TWI556215B - Large area RGB LED lighting with a drive - Google Patents

Description

大面積RGB LED點燈用驅動器

本發明係有關於LED(Light Emitting Diode；發光二極體)驅動器，特別是關於一種大面積RGB(Red Green Blue；紅綠藍)LED驅動器。

隨著數位化科技時代的來臨，眾多電子產品，包含筆記型電腦、PDA、手機及掌上型裝置等，均須使用平面顯示器，而低價化、輕量化與薄型化更是促進平面顯示器應用在各式產品最重要的關鍵。目前平面顯示器以薄膜電晶體液晶顯示器(Thin Film Transistor Liquid Crystal Display,TFT-LCD)為主要產品。液晶顯示元件並非自發光元件，因此需外加背光模組。目前背光模組主要係以冷陰極螢光燈管(Cold Cathode Fluorescent,CCFL)和發光二極體為主要發光元件。在現今顯示器追求高演色性、廣色域及更接近自然色彩之趨勢下，由於冷陰極螢光燈管係藉由在管壁上塗布螢光劑以產生色彩，而螢光塗層會對某些色彩造成障礙，故冷陰極螢光燈管會影響顯示畫面的自然色的再現性。相對的，由於RGB LED不僅演色性超過國際電視標準協會(National Television Standards Committee，NTSC)色彩規格，其優越的色彩重現能力更受到重視，故LED發光源乃可在平面顯示器上給用戶帶來更高的滿意度。

有鑑於LED在薄膜電晶體-液晶顯示器(TFT-LCD)背光源市 場與照明市場的滲透率不斷成長，採用新型的LED光源做為照明之產品也不斷推陳出新。根據Display Search之研究調查指出，自2007年起筆記型電腦開始採用LED為背光源，至2010年起市場滲透率已達到90%，而LCD電視與監視器也紛紛在2008年跟進使用LED展為背光源，目前市場趨勢亦趨向以LED全面替代冷陰極螢光燈管成為主流背光源。隨著LED背光源成本不斷下降，使得未來幾年大尺寸LCD面板之背光源採用LED比重將逐步提高，並預計於2014年將佔所有大尺寸LCD面板背光源的比例達97%以上。因此LED在未來背光源(RGB LED)和照明(白光LED)上的應用將是全球的趨勢且具有廣大的市場與商機。

先前技術針對使用LED背光源驅動電路的研究主要可以分為兩大部分，一為改善TFT-LCD影像顯示效果或顯示器性能，另一則是改善驅動電路硬體之效能，茲分述如下：

改善TFT-LCD影像顯示效果或顯示器性能方面：三星電子與中華映管公司相繼於2005及2006年提出場色序法顯示技術(Field Sequential Color,FSC)，此一技術可改善LCD為混出色彩而使用彩色濾光片造成光利用率不佳的缺點。針對場色序法顯示技術，已有專家學者使用客制化IC實現基本場色序法技術。根據實驗結果，所完成之背光模組不僅可移除彩色濾光片，整個背光模組之光源利用率亦可提升達2.7倍以上，而背光源發光強度的降低可進一步減少驅動電路的功率損耗。亦有專家學者針對場色序法顯示技術提出新型之液晶材料或液晶顯示器架構以改善其響應時間。亦有專家學者針對因使用場色序法顯示技術所產生的色裂(Color Breakup)現象進行探討，並提出一控制方法以改善此一現象。

2008年奇美電子提出以場色序法搭配區域調光(Local Dimming Control,LDC)概念改善漏光問題，其可進一步提升畫面對比度並滿足節能需求。針對區域調光技術，已有專家學者將32吋液晶顯示器背光面板分為四個區域並提供分別調光命令，實驗結果顯示不僅背光模組之消耗功率可以減少10%以上，畫面亮暗之間的對比度亦可有效增加。亦有專家學者提出一以X-Y通道為基礎之2D區域調光技術，其可藉由控制每一列及行中開關的動作達到控制個別區塊亮度之效果，從而有效降低驅動IC個數。亦有專家學者針對區域調光功能需求提出一套光學回授系統以改善色移(Color Shift)問題。此外，亦有專家學者針對側邊式背光系統提出區域調光解決方案，其可以達到近似2維調光的效果。

若需進一步降低成本而必須使用單組功率轉換器驅動RGB LED背光模組時，由於紅、綠、藍發光二極體分別具有不同的順向導通壓降，因此功率轉換器必須針對各發光二極體的導通電壓需求改變輸出電壓，如此方能降低穩流電路上的功率損失，此技術被稱為動態電壓調整(Dynamic Bus Voltage Regulation,DBVR)技術。針對此一技術，已有專家學者提出具有降壓-釋能及升壓-供能技術之升壓式轉換器，其係藉由回收輸出電容上能量的方法，使轉換器可依固定時序驅動不同壓降之紅、綠、藍發光二極體以達到變動輸出電壓之需求。亦有專家學者分別使用無漣波(Ripple Free)順向式轉換器以及能量回收(Energy Recycle)升壓式轉換器達到變動輸出電壓之需求。此外，亦有專家學者藉由回授各個LED串穩流電路上之電壓並以類比或數位的方式動態調整功率轉換器的輸出電壓，以進一步降低穩流電路上的功率損耗，不過需增加回授電路所需的成本。亦有專家學者針對如何偵 測穩流電路跨壓提出解決方案。此外，許多市售RGB LED驅動IC(如德州儀器公司所推出的TLC5960驅動IC以及MAXIM公司所推出的MAX16809驅動IC)也具有動態調整輸出電壓的功能。

驅動電路硬體架構方面：已有專家學者使用交錯式降壓轉換器、高功因單級降壓-返馳式轉換器、自震盪降壓轉換器以及新型返馳式轉換器完成白光發光二極體驅動電路。相較於白光發光二極體驅動電路，紅、綠、藍發光二極體驅動電路的架構就較為複雜，主要是因為紅光、綠光與藍光所需的驅動特性並不完全相同，因此電路設計時必須加以考量。紅、綠、藍發光二極體背光模組的功率轉換器主要可分為三大類：以多組功率轉換器分別驅動紅、綠、藍發光二極體；使用單組功率轉換器但繞製多組輸出以分別驅動紅、綠、藍發光二極體；以及以單組功率轉換器變動輸出電壓方式驅動紅、綠、藍發光二極體。前兩者的優點在於可分別針對紅、綠、藍發光二極體需求設計電路，因此控制上較為簡單；缺點則為電路架構複雜，成本增高等。相對的，使用單組功率轉換器驅動紅、綠、藍發光二極體在控制的設計上挑戰較高，但可以有效降低電路的成本。針對背光模組驅動電路，已有專家學者提出以三組串聯諧振轉換器分別驅動不同順向壓降之紅、綠、藍發光二極體的架構，該驅動電路因具有零電壓切換功能而可以達到相當高的效率，缺點是需要三組轉換器；亦有專家學者提出使用多組輸出之反馳式轉換器驅動紅、綠、藍發光二極體負載，而其變壓器需特別設計；亦有專家學者針對如何使用磁性放大器(Magnetic Amplifier)使多組輸出繞組適合驅動紅、綠、藍發光二極體負載進行探討。

然而，先前技術在大面積RGB(Red Green Blue；紅綠藍)LED 的驅動控制仍有進步的空間。

本發明之主要目的在於揭露一種適用於大尺寸LCD面板之高功因、高效率、低成本之RGB LED背光源驅動系統。

為達前述目的，一種大面積RGB LED點燈用驅動器乃被提出，其具有：一升壓型功率因數修正器，用以依一交流電壓產生一第一直流電壓及提供一功率因數修正功能；一同步型LLC諧振轉換器，用以依該第一直流電壓及一回授電壓產生一輸出電壓；一RGB LED模組，具有複數紅光LED串、複數綠光LED串、以及複數藍光LED串；一分壓電路，包含一固定電阻及一數位可變電阻，用以對該輸出電壓進行分壓以產生該回授電壓；以及一調光單元，用以依一場色序法依序提供一驅動期間給該RGB LED模組之一所述紅光LED串、一所述綠光LED串及一所述藍光LED串，以及依該場色序法對應地規劃該數位可變電阻之電阻值以使該同步型LLC諧振轉換器之所述輸出電壓依序等於一紅光LED串電壓、一綠光LED串電壓、及一藍光LED串電壓。

在一實施例中，該同步型LLC諧振轉換器係以零電壓切換方式操作。

在一實施例中，該同步型LLC諧振轉換器之輸出側具有一同 步輸出整流電路以降低導通損失。

在一實施例中，該調光單元在所述驅動期間係以PWM的方式驅動該RGB LED模組。

在一實施例中，該調光單元具有至少一微控制器。

為使 貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵及其目的，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如后。

110‧‧‧升壓型功率因數修正器

120‧‧‧同步整流LLC諧振轉換器

130‧‧‧分壓電路

131‧‧‧固定電阻

132‧‧‧數位可變電阻

140‧‧‧RGB LED模組

150‧‧‧調光單元

151、152‧‧‧微控制器

200‧‧‧個人電腦

圖1為本發明大面積RGB LED點燈用驅動器之一實施例方塊圖。

圖2繪示以L6562 PWM IC實現之升壓型PFC電路架構。

圖3為圖2之升壓型PFC電路操作在CRM下之電感電流波形示意圖。

圖4繪示本發明所採用之半橋式LLC串聯諧振轉換器。

圖5繪示圖4電路之線性雙埠模型。

圖6為LLC諧振槽等效電路圖。

圖7繪示LLC串聯諧振電路在不同Q值下的電壓增益與正規化頻率響應圖。

圖8繪示M-f _n 平面上的電容性操作區域、電感性操作區域、和邊界範圍。

圖9為LLC諧振轉換器操作於區域-2區間的時序圖。

圖10a繪示圖9之LLC諧振轉換器之一能量傳輸路徑。

圖10b繪示圖10a之等效電路。

圖11a繪示圖9之LLC諧振轉換器之另一能量傳輸路徑。

圖11b繪示圖11a之等效電路。

圖12a繪示圖9之LLC諧振轉換器之另一能量傳輸路徑。

圖12b繪示圖9之LLC諧振轉換器之另一能量傳輸路徑。

圖12c繪示圖12a之等效電路。

圖12d繪示圖12b之等效電路。

圖13a繪示圖9之LLC諧振轉換器之另一能量傳輸路徑。

圖13b繪示圖13a之等效電路。

圖14繪示一非調節式同步整流器之半橋LLC諧振轉換器系統架構圖。

圖15繪示依照不同顏色之LED順向導通電壓特性產生48V與72V兩種變動之輸出電壓命令，及提供場色序同步信號(Seq_R,Seq_G,Seq_B)之波形圖。

圖16為本發明所採之一系統程式控制流程圖。

圖17繪示本發明所採之一PWM調光機制。

圖18繪示圖17之一工作時序圖。

圖19繪示本發明在輸入線電壓110Vrms滿載150W時之線電壓和線電流幾乎同相之波形。

圖20及圖21分別為功率因數修正電路轉換效率曲線圖和功率因數實測曲線圖。

圖22a、22b為本發明之諧振轉換器操作在輸入電壓為390V，輸出電壓為48V，於半載(1A)及滿載(2A)負載條件下，開關切換頻率、諧振網路電流及諧振電容端電壓之波形圖。

圖23繪示本發明在輸出電壓為48V時之功率開關零電壓切換的相關信號波形。

圖24繪示本發明所採之LLC諧振轉換器的效率曲線圖。

圖25繪示本發明所採之數位可變電阻使LLC諧振轉換器之輸出電壓變動之波形圖。

圖26繪示用以控制本發明之LLC諧振轉換器之I2C訊號之波形圖。

圖27a、27b繪示本發明所採之LLC諧振轉換器操作於48V至72V轉態區間之I2C訊號、及輸出電壓、電流之波形圖。

本發明在驅動一RGB LED矩陣時，係以單組轉換器依場色序(field sequential color)法依序以不同輸出電壓驅動具不同導通電壓降之RGB LED串，並利用脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)訊號驅動一穩流電路，以使RGB LED矩陣可分區調光。

本發明之RGB LED矩陣點燈驅動系統架構：

圖1為本發明大面積RGB LED點燈用驅動器之一實施例方塊圖。如圖1所示，該驅動器具有一升壓型功率因數修正器110、一同步整流LLC諧振轉換器120、一分壓電路130、一RGB LED模組140、以及一調光單元150。

升壓型功率因數修正器110係用以依一交流電壓V_AC產生一第一直流電壓V_DC及提供一功率因數修正功能。另外，升壓型功率因數修正器110亦可降低總諧波失真(THD)以符合IEC61000-3-2 Class C的規範。

同步整流LLC諧振轉換器120係用以依該第一直流電壓V_DC及一回授電壓V_fb產生一輸出電壓V_O，其中，該同步整流LLC諧振轉換器120係以零電壓切換(zero voltage switching；ZVS)方式操作以大幅降低切換損失，且該同步整流LLC諧振轉換器120之輸出側具有一同步輸出整流電路(以 電晶體取代二極體)以降低導通損失。

分壓電路130包含一固定電阻131及一數位可變電阻132，用以對該輸出電壓V_O進行分壓以產生該回授電壓V_fb，其中數位可變電阻132係藉由一I²C介面接收來自調光單元150之規劃資料並依所述規劃資料決定其電阻值。

RGB LED模組140具有複數紅光LED串、複數綠光LED串、及複數藍光LED串，以及一定電流控制電路。

調光單元150係用以依一場色序法依序提供一驅動期間(例如但不限於，5.22ms)給該RGB LED模組140之一所述紅光LED串、一所述綠光LED串及一所述藍光LED串，以及依該場色序法對應地規劃該數位可變電阻132之電阻值以使該同步整流LLC諧振轉換器120之所述輸出電壓V_O依序等於一紅光LED串電壓、一綠光LED串電壓、及一藍光LED串電壓，其中，在所述驅動期間，該調光單元150之一微控制器151係藉由該I²C介面傳送所述的規劃資料至該數位可變電阻132，以及該調光單元150之一微控制器152(其係和微控制器151藉由同步信號同步操作)係以PWM的方式驅動該RGB LED模組140之所述定電流控制電路。另外，微控制器152可接受來自一個人電腦200之一調光命令，且該個人電腦200之顯示幕設有一圖形用戶介面(graphic user interface；GUI)供使用者操作。

於操作時，本發明之驅動器除了可改善市電端之功因與總諧波失真(THD)、大幅降低切換損失與導通損失外，透過數位式PWM調控與數位變電阻器的使用，可精準的控制LLC諧振轉換器的輸出電壓，在滿足所要求之RGB LED串電流(亮度)下，提供精準的輸出電壓供RGB LED串使用。又 因為紅、藍、綠LED串之順向導通電壓不同，若用相同電壓供給並聯的RGB LED串，會導致過電流故障或在穩流控制電路產生大量的功耗，因此本發明乃以單一組電源依RGB順序提供可變的RGB LED串供電電壓以配合場色序驅動法，以大幅降低驅動電路製造成本，並最小化穩流控制電路之功耗，從而優化整體背光源驅動系統之效率。以下就本發明各組成單元之操作原理與設計考量作詳細說明：

主動式功率因數矯正器：

現今許多電力電子設備的前級，大都採用全橋式整流後加一濾波電容，以得到一泛用線頻電壓輸入之直流匯流排供後級使用。然而此架構會因功率因數不佳及所產生的電流諧波導致電能利用率低與電力網路污染的問題。為提高整體背光源驅動系統之功因與效率，本發明乃在功率電路的前級利用L6562 PWM IC實現臨界導通模式(Critical Conduction Mode,CRM)之升壓型(Boost-type)功率因數矯正電路。升壓型主動式功率因數矯正器除了具有相當簡單的電路拓樸，還可獲得相當高的功率因數，並可確實改善電流漣波，提升電路之整體效率，並且總諧波失真量(THD)皆能符合EN 61000-3-2 Class C安規之規範。

圖2繪示以L6562 PWM IC實現之升壓型PFC電路架構。如圖2所示，輸入電壓v _s (t)係經過橋式整流器及輸入電容C _i 以產生一全波整流波形(輸入電容C _i 並非用來儲能產生直流電壓，而是利用小電容製造出與輸入電壓同相位的參考弦波，為一連串120Hz的半弦波，以利IC第三腳輸入到內部乘法器中)；電阻R _S 係用以感測電感L之電流；而電感L之二次側線圈則用以產生一方波以提供一零電壓切換。於操作在一臨界導通模式(critical conduction mode；CRM)時，圖2之電壓回授控制機制會有一固定導通時間(constant on time)以提供一良好的功率因數，並將輸出電壓V_O的直流準位維持在一預設值。

圖3為圖2之升壓型PFC電路操作在CRM下之電感電流波形示意圖，其中，由於採用固定開關導通時間之變頻控制模式，在開關責任比為固定下，若要計算轉換器中的電感值，則必須在最低的切換頻率下，也就是在電感電流最大(輸出功率最大)時來推導。MOSFET開關導通時間(T _on )、截止時間(T _off )和最低的切換頻率(f _{sw_min})可表示為

其中為電感電流的峰值。將輸入功率除上最低輸入電壓的有效值，即得到輸入電流最大值。有了輸入電流後，三角波的平均值會為原來的一半，而當高頻切換到最大的電感電流時，等於是輸入電流峰值的2倍，所以可得。由(2)與可得電感之大小為

其中P _i 為輸入功率，f _{sw_min} 為開關的最小切換頻率，V _s 為輸入電壓，V _o 為PFC輸出電壓。

LLC諧振轉換器：

高頻切換式電源供應器大多採用脈波寛度調變(Pulse Width Modulation,PWM)的技術。提高電源轉換器的切換頻率雖然可以提升功率密度，但相對地也會伴隨較大的切換損失，因其開關採用功率半導體，於導通及截止時，電壓及電流並沒有在切換的時候同時為零，故切換時存在著高電壓以及高電流之交疊區間，所以造成切換損失，而這些切換損失也將以熱的形式表現在功率開關上。當切換頻率提高，功率開關的切換損失亦相對增加，造成轉換器效率降低及嚴重的電磁干擾。為了減少切換損失和允許高頻操作，具有零電壓切換(Zero Voltage Switching,ZVS)或零電流切換(Zero Current Switching,ZCS)等柔性切換特性之諧振轉換技術因此被發展出來。常用的諧振轉換器拓樸，是由直流電源、切換網路、諧振網路、能量轉換變壓器及輸出整流器與濾波器所構成，其原理是藉由切換網路將直流電源轉換成方波信號，經諧振網路產生近似弦波，並經由變壓器傳送能量至整流器以得到所需求之直流電壓。這些技術在開關柔性切換下處理功率，因此可以減少切換損失和雜訊干擾。

圖4繪示本發明所採用之半橋式LLC串聯諧振轉換器，其中，其架構與串聯諧振電路類似，由開關元件S ₁ 與S ₂ 所組成，每一開關控制訊號以50%的責任週期交互導通，並且在開關轉態加入一盲時區間(Dead Time)，且零電壓切換是在盲時區間完成。諧振網路由諧振電感L _r 、諧振電容C _r 、激磁電感L _m 與二次側負載R _out 反射至一次側的等效負載所組成。其中C _r 在此電路扮演阻隔與諧振的角色，並與L _r 產生較高的諧振頻率。而另一個較低的諧振頻率是由C _r 與(L _r +L _m )所決定。

LLC串聯諧振轉換器頻率響應分析：

藉由基本波近似法(First harmonic approximation,FHA)將圖4 非線性電路轉換為圖5線性雙埠模型，可有助於瞭解其電路頻率響應。

圖6為LLC諧振槽等效電路圖。在以下分析中，係將二次側等效電阻反射至一次側。假設二次側繞組電壓未包含諧波成分，則可得其交流等效電阻R _o,ac 為：

則轉移函數G(s)及輸入阻抗Z _in (s)分別為：

則可求得電路之電壓增益與諧振槽輸入阻抗為

其中各參數定義如下：

第一諧振頻率：，特性阻抗：

諧振電感比：，正規化頻率：

品質因數：。

圖7繪示LLC串聯諧振電路在不同Q值下的電壓增益與正規 化頻率響應圖。由圖中可觀察出LLC串聯諧振電路具有兩個諧振頻率，，，其中。

在圖7中，由第一諧振頻率f _r1 和第二諧振頻率f _r2 將全圖區分為三個區間，區域-1和區域-2為零電壓區間，而區域-3為零電流區間。當LLC諧振轉換器的切換頻率操作在第一諧振頻率(f _sw =f _r1 )時，具有單一增益。當切換頻率大於第一諧振頻率(f _sw >f _r1 )時，轉換器操作於區域-1，此時電路增益小於1，且激磁電感L _m 並未參與諧振，諧振頻率由諧振電感L _r 和諧振電容C _r 所決定。諧振槽的輸入電流落後輸入電壓，輸入阻抗呈現電感性，開關具有零電壓切換效果。此區間內，轉換器狀態類似串聯共振電路；當切換頻率介於第一諧振頻率和第二諧振頻率(f _r2 <f _sw <f _r1 )時，轉換器操作於區域-2，電壓增益大於1，在這個區間內L _m 參與諧振，諧振頻率是由C _r 、L _r 和L _eq 所決定。當切換頻率小於第二諧振頻率(f _sw <f _r2 )時，轉換器操作於區域-3。操作在此區間內，諧振槽的輸入電流領先輸入電壓，輸入阻抗呈電容性，此區間非本應用所要之操作區，故在此不予詳加探討。

轉換器輸出電壓的調節是藉由改變輸入諧振槽的方波切換頻率來達成。當工作區域在電壓增益特性為電感性部分時，頻率控制電路藉由增加頻率來因應輸出功率需求減少或輸入直流電壓增加，以保持輸出電壓穩定。為探討LLC諧振轉換器操作在電容性及電感性之條件，利用(9)式及(10)式可找出其邊界條件，交越頻率與最大需求增益分別表示為：

由上述方程式可在M-f _n 平面上描繪出電容性與電感性區域操作的邊界範圍，如圖8所示。

LLC諧振轉換器操作模式分析：

為達成在輕重載下皆可以達成ZVS操作，LLC諧振轉換器須工作在特性曲線的區域-1與區域-2區間，底下根據此兩工作區間之時序圖，分析其電路動作原理。為簡化分析，先提出四點假設：

1.輸出電容極大，輸出可視為一固定電壓源。

2.忽略輸出整流二極體的導通壓降及電阻效應。

3.功率開關僅考慮寄生電容與本體二極體。

4.電路中其餘元件皆為理想，且無任何損耗。

在輕載或無載時，系統會操作在區域-1區間，此時切換頻 率會大於第一諧振頻率fsw>fr1。在此區間參與諧振元件為諧振電感L _r 和諧振電容C _r ，因L _m 上的電壓被輸出電壓箝制住，激磁電感L _m 不參與諧振。圖9為LLC諧振轉換器操作於區域-2區間的時序圖。轉換器工作頻率範圍在f _r2 <f _sw <f _r1 ，整個切換週期的操作可分為八個模式，因t ₀~t ₄與t ₄~t ₈區間之操作原理相同，故以下僅就前四個操作模式進行探討：

(1)Mode 1(t ₀<t<t ₁)：能量傳送區間

於前一換向區間導通的S ₁開關，在t=t ₀時，V _p =nV _out，L _m 被輸出電壓給箝制住，形成動態短路現象，因此在此區間內L _m 不參與諧振。 和逐漸上升而二次側的整流二極體D ₁被強迫導通。能量由輸入端經諧振 槽、變壓器傳遞至負載端。其能量傳輸路徑如圖10a所示，由此模式之等效電路圖10b可計算得到諧振電感電流和諧振電容電壓為

其中，特性阻抗；諧振頻率。

(2)Mode 2(t ₁<t<t ₂)：激磁電感作用區間

在t=t ₁時，S ₁開關仍維持導通，當諧振電流和激磁電流相等時，諧振電流的上升斜率不變，因電流全部流入激磁電感L _m 使變壓器解耦，進一步使二次側的整流二極體D ₁和D ₂均截止，負載之能量由輸出電容C _o 供給。其能量傳輸路徑如圖11a所示，由此模式之等效電路圖11b可計算得到諧振電感電流和諧振電容電壓為

其中，特性阻抗；諧振頻率。

3)Mode 3(t ₂<t<t ₃)：ZVS諧振區間

當t=t ₂時，S ₁開關被截止，開關S ₁和S ₂均呈截止狀態，諧振電流仍等於激磁電流，為一持平的變動量。諧振電流對上橋開關S ₁的C _oss1充電至V _in 而對下橋開關S ₂的C _oss2持續放電至零，隨之S ₂的本體二極體導通。一次側與二次側斷開，變壓器視為解耦，負載所需要的能量由輸出電容C _o 供給，其能量傳輸路徑如圖12a、12b所示。由對應於圖12a之等效電路圖12c可計算得到諧振電感電流和諧振電容電壓為

其中，特性阻抗；諧振頻率；總寄生電容C=C _oss1//C _oss2=2C _oss ，C _oss =C _oss1=C _oss2。

由對應於圖12b導通路徑之等效電路圖12d，可計算得到諧振電感電流和諧振電容電壓為

其中，特性阻抗；諧振頻率。

4)Mode 4(t3<t<t4)：換向區間

由上一換向區間使S ₂的接面電容放電至零，在t=t ₃時把S ₂開關導通以達到零電壓切換的效果，此時一次側電壓V _p =-nV _out，L _m 被輸出電壓給箝制住，形成動態短路，在這個區間內不參與諧振。逐漸下降而二次側的整流二極體D ₂被強迫導通。能量由諧振槽、變壓器傳遞至負載端。其能量傳輸路徑如圖13a所示，由此模式之等效電路圖13b可計算得到諧振電感 電流和諧振電容電壓為

其中，特性阻抗；諧振頻率。承以上之分析，同理可推得t ₄~t ₈區間Mode5~Mode8之動作分析。

具輸出同步整流器之LLC諧振轉換器：

當LLC諧振轉換器操作在零電壓切換區間，其功率架構所承受的功率損失非常地小，在此操作模式下最大的功率損耗主要為輸出的整流二極體，而二極體的順向電壓及等效阻抗所產生的損耗，也成為功耗增加的主要原因之一。其主要原因為二極體有一個順向導通壓降V _f ，其導通損失會隨著輸出電流的增加而增加，而導致諧振轉換器的效率低下。為進一步減少輸出整流二極體之導通損，本案採用圖14所示之具非調節式驅動同步整流器之半橋LLC諧振轉換器系統架構圖，此為SR最簡單之實現方式，主要採用中心抽頭式的輸出並以變壓器的繞組構成SR的驅動電路。SR₁與SR₂使用極低導通電阻(R _{ds_on} )的MOSFET，因此流過MOSFET的電流(I _d )與導通電阻會產生一個電壓降V _ds =I _d ．R _{ds_on} ，若V _ds 在大電流的情況下都會小於二極體的順向電壓，則其效率便可相對提高，而MOSFET的溫度自然也相對的低。

在圖14中，驅動電路對同步整流器SR ₁,SR ₂進行導通動作時，必須先對其輸入寄生電容(C _iss )做充電的動作，其充電所需要的能量為 W _G =Q _g ．V _{gs_pp} ，其中Q _g 為電量，可參考MOSFET的資料手冊，而V _{gs_pp} 為SR的閘極與源極端的峰對峰值電壓，而執行SR關閉及導通所需的功率跟切換頻率f _sw 呈正比關係，如(21)式所示，所以同步整流在高頻率的情況下其驅動損失將會增加。

P _g =f _sw ．Q _g ．V _{gs_pp} (21)

於SR ₁或SR ₂導通情況下，其流過的有效電流值(I _{SR_rms} )為I _{SR_rms} =(π．I _o )/4，而SR導通時在R _{ds_on} 電阻所造成的功耗為

如果輸出端使用二極體整流，則二極體導通時其導通電阻r _f 與順向電壓V _f 會產生功耗，其功耗分別為：

故二極體所造成的總損失P _D 為

假設二極體的導通電阻跟SR的導通電阻相同，那麼二極體將會比同步整流多出一個順向電壓的損失，故若輸出為低壓大電流的情況下，使用傳統二極體的整流方式效率將會比同步整流來的低很多。

LLC諧振轉換器輸出電壓控制：

如圖15所示，為達到場色序法驅動RGB LED之目的，本發明之數位控制須依照不同顏色之LED順向導通電壓特性產生48V與72V兩種變 動之輸出電壓命令，並提供場色序同步信號(Seq_R,Seq_G,Seq_B)以同步控制穩流調光電路。圖16為本發明所採之一系統程式控制流程圖，其中，該控制流程首先判斷LED是否為電壓轉換區間或導通區間，所規劃的R、G、B LED導通時間皆為5.22ms，且在每二相鄰導通區間均有一個所有RGB LED皆不導通之轉換時間0.33ms，以供驅動器在此區間內改變轉換器輸出電壓，因此RGB輪流導通一次頻率為60Hz。確定計時器時間後，若為LED導通區間則判斷此時為紅光或綠光或藍光LED導通，並送出場色序命令至定電流控制電路。而在電壓轉換區間則將輸出電壓命令透過I2C傳送至數位變電阻器，以變更回授電壓，達到動態調整輸出電壓之功能。

數位調光控制流程：

本發明利用第二顆dsPIC達成四區域RGB LED面板調光控制，利用電腦端以LabVIEW撰寫之人機介面送出四區域12組PWM調光命令(每區域3組R、G、B分量調光信號)，並同步溝通控制LLC諧振轉換器之微處理器送出之場色序控制信號完成調光控制。為避免具有不同順向導通電壓之LED同時導通造成多餘功率損失，因此在切換不同色彩之LED導通時在中間加上一個轉態區間(0.33ms)，在此區間中無LED導通，而利用操作模式變換改變輸出電壓達到所需命令電壓值。所使用數位調光控制器之時脈為數位驅動電源之同步頻率，而預設調光控制信號為具有8位元解析度且頻率為180Hz之PWM信號。轉態區間設定為0.33ms，一個鋸齒波時間為5.22ms，因此輸出R、G、B切換頻率為180Hz。調光信號產生乃是由LabVIEW人機控制面板透過RS232串列傳輸介面送出12組8位元PWM調光命令(0~255)，並由撰寫於串列傳輸接收程式將所接收到之調光命令依序儲存於調光命令向量 中，如圖17所示。由於R、G、B LED需要分時導通，因此由數位電源控制核心送出場色序同步控制信號(Seq_R、Seq_G、Seq_B)致能各組鋸齒波與比較器之輸出。當比較器接收到致能信號時，便會將調光命令向量值(CMD_R、CMD_G、CMD_B)與計數器中計數值(SAW_R、SAW_G、SAW_B)比較，當調光命令向量值大於計數值時其輸出為”高電位”，反之則為”低電位”。以此方式分別產生四區域共12組PWM調光控制信號，其時序圖如圖18所示。

實驗結果：

圖19為PFC在輸入線電壓110Vrms滿載150W時之線電壓和線電流波形，由線電流波形可看出PFC確實有達成功因矯正之效能，圖20及圖21分別為功率因數修正電路轉換效率曲線圖、功率因數實測曲線圖。

在LLC共振轉換器之實測方面，圖22a、22b為諧振轉換器操作在固定輸入電壓為390V，輸出電壓48V，於半載(1A)及滿載(2A)負載條件下，開關切換頻率、諧振網路電流及諧振電容端電壓之波形變化情形，其中CH1為上臂開關信號、CH2為下臂開關信號、CH3為諧振網路電流、CH4為諧振電容端電壓。圖23所示為轉換器輸出電壓48V之功率開關零電壓切換之波形。同理，72V輸出也一樣可以達成ZVS切換。

圖24為LLC諧振轉換器效率曲線圖，圖25為所提出之數位控制型可變電阻使LLC諧振轉換器具有變動輸出電壓之實驗量測波形圖，其中R、G、B LED個別導通週期分別為5.22ms，並依照不同LED順向導通電壓調整輸出電壓於48V與72V間作變化。為使得LED導通時有較準確之輸出電壓，因此在個別LED週期間加入0.33ms轉態區間，此時負載為空載並改變輸 出電壓命令。透過R、G、B LED輪流導通之混光方式完成場色序法背光源顯示技術，而R、G、B LED輪流導通一個週期之更新頻率為60Hz。

圖26為控制LLC諧振轉換器之I2C訊號對照圖，由圖中可看出在轉換區間均由I2C傳輸訊號至數位控制型可變電阻下達命令，改變回授電阻值，使轉換器可由紅光LED導通變至綠光LED導通時將輸出電壓由48V調整至72V，由於綠光LED及藍光LED操作電壓均為72V，因此綠光LED導通轉換至藍光LED導通時不需改變可變電阻值，而當藍光LED導通變換至紅光LED導通時再度送出I2C訊號以調整轉換器達到變動輸出電壓之功能。

圖27a、27b為LLC諧振轉換器操作於48V至72V轉態區間及I2C訊號量測波形圖，圖27a中可看出CH1輸出電壓藉由數位控制之可變電阻下達I2C命令後變動回授電壓進而控制轉換器輸出電壓由48V至72V到達綠光LED操作電壓，且CH2負載電流於轉換器操作在轉態區間時輸出負載為空載。圖27b為驗證I2C傳輸速率為400kHz，且傳輸訊號可使得數位控制型可變電阻變更其內部電阻值，達到轉換器輸出電壓之控制。

本案所揭示者，乃較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。

綜上所陳，本案無論就目的、手段與功效，在在顯示其迴異於習知之技術特徵，且其首先發明合於實用，亦在在符合發明之專利要件，懇請 貴審查委員明察，並祈早日賜予專利，俾嘉惠社會，實感德便。

110‧‧‧升壓型功率因數修正器

120‧‧‧同步整流LLC諧振轉換器

130‧‧‧分壓電路

131‧‧‧固定電阻

132‧‧‧數位可變電阻

140‧‧‧RGB LED模組

150‧‧‧調光單元

151、152‧‧‧微控制器

200‧‧‧個人電腦

Claims (3)

1. 一種大面積RGB LED點燈用驅動器，其具有：一升壓型功率因數修正器，用以依一交流電壓產生一第一直流電壓及提供一功率因數修正功能；一同步型LLC諧振轉換器，用以依該第一直流電壓及一回授電壓產生一輸出電壓；一RGB LED模組，具有複數紅光LED串、複數綠光LED串、以及複數藍光LED串；一分壓電路，包含一固定電阻及一數位可變電阻，用以對該輸出電壓進行分壓以產生該回授電壓；以及一調光單元，用以依一場色序法依序提供一驅動期間給該RGB LED模組之一所述紅光LED串、一所述綠光LED串及一所述藍光LED串，以及依該場色序法對應地規劃該數位可變電阻之電阻值以使該同步型LLC諧振轉換器之所述輸出電壓依序等於一紅光LED串電壓、一綠光LED串電壓、及一藍光LED串電壓；其中該同步型LLC諧振轉換器係以零電壓切換方式操作且該同步型LLC諧振轉換器之輸出側具有一同步輸出整流電路以降低導通損失。
2. 如申請專利範圍第1項所述之大面積RGB LED點燈用驅動器，其中該調光單元在所述驅動期間係以PWM的方式驅動該RGB LED模組。
3. 如申請專利範圍第1項所述之大面積RGB LED點燈用驅動器，其中該調光單元具有至少一微控制器。