포함한다.
상기 SR 플립플롭은, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 스위치를 턴 오프 시키고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 스위치를 턴 온 시킨다. 상기 커패시터에 충전된 전압이 상기 제어 전압이다. 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시점이 제어된다.
상기 온 타임 제어부는, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어한다.
상기 온 타임 제어부는, 상기 기준 전류를 전달받고, 상기 전달받은 기준 전류를 소정의 비로 변환하여 상기 제어 전류를 생성하는 제어전류원, 상기 제어전류가 흘러서 상기 기준 전압이 발생하는 저항, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 소정의 정전류에 의해 충전되어 상기 온타임제어전압을 생성하는 커패시터, 및 상기 기준 전압과 상기 온타임제어전압을 비교하는 제어 비교기를 포함한다.
상기 주파수 제어부는, 상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하는 상승비교기, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하는 하강비교기, 및 상기 상승 비교기의 출력 및 상기 하강 비교기의 출력을 입력받고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 상승을 정지시키고, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 하강을 정지시키는 SR 플립플롭을 포함한다.
상기 온 타임 제어부는, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 동작하는 스위칭 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 스위칭 트랜지스터는 상기 커패시터에 병렬 연결되어 있다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 스위치 제어 방법은 컨버터의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 방법이다. 상기 스위치 제어 방법은 상기 컨버터의 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하는 단계, 상기 기준 전류에 의해 제어전압이 증가 또는 감소하는 단계, 상기 제어 전압을 감지하고, 상기 제어 전압의 증가 또는 감소를 제어하는 단계, 상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 단계, 및 상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 단계이다.
상기 기준 전류에 의해 제어전압이 증가 또는 감소하는 단계는, 상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 이용하여 커패시터를 충전시키는 단계, 및 상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 이용하여 상기 커패시터를 방전시키는 단계를 포함하고, 상기 커패시터의 전압이 상기 제어 전압이다.
상기 제어 전압의 증가 또는 감소를 제어하는 단계는, 상기 제어 전압과 상승 임계 전압을 비교하는 단계, 상기 제어 전압과 하강 임계 전압을 비교하는 단계, 및 상기 제어전압과 상기 상승 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 제어 전압의 상승을 정지시키고, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 제어 전압의 하강을 정지시키는 단계를 포함한다.
상기 스위칭 주파수를 제어하는 단계는, 상기 기준 전류에 따라 조절되는 상기 제어 전압과 상기 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 포함한다.
상기 온 타임을 제어하는 단계는, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 전력 공급 장치는, 1차측 전력을 변환하여 2차측으로 전달하는 트랜스포머, 상기 트랜스포머의 1차측 권선에 연결되어 있는 전력 스위치, 상기 2차측의 출력 전류에 따라 1차측의 기준 전류를 싱크시키는 피드백부, 및 상기 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하며, 상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 스위치 제어기를 포함한다.
상기 스위치 제어기는, 상기 기준 전류에 따라 증가 또는 감소하는 제어 전압을 생성하고, 상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하고, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하고, 상기 제어전압과 상기 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시점을 제어한다.
상기 스위치 제어기는, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임 제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어한다.
본 발명의 실시 예는 높은 역률 및 낮은 THD 특성을 가지는 DCM 플라이백 컨버터의 효율을 개선시킨다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 제어 장치를 포함하는 DCM 플라이백 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어기를 나타낸 회로도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어기의 입력 신호, 내부 신호 및 출력 신호의 파형을 나타낸 파형도이다.
도 4는 높은 부하 조건에서, 종전 고정 주파수에 따르는 스위치 제어 방법과 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 방법에 따른 차이를 나타내기 위한 드레인-소스 전류의 파형과 온 타임, 및 스위칭 주기(cycle)를 나타낸 파형도이다.
도 5는 낮은 부하 조건에서, 종전 고정 주파수에 따르는 스위치 제어 방법과 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 방법에 따른 차이를 나타내기 위한 드레인-소스 전류의 파형과 온 타임, 및 스위칭 주기(cycle)를 나타낸 파형도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 제어 장치를 포함하는 DCM 플라이백 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 스위치 제어기(100)는 출력 전류를 피드백 받고, 전력 스위치(Q)의 스위칭 동작을 제어하는 게이트 신호를 생성한다.
DCM 플라이백 컨버터(1)에 입력된 교류 입력(VAC)은 EMI 필터(10)을 통과하여 브릿지 정류 다이오드(20)에 전달된다.
브릿지 정류 다이오드(20)는 교류 입력(VAC)을 정류하여 입력전압(Vin)을 생성한다. 브릿지 정류 다이오드(20)는 4 개의 다이오드(21-24)를 포함한다.
스너버 회로(snubber circuit)(30)는 입력 전압(Vin)과 전력 스위치(Q) 사이에 연결되어 있고, 전력 스위치(Q)의 전압 스트레스를 제한한다. 스너버 회로(30)는 저항(R1), 커패시터(C1), 및 다이오드(D1)을 포함한다.
저항(R1) 및 커패시터(C1)의 일단은 입력 전압(Vin)에 연결되어 있고, 다이오드(D1)의 애노드 전극은 전력 스위치(Q)의 드레인 단자에 연결되어 있으며, 저항(R1) 및 커패시터(C1)의 타단은 다이오드(D1)의 캐소드 전극에 연결되어 있다.
트랜스포머(40)는 입력전압(Vin)에 의해 발생하는 1차측 전력을 변환하여 2차측으로 전달한다. 트랜스포머(40)는 1차측 권선(CO1) 및 2차측 권선(CO2)를 포함하고, 트랜스포머(40)에는 1차측 코일(CO1)과 2차측 코일(CO2) 사이의 자화 인덕턴스(magnetizing inductance)(L1)가 형성되어 있다.
제1 권선(CO1)은 입력전압(Vin)이 전달되는 일단 및 전력 스위치(Q)에 연결되어 있는 타단을 포함한다. 제2 권선(CO2)은 2차측에 형성되어 있고, 1차측으로부터 전달되는 전력에 의해 제2 권선(CO2)에 전압 및 전류가 발생한다.
제1 권선(CO1)의 권선 수와 제2 권선(CO2)의 권선 수에 따라 권선 비(CO2의 권선 수 ns / CO1의 권선 수 np, nps)가 결정된다. 트랜스포머(40)의 제1 권선(CO1)의 전압(V1) 및 제2 권선(CO2)의 전압(V2) 간의 비(V2/V1)는 권선 비(nps)에 비례하고, 제1 권선(CO1)의 전류(I1) 및 제2 권선(CO2)의 전류(I2) 간의 비(I2/I1)는 권선비(nps)에 반비례한다.
정류 다이오드(D2)는 제2 권선(CO2)의 일단에 연결되어 있는 애노드 전극 및 LC 출력 필터(50) 및 커패시터(C2)의 일단에 연결되어 있는 캐소드 전극을 포함한다. 정류 다이오드(D2)는 제2 권선(CO2)에 흐르는 전류(I2)를 정류한다. 정류 다이오드(D2)를 통해 정류된 전류(IR)에 의해 커패시터(C2)가 충전되어 출력 전압(VOUT)이 생성된다.
인덕터(L2) 및 커패시터(C3)는 LC 출력 필터(50)를 형성하고, 출력 전압(VOUT)의 노이즈를 필터링 한다. 출력 전압(VOUT)에 의해 부하(300)에 출력 전류(IOUT)가 공급된다.
도 1에서는, DCM 플라이백 컨버터(1)의 부하의 일 예로서 복수의 LED 소자가 직렬 연결되어 있는 LED 열(string)이 도시되어 있다. 그러나 컨버터(1)가 적용될 수 있는 부하가 이에 한정되는 것은 아니다.
전력 스위치(Q)는 제1 권선(CO1)에 연결되어 있고, 전력 스위치(Q)의 스위칭 동작에 의해 제1 권선(CO1)에 흐르는 전류(I1)가 제어된다.
전류(I1)는 전력 스위치(Q)가 턴 온되어 있는 기간 동안 증가하고, 전력 스위치(Q)가 턴 오프되어 있는 기간 동안 흐르지 않는다. 전력 스위치(Q)가 턴 온되어 있는 기간 동안, 전류(I1) 증가하면서, 제1 권선(CO1)에 에너지가 저장된다. 이 때, 정류 다이오드(D2)는 오프 상태이므로, 제2 권선(CO2)에는 전류가 흐르지 않는다. 전력 스위치(M)가 턴 오프되어 있는 기간 동안, 2차측 권선(CO2)의 전류(I2)는 제2 권선(CO2)에서 정류 다이오드(D2)를 통해 정류된다.
출력 전압(VOUT)이 순간적으로 상승하면, 출력 전류(IOUT)가 증가한다. 출력 전압(VOUT)이 순간적으로 하강하면, 출력 전류(IOUT)가 감소한다. 실시 예는 정전류 제어에 따라 출력 전류(IOUT)가 일정하게 유지하기 위해 출력 전류(IOUT)를 감지한다. 구체적으로, 전류 센서(210)는 부하(300)를 통과한 출력 전류(IOUT)를 감지하여 감지 전류(IS)를 피드백부(200)에 전달한다.
피드백부(200)는 2차측의 감지 전류(IS)를 입력받고, 감지 전류(IS)에 따르는 기준 전류(IR)를 1차측의 스위치 제어기(100)로부터 싱크시킨다. 피드백부(200)는 옵토-커플러(opto-coupler)와 같은 절연 수단을 이용하여, 2차 측에 흐르는 출력 전류(IOUT)에 따르는 기준 전류(IR)를 1차측에서 싱크시킨다. 본 발명의 실시 예에 따른 DCM 플라이백 컨버터(1)의 1차측과 2차측 사이는 절연되어(isolated) 있다.
스위치 제어기(100)는 기준 전류(IR)에 따라 스위칭 주파수 및 턴-온 타임을 제어한다. 스위치 제어기(100)는 출력 전류(IOUT)에 따르는 기준 전류(IR)를 생성하고, 기준 전류(IR)에 따라 스위칭 주파수 및 턴-온 타임을 제어한다.
스위치 제어기(100)는 두 개의 연결단자(P1, P2)를 포함하고, 연결단자(P1)를 통해 피드백부(200)에 연결되어 있고, 연결단자(P2)를 통해 전력 스위치(Q)의 게이트 전극에 연결되어 있다.
이하, 도 2를 참조하여 스위치 제어기(100)에 대해서 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어기를 나타낸 회로도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 스위치 제어기(100)는 제어전압 생성부(110), 주파수 제어부(120), 온 타임 제어부(130), SR 플립플롭(140), 및 게이트 구동부(150)를 포함한다.
도 2에서, 연결단자(P1)에 연결되어 있는 피드백부(200)의 구성이 스위치 제어기(100)와 함께 도시되어 있다. 감지 전류(IS)가 포토 다이오드(PD)를 통해 흐르고, 포토 다이오드(PD)와 옵토-커플러를 구성하는 포토 트랜지스터(PT)에 포토 다이오드(PD)의 발광량에 따르는 전류가 흐른다.
포트 트랜지스터(PT)의 컬렉터에는 저항(R2)의 일단이 연결되어 있고, 접점(NF)에 저항(R2)의 타단이 연결되어 있으며, 저항(R3)는 접점(NF)와 그라운드 사이에 연결되어 있다.
제어전압 생성부(110)는 감지 전류(IS)에 따라 변하는 기준 전류(IR)를 생성하고, 기준 전류(IR)에 따라 증가 및 감소를 반복하는 제어전압(VC)을 생성한다.
제어전압 생성부(110)는 가변 전류원(111), 충전 전류원(114), 방전 전류원(115), 스위치(116), 전류 복사 회로(117), 및 커패시터(C4)를 포함한다.
가변 전류원(111)은 트랜지스터(112) 및 연산증폭기(113)을 포함하고, 연결단자(P1)를 기준 전압(VR1)으로 유지시키면서 기준 전류(IR)를 생성한다.
연산증폭기(113)는 연결단자(P1)을 통해 피드백부(200)의 접점(NF)에 연결되어 있는 반전 단자(-) 및 기준 전압(VR1)에 연결되어 있는 비반전 단자(+)를 포함한다. 연산증폭기(113)의 출력단은 트랜지스터(112)의 게이트 전극에 연결되어 있다. 트랜지스터(112)의 소스 전극은 연결단자(P1)을 통해 접점(NF)에 연결되어 있고, 트랜지스터(112)의 드레인 전극은 전압(VR)에 연결되어 있다.
연산증폭기(113)는 반전 단자(-)의 전압과 비반전 단자(+)의 전압을 동일하게 유지시키므로, 접점(NF)의 전압은 기준 전압(VR1)으로 유지된다.
부하가 증가할 때 감지 전류(IS)가 증가하므로, 포토 다이오드(PD)의 발광량이 증가하고 포토 트랜지스터(PT)에 흐르는 전류가 증가한다. 이 때, 연산 증폭기(113)는 포토 트랜지스터(PT)의 전류 증가에 따라 기준 전류(IR)가 증가되도록 트랜지스터(112)를 제어한다. 즉, 연산증폭기(113)의 출력이 증가한다.
부하가 감소할 때 감지 전류(IS)가 감소하므로, 포토 다이오드(PD)의 발광량이 감소하고 포토 트랜지스터(PT)에 흐르는 전류가 감소한다. 이 때, 연산 증폭기(113)는 포토 트랜지스터(PT)의 전류 감소에 따라 기준 전류(IR)가 감소되도록 트랜지스터(112)를 제어한다. 즉, 연산증폭기(113)의 출력이 감소한다.
기준 전류(IR)는 전류 복사 회로(117)를 통해 복사되어 충전 전류원(114), 방전 전류원(115), 및 제어 전류원(131) 각각에 전달된다. 충전 전류원(114)은 전달된 전류를 제1 복사 비로 변환하여 충전 전류(IR1)를 생성한다. 방전 전류원(115)은 전달된 전류를 제2 복사 비로 변환하여 방전 전류(IR2)를 생성한다.
이 때, 제1 복사 비와 제2 복사 비는 서로 다르고, 본 발명의 실시 예에서는 제2 복사비가 제1 복사비의 2배인 것으로 설정한다. 따라서 방전 전류(IR2)는 충전 전류(IR1)의 2배이다.
충전 전류원(114) 및 방전 전류원(115)는 전압(VR)으로부터 동작 전압을 공급받고, 접점(NC)에 서로 직렬 연결되어 있다. 충전 전류원(114)는 전압(VR)과 접점(NC)사이에 연결되어 있고, 방전 전류원(115)는 접점(NC)과 스위치(116)의 일단 사이에 연결되어 있다. 스위치(116)의 타단은 그라운드에 연결되어 있고, 주파수 제어부(120)의 스위칭 제어신호(SC)에 따라 스위칭 동작이 제어된다.
본 발명의 실시 예에서는 스위칭 제어신호(SC)의 하이 레벨에 의해 스위치(116)이 턴 온 되고, 스위칭 제어신호(SC)의 로우 레벨에 의해 스위치(116)이 턴 오프되는 것으로 설정한다. 커패시터(C4)는 접점(NC)와 그라운드 사이에 연결되어 있고, 접점(NC)의 전압이 제어 전압(VC)이며, 커패시터(C4)의 충방전에 의해 제어 전압(VC)이 변한다.
커패시터(C4)가 충전 전류(IR1)에 의해 충전되는 동안, 제어 전압(VC)은 충전 전류(IR1)에 따라 결정되는 일정한 기울기로 증가한다. 커패시터(C4)가 방전 전류(IR2)에 의해 방전되는 동안 제어전압(VC)은 방전 전류(IR2)와 충전 전류(IR1)의 차에 따라 결정되는 일정한 기울기로 감소한다. 앞서 본 발명의 실시 예에서 방전 전류(IR2)는 충전 전류(IR1)의 두 배이므로, 제어 전압(VC)의 증가 기울기 및 감소 기울기는 동일하다.
이와 같이, 제어전압 생성부(110)는 피드백 정보에 따라 가변하는 기준 전류(IR)를 생성하고, 기준 전류(IR)를 이용해 제어전압(VC)을 증가 또는 감소시킬 수 있다.
주파수 제어부(120)는 제어 전압(VC)의 증가 또는 감소를 제어하고, 제어전압(VC)에 따라 전력 스위치(Q)의 턴 온 시점을 결정한다. 실시 예에서 제어전압(VC)의 기준 전류(IR)에 따라 증가 또는 감소 기울기가 결정되므로, 기준 전류(IR)에 따라 턴-온 시점 및 스위칭 주파수가 제어된다. 결과적으로, 주파수 제어부(120)는 기준 전류(IR)에 따라 턴-온 시점 및 스위칭 주파수를 제어한다. 주파수 제어부(120)는 제어 전압(VC)의 증가 또는 감소를 제어하기 위해 제어 전압(VC)을 감지한다.
주파수 제어부(120)는 상승비교기(121), 하강비교기(122), 및 SR 플립플롭(123)을 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 주파수 제어부(120)는 제어 전압(VC)을 감지하기 위해 상승비교기(121) 및 하강 비교기(122)를 이용한다.
상승비교기(121)는 제어전압(VC)과 상승 임계 전압(VT1)을 비교하여 제어 전압(VC)의 상승을 제어한다. 상승비교기(121)는 제어전압(VC)이 입력되는 비반전단자(+) 및 상승 임계 전압(VT1)이 입력되는 반전 단자(-)를 포함한다. 상승비교기(121)는 제어전압(VC)이 상승 임계 전압(VT1) 이상일 때 하이 레벨의 제1 비교신호(VCP1)을 생성하고, 제어전압(VC)이 상승 임계 전압(VT1) 보다 작을 때 로우 레벨의 제1 비교신호(VCP1)를 생성한다.
하강비교기(122)는 제어전압(VC)과 하강 임계 전압(VT2)을 비교하여 제어 전압(VC)의 하강을 제어한다. 하강비교기(122)는 제어전압(VC)이 입력되는 반전단자(-) 및 하강 임계 전압(VT2)이 입력되는 비반전 단자(+)를 포함한다. 하강비교기(122)는 제어전압(VC)이 하강 임계 전압(VT2) 이하일 때 하이 레벨의 제2 비교신호(VCP2)를 생성하고, 제어전압(VC)이 하강 임계 전압(VT1) 보다 클 때 로우 레벨의 제2 비교신호(VCP2)를 생성한다.
SR 플립플롭(123)은 제1 비교신호(VCP1) 및 제2 비교신호(VCP2)를 입력받고, 두 신호의 논리 레벨에 따라 스위칭 제어신호(SC)를 생성한다. SR 플립플롭(123)은 제1 비교 신호(VCP1)에 따라 제어전압(VC)의 상승을 정지시키는 스위칭 제어신호(SC)를 생성하고, 제2 비교신호(VCP2)에 따라 제어전압(VCC)의 하강을 정지시키는 스위칭 제어신호(SC)를 생성한다.
SR 플립플롭(123)은 제1 비교신호(VCP1)가 입력되는 셋단(S) 및 제2 비교신호(VCP2)가 입력되는 리셋단(R)을 포함하고, 셋단(S)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력을 하이 레벨로 상승시키고, 리셋단(R)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 출력을 로우 레벨로 하강시킨다.
SR 플립플롭(123)의 출력이 스위칭 제어신호(SC)이므로, 제1 비교신호(VCP1)가 상승하는 시점에 SR 플립플롭(123)은 하이 레벨의 스위치 제어신호(SC)를 생성하여 출력단(Q)을 통해 출력하고, 제2 비교신호(VCP2)가 상승하는 시점에 SR 플립플롭(123)은 로우 레벨의 스위칭 제어신호(SC)를 생성하여 출력단(Q)를 통해 출력한다.
즉, 제어전압(VC)이 상승 임계 전압(VC1)에 도달하는 시점에 스위칭 제어신호(SC)는 하이 레벨이 되고(스위치 116 턴 온), 제어전압(VC)은 방전 전류(IR2)에 의해 감소하기 시작한다. 또한, 제어전압(VC)이 하강 임계 전압(VC2)에 도달하는 시점에 스위칭 제어신호(SC)는 로우 레벨이 되고(스위치 116 턴 오프), 제어전압(VC)은 충전 전류(IR1)에 의해 증가하기 시작한다.
제2 비교신호(VCP2)는 SR 플립플롭(140)의 셋단(S)에 입력되어 전력 스위치(Q)의 턴 온 시점을 제어한다.
온 타임 제어부(130)는 기준 전류(IR)에 대응하는 제어전류(IR3)를 이용하여 전력 스위치(Q)의 온 타임을 제어한다. 온 타임 제어부(130)는 전력 스위치(Q)가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압(VCO)이 제어전류(IR3)에 따라 결정되는 기준 전압(VR1)에 도달한 시점에 전력 스위치(Q)의 턴 오프를 제어한다.
온 타임 제어부(130)는 제2 비교신호(VCP2)를 이용하여 전력 스위치(Q)의 턴 온 시점을 감지할 수 있다. 그러나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니고, 온 타임 제어부(130)는 게이트 제어신호(VGC) 또는 게이트 신호(VG)를 이용하여 턴 온 시점을 감지할 수 있다.
온 타임 제어부(130)는 제어전류원(131), 제어비교기(132), 정전류원(133), 제너다이오드(ZD), 스위칭 트랜지스터(134), 커패시터(C5), 및 저항(R4)를 포함한다.
제어전류원(131)은 전류 복사 회로(117)을 통해 복사되어 전달된 기준 전류(IR)를 제3 복사 비로 변환하여 제어전류(IR3)를 생성한다. 전압(VR)은 제어전류원(131)이 제어전류(IR3)를 생성하는데 필요한 동작 전압을 공급한다.
제어전류(IR3)는 온 타임을 결정하는 기준 전압(VR1)을 설정하는 전류이다. 제어전류(IR3)가 저항(R4)에 흐르면서 기준 전압(VR1)이 발생한다. 따라서, 제3 복사비는 온 타임 설정에 적절한 값으로 설정될 수 있다.
정전류원(133)는 정전류(IR4)를 생성하고, 전압(VR)은 정전류원(133)이 정전류(IR4)를 생성하는데 필요한 동작 전압을 공급한다. 커패시터(C5)는 정전류(IR4)가 공급되는 일단 및 그라운드에 연결되어 있는 타단을 포함한다.
스위칭 트랜지스터(134)는 커패시터(C5)에 병렬 연결되어 있고, 제2 비교신호(VCP2)가 전력 스위치(Q)의 턴 온을 지시하는 레벨에 턴 온 되어 커패시터(C5)를 방전시킨다.
제너 다이오드(ZD)는 커패시터(C5)에 병렬 연결되어 있고, 커패시터(C5)에 충전된 전압인 온타임제어전압(VOC)을 일정한 제너 전압(VZD)으로 클램핑 시킨다.
제어비교기(132)는 온타임제어전압(VOC)과 기준 전압(VR1)을 비교한 결과에 따라 전력 스위치(Q)의 턴 오프 시점을 제어하는 제3 비교신호(VCP3)를 생성한다. 제어비교기(132)는 기준 전압(VR1)이 입력되는 반전 단자(-) 및 온타임제어전압(VCO)가 입력되는 비반전단자(+)를 포함한다.
제어비교기(131)는 온타임제어전압(VOC)가 기준 전압(VR1)이 이상일 때, 하이 레벨의 제3 비교신호(VCP3)를 생성하고, 온타임제어전압(VOC)가 기준 전압(VR1)보다 작을 때, 로우 레벨의 제3 비교신호(VCP3)를 생성한다. 따라사 증가하는 온타임제어전압(VOC)이 기준전압(VR1)에 도달하는 시점에 하이 레벨의 제3 비교신호(VCP3)가 생성된다.
SR 플립플롭(140)은 제2 비교신호(VCP2) 및 제3 비교신호(VCP3)를 입력 받고, 두 신호의 논리 레벨에 따라 전력 스위치(Q)의 온 및 오프를 제어하는 게이트 제어신호(VGC)를 생성한다.
SR 플립플롭(140)은 제2 비교신호(VCP2)가 입력되는 셋단(S) 및 제3 비교신호(VCP3)가 입력되는 리셋단(R)을 포함한다. SR 플립플롭(140)은 셋단(S)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 하이 레벨의 출력을 생성하고 출력단(Q)를 통해 출력한다. SR 플립플롭(140)은 리셋단(R)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 출력을 생성하고 출력단(Q)를 통해 출력한다.
따라서 제2 비교신호(VCP2)의 상승 시점에 SR 플립플롭(140)은 하이 레벨의 게이트 제어신호(VGC)를 생성하고, 제3 비교신호(VCP3)의 상승 시점에 SR 플립플롭(140)은 로우 레벨의 게이트 제어신호(VGC)를 생성한다.
게이트 구동부(150)는 하이 레벨의 게이트 제어신호(VGC)에 따라 전력 스위치(Q)를 턴 온 시키는 게이트신호(VG)를 생성하고, 로우 레벨의 게이트 제어신호(VGC)에 따라 전력 스위치(Q)를 턴 오프 시키는 게이트신호(VG)를 생성한다.
이하, 도 3을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 방법을 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어기의 입력 신호, 내부 신호 및 출력 신호의 파형을 나타낸 파형도이다.
도 3에 도시된 시점 T0을 기준으로, 시점 T0 전 기간(PE1)은 낮은 부하에서의 파형이고, 시점 T0 후 기간(PE2)은 높은 부하에서의 파형이다.
시점 T1에 제어전압(VC)은 하강 임계 전압(VT1)과 동일한 레벨이고, 제2 비교신호(VCP2)가 하이 레벨로 상승한다. SR 플립플롭(140)은 하이 레벨의 비교신호(VCP2)에 의해 하이 레벨의 게이트 제어신호(VGC)를 생성하고, 게이트 구동부(150)은 하이 레벨의 게이트 신호(VG)를 생성한다.
시점 T1에, SR 플립플롭(123)의 리셋단(R)에 하이 레벨의 제2 비교신호(VCP2)가 입력되고, SR 플립플롭(123)은 로우 레벨의 스위칭 제어신호(SC)를 생성한다. 그러면 시점 T1에 스위치(116)가 턴 오프 되고, 커패시터(C4)는 충전 전류(IR1)에 따라 충전되며, 제어전압(VC)은 증가하기 시작한다.
제어전압(VC)이 증가하기 시작하면 제2 비교신호(VCP2)는 로우 레벨이 된다. 따라서 도 3에 도시된 바와 같이 제2 비교신호(VCP2)는 숏-펄스 파형으로 도시되어 있다.
시점 T1이후에, 제2 비교신호(VCP2)가 로우 레벨이 되고, 스위칭 트랜지스터(134)는 턴 오프 상태이므로, 정전류(IR4)에 의해 커패시터(C5)가 충전된다. 따라서 온타임제어전압(VOC)은 상승하기 시작한다.
상승하는 온타임제어전압(VOC)이 기준 전압(VR1)에 도달하는 시점 T2에, 제3 비교신호(VCP3)는 하이 레벨이 된다. 상승하는 온타임제어전압(VOC)는 제너 전압(VZD)으로 클램핑 된다.
시점 T2에, 하이 레벨의 제3 비교신호(VCP3)에 따라 SR 플립플롭(140)은 로우 레벨의 게이트 제어신호(VGC)를 생성하고, 게이트 구동부(150)는 로우 레벨의 게이트 신호(VG)를 생성한다.
상승하는 제어전압(VC)이 상승 임계 전압(VT1)에 도달하는 시점 T3에, 제1 비교신호(VCP1)는 하이 레벨로 상승한다. 시점 T3에, SR 플립플롭(123)의 셋단(S)에 하이 레벨의 제1 비교신호(VCP1)가 입력되고, SR 플립플롭(123)은 하이 레벨의 스위칭 제어신호(SC)를 생성한다. 그러면 시점 T3에 스위치(116)가 턴 오 되고, 커패시터(C4)는 방전 전류(IR2)와 충전 전류(IR1)의 차에 따라 방전되며, 제어전압(VC)은 감소하기 시작한다.
제어전압(VC)이 감소하기 시작하면 제1 비교신호(VCP1)는 로우 레벨이 된다. 따라서 도 3에 도시된 바와 같이 제1 비교신호(VCP1)는 숏-펄스 파형으로 도시되어 있다.
하강하는 제어전압(VC)이 하강 임계 전압(VT1)에 도달하는 시점 T4부터의 동작은 시점 T1부터의 동작과 동일하다.
시점 T0에 부하가 증가하면, 도 3에 도시된 바와 같이, 기준 전류(IR)가 증가한다. 또한, 기준 전류(IR)의 증가에 따라 제어전류(IR3)도 증가하기 때문에, 기준 전압(VR1)도 증가한다. 기간 PE1과 기간 PE2 각각에서 기준 전류(IR) 및 기준 전압(VR1)의 값이 다를 뿐, 기간 PE1과 기간 PE2에서의 동작은 동일하다.
도 3에서, 기간 PE1의 게이트 신호(VG)의 주기(TS1)보다 기간 PE2의 게이트 신호(VG)의 주기(TS2)가 짧다. 즉, 기간 PE2에서의 스위칭 주파수가 기간 PE21에서의 스위칭 주파수보다 높다. 그리고 기간 PE2의 온 타임(TON2)은 기간 PE1의 온 타임(TON1)보다 짧다.
이와 같이 본 발명의 실시 예에 따르는 스위치 제어 방법은 부하의 증가에 따라 스위칭 주파수 및 온 타임을 증가시킨다. 예를 들어, 스위칭 주파수는 부하의 증가에 따라 선형적으로 증가하도록 제어될 수 있다.
도 4는 높은 부하 조건에서, 종전 고정 주파수에 따르는 스위치 제어 방법과 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 방법에 따른 차이를 나타내기 위한 드레인-소스 전류의 파형과, 온 타임, 및 스위칭 주기(cycle)를 나타낸 파형도이다.
도 4의 피크 연결선은 종래 방식에 따른 드레인-소스 전류의 피크 전류를 연결한 선이고, 본 발명의 실시 예에 따른 드레인-소스 전류의 피크 전류를 연결한 선은 'IPC1'로 표시한다.
도 4에서, 실시 예에 따른 스위칭 주기 TS4는 스위칭 주기 TS3 보다 짧아지고, 실시 예에 따른 온 타임 TON4은 온 타임 TON3 보다 짧아진다. 즉, 높은 부하 조건에서 본 발명의 실시 예에 따를 때, 종래 방식에 비해 스위칭 주파수는 높아지고 온 타임은 짧아진다.
종래 방식의 온 타임 TON3가 실시 예에 따른 온 타임 TON4 보다 길기 때문에, 종래 방식의 드레인-소스 전류의 최대 피크 값이 드레인-소스 전류(IDS)의 최대 피크 값 보다 △IP1 만큼 높다.
높은 부하 조건에서 컨버터의 효율을 결정하는 손실은 전도 손실이다. 즉, 본 발명의 실시 예에 따를 때 높은 부하 조건에서 스위칭 주파수 증가에 따른 스위칭 손실이 증가하지만, 피크 전류의 감소로 인한 전도 손실 감소량이 스위칭 손실 증가량보다 크다.
도 5는 낮은 부하 조건에서, 종전 고정 주파수에 따르는 스위치 제어 방법과 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어 방법에 따른 차이를 나타내기 위한 드레인-소스 전류의 파형과 온 타임, 및 스위칭 주기(cycle)를 나타낸 파형도이다.
도 5의 피크 연결선은 종래 방식에 따른 드레인-소스 전류의 피크 전류를 연결한 선이고, 본 발명의 실시 예에 따른 드레인-소스 전류의 피크 전류를 연결한 선은 'IPC2'로 표시한다.
도 5에서, 실시 예에 따른 스위칭 주기 TS6는 스위칭 주기 TS5 보다 길고, 실시 예에 따른 온 타임 TON6은 온 타임 TON5보다 길다. 즉, 낮은 부하 조건에서 본 발명의 실시 예에 따를 때, 종래 방식에 비해 스위칭 주파수는 낮아지고 온 타임은 길어진다.
실시 예에 따른 온 타임 TON6가 종래 방식의 온 타임 TON5 보다 길기 때문에, 드레인-소스 전류(IDS)의 최대 피크 값이 종래 방식의 드레인-소스 전류의 최대 피크 값 보다 △IP2 만큼 높다.
낮은 부하 조건에서 컨버터의 효율을 결정하는 손실은 스위칭 손실이다. 즉, 본 발명의 실시 예에 따를 때 낮은 부하 조건에서 피크 전류 상승에 따른 전도 손실이 증가하지만, 스위칭 주파수의 감소로 인한 스위칭 손실 감소량이 전도 손실 증가량보다 크다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 높은 역률과 낮은 THD 특성을 유지하면서 부하에 따라 효율을 증가시킬 수 있는 스위치 제어 방법, 스위치 제어기, 및 이를 포함하는 컨버터가 제공된다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
DCM 플라이백 컨버터(1), EMI 필터(10), 브릿지 정류 다이오드(20)
스위치 제어기(100), 스너버 회로(30) 전력 스위치(Q)
저항(R1, R2, R3, R4), 커패시터(C1, C2, C3, C4, C5), 다이오드(D1)
트랜스포머(40), 1차측 권선(CO1), 2차측 권선(CO2), 정류 다이오드(D2)
LC 출력 필터(50), 인덕터(L2), 부하(300), 전류 센서(210), 피드백부(200)
제어전압 생성부(110), 주파수 제어부(120), 온 타임 제어부(130)
SR 플립플롭(140), 게이트 구동부(150), 포토 다이오드(PD)
포토 트랜지스터(PT), 가변 전류원(111), 충전 전류원(114)
방전 전류원(115), 스위치(116), 전류 복사 회로(117), 트랜지스터(112)
연산증폭기(113), 상승비교기(121), 하강비교기(122), SR 플립플롭(123)
제어전류원(131), 제어비교기(132), 정전류원(133), 제너다이오드(ZD)
스위칭 트랜지스터(134)

Claims (20)

  1. 컨버터의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어기에 있어서,
    상기 컨버터의 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 상기 기준 전류에 따르는 제어전압을 생성하는 제어전압 생성부,
    상기 제어전압의 증가 또는 감소를 제어하고, 상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 주파수 제어부, 및
    상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 온 타임 제어부를 포함하는 스위치 제어기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어전압 생성부는,
    상기 출력 전류에 따라 변하는 상기 기준 전류를 생성하는 가변 전류원,
    상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 생성하는 충전 전류원,
    상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 생성하는 방전 전류원, 및
    상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원이 연결되어 있는 접점에 연결되어 있는 커패시터를 포함하고,
    상기 커패시터에 충전된 전압이 상기 제어 전압인 스위치 제어기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 가변 전류원은,
    상기 기준 전류가 흐르는 트랜지스터, 및
    상기 트랜지스터의 게이트 전극에 출력단이 연결되어 있고, 상기 기준 전류가 상기 출력 전류에 따라 변하도록 상기 트랜지스터를 제어하는 연산 증폭기를 포함하는 스위치 제어기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제어전압 생성부는,
    상기 기준 전류를 복사하여 상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원으로 전달하는 전류 복사 회로를 더 포함하고,
    상기 충전 전류원은 상기 전달된 기준 전류를 제1 복사 비로 변환하여 상기 충전 전류를 생성하고, 상기 방전 전류원은 상기 전달된 기준 전류를 제2 복사 비로 변환하여 상기 방전 전류를 생성하는 스위치 제어기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제어전압 생성부는,
    상기 방전 전류원과 그라운드 사이에 연결되어 있고, 상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점에 턴 오프 되는 스위치를 더 포함하고,
    상기 제2 복사 비는 상기 제1 복사 비보다 큰 스위치 제어기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 주파수 제어부는,
    상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하는 상승비교기,
    상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하는 하강비교기, 및
    상기 상승 비교기의 출력 및 상기 하강 비교기의 출력을 입력받고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 상승을 정지시키고, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 하강을 정지시키는 SR 플립플롭을 포함하는 스위치 제어기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제어전압 생성부는,
    상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 생성하는 충전 전류원,
    상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 생성하는 방전 전류원,
    상기 충전 전류원 및 상기 방전 전류원이 연결되어 있는 접점에 연결되어 있는 커패시터, 및
    상기 방전 전류원과 그라운드 사이에 연결되어 있는 스위치를 포함하고,
    상기 SR 플립플롭은,
    상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 스위치를 턴 오프 시키고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 스위치를 턴 온 시키며,
    상기 커패시터에 충전된 전압이 상기 제어 전압인 스위치 제어기.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시점이 제어되는 스위치 제어기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 온 타임 제어부는,
    상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 스위치 제어기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 온 타임 제어부는,
    상기 기준 전류를 전달받고, 상기 전달받은 기준 전류를 소정의 비로 변환하여 상기 제어 전류를 생성하는 제어전류원,
    상기 제어전류가 흘러서 상기 기준 전압이 발생하는 저항,
    상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 소정의 정전류에 의해 충전되어 상기 온타임제어전압을 생성하는 커패시터, 및
    상기 기준 전압과 상기 온타임제어전압을 비교하는 제어 비교기를 포함하는스위치 제어기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 주파수 제어부는,
    상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하는 상승비교기,
    상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하는 하강비교기, 및
    상기 상승 비교기의 출력 및 상기 하강 비교기의 출력을 입력받고, 상기 상승 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 상승을 정지시키고, 상기 하강 비교기의 출력에 따라 상기 제어전압의 하강을 정지시키는 SR 플립플롭을 포함하는 스위치 제어기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 온 타임 제어부는,
    상기 하강 비교기의 출력에 따라 동작하는 스위칭 트랜지스터를 더 포함하고,
    상기 스위칭 트랜지스터는 상기 커패시터에 병렬 연결되어 있는 스위치 제어기.
  13. 컨버터의 전력 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어 방법에 있어서,
    상기 컨버터의 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하는 단계,
    상기 기준 전류에 의해 제어전압이 증가 또는 감소하는 단계,
    상기 제어 전압을 감지하고, 상기 제어 전압의 증가 또는 감소를 제어하는 단계,
    상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 단계, 및
    상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 기준 전류에 의해 제어전압이 증가 또는 감소하는 단계는,
    상기 기준 전류에 따르는 충전 전류를 이용하여 커패시터를 충전시키는 단계, 및
    상기 기준 전류에 따르는 방전 전류를 이용하여 상기 커패시터를 방전시키는 단계를 포함하고,
    상기 커패시터의 전압이 상기 제어 전압인 스위치 제어 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 제어 전압의 증가 또는 감소를 제어하는 단계는,
    상기 제어 전압과 상승 임계 전압을 비교하는 단계,
    상기 제어 전압과 하강 임계 전압을 비교하는 단계, 및
    상기 제어전압과 상기 상승 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 제어 전압의 상승을 정지시키고, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 제어 전압의 하강을 정지시키는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 스위칭 주파수를 제어하는 단계는,
    상기 기준 전류에 따라 조절되는 상기 제어 전압과 상기 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치를 턴 온 시키는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 온 타임을 제어하는 단계는,
    상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 단계를 포함하는 스위치 제어 방법.
  18. 1차측 전력을 변환하여 2차측으로 전달하는 트랜스포머,
    상기 트랜스포머의 1차측 권선에 연결되어 있는 전력 스위치,
    상기 2차측의 출력 전류에 따라 1차측의 기준 전류를 싱크시키는 피드백부, 및
    상기 출력 전류에 대응하는 기준 전류를 생성하고, 상기 기준 전류에 따라 상기 전력 스위치의 스위칭 주파수를 제어하며, 상기 기준 전류에 따르는 제어전류에 따라 결정되는 기준 전압을 이용하여 상기 전력 스위치의 온 타임을 제어하는 스위치 제어기를 포함하는 컨버터.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는,
    상기 기준 전류에 따라 증가 또는 감소하는 제어 전압을 생성하고,
    상기 제어전압과 상승 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 상승을 제어하고, 상기 제어전압과 하강 임계 전압을 비교하여 상기 제어 전압의 하강을 제어하고, 상기 제어전압과 상기 하강 임계 전압을 비교한 결과에 따라 상기 전력 스위치의 턴 온 시점을 제어하는 컨버터.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 스위치 제어기는,
    상기 전력 스위치가 턴 온 된 시점부터 상승하는 온타임제어전압이 상기 기준 전압에 도달한 시점에 상기 전력 스위치의 턴 오프를 제어하는 컨버터.
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