CN102440077A - 有源恒定功率供给装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及有源恒定功率供给装置，尤其涉及一种即使不具备使电路的功率因数降低的平滑电路大容量电容器，也可以对各种强度及频率的功率进行整流并向负载供给恒定功率的有源恒定功率供给装置。为此，本发明的有源恒定功率供给装置，其特征在于，包括：交流电源供给器，其供给交流电源；整流电路，其接收来自所述交流电源供给器的交流电源并对其进行整流；驱动线圈，其与接收来自所述整流电路的功率的负载串联连接；功率开关，其对通过所述驱动线圈及负载的电流进行开关导通/断开操作；脉冲式驱动信号发生器，其连接所述功率开关的栅极端，对所述开关的导通/断开进行控制；断开判定器，其当所述驱动线圈上流过的电流在设计值以上时，生成断开信号，使所述功率开关断开；脉冲宽度控制器，其测定从所述驱动信号发生器的开关导通时间开始直到所述断开判定器的开关断开时间为止的调节期间，控制所述驱动信号发生器的驱动脉冲宽度与所述调节期间相一致。

Description

有源恒定功率供给装置
技术领域
本发明涉及有源恒定功率供给装置，尤其涉及一种即使不具备使电路的功率因数降低的平滑电路大容量电容器，也可以对各种强度及频率的功率进行整流并向负载供给恒定功率的有源恒定功率供给装置。
背景技术
在很多领域中，精密的供给电源控制是非常重要的。特别是，发光二极管(LED：Light Emitting Diode，以下称作LED)等元件的电压发生微量变化都会导致电流产生很大的改变，因此对更为精密的电流控制存在需求。
其中，现有的技术如图1的电路图所示，从交流电源供给器10供给的交流电源，通过整流电路11及平滑电路Cd后转变成直流电压VDC，然后通过脉冲宽度控制器20向负载供给恒定电流。
并且，在预设的输入电压下，开关Q的导通，是在振荡器21设置(Set)RS-触发器22时，通过开关驱动器23驱动开关Q来进行的；而开关Q的断开，则在电流检测电阻R中的电压经过前沿消隐器25(LEB：Leading Edge Blanker)后向开关断开判定器24供给时，供给过电流而在电阻R上的电压高于参考电压ZD时，由开关断开判定器24复位(Reset)RS-触发器22来进行。
并且，依靠将电流能量变换为磁能的线圈L，流经开关Q的电流从开关Q导通开始就持续增加，在预设的输入电压下，如果开关Q开始导通，则需要设定电流检测电阻R的值，以使依靠判定器24来断开开关Q。如果判定器24不工作，开关Q将会在振荡器21振荡周期的80％～90％处被断开。
但是，上述现有的电路中，通过开关式功率供给(SMPS：SwitchingMode Power Supply)方式来向负载12供给恒定功率，基于向负载12供给稳定的电压的目的，必须具备所述高电压/大容量的平滑电路Cd电容器来使交流功率平滑化。
因此，由于所述电容器，存在功率因数通常非常低直至0.4～0.5的问题，当为了克服该问题并将功率因数改善至0.9的水准时，存在必须具备专门的功率因数改善电路的问题。
并且，高电压/大容量的平滑电路Cd电容器，除了其价格昂贵的问题以外，还存在因为增加了电路尺寸而使得恒定功率供给模块的尺寸也不得不随之变大的问题。
加之，为了实现高电压/大容量，所述平滑电路Cd电容器一般使用电解电容器，由于电解液组分随着时间产生变化以及温度上升，导致电解液气化等情况，使得电源装置的寿命通常被限制至两年至三年。
发明内容
(一)要解决的技术问题
本发明是为了解决前述问题而提出的，目的在提供一种有源恒定功率供给装置，其即使不具备会造成电路的功率因数过低以及寿命受限的平滑电路大容量电容器，也能对各种强度及频率的功率进行整流并向负载稳定有效地供给恒定功率。
(二)技术方案
为此，本发明的有源恒定功率供给装置，其特征在于，该向负载供给恒定功率的有源恒定功率供给装置中，包括：交流电源供给器，其供给交流电源；整流电路，其接收来自所述交流电源供给器的交流电源并对其进行整流；驱动线圈，其与接收来自所述整流电路的功率的负载串联连接；功率开关，其对通过所述驱动线圈及负载的电流进行开关导通/断开操作；续流二极管，其两端分别连接所述负载输出端及输入端来与所述负载并联连接，沿所述负载的输出端朝向输入端流动电流的方向设置，所述功率开关在断开的情况下，将所述驱动线圈中所充的电流向所述负载进行放电；脉冲式驱动信号发生器，其连接所述功率开关的栅极端，对所述开关的导通/断开进行控制；断开判定器，其当所述驱动线圈上流过的电流在设计值以上时，生成断开信号，使所述功率开关断开；脉冲宽度控制器，其在向所述负载供给电源的过程中，将整流电压一周期作为单位，测定从所述驱动信号发生器的开关导通时间开始直到所述断开判定器的开关断开时间为止的调节期间，求得最小调节期间并进行存储，在下一周期的电源供给开始时，控制所述驱动信号发生器的驱动脉冲宽度使其与所述存储的调节期间相一致。
此时，优选为，所述驱动线圈上流过的电流为0A的时间作为开始点，所述设计值处所述断开判定器的运行时间作为结束点，所述脉冲宽度控制器将从所述开始点开始直至结束点为止的时间设定为所述调节期间。
并且，优选为，所述驱动线圈上流过的电流为0A的时间作为开始点，未达到所述设计值时所述脉冲宽度测定用判定器运行的时间作为结束点，所述脉冲宽度控制器利用所述开始点及结束点来测定所述驱动线圈上流过的电流的斜度，并根据所述电流的斜度设定所述调节期间。
并且，优选为，还包括与所述断开判定器并联连接的辅助断开判定器，所述辅助断开判定器在所述驱动线圈上流过的电流超过所述设计值的情况下生成所述断开信号。
并且，优选为，所述脉冲宽度控制器控制所述驱动信号发生器的频率(固定频率方式)，以使得在所述驱动线圈上所充的电流完全放电时间点开始经过设定时间后，所述驱动信号发生器生成下一驱动脉冲。
并且，优选为，所述脉冲宽度控制器控制所述驱动信号发生器的频率(固定断开方式)，以使得在所述驱动线圈中所充的电流完全放电之后，立刻生成下一驱动脉冲。
并且，优选为，在向所述负载可进行供给的输入电源中由最大值的输入电源进行供给的情况下，所述脉冲宽度控制器控制所述驱动信号发生器的频率，以使得在所述驱动线圈中所充的电流完全放电后生成下一驱动脉冲(固定导通方式)。
并且，优选为，所述脉冲宽度控制器包括：微处理器，其运行所述调节期间的运算；计时器，其测定所述驱动信号发生器的开关导通时间与所述断开判定器的开关断开时间并提供给所述微处理器；存储器，其存储所述微处理器中运算出的所述调节期间。
并且，优选为，所述脉冲宽度控制器还包括用于与外部进行通信的通信部。
并且，优选为，通过所述功率开关的电流流过的通道由两条构成，所述两条通道中的一条与接地端子相连接，另一条与所述断开判定器相连接，使流入所述接地端子的电流比流入所述断开判定器的电流多，从而可以降低通过所述断开判定器所消耗的功率消耗。
并且，优选为，为了使所述负载分离为两个以上并能够分别进行驱动，所述功率开关在所述各个负载上连接两个以上，所述各个功率开关按照设定的时间差进行驱动。
并且，优选为，还包括续流二极管，其通过两端分别连接所述负载的输出端与输入端来与所述负载并联连接，沿从所述负载的输出端朝向所述负载输入端流过的电流的方向设置，在所述功率开关为断开的情况下，将所述驱动线圈中所充的电流向所述负载进行放电。
并且，优选为，所述整流电路的输出端上设置有低通滤波器。
并且，优选为，所述低通滤波器由滤波线圈及滤波电容器构成，所述滤波线圈的第一端子连接整流电路，所述滤波线圈的第二端子连接负载，所述滤波电容器的第一端子连接所述滤波线圈的第二端子，所述滤波电容器的第二端子接地，所述滤波电容器的容量为1uF以下。
并且，优选为，所述脉冲式驱动信号发生器、所述断开判定器以及所述脉冲宽度控制器以一个封装(Package)件来实现。
并且，优选为，所述负载包括一个以上的发光二极管串(string)，所述各个发光二极管的串各自具备时间差并被供给恒定功率。
(三)有益效果
根据上述本发明的有源恒定功率供给装置，即使不具备使电路的功率因数降低以及寿命受限的平滑电路大容量电容器，也可以以恒定功率的方式向负载稳定有效地供给各种强度及频率的功率。
附图说明
图1为展示现有的恒定功率供给装置的电路图。
图2为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想的电路图(用于检查线圈的特性)。
图3为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想的状态图(检查线圈特性后的结果曲线图)。
图4为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想的表(检查线圈特性后的结果表)。
图5为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想中固定频率驱动方法的示意图。
图6为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想中固定断开式驱动方法的示意图。
图7为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想中固定导通式驱动方法的示意图。
图8为展示本发明的有源恒定功率供给装置的基本思想中输入电源的平滑状态的状态图。
图9为展示本发明的有源恒定功率供给装置的第一实施例的电路图。
图10为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第一波形图。
图11为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第二波形图。
图12为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第三波形图。
图13及图14为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第四波形图。
图15及图16为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第五波形图。
图17为展示本发明的有源恒定功率供给装置的驱动状态的第六波形图。
图18为展示本发明的有源恒定功率驱动装置的实验例的第一表。
图19为展示本发明的有源恒定功率驱动装置的实验例的第二表。
图20为展示本发明的有源恒定功率供给装置的第二实施例的电路图。
图21为展示本发明的有源恒定功率供给装置的第三实施例的电路图。
图22为展示本发明的有源恒定功率供给装置的第四实施例的电路图。
图23为展示本发明的有源恒定功率驱动装置的实验例的第三表。
图24为展示本发明的有源恒定功率驱动装置的实验例的第四表。
图25为展示本发明的有源恒定功率驱动装置的计算例的表。
图26为展示本发明的一个实施例的半导体集成元件的示意图。
图27为利用图26所图示的半导体集成元件来构成实际应用电路的第一例。
图28为利用图26所图示的半导体集成元件来构成实际应用电路的第二例。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明优选实施例的有源恒定功率供给装置进行详细说明。
但是，下述内容中，在对本发明的有源恒定功率供给装置的实施例进行说明之前，首先对即使不具备上述平滑电容器也能够供给恒定功率的本发明的基本特性进行说明。
图2为用于说明本发明的有源恒定功率供给装置的基本特性的电路图。图3至图8为展示本发明的恒定功率供给装置的基本特性的实验例。
参照图2至图8，本发明的基本特性在于，如下述更为详细的说明，向负载12a供给功率的期间，即驱动脉冲为高(High)脉冲的区间，相关的驱动脉冲的宽度被调节为小于预设长度(即，时间)以稳定进行供给。
并且，如果将驱动线圈La中充电的磁能的大小控制为与从电源供给器VVAR供给的电压的大小无关地维持一定，该充电电流的放电斜度特性也会相同，并且，与从电源供给器VVAR供给的电压的大小无关，放电时间会根据驱动线圈La的容量呈线性变化，因此可以对放电特性进行预测，从而可以对全部包括驱动脉冲的高(High)脉冲区间及低(Low)脉冲区间的驱动脉冲的周期(或者频率)进行准确控制。
以下，对本发明的恒定功率供给装置的基本特性的测定电路及方法进行详细说明。
如图2所示，包括：可变电源VVAR(电源供给器)；连接所述可变电源VVAR输出端的整流电路11；连接所述整流电路11输出端的负载12a(比如：LED串)；连接所述负载12a输出端的驱动线圈La；与所述负载12a并联连接并用于对流向所述负载12a侧的电流进行续流的续流二极管Da；连接所述驱动线圈La的输出端并使通过所述负载12a及驱动线圈La的电流流过的功率开关Qa；以及连接所述功率开关Qa的栅极端并生成驱动脉冲来控制所述功率开关Qa的开关导通/断开的函数发生器21a。
因此，功率开关Qa导通时，可变电源VVAR提供的电流通过整流电路11、负载12a、驱动线圈La以及功率开关Qa来向地流动，该过程中驱动线圈La充电。反之，功率开关Qa断开时，驱动线圈La中所充的能量可以通过续流二极管Da来向负载12a放电。
此处，基本特性测定实验中，负载12a为20个LED串(String)并联连接，使用正向的导通电压50.3V(20mA)，驱动线圈La为300uH，可变电源VVAR为370V，函数发生器21a设定为1KHz。
并且，函数发生器21a的驱动脉冲宽度为从0至25us逐渐增加，当功率开关Qa的瞬时电流最大值达到1.2A时，测定此时的功率开关Qa的驱动脉冲宽度以及对驱动线圈La所充的能量放电结束的时间并进行记录。并且，直流输入电压VVAR为250V、170V以及110V时也进行对应的测定。更进一步地，将驱动线圈La变为400uH、500uH以及600uH后，依照同样的方法进行测定，其结果部分展示于图3及图4中。
图3是驱动线圈La为300uH的情况下所展示的曲线图，驱动线圈La上流经的电流值增加的区间对应于驱动线圈La上的充电能量期间，而减少的区间则为放电期间。
曲线图的主要特征在于，第一，与通过整流电路11向负载12a提供的电压(以下，称作‘输入电压’)的大小无关，驱动线圈La的放电期间相同，这是因为线圈La的感应系数相同使得放电斜度相同，与输入电压的大小无关，功率开关Qa的瞬时电流为1.2A的时刻时，功率开关Qa断开且驱动线圈La开始进行放电。第二，存在下述的线性关系，如果在0.6A处断开功率开关Qa(标记‘AA’)的话，则其功率开关Qa的导通期间为作为对比的1.2A(标记‘170-T’)情况的1/2，而驱动线圈La中充放电的电流为1/4。
更进一步地，关于图4中的放电时间示意图，与输入电压无关，放电时间相同，即驱动线圈La为300uH时，全部输入电压处的放电时间约为7us，驱动线圈La为600uH时，放电时间约为14us的水平。
因此，图4中的各个数值是以输入电压370V为参考来规定的，根据在黄色底色上以斜体表示的内容可以看出，与输入电压无关，对于每个驱动线圈La容量，放电时间均基本相同，这表示图2的电路是可以进行预测的系统。
比如，输入电压为370V时，为了预测驱动线圈La为450uH时的充电及放电时间，使用图4中所示的300uH及600uH的值来进行计算的话，可以得知充电时间为(1.14+2.27)/2，放电时间为(8.55+16.5)/2。
另一方面，为了在施加到驱动线圈La上的电压增加至两倍的同时仍向负载供给相同的电流，将功率开关Qa的导通时间减少一半。比如在图4中，输入电压为110V时，驱动线圈La上大概施加有60V，输入电压为170V时，驱动线圈La上大概施加有120V。此时对功率开关Qa的导通时间进行比较的话，驱动线圈La为300uH时，为6.05(110V)对2.99(170V)，并且，驱动线圈La为600uH时，则为12.3(110V)对6.03(170V)，确定为各自均为两倍左右的差别。当然，该线性关系即使在因作为负载12a的LED串联串的个数改变而导致该负载12a的两端电压变化的情况下也同样可以适用。
下面，使用所述实验结果对可适用本发明的驱动方法进行说明。
可适用于本发明中的驱动方法中，如后述的内容，有固定频率方式、固定断开期间方式以及固定导通期间方式。
(驱动方式1)-固定频率方式
图5为展示图2中驱动线圈La为300uH时，输入电压为250V及370V的情况，在所述两个电压下分别将驱动线圈La上流过的电流标示为标记‘250-A’及‘370-A’。
此处，以比驱动线圈La完全放电后的8.98us更长的周期来驱动功率开关Qa的情况(不连续电流模式，DCM：Discontinuous CurrentMode)下，计算两个电压之间的电流变动的话，可知为8.98/8.55×100＝5.029％，相对较小。
因此，功率开关Qa的驱动周期长于8.98us，功率开关Qa的瞬时电流为1.2A时，断开开关的话，可以使所述两个电压之间的电流偏差达到5.029％以下。但是，图2的电路结构中，显而易见地，线圈La的电流与负载12a的电流相同。
输入电压的范围如图3所示非常大的情况下，优选为将输入电压分为多个(两个以上)区间，以适应于各个区间的固定频率进行驱动。即，输入电压高的区间以比低的区间高的固定频率来进行驱动。
举例来说，将图3中的电压(110V～370V)以驱动频率(驱动周期：9us～13us)为基准分为多个区间的话，将驱动周期按照为其前一周期的1.1倍的驱动周期来进行划分，即，可以按照9.0us、9.9us、10.9us、12.0us及13.2us的区间来进行划分的方法，本实施例中，显而易见地，负载电流偏差在约10％以下。
(驱动方式2)-固定断开期间方式(固定放电期间方式)
图6为展示图2中驱动线圈La为300uH时，输入电压为110V及170V的情况，在所述两个电压下将驱动线圈La上流过的电流分别标示为标记‘110-B’及‘170-B’。
此处，计算两个电压之间的电流变动的话，为12.97/10.05×100＝29.055％，可知该电流变动用于所述固定频率方式是较大的。
因此，在这样的情况下，优选为着眼于驱动线圈La的放电时间及斜度相同，在各个电压下的驱动线圈La放电结束的同时(即，各自10.05us及12.97us处)，就开始下一开关循环的固定断开期间驱动方式。该情况下，两个电压间的电流偏差理论上为0。
另一方面，输入电压低的话，驱动线圈La充电至预设值的时间长，因此驱动频率低，与之相反，输入电压高的话，驱动频率当然也会变高。
(驱动方式3)-固定导通期间方式(固定充电期间方式)
图7为展示图2中驱动线圈La为600uH时，输入电压为250V及370V的情况，在所述两个电压下将驱动线圈La上流过的电流分别标示为标记‘250-B’及‘370-B’。
首先，将功率开关Qa的导通时间(即，驱动脉冲宽度)与输入电压的水平无关地固定为3.61us。
这样的话，输入电压为250V的情况(负载电压50V，线圈电压200V)下，功率开关Qa的导通开始之后，通过该功率开关Qa与驱动线圈La流动的电流250-B从0开始持续增加。开关Qa断开的时间点3.61us时达到1.2A。
并且，开关断开后，驱动线圈La中所充的电流(标记‘250-B’)通过续流二极管Da放电，放电结束时刻为17.50us，所述放电结束时刻之后立刻开始下一开关循环。
此时，计算电流波形250-B的面积的话为1.2A×17.50us/2＝10.50A-us。
另一方面，当输入为370V的情况下(负载电压50V，线圈电压320V)，驱动线圈La中所充的电流(标记‘370-B’)在所述输入电压相对250V的情况达到1.6倍(320/200＝1.60)的1.92A时，功率开关Qa被断开。
并且，驱动线圈La中所充的电流以与250V的情况相同的斜度放电，且放电结束时刻为25.83us。
此时，计算电流波形370-B的面积的话为1.92A×25.83us/2＝24.80A-us，因此可知，与输入电压为250V的情况相比，电流以2.362倍供给至负载12a。
因此，可以得知，下一开关循环在输入电压250V时的放电结束时刻17.50us的2.362倍即41.33us时开始的话，电流可以以与输入电压为250V的情况相同的值来供给负载12a。
另一方面，代表输入电压的功率开关Qa的电流斜度，可以通过测定电流通过设计值以下的设定值(即，图7中的1A)的时刻来得知，下一开关循环开始的时间可以根据所述测定值来轻松计算出来。
当然，该情况下的驱动频率，在输入电压高时，由于驱动线圈La中所充的能量多从而放电时间长，所以驱动频率相对较低，而当输入电压低时，则很显然地会变高。
另一方面，通过上述驱动方法来驱动本发明的有源恒定功率供给装置时，负载12a上供给的瞬时最大电流值在输入电压的各个周期中基本维持一定，即使没有平滑电容器，也可以稳定地供给恒定功率，其相关状态在图8中得以展示。
图8中展示的驱动线圈La上流过的电流包络线(envelope)中，中间位置的深色的包络线501展示出了适当调节驱动脉冲宽度的状态的包络线。与交流输入电压的大小无关，本发明的电路依靠上述驱动方法中的任一种来驱动时都可以实现所述包络线(envelope)一直为稳定的大小。
(实施例1)
以下，参照附图，对本发明的第一实施例的有源恒定功率供给装置进行详细说明。
图9为展示本发明第一实施例的有源恒定功率供给装置的电路示意图。
通过图9可知，本发明第一实施例的有源恒定功率供给装置，包括：交流电源供给器50、整流电路51、低通滤波器LLPF及CLPF、负载52、驱动线圈L1、续流二极管D1、功率开关Q1、电阻R1、断开判定器80、驱动信号发生器101、触发器93、逻辑与门91以及开关驱动器92。所述断开判定器80包括：前沿消隐器81(LEB：LeadingEdge Blanker)、生成参考电压的稳压二极管ZD1、比较器82以及脉冲宽度控制器(未图示)。
此处，交流电源供给器50的输出端连接整流电路51来对交流电源进行整流，整流电路51的输出端处设置由滤波线圈LLPF及滤波电容器CLPF构成的低通滤波器，来消除电源电流的高频分量。
并且，低通滤波器的输出端连接LED串等负载52，接收供给的电源(以下，称作‘输入电源’)，负载52的输出端串联连接驱动线圈L1。并且，负载52上并列连接续流二极管D1，沿朝向负载52的输入端输入续流的方向进行连接。
并且，驱动线圈L1的输出端连接功率开关Q1，通过负载52及驱动线圈L1的电流经过功率开关Q1流动，功率开关Q1的输出端连接电阻R1。
并且，功率开关Q1的输出端连接断开判定器80，断开判定器80的比较器82中的正相输入端(+)连接前沿消隐器81，该前沿消隐器81去除通过功率开关Q1流动的电流的峰值电压，反相输入端端(-)则连接稳压二极管ZD1。
并且，驱动信号发生器101为了能够控制功率开关Q1的开关动作，通过逻辑与门91及开关驱动器92来连接所述功率开关Q1的栅极端，此时逻辑与门91的一侧输入端连接触发器93，触发器93的复位端Rst连接所述断开判定器80的输出端。
更进一步地，如上所述，为了能够调节驱动脉冲宽度及周期，断开判定器80的输出端也与驱动信号发生器101相连接。
另一方面，将上述本发明第一实施例的有源恒定功率供给装置以上述固定频率方式驱动来进行说明的话，驱动信号发生器101生成固定频率/固定脉冲宽度的数字驱动脉冲的话，脉冲的上升边缘(Risingedge)处D-触发器93的输出为高(High)，驱动信号发生器101产生的驱动脉冲与触发器93的输出全部为高的话，该期间内逻辑与门91的输出也为高，从而功率开关Q1通过开关驱动器92导通(即，开关On)。
反之，功率开关Q1的断开，驱动脉冲从高降至低(Low)，或者触发器93由断开判定器80复位(Reset)后其输出为低，依据其中首先达到低的结果来操作。
并且，功率开关Q1导通时，交流电源供给器50提供的交流电流通过整流电路51、低通滤波器、负载52、线圈L1、开关Q1及电阻R1来向地流动的过程中，作为充电元件的所述线圈L1充电磁能。并且，开关Q1断开时，线圈内所充的磁能通过续流二极管D1向负载52放电。
此处，功率开关Q1依靠脉冲来进行驱动，由于开关电流依靠驱动线圈L1持续地增加的状态，开关驱动一次，必然会使电流以数倍(以下称之为“电流倍数”，本发明中基于方便将电流倍数设定为两倍)于设计电流的程度流动。
并且，在负载52为一般电阻负载52的情况下，最大瞬时电流通过将预设电流乘以1.414后再乘以所述电流倍数来得到，负载52为LED(Light Emitting Diode)的情况下，由于正向导通电压VF以下时电流几乎不流动，因此最大瞬时电流较之所述电阻负载52时略微高一些。
因此，用于电流检测的所述电阻R1的值，通过将加在稳压二极管ZD1上的断开判定器80的参考电压值(或，设计电压值)除以设计最大瞬时电流来获得。
功率开关Q1开始导通时，功率开关Q1及电阻R1上流动的电流依靠驱动线圈L1持续地增加过程中，(1)驱动脉冲，或(2)达到设计最大瞬时电流时断开判定器80运行，从而断开功率开关Q1。
这样，脉冲宽度控制器(未图示)测定输入电压一周期(1T)内断开判定器80的运行次数以及最小运行期间(即，最短开关导通期间)，从下一输入电压一周期(即，第二周期，2T)开始，根据所述测定的最短开关导通时间来在驱动信号发生器101中生成驱动脉冲。
即，电流值从为0的零点(或，接近零点的附近)处开始慢慢地增加，达到断开判定器80运行的设计值时功率开关Q1断开，将其定为控制下一周期驱动脉冲宽度的调节期间，从而使得即使没有现有的大容量平滑电容器也能够稳定提供恒定功率。
为此，脉冲宽度控制器(未图示)包括：执行所述调节期间的运算的微处理器；用于测定所述开始点(零点)及结束点(设计值)并提供给微处理器的计时器；以及存储微处理器内运算的调节期间的存储器。优选地，还包括用于与外部进行通信的通信部，从而可以向外部通知其结果或者根据外部的命令来控制调节期间等。
另一方面，如上所述，如果在适当调节驱动脉冲宽度之后，没有发生输入电压的变化的话，理想情况下，在接下来的输入一周期(即，第三周期之后，3T)内断开判定器80仅运行一次。
这表示在输入电压一周期内，功率开关Q1以固定频率/固定脉冲宽度来运行，根据图10中示意示出的输入电压一周期内的功率开关Q1及线圈L1的电流波形，可以明确知道。
但是，输入电压高的情况与输入电压低的情况相比，充电电流斜度更大，并且与输入电压电平无关，放电期间相同。
反之，如果在适当调节驱动脉冲宽度之后，输入电压变高的话，断开判定器80运行多次，这样的情况下，驱动信号发生器101根据由脉冲宽度控制器测定的全部开关导通期间中最短的开关导通期间来调节下一周期的驱动脉冲宽度。
但是，如果导通期间测定值的分离度过低使得无法使用的话，与断开判定器80的运行次数成比例地降低驱动脉冲宽度并在下一周期中调节。
该情况下的电流波形示意性图示于图11中。
更进一步地，输入电压变低的话，断开判定器80运行0次，驱动信号发生器101以最小单位扩大驱动脉冲宽度(即，开关导通时间变长)并提供至下一输入周期中，该情况下的电流波形示意性图示于图12中。
另一方面，上面的说明中省略了的图13及图14为展示根据上述固定断开期间方式驱动图9的电路的结果的示意图。图15及图16为展示根据上述固定导通期间方式驱动图9的电路的结果的示意图，且根据固定断开期间方式及固定导通期间方式进行驱动也可以获得如上述的相同的结果。
(实验例1)
下面，对通过图9的电路进行说明的本发明第一实施例的有源恒定功率供给装置的实验例进行说明。
用电脑对图9的电路进行仿真试验(序列号A029)的结果波形如图17所示。此处，负载52使用LED串(String)，流动20mA的情况下，LED串两端电压为50.3V，并联连接40个所述LED串，各个LED串上串联连接10欧姆的负载电阻。
交流输入电压为220VAC的80.4％的176.9VAC，整流最大电压为250V，电源频率为50Hz，滤波线圈LLPF为2mH，滤波电容器CLPF为0.3uF，驱动线圈L1为320uH，驱动频率为50KHz，驱动脉冲宽度为3.8uS，并且为了消除开关噪音而在负载52两端追加设置用于消除噪音的40nF的电容器。
仿真试验A029的目的在于，在输入电压一周期中以3.8us的固定脉冲宽度来驱动功率开关Q1时，检测功率因数、电流谐波含量以及负载52的电流，而不是过电流(冲击电流)试验。因此，电阻R1选定为0.01欧姆，在该条件下开关断开判定器80连一次都不运行。
图17中，较之输入电压301，交流电源供给器50的电源电流302快4.6度，电源电流302的最大瞬时电流值为245mA，各个LED有效电流303在20ms点处为20.6mA。并且，负载52的两端电压304从10ms到20ms的区间内为最低41.6V到最大54.2V。
并且，滤波线圈LLPF两端电压305大部分处于+7V～-7V之间，并且在9.2ms处出现五次较大的高电压，其中最大值为36V。并且，仔细检测驱动线圈L1的电流波形306、306d与功率开关Q1的电流波形307、307d的结果，其最大值为2.38A，驱动线圈L1所充的电流在下一开关循环开始之前就完全放电。
图18中，对交流电源供给器50的电流频率成分进行分析(快速傅里叶变换，FFT：Fast Fourier Transform，以下称之为FFT)直至第40次谐波，展示出其结果中的总的谐波失真(THD：Total HarmonicDistortion，以下称之为THD)、第一谐波相位角(以下称之为第一相位角)、通过THD及第一相位角计算出来的功率因数以及在20ms处测定的各个LED有效电流。
此处，查看序列号A029的结果的话，功率因数为非常高的0.989，THD为12.4％，且第一相位角为175.4度。此处，改变电流测定端子的话，相位角为4.6度。负载52功率为41.4瓦特(20.6mA×50.3V×40LED串)。
并且，图18的仿真试验A016，在所述仿真试验A029条件下将输入电压变更至220VAC的118.9％水准，为了使功率开关Q1的瞬时最大电流值与A029相同，在2.4us处驱动功率开关Q1，从而各个LED电流为20.5mA，功率因数同样高达0.975。
但是，交流电源供给器50的瞬时最大电流值为167mA，这低于A029试验结果的245mA。这是因为电源电压的增加部分在经过驱动线圈L1充电后被供给到负载52上，从而电源电流变低。并且，供给功率及负载52功率不变。
概括所述两个仿真试验的话，本发明的电源电压在大约80％到120％水准内变动的话，各个LED电流变动均在2％以下，从而非常稳定。并且，功率因数相当高，达到了0.97以上。并且，由于THD为15％以下，使得电源电流波形失真很小。更进一步地，电源电压与电流的相位差非常小，在11度以下。
另一方面，图18的仿真试验B024及B025中，交流电源供给器50的电源电压各自为100VAC的77.8％以及120.2％的水准，其仿真试验结果如图所示。负载52的两端电压为24.2V，驱动线圈L1为168uH，滤波线圈LLPF及滤波电容器CLPF使用与标准相同的2mH及0.1uF。各个LED电流分别为20.14mA及20.45mA，其变化为1.54％。功率因数为0.99以上。
并且，所述仿真试验结果的电源电流谐波含量以及IEC 61000-3-2class C规范(以下称之为Class C规范)如图19所示。所述仿真试验A016、A029、B024及B025的结果均满足Class C规范。
图9中，简单地计算最大电源效率的话，第一，滤波线圈LLPF、滤波电容器CLPF及驱动线圈L1上充电后又放出电流，因此理想情况下，不存在功率损耗。
第二，整流二极管上施加有有效的1V，LED串上串联连接的10欧姆上施加有有效的0.2V，功率开关Q1上施加有有效的0.05V(0.2V×最大占空比0.5×锯齿波0.5)，用于检测的电阻R1上施加有有效的0.25V(1V/4)，总共消耗1.5V。负载52两端电压为50.3V的情况下效率为97.0％，并且负载52两端电压在24.2V的情况下，效率为93.8％。
因此，用于检测的电阻R1上施加的电压降低至0.25V，消耗电压为1.31V的话，此时最大效率分别为97.4％及94.6％。
另一方面，仿真试验A016及A029中，滤波电容器CLPF的容量为1uF以下，并使用可靠性好的薄膜电容器来代替普通的平滑电容器中使用的电解电容器，从而电源装置的可靠性及寿命得到延长。并且，负载52两端插入用于消除噪音的40nF电容器，此外，还可以根据需要，使所述用于消除噪音的电容器的容量高的话，电流会更加平滑地供给给负载52。
以上对本发明第一实施例的有源恒定功率供给装置进行了详细说明，本实施例中由于不具备后述的测定功率开关Q1电流的斜度的电路，因此最适合采用固定频率方式。
并且，本实施例中，由于无需高价且块头大的高电压/大容量的平滑电容器，因此能够提供能延长产品寿命、提高价格竞争力、物理尺寸小的电源装置及LED灯等。
(实施例2)
下面，参照附图20，对本发明第二实施例的有源恒定功率供给装置进行详细说明。
本发明第二实施例，断开判定器80作为仅在如雷电等冲击电流流动的情况下运行的辅助断开判定器使用，正常输入电压时并不运行，即在输入电压一周期内，功率开关Q2始终维持为导通期间，并构成有专门的用于调节驱动脉冲宽度的斜度测定电路。并且，这样的本发明的第二实施例中，上述三种驱动方式全部适合于应用。
即，本发明第二实施例中进一步包括由斜度测定用比较器119构成的斜度测定电路，所述斜度测定用比较器119的正相输入端仍然接收来自所述断开判定器80的比较器的正相输入端上输入的电压，且其反相输入端连接稳压二极管ZD12。断开判定器80仅在异常电压流入时运作。并且，区别在于，在比较器82的正相输入端上连接的稳压二极管ZD11上施加超过了设计值(比如：1V)的电压(比如：1.1V)，斜度测定用比较器119的反相输入端上连接的稳压二极管ZD12上施加小于设计值(比如：1V)的电压(比如：0.5V)。
由此，本发明的第二实施例中，首先，为了使断开判定器80在比设计电流高的电流下运行，而设定稳压二极管ZD11的参考电压，为了使斜度测定用比较器119在功率开关Q2上流动的瞬时电流在设计最大值以下运行，而设定稳压二极管ZD12的参考电压。此时，根据图20中的一个例子，与前述相同，所述参考电压按照斜度测定用比较器119为0.5V(即，设计最大电流的50％水平下运行)，断开判定器80为1.1V(即，110％下运行)来进行设定。
下面，对于固定频率方式及固定断开期间方式相关优选的驱动信号发生器401的操作进行详细说明。
首先，固定的输入电压下，根据驱动脉冲宽度，查看各个驱动方式下的驱动线圈L1的电流波形的话，固定频率方式如通过图10至图12所确定的情况，产生了斜度调整用判定器119运行次数503增加或者减少的区间。并且，固定断开期间方式在图13及图14中得到确定，而固定导通期间方式在图15及图16中得到确认。
此时，固定频率方式，在输入电压的第一周期期间内，驱动信号发生器401以最小脉冲宽度驱动功率开关Q2的同时，斜度测定用比较器119(以下，根据判定器的使用用途也称之为“脉冲宽度调整用判定器”)的运行期间内求得最小运行时间(即，测定功率开关Q2的电流最大斜度)。
并且，第二个输入电压周期内，以第一个周期中求得的最小运行期间计算新的驱动脉冲宽度来驱动功率开关Q2。对特定的例子举例来说，将参考电压以设计值的50％来进行使用的图20的电路中，测定的最小值的两倍，并且以80％的水平来使用斜度测定用判定器119的参考电压ZD12的情况则以1.25倍的值来进行驱动。
更进一步地，第三周期之后的输入电压下，就是之前输入电压周期中脉冲宽度调整用判定器(即，斜度测定用比较器)119的运行次数比参考多的情况下，驱动脉冲宽度略微降低(比如：1％)，脉冲宽度调整用判定器119的运行次数少的话，驱动脉冲宽度略微增加(比如：1％)，从而来驱动功率开关Q2(脉冲宽度细微调整系统)。
另一方面，固定频率方式下，根据输入电压的变动查看驱动线圈L1的电流的话，输入电压升高时，如图11所示，脉冲宽度调整用判定器119的运行次数503增加，与之相反，电压降低时，如图12中的第一周期所示，脉冲宽度调整用判定器119的运行次数503减少。当然，输入电压不变化时脉冲宽度调整用判定器119的运行次数503也不发生变化。
并且，将输入电压划分为多个区间，以固定频率方式进行控制时，控制脉冲宽度调整用判定器的运行次数达到设定次数的方式为，各个电压区间中，达成“驱动频率/常数＝脉冲宽度调整判定器运行次数”，所述常数为与输入电压区间无关的一定数值。
下面，对于固定导通期间方式相关优选的驱动信号发生器401的驱动方法进行详细说明。首先，查看固定导通期间方法中的驱动线圈L1的电流波形的话，如图15及图16中所图示的特征在于，输入电压高时进行低频率驱动，输入电压低时进行高频率驱动。
固定导通期间方式，与输入电压的电平无关，功率开关Q2导通期间稳定，输入电压第一周期期间内，驱动信号发生器401依照如上所述的最大开关断开期间来驱动功率开关Q2的同时，在交流输入一周期内斜度测定用比较器119的运行期间中求得最小运行期间(即，测定功率开关Q2电流最大斜度)。
并且，第二输入电压周期中，根据第一周期中求得的最小运行期间来计算新的断开期间，从而来驱动功率开关Q2。
更进一步地，第三周期之后的输入电压周期中，与固定频率/固定断开期间方式相同地，根据斜度测定用比较器119的运行次数来细微地调整断开期间。
但是，最低输入电压与最高输入电压的差距大的情况下，该方式中负载/功率开关Q2上流过的电流也会出现大的差距。因此，优选为将导通期间划分为多个标准，高输入电压时适用短的导通期间，低输入电压时适用长的导通期间，负载/功率开关Q2上流过的电流的偏差则会降低。
并且，采用数字计数器来测定斜度测定用比较器119的运行期间的情况下，测定分辩率取决于计数器时钟，如果由于分辩率低而使得根据输入电压的功率开关Q2电流的斜度测定值不能辩别的情况下，所述斜度测定用比较器119优选为仅用于计算运行次数的用途。该情况下，大部分国家中商用电源为50Hz～60Hz，如果所述功率开关Q2的驱动信号变化在10ms至20ms内运行一次，基于判定器119运行次数的驱动信号调整可由微处理器来容易地实现。
并且，图20中，功率开关Q2的两个端子接地连接，其中的第一端子与现有相同地通过电流检测用电阻R1接地，第二端子直接接地。
比如，功率开关Q2如果是以FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)来实现，该FET包括两个源极(Source)端子，所述第一端子流经少量电流(比如第二端子的5％的程度)，第二端子流经大部分电流(95％)。因此，由电流检测用电阻R1消耗的功率减少，而使得电源效率升高。
更进一步地，与本发明的第一实施例类似，脉冲宽度控制器(未图示，可以在驱动信号发生器401内部一体式实现)具备存储器，所述存储器中将与斜度测定用比较器119的最小运行期间或运行次数相对应的驱动脉冲宽度及断开期间的信息预先进行编程，从而驱动信号发生器401可以根据所述驱动信号信息生成驱动信号。当然，该情况下，脉冲宽度控制器是具备与外部进行数据发送及接收的通信功能及所述存储器作为可编程的部件(Programable memory，可编程存储器)的话，就可以对各个LED灯等负载上适合的驱动信号信息进行编程。
(实施例3)
下面，参照图21，对本发明的第三实施例的有源恒定功率供给装置进行详细说明。
本发明的第三实施例，为了进一步改善THD(Total HarmonicDistortion，总谐波失真)而提供。即，图18及图19中的仿真试验A012，其各个LED电流为20.4mA，功率因数为0.982，因此其满足于KSC7651、7652、7653及7654规范所要求的0.9以上的功率因数，但是查看谐波含量时，第9谐波为9.9％(规范为5％)、第11谐波为12.4％(规范为3％)，因此其不能满足Class C规范。
因此，本发明的第三实施例中，将负载52划分为多个，各个负载52具有时间差进行驱动，着眼于电源电流的话，驱动频率变高，将难以滤波的低频向更高的频率区域移动，因此依靠低通滤波器来消除从而改善THD。
但是，图21中，举例为将负载52划分为两个，并且各个负载52上各自连接功率开关Q1、Q2。本发明并不受限于该情况而可以以更多的数量来划分负载，且各个负载均可以连接功率开关。
另一方面，图18的电脑仿真试验A036在仿真试验A012的条件下将负载52划分为两个，所划分的负载52各自使用参考值的两倍的640uH的线圈L1及L2来进行仿真试验。试验结果THD从18.2％降至8.5％而达到两倍以上的改善，各个LED电流为负载电流变化为1％以下的20.4mA及20.6mA，功率因数全部为0.98以上，从而电流谐波含量满足Class C规范。
(实施例4)
下面，参照图22，对本发明的第四实施例的有源恒定功率供给装置进行详细说明。
图22为与展示本发明的第二实施例的图20相比较，将用于电路电流检测的检测用电阻Rs插入到由负载52、驱动线圈L1及续流二极管D1构成的电流环路中。
即，前述说明的实施例中，是先检测功率开关Q1上流过的电流，再来预测负载52上流过的电流，本发明的第四实施例则直接测定负载52上流过的电流并向控制电路提供。
但是，图22中，通过差分放大器120测定电流检测电阻Rs两端电压并用于控制驱动脉冲宽度，除此之外的电路运行已在前面的内容中进行过详细说明。
另一方面，本发明的第四实施例中，由于直接测定负载52上流过的电流并提供至控制电路，从而可以防止电路运行中因驱动线圈值随时间变化(比如，灰尘堆积、温度/湿度变化等)而导致的负载52的电流变化，即使是下一开关循环在驱动线圈L1上积聚的能量完全放电之前就已经开始(连续电流模式，CCM：Continuous CurrentMode，以下简称CCM)，负载52上流过的电流也可以准确地测定。
并且，对于现有的功率开关Q1下端上设置的检测用电阻R1，其要求具备低电阻值以及高功率，且其物理尺寸大，热量产生多，难以购买到其标准型号。但本实施例的检测电阻Rs，使用高电阻值以及低功率，因此可以很容易购买到低廉标准产品。
(实验例2)
下面对本发明的有源恒定功率供给装置相关的第二实验例进行详细说明。
本实验例中，对在负载两端电压可使用输入电压的何种级别进行检测，使用图20的电路，其结果示于图23及图24中。
负载两端电压为50.3V(在20mA)，负载划分为两个并由两个功率开关Q及Q2驱动，各个功率开关Q、Q2以100KHz的5us的时间差来驱动十个LED串，滤波线圈LLPF为1mH，滤波电容器CLPF为0.1uF。并且，驱动线圈L1为360uH(但是，仿真试验D010中为720uH)。
首先，查看图23，仿真试验D002中负载两端电压为输入电压的1/2且剩余的施加到驱动线圈L1上，功率因数为0.946。并且，由于输入电压增加，负载两端电压所占的比例越低则功率因数越高，第一相位角从0.4度增至1.3度时其电流相位逐渐变快，各个LED有效电流的变动为0.4％以下，为17.7mA至18.4mA之间。
接下来，图24中查看电源电流谐波含量的话。首先查看使用50％的输入电压的仿真试验D002，第三谐波为32.7％(参考为28.4％)，第九谐波为6.7％(参考为5％)，因此脱离了IEC-61000-3-2-Class C规范。
反之，适用于25瓦特以下的IEC-61000-3-2-Class D规范(以下称之为Class D规范)，则由于第三谐波为86％以下，且第五谐波为61％以下，因此能充分地满足。
并且，负载使用输入电压的45％的仿真试验D003中，第五谐波超过Class C规范0.1％，并且，使用输入电压的40％的仿真试验D004满足Class C规范，使用输入电压的35％的仿真试验D005中，第十三谐波为0.6％，使用输入电压的1/3的仿真试验D006中第十一谐波超过0.2％，这些情况均可依靠滤波时间常数变更或者驱动线圈值变更或者驱动频率变更等方法来解决。
即，综合上述结果，25瓦特以下的LED灯，使用输入电压的50％以下的情况下，功率因数为0.9以上，并且提供了可满足Class D规则的恒定功率供给装置。此时驱动脉冲最大占空比为50％。并且，25瓦特以上的LED灯使用输入电压的45％以下的情况下，功率因数为0.9以上，提供满足Class C规范的恒定功率供给装置，此时驱动脉冲最大占空比为45％。
再次参照图23来详细说明。随着整流电压从100V到250V逐渐增加，驱动脉冲宽度从4.48us到1.12us逐渐降低。因此，各个整流电压相关的驱动脉冲宽度预先在存储器中存储为表，从而可以测定实际情况中的整流电压后，从存储器中读取所述测定的电压所对应的驱动脉冲宽度来对驱动信号发生器进行驱动。由于全部元件作为线性元件(linear element)来运行，已知大概三处的整流电压(两末端及中间部位电压)位置的驱动脉冲宽度时，仅通过计算可求得在剩余的电压下驱动脉冲宽度。当然，电压与脉冲宽度的关系可通过数学式来表现，所述数学式可以在脉冲宽度控制器中由硬件实现或者由微处理器进行编程设计。
下面，对本发明中应用的计算方法进行说明。
(计算方法简要-实验式)
-驱动线圈值计算方法
驱动线圈值利用计算电阻值的方法来进行计算。举例来说，图18中将仿真试验A012的负载划分为两个来进行A036实验，查看驱动线圈L1的话，电流减半，驱动线圈值增加至两倍。
下表1为LED各个电流为20mA的情况下，根据LED并联个数，驱动线圈L1的值的一个例示。
表1
驱动线圈值例示
 LED列数  功率开关瞬时最大电流(A)   驱动线圈值(mH)
 1  0.06   12.80
 10  0.6   1.280
 20  1.2   0.640
 40  2.4   0.320
  80   4.8   0.160
-负载两端电压变化的情况下驱动脉冲宽度的计算方法
驱动线圈L1充电时间随着输入电压变化。举例而言，驱动线圈L1两端电压升高至两倍时，充电时间缩至一半。即，存在负载两端电压VF1与充电时间PW1的情况下，与新的负载两端电压VF2相关的未知的充电时间PW2依据下述公式1来求得。
PW2＝(VDC-VF1)/(VDC-VF2)×PW1------公式1
(此处VDC＝整流最大电压)
该计算方法可用于在电路中输入电压变化时且LED串联个数变化时计算脉冲宽度。
-当LED串联个数改变时，驱动频率计算方法(用于固定频率、固定断开期间)
由于整流最大电压不改变，而负载两端电压及驱动线圈L1两端电压改变，所以驱动线圈L1的充/放电时间会改变。根据已知的负载两端电压VF1及放电时间Tdis1，新的负载两端电压VF2相关的未知的放电时间Tdis2依据下面的公式2来求得。
Tdis2＝VF1/VF2×Tdis1------公式2
新的驱动周期依据充电时间PW2及放电时间Tdis2的和来求得。
另一方面，图25为LED串联个数改变的情况下的驱动脉冲宽度及负载两端电压的计算结果表。图25中，负载电压50.3V相关的驱动脉冲宽度及放电结束时刻是在仿真试验A016及A029中求得的已知值，其余的数值是使用所述公式所求得的结果。并且，24.2V及12.3V中同时表示出计算结果与仿真试验结果。
根据上述计算方法，目标设计负载电压及电流设定好了的话，则驱动线圈值及驱动频率可以很容易地设定好。
下面参照图26对本发明的优选实施例中的半导体集成元件进行说明。
首先，参照图26，图示的半导体集成元件由两大部分构成，包括模拟电路及驱动信号发生器401；该模拟电路包括：功率开关驱动器92z、前沿消隐器81z、冲击电流流动时运行的断开判定器82z、以及脉冲宽度调整用判定器119z；该驱动信号发生器401z作为数字电路，包括：计算所述判定器的运行次数的计数器、控制功率开关的导通/断开的信号发生器PWM、控制脉冲宽度调整判定器的运行次数达到设定数值的逻辑控制器(Control logic(CPU))以及与外部通信的通信电路I2C。
并且，各个电路中，具备供给恒定电压的校准器，向模拟电路供给恒定电压的校准器96z例示为9V。所述功率开关是金属-氧化层-半导体-场效晶体管(MOS-FET)的情况下，优选供给20V至5V之间的恒定电压的校准器。并且，向数字电路供给恒定电压的校准器97z例示为3.3V，驱动信号发生器401z为了以20MHz以上运行，优选供给5V以下的恒定电压的校准器。并且，判定器82z及119z的参考电压各个图示为1.1及0.7，为了方便说明，其分别代表设计参考值的70％及110％，而在实际的集成元件中参考电压优选为1V以下。
下面对各个管脚的功能进行简单说明。
首先，管脚1SCK及管脚2SDA/DIM是与外部通过I2C进行通信的管脚，特别是管脚2SDA/DIM兼用作外部的调光(dimming)信号输入管脚。即，管脚1SCK上没有时钟信号的同时向管脚2SDA/DIM输入信号的话，则管脚2SDA/DIM用作调光信号输入管脚。并且，管脚3CS是用于测定开关上流过的电流的端子，管脚4GND是接地端子，管脚5DRV是驱动功率开关的端子。管脚8HV是连接整流电压或外部电源电压的端子，依靠恒定电压校准器96z进行控制的电流向管脚6VCC外部设置的电容器充电，作为所述半导体元件的运行电压的电源存储体来进行运作。上述各个部分的详细说明，鉴于是技术人员完全公知的内容，对其进行省略。
图27为利用上述说明的图26的半导体集成元件8pa来构成实际应用的电路的一例。在图27的电路中，优选为所述集成元件8pa依据如下内容来分步骤来运作。
(固定频率方式的情况)
1、依据最小脉冲宽度来设定信号发生器(PWM)
信号发生器(PWM)依据设定的频率/脉冲宽度来持续地驱动开关。
2、计数器复位
-计数脉冲宽度调整判定器的运行次数的计数器。
-计数断开判定器的运行(在冲击电流流动时运行)次数的计数器。
3、整流电压一周期期间待机
4、确认保护电路是否运行
-断开判定器的运行次数为4次以下时执行步骤5。(4以下时冲击输入，5以上时脉冲宽度太宽)
4.1、如果为控制逻辑中允许的最小脉冲宽度，则输入了设计值以上的过电压，因此直至过电压消除为止将信号发生器(PWM)设定为运行次数降至1/2(skip mode，跳跃模式)，并执行步骤2。
4.2、由于脉冲宽度宽且不存在冲击，信号发生器(PWM)被设定为将脉冲宽度降低2单位以上，并执行步骤2。
5、确认脉冲宽度调整判定器的运行次数。
5.1、所述运行次数小于设定的数值(目标值)的话，信号发生器(PWM)被设定为将脉冲宽度增加1单位，并执行步骤2。
5.2、所述运行次数大于设定的数值(目标值)的话，信号发生器(PWM)被设定为将脉冲宽度减少1单位，并执行步骤2。
5.3、所述运行次数等于设定的数值的话，脉冲宽度调整判定器区分出继续运行的区间以及不继续运行的区间，并且所述区间的中间位置是各个瞬时最大整流电压及交流输入电压的通过零电位(Zerocrossing)的时刻，待机直至通过零电位的时刻为止(同步化步骤-选择事项)。此时，如果适当地对开关驱动脉冲宽度进行数学式变换，可获得输入电压(即，对输入电压进行ADC操作来获得所述脉冲宽度)，并执行步骤2。
以上，关于本发明对其优选实施例进行了主要的描述。
本实施例中，作为参考，对驱动线圈上所充的能量在各个开关循环内完全放电进行了详细说明。完全放电之前开始下一开关循环的话，前一循环中未放完的能量叠加到当前循环中使得能有更多的电流流动，从而更高的电流能够供给到负载上是显而易见的。
并且，本发明的优选实施例中说明的恒定功率供给装置的全部或者一部分可以以单片集成半导体元件或者混合半导体集成元件来实现。
并且，线圈的概念作为以感应成分为主要部分的元件进行扩展的话，可按照采用转换器的反激式变换器形式及正激变换器等进行扩展并适用，该情况下，本发明的控制器可以以功率因数改善用控制器(PFC controller，功率因数校正控制器)来进行运作。图28为适用本思想的反激式变换器的一个例子。
因此，可以理解为，具备本发明所属技术领域公知常识的人员，在不脱离本发明本质特征的范围内以变形的状态也可以实现。由此公开的实施例并非用作限定而应考虑为用作说明。本发明的范围并非前述的说明部分而应由权利要求书所确定，与其相同的范围内存在的任何区别点均应解释为由本发明所包含。
产业实用性
作为新兴成长产业的LED照明产业中，所谓LED荧光灯或LED白炽灯的转换器内嵌式LED灯，为设置电源装置而受到很大的空间制约，或者为了改善功率因数而使用专门的功率因数改善电路。即，最容易被接受的是将被动式填谷(Valley fill)电路作为功率因数改善电路，其追加需要两个平滑电容器以及三个整流二极管，但最大功率因数仅为大约0.92的程度，在有源的情况下，大部分为高价且电路复杂。并且，使用平滑电容器时，电源装置的保证寿命短至两至三年。
因此，根据本发明，可提供一种当前新兴成长产业的LED照明产业中的核心构成产品无须专门的功率因数改善电路的产品，从而具备价格竞争力，电源装置的保证寿命长，在产业上的利用价值非常高。

Claims (14)

1.一种有源恒定功率供给装置，其特征在于，该向负载供给恒定功率的有源恒定功率供给装置中，包括：
交流电源供给器，其供给交流电源；
整流电路，其接收来自所述交流电源供给器的交流电源并对其进行整流；
驱动线圈，其与接收来自所述整流电路的功率的负载串联连接；
功率开关，其对通过所述驱动线圈及负载的电流进行开关导通/断开操作；
续流二极管，其两端分别连接所述负载输出端及输入端来与所述负载并联连接，沿所述负载的输出端朝向输入端流动电流的方向设置，所述功率开关在断开的情况下，将所述驱动线圈中所充的电流向所述负载进行放电；
脉冲式驱动信号发生器，其连接所述功率开关的栅极端，对所述开关的导通/断开进行控制；
断开判定器，其当所述驱动线圈上流过的电流在设计值以上时，生成断开信号，使所述功率开关断开；
脉冲宽度控制器，其在向所述负载供给电源的过程中，将整流电压一周期作为单位，测定从所述驱动信号发生器的开关导通时间开始直到所述断开判定器的开关断开时间为止的调节期间，求得最小调节期间并进行存储，在下一周期的电源供给开始时，控制所述驱动信号发生器的驱动脉冲宽度使其与所述存储的调节期间相一致。
2.如权利要求1所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述驱动线圈上流过的电流为0A的时间作为开始点，所述设计值处所述断开判定器的运行时间作为结束点，所述脉冲宽度控制器将从所述开始点开始直至结束点为止的时间设定为所述调节期间。
3.如权利要求1所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器还包括脉冲宽度测定用比较器(或者脉冲宽度调整用判定器)，所述驱动线圈上流过的电流为0A的时间作为开始点，未达到所述设计值时所述脉冲宽度测定用判定器运行的时间作为结束点，所述脉冲宽度控制器利用所述开始点及结束点来测定所述驱动线圈上流过的电流的斜度，并根据所述电流的斜度设定所述调节期间，或者通过设定所述调节期间来使所述脉冲宽度测定用比较器的运行次数达到设定数值。
4.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器控制所述驱动信号发生器，使其频率固定，并控制所述驱动信号发生器，使得在所述频率的一周期内所述驱动线圈中所充的电流完全放电(固定频率方式)。
5.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器利用固定断开方式或固定断开期间方式(固定放电期间方式)来对所述驱动信号发生器进行控制，以使得在所述驱动线圈中所充的电流完全放电之后，立刻生成下一驱动脉冲。
6.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器固定所述驱动脉冲宽度并使所述驱动线圈充电的时间一定，在向所述负载可进行供给的输入电源中由最小值的输入电源进行供给的情况下，所述脉冲宽度控制器控制所述驱动信号发生器在所述驱动线圈中所充的电流完全放电后立刻生成下一驱动脉冲，在由最大值的输入电源进行供给的情况下，所述脉冲宽度控制器利用固定断开方式或固定断开期间方式(固定放电期间方式)来对所述驱动信号发生器进行控制，使得在所述驱动线圈中所充的电流完全放电后还有断开时间来生成下一驱动脉冲。
7.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器包括：
微处理器，其运行所述调节期间的运算；
计时器，其测定所述驱动信号发生器的开关导通时间与所述断开判定器的开关断开时间并提供给所述微处理器；
存储器，其存储所述微处理器中运算出的调节期间。
8.如权利要求7所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲宽度控制器还包括用于与外部进行通信的通信部。
9.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，通过所述功率开关的电流流过的通道由两条构成，所述两条通道中的一条与接地端子相连接，另一条与所述断开判定器相连接，使流入所述接地端子的电流比流入所述断开判定器的电流多，从而可以降低通过所述断开判定器所消耗的功率消耗。
10.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述负载分离为两个以上，各个分离的负载上各自设置有驱动线圈及功率开关，所述各个功率开关按照设定的时间差进行驱动。
11.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述整流电路的输入端或输出端上设置有低通滤波器。
12.如权利要求11所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述低通滤波器由滤波线圈及滤波电容器构成，所述滤波线圈的第一端子连接整流电路，所述滤波线圈的第二端子连接负载，所述滤波电容器的第一端子连接所述滤波线圈的第二端子，所述滤波电容器的第二端子接地，所述滤波电容器的容量为1uF以下。
13.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述脉冲式驱动信号发生器、所述断开判定器以及所述脉冲宽度控制器以一个封装件来实现。
14.如权利要求1至3任一项所述的有源恒定功率供给装置，其特征在于，所述负载包括一个以上的发光二极管串(string)，所述各个发光二极管的串各自具备时间差并被供给恒定功率。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103533704A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 松下电器产业株式会社 Led点亮装置及使用该装置的照明设备
CN105790219A (zh) * 2016-03-21 2016-07-20 福州福大海矽微电子有限公司 一种反激式开关电源输出续流二极管开路保护电路及方法
CN106688158A (zh) * 2014-09-18 2017-05-17 Ntn株式会社 充电装置
CN109314398A (zh) * 2016-06-02 2019-02-05 Ntn株式会社 电池充电装置
CN111132938A (zh) * 2017-09-29 2020-05-08 阿莫善斯有限公司 电力控制装置和方法
CN112803923A (zh) * 2020-12-26 2021-05-14 沈小东 一种自适应的电渗透脉冲发生装置及电渗透脉冲控制方法

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009036861B4 (de) * 2009-08-10 2012-05-10 Osram Ag Verfahren zur Regelung eines Spannungswandlers, Spannungswandler sowie Betriebsgerät mit einem Spannungswandler
KR101198408B1 (ko) * 2010-10-26 2012-11-07 (주)로그인디지탈 플리커 저감 및 광효율 개선 기능을 갖춘 ａｃ 직결형 ｌｅｄ 조명기기
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
KR101058711B1 (ko) 2011-07-25 2011-08-22 최창렬 엘이디 조명 제어 시스템
KR101837164B1 (ko) 2011-11-23 2018-03-12 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어기, 스위치 제어 방법, 및 스위치 제어기를 포함하는 전력 공급 장치
CN102523663B (zh) * 2012-01-06 2014-05-07 广州市隆都电子有限公司 恒功率led驱动电路
US9356534B1 (en) * 2012-01-27 2016-05-31 Marvell International Ltd. Method and apparatus for turning on a lighting device
US20130207567A1 (en) * 2012-02-14 2013-08-15 Alexander Mednik Boost converter assisted valley-fill power factor correction circuit
JP6008278B2 (ja) * 2012-07-24 2016-10-19 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及びそれを用いた照明器具、並びに照明システム
US9763297B2 (en) * 2012-11-02 2017-09-12 Cree, Inc. Lighting apparatus and methods using oscillator-based dimming control
US20140132167A1 (en) * 2012-11-15 2014-05-15 Microtex Electronics Florescent ballast to dc power system
TWI498041B (zh) * 2013-02-20 2015-08-21 Cmos Corp E 固定功率線性發光二極體驅動電路
DE202013101793U1 (de) * 2013-04-25 2014-07-29 Zumtobel Lighting Gmbh LED-Schaltungsanordnung
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN104582124B (zh) * 2013-10-29 2018-04-06 登丰微电子股份有限公司 发光二极管驱动电路
US9584005B2 (en) 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN108809100B (zh) 2014-04-18 2020-08-04 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
KR101601432B1 (ko) * 2014-06-17 2016-03-10 현대자동차주식회사 인젝터 구동 제어 장치
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的系统和方法
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN106981985B (zh) 2015-05-15 2019-08-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
TWI672975B (zh) * 2018-05-04 2019-09-21 台達電子工業股份有限公司 發光元件驅動裝置及其驅動方法
US11864280B2 (en) * 2021-10-18 2024-01-02 Aes Global Holdings Pte Ltd. Light driver calibration

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060044724A1 (en) * 2004-06-15 2006-03-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-output power supply and electronic device using them
CN1797922A (zh) * 2004-12-27 2006-07-05 株式会社东芝 开关电源及控制该开关设备的方法
US20070029987A1 (en) * 2003-09-11 2007-02-08 Jian Li Power factor correction circuit
KR100753665B1 (ko) * 2006-10-17 2007-08-31 삼성전기주식회사 Ｌｅｄ 정전류 구동회로
CN201075825Y (zh) * 2007-04-24 2008-06-18 周原 一种逐脉冲磁控开关电源
KR100867551B1 (ko) * 2007-05-18 2008-11-10 삼성전기주식회사 Ｌｅｄ 어레이 구동 장치

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4839023B2 (ja) 2005-06-22 2011-12-14 Ｆｄｋ株式会社 発光ダイオード調光回路および照明装置
KR20080074429A (ko) * 2007-02-09 2008-08-13 원 호 이 벅컨버터형 고효율 소형 딤머
JP2008235530A (ja) 2007-03-20 2008-10-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 発光ダイオード駆動装置、及びそれを用いた照明装置
US7880400B2 (en) * 2007-09-21 2011-02-01 Exclara, Inc. Digital driver apparatus, method and system for solid state lighting

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070029987A1 (en) * 2003-09-11 2007-02-08 Jian Li Power factor correction circuit
US20060044724A1 (en) * 2004-06-15 2006-03-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-output power supply and electronic device using them
CN1797922A (zh) * 2004-12-27 2006-07-05 株式会社东芝 开关电源及控制该开关设备的方法
KR100753665B1 (ko) * 2006-10-17 2007-08-31 삼성전기주식회사 Ｌｅｄ 정전류 구동회로
CN201075825Y (zh) * 2007-04-24 2008-06-18 周原 一种逐脉冲磁控开关电源
KR100867551B1 (ko) * 2007-05-18 2008-11-10 삼성전기주식회사 Ｌｅｄ 어레이 구동 장치

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103533704A (zh) * 2012-07-05 2014-01-22 松下电器产业株式会社 Led点亮装置及使用该装置的照明设备
CN103533704B (zh) * 2012-07-05 2015-07-29 松下电器产业株式会社 Led点亮装置及使用该装置的照明设备
CN106688158A (zh) * 2014-09-18 2017-05-17 Ntn株式会社 充电装置
CN105790219A (zh) * 2016-03-21 2016-07-20 福州福大海矽微电子有限公司 一种反激式开关电源输出续流二极管开路保护电路及方法
CN109314398A (zh) * 2016-06-02 2019-02-05 Ntn株式会社 电池充电装置
CN111132938A (zh) * 2017-09-29 2020-05-08 阿莫善斯有限公司 电力控制装置和方法
CN111132938B (zh) * 2017-09-29 2022-10-04 阿莫善斯有限公司 电力控制装置和方法
CN112803923A (zh) * 2020-12-26 2021-05-14 沈小东 一种自适应的电渗透脉冲发生装置及电渗透脉冲控制方法

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