KR100930813B1 - 능동형 정전력 공급장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 능동형 정전력 공급장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 회로의 역률을 저하시키는 평활 회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 및 주파수를 갖는 전력을 정류하여 부하에 정전력을 공급할 수 있는 능동형 정전력 공급장치에 관한 것이다.
이를 위해, 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치는, 교류전원을 공급하는 교류전원 공급기와, 상기 교류전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로와, 상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동 코일과, 상기 구동 코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭 온/오프 시키는 전력 스위치와, 상기 전력 스위치의 게이트 단에 연결되어 상기 스위칭 온/오프를 제어하는 펄스형 구동신호 발생기와, 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 설계값 이상인 경우 차단 신호를 발생시킴으로써, 상기 전력 스위치를 스위칭 오프시키는 차단 판정기 및 상기 구동신호 발생기의 스위칭 온 시간부터 상기 차단 판정기의 스위칭 오프 시간까지인 조절기간을 측정하여, 상기 구동신호 발생기의 구동 펄스폭이 상기 조절기간과 일치되도록 제어하는 펄스폭 제어기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
SMPS, 정전력(Constant Power), 평활, 콘덴서, 구동 펄스폭, 구동 코일

Description

능동형 정전력 공급장치{Active type constant power supplier}
본 발명은 능동형 정전력 공급장치에 관한 것으로, 특히 회로의 역률을 저하시키는 평활 회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 및 주파수를 갖는 전력을 정류하여 부하에 정전력을 공급할 수 있는 능동형 정전력 공급장치에 관한 것이다.
많은 영역에서 정밀한 공급전원의 제어가 중요하다. 특히 발광다이오드(LED:Light Emitting Diode, 이하 LED라 칭함) 같은 소자는 미량의 전압 변동에도 전류가 크게 변하기 때문에 더욱더 정밀한 전류제어가 요구된다.
이에, 종래에는 도 1의 회로도에 나타난 바와 같이, 교류전원 공급기(10)에서 공급된 교류전원을 정류회로(11) 및 평활회로(Cd)를 사용하여 직류전압(VDC)을 만들고, 펄스폭 제어기(20)를 사용하여 부하에 정전류를 공급하였다.
그리고, 설계입력 전압에서 스위치(Q)의 도통은 발진기(21)가 RS-플립플롭(22)을 세트(Set)하면 스위치 드라이버(23)가 스위치(Q)를 구동시킴으로서 수행 되었으며, 스위치(Q) 차단은 전류검출저항(R)에 나타난 전압이 첨두전압제거기(LEB: Leading Edge Blanker, 25)를 거쳐 스위치 차단 판정기(24)에 공급되고 이때, 과전류가 공급되어 저항(R)에 나타난 전압이 기준전압(ZD)보다 높으면 스위치 차단 판정기(24)가 RS-플립플롭(22)를 리셋(Reset)하여 수행하였다.
또한, 스위치(Q)에 흐르는 전류는 충전 소자인 코일(L)에 의하여 스위치(Q) 도통 시점부터 지속적으로 증가하는 형태이고, 설계입력 전압에서 스위치(Q)가 도통을 개시하면 스위치(Q) 차단은 판정기(24)에 의하여 작동하도록 전류검출저항(R) 값을 설정하였으며, 판정기(24)가 작동하지 않으면 발진기(21) 발진주기의 80% 내지 90% 시점에서 스위치(Q)가 차단되도록 하였다.
그러나, 이상과 같은 종래 회로에서는 스위칭 모드 전력 공급(SMPS: Switching Mode Power Supply) 방식을 통해 부하(12)에 정전력을 공급함에 있어서, 교류의 전력을 평활화 시킴으로써 부하(12)에 안정적인 전압을 공급할 목적으로 상기 고전압/대용량의 평활회로(Cd)용 콘덴서를 구비하여야 했다.
따라서, 상기 콘덴서에 의해 역율이 통상 0.4 ~ 0.5 수준으로 매우 낮아진다는 문제점이 있었으며, 이를 극복하여 역율을 0.9 수준으로 개선하려면 별도의 역율개선용 회로를 더 구비하여야 한다는 문제점이 있었다.
또한, 고전압/대용량의 평활회로(Cd)용 콘덴서는 그 가격이 고가라는 문제점이 있음은 물론, 회로의 사이즈를 증가시켜 결국에는 정전력 공급용 모듈의 사이즈가 커질 수 밖에 없다는 문제점이 있었다.
본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로, 회로의 역률을 저하시키는 평활 회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 및 주파수를 갖는 전력을 정류하여 부하에 안정적인 실효 정전력을 공급할 수 있는 능동형 정전력 공급장치를 제공하고자 한다.
이를 위해, 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치는, 부하에 정전력을 공급하는 능동형 정전력 공급장치에 있어서, 교류전원을 공급하는 교류전원 공급기와; 상기 교류전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로와; 상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동 코일과; 상기 구동 코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭 온/오프 시키는 전력 스위치와; 양단이 상기 부하의 출력측과 입력측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력측으로부터 입력측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 스위칭 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드와; 상기 전력 스위치의 게이트 단에 연결되어 상기 스위칭 온/오프를 제어하는 펄스형 구동신호 발생기와; 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 설계값 이상인 경우 차단 신호를 발생시킴으로써, 상기 전력 스위치를 스위칭 오프시키는 차단 판정기; 및 상기 부하에 전원을 공급하는 도중에, 정류전압 한 주기를 단위로 상기 구동신호 발생기의 스위칭 온 시간부터 상기 차단 판정기의 스위칭 오프 시간까지인 조절기간을 측정하여 최소 조절기간을 구하여 저장하고, 다음 주기의 전원공급부터는 상기 구동신호 발생기의 구동 펄스폭이 상기 저장된 조절기간과 일치되도록 제어하는 펄스폭 제어기;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이때, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 0[A]인 시간을 시작점으로 하고, 상기 설계값에서 상기 차단 판정기가 작동한 시간을 종료점으로 하여, 상기 시작점부터 종료점까지의 시간을 상기 조절기간으로 설정하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 0[A]인 시간을 시작점으로 하고, 상기 설계값 미만에서 상기 차단 판정기가 작동한 시간을 종료점으로 하고, 상기 시작점과 종료점을 이용하여 상기 구동 코일에 흐르는 전류의 기울기를 측정하며, 상기 전류의 기울기에 따라 상기 조절기간을 설정하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 차단 판정기에 병렬 연결된 보조 차단 판정기를 더 포함하며, 상기 보조 차단 판정기는 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 상기 설계값을 초과하는 경우 상기 차단 신호를 발생시키는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전된 시점부터 소정 시간이 경과한 후에 상기 구동신호 발생기에서 다음 구동 펄스를 발생시키도록 상기 구동신호 발생기의 주파수를 제어(고정 주파수 방식)하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전 후에 즉시 다음 구동 펄스를 발생시키도록 상기 구동신호 발생기의 주파수를 제어(고정 차단 방식)하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 부하에 공급 가능한 입력전원 중 가장 큰 값의 입력전원이 공급된 경우, 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전 후에 다 음 구동 펄스를 발생시키도록 상기 구동신호 발생기의 주파수를 제어(고정 도통 방식)하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 상기 조절기간의 연산을 수행하는 마이크로 프로세서와; 상기 구동신호 발생기의 스위칭 온 시간과 상기 차단 판정기의 스위칭 오프 시간을 측정하여 상기 마이크로 프로세서에 제공하기 위한 타이머; 및 상기 마이크로 프로세서에서 연산한 상기 조절기간을 저장하는 메모리;를 포함하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스폭 제어기는, 외부와의 통신을 위한 통신부를 더 포함하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 전력 스위치를 통과한 전류가 흐르는 경로가 2개로 구성되어 있으며, 상기 2개의 경로 중 하나는 접지 단자와 연결되어 있고, 다른 하나는 상기 차단 판정기와 연결되어, 상기 접지 단자로 흐르는 전류가 상기 차단 판정기로 흐르는 전류보다 많도록 함으로써, 상기 차단 판정기를 통해 소모되는 전력 소모를 줄일 수 있도록 하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 부하를 2개 이상으로 분리하여 각각 구동시킬 수 있도록, 상기 전력 스위치는 상기 각 부하에 연결된 2개 이상이며, 상기 각 전력 스위치는 소정의 시간차를 두고 구동되는 것이 바람직하다.
또한, 양단이 상기 부하의 출력측과 입력측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력측으로부터 입력측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 스위칭 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드를 더 포함하는 것이 바람직하 다.
또한, 상기 정류회로의 출력단에는 저역통과 필터가 설치되어 있는 것이 바람직하다.
또한, 상기 저역통과 필터는, 필터 코일과 필터 콘덴서로 구성되고, 상기 필터 코일의 제1단자는 정류회로에 연결되고, 상기 필터 코일의 제2단자는 부하에 연결되며, 상기 필터 콘덴서의 제1단자는 상기 필터 코일의 제2단자에 연결되고, 상기 필터 콘덴서의 제2단자는 접지되며, 상기 필터 콘덴서의 용량은 1uF 이하인 것이 바람직하다.
또한, 상기 펄스형 구동신호 발생기와, 상기 차단 판정기 및 상기 펄스폭 제어기는하나의 패키지(Package)로 구현되어 있는 것이 바람직하다.
상기 부하는 1개 이상의 발광다이오드 스트링(string)를 포함하며, 상기 각 발광다이오드의 스트링은 각각 시간차를 갖고 정전력이 공급되는 것이 바람직하다.
이상과 같은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치에 의하면, 회로의 역률을 저하시키는 평활 회로용 고용량 콘덴서를 구비하지 않고도, 다양한 크기 및 및 주파수를 갖는 전력을 정류하여 부하에 안정적인 실효 정전력을 공급할 수 있게 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대해 상세히 설명하도록 한다.
다만, 이하에서는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 실시예들을 설명하기에 앞서, 상술한 바와 같이 평활용 콘덴서 없이도 정전력을 공급할 수 있는 본 발명의 기본 특성을 먼저 설명하도록 한다.
도 2는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 특성을 설명하기 위한 회로도이고, 도 3 내지 도 8은 본 발명에 따른 정전력 공급장치의 기본 특성을 나타낸 실험예이다.
도 2 내지 도 8을 참조하여 설명하고자 하는 본 발명의 기본 특성은, 아래에서 좀더 상세히 설명하는 바와 같이, 부하(12a)에 전력을 공급하는 기간 즉, 구동 펄스가 하이(High)인 구간에 해당하는 구동 펄스의 폭이 소정 길이(즉, 시간) 이하로 일정하게 공급되도록 조절한다.
또한, 교류전원 공급기(VVAR)에서 제공되는 전력의 크기에 상관없이 구동 코일(La)에 충전되는 전류의 크기가 동일해지도록 제어한다면 그 충전 전류의 방전 기울기 특성이 동일하고, 교류전원 공급기(VVAR)에서 제공되는 전력의 크기에 상관없이 구동 코일(La)의 용량에 따라 방전 시간이 선형적으로 변화하여 방전 특성의 예측이 가능함에 따라, 구동 펄스의 하이(High) 및 로우(Low) 구간을 모두 포함한 구동 펄스의 주기(혹은, 주파수)를 정확히 제어할 수 있다는 것이다.
이하 본 발명에 따른 정전력 공급장치의 기본특성을 측정하는 회로 및 방법에 대하여 상세히 설명한다.
도 2와 같이, 가변 전원(교류전원 공급기, VVAR)과, 상기 가변 전원(VVAR)의 출력측에 연결된 정류회로(11)와. 상기 정류회로(11)의 출력측에 연결된 부 하(12a)(예: LED 스트링)와, 상기 부하(12a)의 출력측에 연결된 구동 코일(La)과, 상기 부하(12a)에 병렬 연결되되 상기 부하(12a)측을 향해 전류가 환류되도록 설치된 환류 다이오드(Da)와, 상기 구동 코일(La)의 출력측에 연결되어 상기 부하(12a) 및 구동 코일(La)을 통과한 전류가 흐르는 전력 스위치(Qa) 및 상기 전력 스위치(Qa)의 게이트 단에 연결되어 상기 전력 스위치(Qa)의 스위칭 온/오프를 제어하도록 구동 펄스를 발생시키는 함수 발생기(21a)를 포함한다.
따라서, 전력 스위치(Qa)가 도통 되면 가변 전원(VVAR)에서 제공된 전류는 정류회로(11), 부하(12a), 구동 코일(La) 및 전력 스위치(Qa)를 통과하여 접지로 흐르며, 그 과정에서 구동 코일(La)에 에너지가 충전된다. 반면, 전력 스위치(Qa)가 차단되면 구동 코일(La)에 충전된 에너지가 환류 다이오드(Da)을 통하여 부하(12a)로 방전될 수 있게 한다.
여기서, 기본특성 측정실험에서, 부하(12a)는 LED 스트링(String)을 20개 병렬로 연결한 것으로 순방향 도통전압이 50.3V(20mA)인 것을 사용하였고, 구동 코일(La)은 300uH, 가변 전원(VVAR)은 370V, 함수 발생기(21a)는 1KHz로 설정하였다.
그리고, 함수 발생기(21a)의 구동 펄스폭을 0에서 25us까지 서서히 올리다가 전력 스위치(Qa)의 순시전류 최대값이 1.2A가 되면, 그 때의 전력 스위치(Qa)의 구동 펄스폭과 구동 코일(La)에 충전되었던 에너지가 방전을 완료하는 시간을 측정하여 기록한다. 또한, 직류 입력 전압(VVAR) 250V, 170V 그리고 110V 에 대하여도 측정한다. 나아가, 구동 코일(La)을 400uH, 500uH 및 600uH 로 변경하여 동일한 방법 으로 측정하여 결과중 일부를 도 3 및 도 4에 나타내었다.
도 3은, 구동 코일(La)이 300uH인 경우를 그래프로 나타낸 것으로, 구동 코일(La)에 흐르는 전류값이 증가하는 구간은 해당 구동 코일(La)에 전류가 충전되는 기간이고, 감소하는 구간은 방전하는 기간이다.
그래프의 주요 특징으로는, 첫째 정류회로(11)를 통해 부하(12a)에 제공되는 전압(이하, '입력 전압'이라 함)의 크기에 관계없이 구동 코일(La)의 방전 기울기가 동일하다는 것인데, 이는 입력 전압의 크기에 관계없이 전력 스위치(Qa)의 순시전류가 1.2A인 시점에서 전력 스위치(Qa)가 스위칭 오프되고 구동 코일(La)이 방전을 개시하기 때문이다. 둘째, 만약 0.6A 에서 전력 스위치(Qa)를 차단(마크 'AA')하면 1.2A(마크 '170-T) 대비 전력 스위치(Qa) 도통기간은 1/2가 되고 구동 코일(La)에 충전된 전류는 1/4가 되는 선형적인 관계가 있다는 것이다.
나아가, 도 4에서 방전 시간을 살펴보면, 입력 전압에 관계없이 구동 코일(La) 300uH 에서는 모든 입력 전압에서의 방전 시간이 거의 7us이고, 구동 코일(La) 600uH 에서는 방전 시간이 거의 14us 수준으로 방전 시간이 동일하다는 것이다.
따라서, 도 4에 각각의 수치를 입력 전압 370V를 기준으로 정규화하여 노란색 바탕에 기울어진 글씨체로 표시한 것을 통해 알 수 있는 바와 같이, 구동 코일(La)의 용량에 관계없이 방전 시간이 거의 동일하게 나타나므로 도2 회로는 예측 가능한 시스템임을 알 수 있다.
예컨대, 입력 전압 370V 에서 구동 코일(La) 450uH에 대한 충전 및 방전 시 간을 예측하기 위해서 도 4에 나타난 300uH와 600uH 값을 사용하여 계산하면 충전 시간은 (1.14+2.27)/2 이고, 방전 시간은 (8.55+16.5)/2 임을 알 수 있게 된다.
한편, 구동 코일(La)에 걸리는 전압이 2배로 증가하면서 부하에 동일한 전류를 공급하기 위해서는 전력 스위치(Qa) 도통 시간을 2배로 감소시킨다. 예를 들어 도 4에서, 입력 전압이 110V이면 구동 코일(La)에 약 60V가 걸리고, 입력 전압이 170V이면 구동 코일(La)에 약 120V 가 걸리는데, 이때의 전력 스위치(Qa) 도통 시간을 비교해 보면 구동 코일(La) 300uH에서는 6.05(110V) 대 2.99(170V), 그리고 구동 코일(La) 600uH에서는 12.3(110V)대 6.03(170V)으로 각각 2배 차이가 나는 것이 확인된다. 물론, 이것은 부하(12a)인 LED 직렬 스트링 갯수가 바뀌어 당해 부하(12a) 양단 전압이 바뀐 경우에도 선형적으로 적용된다.
이하 상기 실험 결과를 사용하여 본 발명에 적용될 수 있는 구동 방법에 대해 설명한다.
본 발명에 적용될 수 있는 구동 방법들에는 후술하는 바와 같이, 고정 주파수 방식과, 고정 차단기간 방식 및 고정 도통기간 방식이 있다.
(구동방법1)-고정 주파수 방식
도 5는 도 2에서 구동 코일(La)이 300uH 일때 입력 전압이 250V와 370V인 경우를 나타낸 것이며, 상기 두 전압에서 구동 코일(La)에 흐르는 전류를 각각 마크 '250-A' 및 '370-A'로 표시하였다.
여기서, 구동 코일(La)이 완전 방전된 후인 8.98us 보다 긴 주기로 전력 스위치(Qa)를 구동하는 경우(불연속전류모드, DCM: Dis-continious Current Mode), 두 전압 간의 전류변동을 계산해보면 8.98 / 8.55 x 100 = 5.029% 으로 비교적 작은 것을 알 수 있다.
따라서, 전력 스위치(Qa)의 구동 주기가 8.98us 보다 길도록 하고, 전력 스위치(Qa) 순시전류가 1.2A 일때 스위치를 차단하면 상기 두 전압 사이의 전류 편차가 5.029% 이하가 되도록 할 수 있다. 다만, 도 2 회로 구성상 코일(La)전류는 부하(12a)전류와 동일한 것임은 자명할 것이다.
(구동방법2)-고정 차단기간 방식(고정 방전기간 방식)
도 6은 도 2에서 구동 코일(La)이 300uH 일때 입력 전압이 110V와 170V인 경우를 나타낸 것이며, 상기 두 전압에서 구동 코일(La)에 흐르는 전류는 각각 마크 '110-B' 및 '170-B'로 표시하였다.
여기서, 두 전압 간의 전류변동을 계산해보면 12.97 / 10.05 x 100 = 29.055% 이어서 상술한 고정 주파수 방식을 사용하기에는 그 전류 변동이 비교적 크다는 것을 알 수 있다.
따라서, 이러한 경우에는 구동 코일(La)의 방전 시간 및 기울기가 동일하다는 점을 착안하여, 각 전압에서 구동 코일(La)이 방전을 완료하는 즉시(즉, 10.05us와 12.97us에 각각) 다음 스위칭 사이클을 개시하는 고정 차단기간 구동방식이 바람직하다. 이 경우, 두 전압 간의 전류편차는 이론적으로 0 이다.
한편, 입력 전압이 낮으면 구동 코일(La)이 소정 값까지 충전되는 시간이 길기 때문에 구동 주파수는 낮고, 그와 반대로 입력 전압이 높으면 구동 주파수가 높아지는 것은 당연할 것이다.
(구동방법3)-고정 도통기간 방식(고정 충전기간 방식)
도 7은 도 2에서 구동 코일(La)이 600uH 일때 입력 전압이 250V 와 370V인 경우를 나타낸 것이며, 상기 두 전압에서 구동 코일(La)에 흐르는 전류는 각각 마크 '250-B' 및 '370-B'로 표시하였다.
먼저, 전력 스위치(Qa)의 도통 시간(즉, 구동 펄스 폭)은 입력 전압 수준에 관계없이 3.61us 로 고정한다.
그러면, 입력 전압이 250V 인 경우(부하전압 50V, 코일전압 200V)에는 전력 스위치(Qa)의 도통 개시 이후 당해 전력 스위치(Qa)와 구동 코일(La)을 통해 흐르는 전류(250-B)가 0A 에서부터 지속적으로 증가하며, 스위치(Qa) 차단시점(3.61us)에서는 1.2A가 된다.
또한, 스위치 차단 후 구동 코일(La)에 충전된 전류(마크 '250-B')는 환류 다이오드(Da)를 통하여 방전되는데 방전 종료시각은 17.50us 이고, 상기 방전 종료시각 이후 바로 다음 스위칭 싸이클을 개시한다.
이때, 전류파형(250-B)에서 면적을 구하면 1.2A x 17.50us / 2 = 10.50 A-us 이다.
반면, 입력이 370V 인 경우(부하전압 50V, 코일전압 320V)에는, 구동 코일 (La)에 충전된 전류(마크 '370-B')는 상기 입력 전압이 250V인 경우보다 1.6배(320 / 200=1.60)높은 1.92A 에서 전력 스위치(Qa)가 차단된다.
그리고, 구동 코일(La)에 충전된 전류는 250V 인 경우와 동일한 기울기를 가지고 방전을 하며 방전 종료시각은 25.83us 이다.
이때, 전류파형(370-B)에서 면적을 구하면 1.92A x 25.83us / 2 = 24.80 A-us 이므로, 입력 전압이 250V인 경우에 비해 2.362 배의 전류가 부하(12a)에 공급되었음을 알 수 있다.
따라서, 다음 스위칭 싸이클이 입력 전압이 250V인 경우의 방전 종료시각인 17.50 us에 대해 2.362배인 41.33us 에서 개시되도록 하면 입력 전압이 250V인 경우와 동일한 값의 전류를 부하(12a)에 공급할 수 있음을 알 수 있다.
한편, 입력 전압을 대표하는 전력 스위치(Qa)의 전류 기울기는 전류가 설계치 이하의 소정의 값(즉, 도 7 에서는 1A)을 통과하는 시각을 측정하면 알 수 있고, 다음 스위칭 싸이클 시작 시간은 상기 측정값으로 쉽게 계산된다.
물론, 이러한 경우의 구동 주파수는 입력 전압이 높으면 구동 코일(La)에 충전되는 에너지가 많기 때문에 방전기간이 길어서 상대적으로 낮고, 입력 전압이 낮으면 높아지는 것은 자명하다.
한편, 이상과 같은 구동 방법을 통해 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치를 구동시키면, 부하(12a)에 공급되는 순시 최대 전류값이 입력 전압의 각 주기마다 거의 일정하게 유지되어, 평활용 콘덴서가 없이도 정전력을 안정적으로 공급 할 수 있게 하며, 이에 대한 상태도는 도 8에 도시되어 있다.
도 8에 나타낸 구동 코일(La)에 흐르는 전류 엔빌로프(envelope)들 중 가운데 위치한 진한 선의 엔빌로프(501)가 구동 펄스 폭이 적절히 조절된 경우의 엔빌로프를 나타낸 것으로, 입력 전압이 적절히 평활화된 것을 확인할 수 있으며, 이러한 평활화는 종래와 같이 고용량의 콘덴서에 의한 것이 아닌 구동 펄스의 폭을 조절하고, 이상과 같은 구동 방법 중 어느 하나에 의해 구동시킴으로써 이루어진 것이다.
(실시예1)
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 9는 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치를 나타낸 회로도이다.
도 9를 통해 알 수 있는 바와 같이, 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치는, 교류전원 공급기(50)와, 정류회로(51)와, 저역통과 필터(LLPF, CLPF)와, 부하(52)와, 구동 코일(L1)과, 환류 다이오드(D1)와, 전력 스위치(Q1)와, 저항(R1)과, 차단 판정기(80)와, 구동신호 발생기(101)와, 플립플롭(93)과, 앤드 로직(91) 및 스위치 드라이버(92)를 포함하며, 상기 차단 판정기(80)는 첨두전압제거기(LEB: Leading Edge Blanker, 81)와, 기준전압을 만드는 제너다이오드(ZD1)와, 비교기(82) 및 펄스폭 제어기(미도시)를 포함한다.
여기서, 교류전원 공급기(50)의 출력단에는 정류회로(51)가 연결되어 교류전원을 정류하고, 정류회로(51)의 출력단에는 필터 코일(LLPF)과 필터 콘덴서(CLPF)로 이루어진 저역통과 필터가 설치되어 전원전류의 고주파 성분을 제거한다.
또한, 저역통과 필터의 출력측에는 LED 스트링 등과 같은 부하(52)가 연결되어 전원(이하, '입력 전원' 이라 함)을 공급받고, 부하(52)의 출력측에는 구동 코일(L1)이 직렬 연결되어 있다. 그리고, 부하(52)에는 환류 다이오드(D1)가 병렬 연결되되 부하(52)의 입력측을 향해 환류가 입력되는 방향으로 연결되어 있다.
또한, 구동 코일(L1)의 출력측에는 전력 스위치(Q1)가 연결되어 부하(52) 및 구동 코일(L1)을 통과한 전류가 전력 스위치(Q1)를 통해 흐르며, 전력 스위치(Q1)의 출력측에는 저항(R1)이 연결되어 있다.
또한, 전력 스위치(Q1)의 출력측에는 차단 판정기(80)가 연결되는데, 차단 판정기(80)의 비교기(82) 중 비반전 단자(+)에는 전력 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류의 첨두전압을 제거하는 첨두전압제거기(81)가 연결되고, 반전 단자(-)에는 제너다이오드(ZD1)가 연결된다.
또한, 구동신호 발생기(101)는 전력 스위치(Q1)의 스위칭 동작을 제어할 수 있도록 앤드로직(91) 및 스위치 드라이버(92)를 통해 상기 전력 스위치(Q1)의 게이트 단에 연결되며, 이때 앤드로직(91)의 일측 입력단은 플립플롭(93)과 연결되어 있고, 플립플롭(93)의 리셋 단(Rst)은 상기 차단 판정기(80)의 출력단에 연결된다.
나아가, 전술한 바와 같이 구동 펄스 폭 및 주기를 조절할 수 있도록 차단 판정기(80)의 출력단은 구동신호 발생기(101)와도 연결되어 있다.
한편, 이상과 같은 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치를 상술한 고정 주파수방식으로 설명하면, 구동신호 발생기(101)가 고정주파수/고정펄스폭의 디지털 구동펄스를 발생시키면 펄스의 상승에지(Rising edge)에서 D-플립플롭(93)의 출력이 하이(High)로 되고, 구동신호 발생기(101)에서 발생된 구동 펄스와 플립플롭(93)의 출력이 모두 하이가 되면 그 기간동안 앤드로직(91)의 출력도 하이가 되어 전력 스위치(Q1)가 스위치 드라이버(92)에 의하여 도통(즉, 스위칭 온) 된다.
반면, 전력 스위치(Q1)의 차단은, 구동펄스가 하이에서 로우(Low)로 되거나 또는 플립플롭(93)이 차단 판정기(80)에 의하여 리셋(Reset)되어 그 출력이 로우가 되는 것 중 먼저 로우로 되는 것에 의하여 수행된다.
그리고, 전력 스위치(Q1)가 도통되면, 교류전원 공급기(50)에서 제공된 교류 전류는 정류회로(51), 저역통과 필터, 부하(52), 코일(L1), 스위치(Q1) 및 저항(R1)을 통하여 접지로 흐르는 과정에서 충전소자인 상기 코일(L1)에 에너지를 충전한다. 그리고 스위치(Q1)이 차단되면 코일에 충전된 에너지는 환류 다이오드(D1)을 통하여 부하(52)로 방전된다.
여기서, 전력 스위치(Q1)는 펄스로 구동되고, 스위치 전류는 구동 코일(L1)에 의하여 지속적으로 증가하는 형태이기 때문에 한 번의 스위치 구동에서 반드시 설계전류의 몇 배에 해당하는 전류(이하 "전류배수"라 칭하고, 본 발명에서는 편의상 전류배수를 2배로 설정함)가 흘러야 한다.
또한, 최대 순시전류는 부하(52)가 일반 저항 부하(52)인 경우에는 설계전류에 1.414를 곱한 후 상기 전류배수를 곱하면 되고, 부하(52)가 LED(Light Emitted Diode)인 경우에는 순방향 도통전압(VF) 이하에서 전류가 거의 흐르지 않기 때문에 상기 저항 부하(52)보다 약간 더 높다.
따라서, 전류 검출용으로 사용되는 상기 저항(R1)의 값은, 제너다이오드(ZD1)에 걸리는 차단 판정기(80)의 기준 전압값(혹은, 설계 전압값)을 설계 최대 순시전류 값으로 나누어 구한다.
전력 스위치(Q1)가 도통을 개시하면 전력 스위치(Q1) 및 저항(R1)에 흐르는 전류는 충전 소자인 구동 코일(L1)에 의하여 지속적으로 증가하다가, 설계 최대 순시전류에 도달하면 차단 판정기(80)가 작동하여 전력 스위치(Q1)가 차단된다.
그러면, 펄스폭 제어기(미도시)는 입력 전압 1 주기(1 T)에 있어서 차단 판정기(80)의 작동횟수 및 최소 작동기간(즉, 최단 스위치 도통기간)을 측정하고, 다음 입력 전압 1 주기(즉, 2번째 주기, 2T)부터 상기 측정된 최단 스위치 도통기간으로 구동 신호발생기(101)에서 구동 펄스를 발생시키도록 한다.
즉, 전류값이 0인 영점(혹은, 영점에 거의 근사)인 지점부터 서서히 증가하다가 차단 판정기(80)가 동작하는 설계값에 도달하면 전력 스위치(Q1)가 차단되고, 이를 다음 주기의 구동 펄스 폭을 제어하는 조절기간으로 결정하도록 함으로써, 종래와 같은 고용량의 평활 콘덴서 없이도 안정적인 정전력을 제공할 수 있게 한다.
이를 위해, 펄스폭 제어기(미도시)는, 상기 조절기간의 연산을 수행하는 마이크로 프로세서와, 상기 시작점(영점)과 종료점(설계값)을 측정하여 마이크로 프로세서에 제공하기 위한 타이머 및 마이크로 프로세서에서 연산한 조절기간을 저장하는 메모리를 포함하여 구성될 것이며, 바람직하게는 외부와의 통신을 위한 통신부를 더 포함하여 그 결과를 외부로 알리거나 외부로부터의 명령에 따라 조절기간 등을 조절할 수 있게 한다.
한편, 이상과 같이 구동 펄스 폭이 적절히 조절된 후에 입력 전압의 변동이 없다면 그 다음 입력 1 주기(즉, 3번째 주기 이후, 3T)에서 차단 판정기(80)는 이상적인 경우 단 1회 작동한다.
이는, 전력 스위치(Q1)가 입력 전압 한 주기에서 고정 고정주파수/고정펄스폭으로 스위칭 동작함을 의미하며, 도 10에 입력 전압 한 주기에 대한 전력 스위치(Q1) 및 코일(L1) 전류 파형이 개념적으로 도시된 것으로부터 명확히 알 수 있다.
다만, 입력 전압이 높은 경우 충전전류 기울기가 입력 전압이 낮은 경우보다 크고, 방전 기간은 입력 전압 레벨에 관계없이 동일하다.
반면, 구동 펄스 폭이 적절히 조절된 후에 입력 전압이 높아졌다면, 차단 판정기(80)는 다수회 작동하게 되고, 이러한 경우 구동신호 발생기(101)는 펄스폭 제어기에 의해 측정된 모든 스위치 도통기간들 중 최단 스위치 도통기간으로 다음 주 기의 구동 펄스 폭이 조절된다.
단, 만약 도통기간 측정값의 분해능이 낮아 사용이 불가능할 경우는 차단 판정기(80)의 작동횟수에 비례하여 구동 펄스 폭을 줄여서 다음 주기가 조절된다.
이 경우 전류파형은 개념적으로 도 11에 도시하였다.
나아가, 입력 전압이 낮아졌다면, 차단 판정기(80)는 0회 작동하고, 구동신호 발생기(101)은 구동 펄스 폭을 최소 단위만큼 넓혀서(즉, 스위칭 온 시간이 늘어나도록 하여) 다음 입력주기에 제공하며, 이 경우의 전류파형은 개념적으로 도 12에 도시하였다.
한편, 위에서 설명을 생략한 도 13은 도 9의 회로를 상술한 고정 차단기간 방식으로 구동한 결과를 나타낸 것이고, 도 14는 도 9의 회로를 상술한 고정 도통기간 방식으로 구동한 결과를 나타낸 것이며, 이들 고정 차단기간 방식 및 고정 도통기간 방식으로 구동하여도 상술한 바와 유사한 결과를 얻을 수 있음을 나타낸다.
(실험예 1)
이하, 도 9의 회로를 통해 설명한 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치의 실험예를 설명하도록 한다.
도 9의 회로를 컴퓨터로 모의시험(일련번호 A029)한 결과의 파형은 도 15에 도시하였다. 여기서, 부하(52)는 LED 스트링(String)으로 하였고 20mA 가 흐르는 경우 LED 스트링 양단전압은 50.3V 이며, 상기 LED 스트링 40개를 병렬로 연결하였 고, 각 LED 스트링에 10 오옴의 부하저항을 직렬로 연결하였다.
교류입력 전압은 220V의 80.4%인 176.8V 로 정류 최대전압이 250V 이고, 전원주파수는 50Hz 이며, 필터 코일(LLPF)은 2mH, 필터 콘덴서(CLPF)는 0.3uF, 구동 코일(L1)은 320uH, 구동 주파수는 50KHz, 구동 펄스 폭은 3.8uS, 그리고 스위칭 노이즈 제거를 목적으로 부하(52) 양단에 노이즈 제거용으로 40nF 콘덴서를 추가하였다.
모의시험 A029 의 목적은 입력 전압 한 주기에 걸쳐서 3.8us의 고정 펄스폭으로 전력 스위치(Q1)를 구동할 때 역율, 전류 고조파 함유율 및 부하(52)전류를 조사하기 위한 것으로 과전류(써지전류) 시험은 아니다. 그래서 저항(R1)은 0.01 오옴으로 선정하였으며 이 조건에서 스위치 차단 판정기(80)은 단 1회도 작동하지 않는다.
도 15에서, 입력 전압(301) 보다 교류전원 공급기(50)의 전원전류(302)가 4.6도 빠르며, 전원전류(302)의 최대 순시값은 245mA, 개별 LED 실효전류(303)는 20ms 지점에서 20.6mA 이다. 그리고 부하(52)의 양단전압(304)은 10ms 부터 20ms 구간에서 최저 41.6V 에서 최대 54.2V이다.
또한, 필터 코일(LLPF) 양단전압(305)은 대부분 +7V ~ -7V 사이에 존재하며 9.2ms 부분에서 상대적으로 고전압이 5회 나타났는데 그 최대값은 36V 이다. 그리고 구동 코일(L1)의 전류파형(306)(306d)과 전력 스위치(Q1)의 전류파형 (307)(307d)을 자세히 조사한 결과 그 최대값은 2.38A 였으며 구동 코일(L1)에 충 전된 전류는 다음 스위칭 싸이클이 개시되기 전에 완전히 방전되었다.
도 16에, 교류전원 공급기(50)의 전류 주파수 성분을 제40차 고조파까지 분석(FFT: Fast Fourier Transform, 이하 FFT라 칭함)한 결과 중에서 총 고조파 왜곡 (THD: Total Harmonic Distortion, 이하 THD라 칭함)과, 제1 고조파 위상각(이하 제1위상각 이라 칭함)과, THD와 제1 위상각으로 계산한 역율, 및 20ms에서 측정한 개별 LED 실효전류를 나타내었다.
여기서, 일련번호 A029의 결과를 살펴보면 역율은 0.989로 매우 높고, THD는 12.4% 그리고 제1 위상각은 175.4도 였다. 여기에서 위상각은 전류 측정 단자를 바꾸면, 4.6도가 된다. 부하(52)전력은 41.4 와트(20.6mA x 50.3V x 40 LED 스트링)이다.
또한, 도 16의 모의시험 A016은, 상기 모의시험 A029 조건에서 입력 전압을 220VAC의 118.9% 수준으로 변경하고, 전력 스위치(Q1)의 순시최대전류값이 A029와 동일하게 되도록 2.4us로 전력 스위치(Q1)을 구동한 것으로, 개별 LED전류는 20.5mA이고, 역율은 0.975으로 이 역시 매우 높다.
다만, 교류전원 공급기(50)의 순시 최대전류값이 167mA로 A029 시험결과인 245mA 보다 낮았으나, 이것은 전원전압 증가분이 구동 코일(L1)에 충전되었다가 부하(52)에 공급되기 때문에 전원전류가 낮아진 것이고, 공급전력 및 부하(52)전력은 동일하다.
상기 두 모의 시험의 결과를 요약하면, 본 발명은 전원전압이 대략 80% 에서 120% 수준으로 변동하였음에도 개별 LED 전류변동은 2% 이하로서 매우 안정적이라는 것이다. 또한, 역율은 0.97 이상으로서 매우 높다는 것이다. 또한, THD가 15% 이하로서 전원전류 파형 왜곡이 적다는 것이다. 나아가, 전원전압과 전류의 위상차는 11도 이하로서 매우 적다는 것이다.
한편, 도 16의 모의시험 B024 및 B025는 교류전원 공급기(50)의 전원전압이 각각 100VAC의 77.8% 와 120.2% 수준에서 모의 시험한 결과를 도시한 것이다. 부하(52)의 양단전압은 24.2V 이고, 구동 코일(L1)은 168uH 이며 필터 코일(LLPF) 및 필터 콘덴서(CLPF)는 기존과 동일하게 2mH와 0.1uF를 사용하였다. 개별 LED전류는 각각 20.14mA 및 20.45mA 로 변동이 1.54% 이고, 역율은 0.99 이상이다.
그리고, 상기 모의시험결과들의 전원전류 고조파 함유율과 IEC 61000-3-2 class C 규격(이하 Class C 규격이라 칭함)을 도 17에 도시하였다. 상기 모의시험 A016, A029, B024 및 B025의 결과가 모두 Class C 규격을 만족한다.
도 9에서, 간략하게 최대전원효율을 계산해 보면 첫째 필터코일(LLPF), 필터 콘덴서(CLPF) 및 구동 코일(L1)에서는 전류를 충전하였다가 방출하므로 이상적으로는 전력소모가 없다.
둘째, 정류다이오드에는 실효 1V가 걸리고, LED 스트링에 직렬로 연결 한 10 오옴에는 실효 0.2V가 걸리고, 전력 스위치(Q1)에는 실효 0.05V(0.2V * 최대듀티비 0.5 * 톱니파 0.5)가 걸리고, 검출용 저항(R1)에는 실효 0.25V (1V /4) 가 걸리며, 총 1.5V 가 소비된다. 부하(52) 양단전압이 50.3V인 경우는 효율 97.0% 그리고 24.2V인 경우는 93.8% 이다.
따라서, 검출용 저항(R1)에 걸리는 전압을 0.25V 로 낮추면 소모전압은 1.31V가 되면 이때 최대효율은 각각 97.4%, 94.6%가 된다.
한편, 모의시험 A016 및 A029에서 구동 코일(L1)은 320uH로 2.38A가 흐르고 필터 코일(LLPF)은 2mH로 245mA가 흐르기 때문에 각 코일 간의 물리적 크기는 서로 비슷하다. 또한, 필터 콘덴서(CLPF)의 용량이 1uF 이하이므로 통상 평활 콘덴서에 사용하는 전해 콘덴서 대신 상대적으로 신뢰성이 좋은 필름 콘덴서를 사용할 수 있기 때문에 전원장치의 신뢰성 및 수명이 향상된다. 그리고 부하(52)양단에 노이즈 제거용으로 40nF의 콘덴서를 삽입하였는데, 필요에 따라서는 상기 노이즈 제거용 콘덴서의 용량을 높이면 전류가 더 많이 평활되어 부하(52)에 공급될 수 있게 한다.
이상 본 발명의 제1실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대하여 상세히 설명하였는데, 본 실시예에는 후술하는 바와 같이 전력 스위치(Q1) 전류의 기울기를 측정하는 회로가 없기 때문에 고정 주파수 방식에 가장 적합할 것이다.
또한, 본 실시예로서 고가이며 덩치가 큰 고전압/대용량 평활콘덴서가 필요 없으므로 제품의 가격경쟁력이 높아지고, 물리적으로 크기가 작은 전원장치 및 LED 램프 등을 제공할 수 있게 한다.
(실시예2)
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 제2실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 18은 본 발명의 제2실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치를 나타낸 회로도이다.
본 발명의 제2실시예는 차단 판정기(80)가 낙뢰와 같은 서지전류가 흐르는 경우만 작동하는 보조 차단 판정기로서 사용되고 정상 입력 전압에서는 0 회 작동하도록, 즉 입력 전압 한 주기 내에서는 항상 동일한 전력 스위치(Q2) 도통기간을 가지도록 한 것으로서, 구동 펄스 폭을 조절하기 위한 별도의 기울기 측정회로가 상기 제1실시예의 차단 판정기(80)의 역할을 하도록 구성된다. 그리고, 이러한 본 발명의 제2실시예는 상술한 3가지 구동방법에 모두 적절히 적용될 수 있다.
즉, 본 발명의 제2실시예는 상기 차단 판정기(80)의 비교기의 비반전 단자에 입력되는 전원을 역시 비반전 단자에서 입력받고, 반전 단자에는 제너다이오드(ZD12)가 연결되는 기울기 측정용 비교기(119)로 이루어진 기울기 측정회로를 더 포함하고, 차단 판정기(80)는 이상전압이 유입된 경우에만 동작한다. 또한, 비교기(82)의 비반전 단자에 연결된 제너다이오드(ZD11)에는 설계값(예: 1V)을 초과하는 전압(예: 1.1V)이 걸리고, 기울기 측정용 비교기(119)의 반전 단자에 연결된 제너다이오드(ZD12)에는 설계값(예: 1V)보다 작은 전압(예: 0.5V)이 걸린다는 점에서 차이가 있는 것이다.
그러므로, 본 발명의 제2실시예에서는, 먼저 차단 판정기(80)가 설계전류보다 높은 전류에서 작동하도록 제너다이오드(ZD11)의 기준전압을 설정하고, 기울기 측정용 비교기(119)는 전력 스위치(Q2)에 흐르는 순시 전류가 설계 최대값 이하에서 작동하도록 제너다이오드(ZD12)의 기준전압를 설정한다. 이때, 도 18에서는 일 예로 상기 기준전압들을 기울기 측정용 비교기(119)는 0.5V(즉 설계최대 전류의 50% 수준에서 작동) 차단 판정기(80)는 1.1V(즉 110%에서 작동)로 설정하였음은 전술한 바 있다.
이하, 고정 주파수 방식 및 고정 차단기간 방식에 대한 바람직한 구동신호 발생기(401)의 작동을 상세히 설명한다.
먼저, 각 구동방법에서의 구동 코일(L1)의 전류파형을 살펴보면, 고정 주파수 방식은 도 12를 통해 확인한 바와같이 차단 판정기(80) 작동횟수가 0회 되며 기울기 조정용 판정기(119)의 작동횟수가 늘어나는 구간이 생긴다. 그리고, 고정 차단기간 방식은 도 13에서 확인한 바와 같이 입력 전압이 높은 경우 고주파 구동을 하고, 입력 전압이 낮은 경우는 저주파 구동을 한다.
이때, 고정 주파수 방식은, 입력 전압의 첫번째 주기 동안 구동신호 발생기(401)는 최소 펄스폭으로 전력 스위치(Q2)를 구동하면서 기울기 측정용 비교기(119)(이하, 판정기의 사용용도에 따라 "펄스폭 조정용 판정기"라고도 칭함)의 작동기간 중 최소 작동기간을 구한다(즉, 전력 스위치(Q2) 전류 최대 기울기 측정).
그리고, 두번째 입력 전압의 주기에는 첫번째 주기에서 구한 최소 작동기간으로 신규 구동 펄스폭을 계산하여 전력 스위치(Q2)를 구동한다. 특정한 예를 들면, 도 18의 회로에서는 측정된 최소값의 2배, 그리고 80% 수준으로 기울기 측정용 판정기(119)의 기준전압(ZD12)을 사용하는 경우는 1.25배 한 값으로 구동한다.
나아가, 세번째 이후의 입력 전압에서는, 바로 직전 입력 전압 주기에서 펄스폭 조정용 판정기(즉, 기울기 측정용 비교기)(119)의 작동횟수가 기준보다 많은 경우는 구동 펄스폭을 약간 줄이고(예: 1%), 펄스폭 조정용 판정기(119)의 작동횟수가 작으면 구동 펄스폭을 약간 늘여서(예: 1%) 전력 스위치(Q2)를 구동한다.(펄스폭 미세조정 스텝)
한편, 고정 주파수 방식에서는 입력 전압의 변동에 따는 구동 코일(L1)의 전류를 살펴보면, 입력 전압이 올라간 경우는 도 11과 같이 펄스폭 조정용 판정기(119)의 작동횟수가 증가하게 되고, 반대로 전압이 내려간 경우는 도 12와 같이 펄스폭 조정용 판정기(119)의 작동횟수가 줄어든다. 물론 입력 전압 변동이 없는 경우에는 변화가 없다.
이하, 고정 도통기간 방식에 대한 바람직한 구동신호 발생기(401)의 구동방법을 설명한다. 먼저 고정 도통기간 방법에서 구동 코일(L1)의 전류파형을 살펴보면, 도 14에 도시된 바와 같으며 입력 전압이 높은 경우 저주파 구동을 하고, 입력 전압이 낮은 경우는 고주파 구동을 하는 것이 특징이다.
고정 도통기간 방식은 입력 전압의 레벨에 관계없이 전력 스위치(Q2) 도통기 간이 일정하므로, 입력 전압 첫번째 주기 동안 구동신호 발생기(401)는 상술한 바와 같이 최대 스위치 차단기간으로 전력 스위치(Q2)를 구동하면서 교류입력 한 주기에서 기울기 측정용 비교기(119)의 작동기간 중 최소 작동기간을 구한다(즉, 전력 스위치(Q2) 전류 최대 기울기 측정).
그리고, 두번째 입력 전압 주기에는 첫번째 주기에서 구한 최소 작동기간으로 신규 차단기간 계산하여 전력 스위치(Q2)를 구동한다.
나아가, 세번째 이후의 입력 전압 주기에서는 고정주파수/고정차단기간 방식과 동일하게 기울기 측정용 비교기(119)의 작동횟수에 따른 차단기간 미세조정을 행한다.
단, 최저 입력 전압과 최고 입력 전압의 차이가 큰 경우, 이 방식은 부하/전력 스위치(Q2)에 흐르는 전류가 크게 차이가 난다. 따라서 도통기간을 다수개의 수준으로 나누어 높은 입력 전압에는 짧은 도통기간, 낮은 입력전 압에는 긴 도통기간을 적용하여 부하/전력 스위치(Q2)에 흐르는 전류의 편차를 줄여주는 것이 바람직하다.
또한, 기울기 측정용 비교기(119)의 작동기간 측정을 디지털 카운터로 구현하는 경우, 카운터 클럭이 측정 해상도를 결정하며, 해상도가 낮아 입력 전압에 따른 전력 스위치(Q2) 전류의 기울기측정값 변별력이 없는 경우는 상기 기울기 측정용 비교기(119)는 작동 횟수를 카운터하는 용도로만 사용하는 것이 바람직하다. 이 경우, 대부분의 국가에서는 상용전원이 50Hz나 60Hz로 제공되므로 상기 전력 스위치(Q2)의 구동신호 변경은 짧게는 10ms에서 길게는 20ms에 한번 수행하면 되므로 판정기(119) 작동횟수에 의한 구동신호 조정은 마이크로 프로세스로 쉽게 구현된다.
또한, 도 18에서 전력 스위치(Q2)는 두 개의 단자가 접지로 연결되어 있으며, 이중 제1 단자는 기존과 동일하게 전류 검출용 저항(R1)을 통하여 접지로 연결되고, 제2 단자는 바로 접지로 연결되어 있다.
예컨대, 전력 스위치(Q2)가 만약 FET(Field Effect Transistor)로 구현된다면 두 개의 소스(Source)단자를 가지는 FET 임을 의미하며, 상기 제1 단자로는 전류가 조금(예를 들면 제2단자의5% 정도) 흐르고 제2 단자로 대부분(95%) 흐르게 된다. 따라서, 전류 검출용 저항(R1)에 의해 소모되는 전력이 감소 되어 전원효율이 높아지도록 한다.
나아가, 본 발명의 제1실시예와 유사하게, 펄스폭 제어기(미도시, 구동신호 발생기(401) 내부에 일체로 구현될 수도 있음)는 메모리를 구비하고, 상기 메모리에는 기울기 측정용 비교기(119)의 최소 작동기간 또는 작동횟수에 대응하는 구동 펄스폭 및 차단기간 정보가 미리 프로그램 되어 있어서, 구동신호 발생기(401)는 상기 구동신호 정보대로 구동신호를 발생시킨다. 물론, 이 경우에도 펄스폭 제어기가 외부와 데이터를 주고받는 통신기능 및 상기 메모리를 프로그램 가능한 것 (Programable memory)으로 구비하면 각각의 LED 램프 등의 부하에 적합한 구동신호 정보를 프로그램 할 수 있다.
(실시예3)
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 제3실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 19는 본 발명의 제3실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치를 나타낸 회로도이다.
본 발명의 제3실시예에는 THD(Total Harmonic Distortion)를 더욱 개선하기 위하여 도출한 것이다. 즉, 도 16 및 도 17에서 모의시험 A012는 개별 LED전류는 20.4mA이고 역율은 0.982 로서 역율 0.9 이상을 요구하는 KSC 7651, 7652, 7653 및 7654 규격들은 만족하지만, 고조파 함유율을 살펴보면 제9 고조파가 9.9%(규격 5%) 그리고 제11 고조파가 12.4%(규격 3%)로서 Class C 규격을 만족하지 못한다.
따라서, 본 발명의 제3실시예에서는 부하(52)를 다수개로 나누고 각각의 부하(52)를 시간차를 두어 구동함으로써, 전원 전류 입장에서 보면 구동주파수가 높아지고, 필터링 하기 힘든 저주파를 보다 높은 주파수영역으로 이동시켜서 저역통과 필터로 제거함에 따라 THD가 개선되는 것이다.
또한, LED 램프 제작시에는 필터코일(LLPF)와 필터콘덴서(CLPF)의 산포에 의한 소자값 변동 및 가동시에는 온도변화에 의한 소자값 변동에 대한 마진이 각각 커진다.
단, 도 19에서는 부하(52)를 2개로 나누고, 그에 따른 각 부하(52)에 각각 전력 스위치(Q1, Q2)를 연결한 것을 일 예로 들었으나 본 발명은 이에 한정하지 아니하고 더 많은 수로 부하를 나누고, 그에 따라 각각 전력 스위치를 연결할 수 있 음은 물론이다.
한편, 도 16의 컴퓨터 모의시험 A036은 모의시험 A012 조건에서 부하(52)를 2개로 나누고 나누어진 부하(52) 각각에 기존값의 2배인 640uH의 코일(L1) 과 (L2)를 사용하여 모의시험한 것이다. 시험결과 THD는 18.2% 에서 8.5%로 2배 이상 개선되었고, 개별 LED 전류는 20.4mA 및20.6mA로 부하전류변동이 1% 이하이고, 역율은 모두 0.98 이상이고, 전류고조파 함유율이 Class C 규격을 만족하였다.
(실시예4)
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 제4실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 20은 본 발명의 제4실시예에 따른 능동형 정전력 공급장치를 나타낸 회로로서, 본 발명의 제2실시예를 나타낸 도 18과 비교하여, 회로에 흐르는 전류의 검출에 사용되는 검출용 저항(Rs)을 부하(52), 구동 코일(L1) 및 환류 다이오드(D1)로 구성된 전류 루프내에 삽입한 것이다.
즉, 앞서 설명한 실시예들은 전력 스위치(Q1)에 흐르는 전류를 검출하여 부하(52)에 흐르는 전류를 예측하였는데, 본 발명의 제4실시예는 부하(52)에 흐르는 전류를 직접 측정하여 제어회로에 제공하는 것이다.
단, 도 20에서는, 전류검출저항(Rs) 양단 전압을 차동증폭기(120)를 통해 측정하여 구동 펄스폭을 제어하는데 사용하며, 그 외 회로 동작은 이미 위에서 상세하게 설명한 바 있다.
한편, 본 발명의 제4실시예는 부하(52)에 흐르는 전류를 직접 측정하여 제어회로에 제공하므로, 회로 동작중 구동 코일값의 경시변화(먼지 축적, 온/습도 변화 등)에 의한 부하(52)의 전류 변동을 방지할 수 있으며, 구동 코일(L1)에 축적된 에너지가 완전 방전하기 전에 다음 스위칭 싸이클을 개시(연속전류모드, CCM:Continious Current Mode,이하 CCM 이라 칭함.)하여도 부하(52)에 흐르는 전류를 정확히 측정 가능하다.
또한, 기존의 전력 스위치(Q1) 하단에 설치되는 검출용 저항(R1)은 낮은 저항값과 높은 전력이 요구되어 물리적인 크기도 크고, 열도 많이 발생하고, 표준품으로 구하기도 힘들지만, 본 실시예에 따른 검출 저항(Rs)은 높은 저항값과 낮은 전력을 사용하므로 저렴한 표준품으로 쉽게 구할 수 있다.
(실험예 2)
이하, 본 발명의 능동형 정전력 공급장치에 대한 제2실험예에 대해 상세히 설명하도록 한다.
본 실험예는 부하 양단전압을 입력 전압의 어느 수준까지 사용가능한지를 검토한 것으로 도 18의 회로를 사용하였으며 도 21 및 도 22에 그 결과를 도시하였다.
부하 양단전압은 50.3V(at 20mA) 이고, 부하를 2개로 나누어 2개의 전력 스위치(Q, Q2)로 구동하였으며, 각각의 전력 스위치(Q, Q2)는 10개의 LED 스트링을 100KHz로 5us의 시간차를 두고 구동하였고, 필터 코일(LLPF)은 1mH 이고, 필터 콘덴서(CLPF)는 0.1uF로 이다. 그리고, 구동 코일(L1)은 360uH(단, 모의시험 D010은 720uH) 이다.
먼저, 도 21을 살펴보면, 모의시험 D002는 부하 양단전압이 입력 전압의 1/2 수준이고 나머지가 구동 코일(L1)에 걸리며 역율은 0.946 이다. 그리고 입력 전압이 증가함으로써 부하 양단전압이 차지하는 비율이 떨어질수록 역율은 증가하였으며, 제1 위상각은 0.4도에서 1.3도로 그 전류위상이 점점 빨라 졌고, 개별 LED 실효전류 변동은 4% 이하로 17.7mA에서 18.4mA 사이에 있었다.
다음, 도 22에서 전원전류 고조파 함유율을 살펴본다. 먼저 50% 입력 전압을 사용하는 모의시험 D002를 살펴보면 제3 고조파는 32.7%(기준 28.4%)이고, 제9 고조파는 6.7%(기준 5%)로서 IEC 61000-3-2 Class C 규격을 벗어났다.
반면, 25와트 이하에 적용되는 IEC-61000-3-2 Class D(이하 Class D 규격 이라 칭함) 규격은 제3고조파가 86% 이하 그리고 제5고조파가 61% 이하이므로 충분히 만족한다.
그리고, 입력 전압의 45% 수준을 부하가 사용하는 모의시험 D003은 제5 고조파가 Class C 규격을 0.1% 초과하였다. 또한 입력 전압의 40% 수준을 사용하는 모의시험 D004는 Class C 규격을 만족하였고, 35% 수준을 사용하는 시험 D005는 제13 고조파가 0.6%이고, 1/3 수준을 사용하는 시험 D006은 제 11 고조파가 0.2% 초과하였는데 이것은 필터 시정수 변경 혹은 구동 코일 값 변경 또는 구동주파수 변경 등 의 방법으로 해결될 수 있다.
즉, 이상의 결과를 종합하면 25와트 이하의 LED 램프는, 입력 전압의 50%이하를 사용할 경우 역율은 0.9 이상 그리고 Class D 규격을 만족하는 정전류 공급장치가 제공되며, 이때 구동 펄스 최대 듀티비는 50% 이다. 또한 25와트 이상의 LED 램프는 입력 전압의 45% 이하를 사용할 경우 역율 0.9이상이고, Class C 규격을 만족하는 정전류 공급장치가 제공되며 이때 구동펄스 최대 듀티비는 45%가 된다.
이하 본 발명을 활용하는데 있어서 유용한 계산 방법에 대하여 설명한다.
(계산방법 요약- 실험식)
- 구동 코일값 계산방법
구동 코일값은 저항값을 계산하는 방법으로 계산한다. 예를 들면 도 16에서 모의시험 A012의 부하를 2개로 나누어 A036 시험을 하였는데, 구동 코일(L1) 측면에서 보면 전류가 반으로 줄었으므로 구동 코일값은 2배로 높아진다.
아래 표1은 LED 개별전류를 20mA로 할 경우 LED 병열 갯수에 따른 구동 코일(L1)값의 한 예시이다.
표1. 구동 코일값 예시
LED 열수 전력 스위치 순시최대전류(A) 구동 코일값(mH)
1 0.06 12.80
10 0.6 1.280
20 1.2 0.640
40 2.4 0.320
80 4.8 0.160
- 부하양단 전압이 변경되는 경우 구동 펄스 폭 계산방법
구동 코일(L1) 충전시간은 입력 전압에 따라 변동된다. 예를 들면 구동 코일(L1) 양단 전압이 2배로 높아지면 충전 시간은 2배로 단축된다. 즉, 부하양단전압(VF1)과 충전시간(PW1)이 있는 경우 신규 부하양단전압(VF2)에 대한 미지의 충전시간(PW2)는 아래의 공식(1)로 구해진다.
PW2 = (VDC - VF1) / (VDC - VF2) * PW1 ------ (공식1)
(여기서 VDC = 정류최대전압 임.)
이 계산 방법은 회로에서 입력 전압이 변경되는 경우 그리고 LED 직력갯수를 변경하는경우 펄스폭을 계산하는데 사용된다.
- LED 직렬 갯수를 바꾸는 구동 주파수 계산방법(고정주파수, 고정차단기간용)
정류 최대전압은 바뀌지 않고 부하양단전압 및 구동 코일(L1) 양단전압이 바뀌므로 구동 코일(L1)의 충/방전시간이 변경된다. 기지의 부하양단전압(VF1)과 방전시간(Tdis1)으로 신규 부하양단전압(VF2)에 대한 미지의 방전시간(Tdis2)은 아래의 공식(2)로 구해진다.
Tdis2 = VF1 / VF2 * Tdis1 ----(공식2)
신규 구동주기는 충전시간(PW2)와 방전시간(Tdis2)의 합으로 구한다.
한편, 도 23은 LED 직렬 갯수를 바뀌는 경우의 구동 펄스 폭 및 부하 양단전압을 계산한 결과표이다. 도 23에서 부하 전압 50.3V에 대한 구동 펄스폭 및 방전종료시각은 모의시험 A016 및 A029에서 구한 기지의 값이며, 나머지 수치는 상기 공식들을 사용하여 계산한 결과이다. 그리고 24.2V 및 12.3V 에는 계산 결과와 모의시험 결과를 같이 표시하였다.
이상의 계산방법으로, 목표 설계 부하전압 및 전류가 설정되면 손쉽게 구동 코일값 및 구동주파수 설정이 가능하다.
이상, 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다.
본 실시예 에서는 구동 코일에 충전된 에너지가 각 스위칭 싸이클 에서 완전히 방전되는것을 기준으로 상세히 설명하였는데, 완전히 방전을 하기 이전에 다음 스위칭 싸이클을 개시하면 이전 싸이클에서 미 방전된 에너지가 현 싸이클에 더하여져 더 많은 전류가 흐르므로 더 높은 전류를 부하에 공급할 수 있음은 당연하다.
또한, 본 발명의 바람직한 실시예에서 설명된 정전류공급장치의 전부 또는 일부를 모노리딕 또는 하이브리드 반도체 집적소자로 구현할 수 있음은 물론이다.
따라서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발 명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
신규 성장산업인 LED 조명산업 중, 소위 LED 형광등 그리고 LED 백열등 이라고 불리우는 컨버터 내장형 LED 램프 등은 전원장치를 설치할 공간제약을 많이 받고, 또한 역율 개선을 위하여 별도의 역율개선회로를 사용하여야 하였다. 즉, 가장 쉽게 접근하는 역율개선회로로는 수동형 밸리필(Valley fill) 회로로서 정류콘덴서 2개 정류다이오드 3개를 추가로 필요한 반면에 최대 역율이 약 0.92 정도이고, 능동형의 경우는 대부분 고가이고, 회로가 복잡하다.
따라서, 본 발명에 의하면 현재 신규 성장산업인 LED 조명산업의 핵심 구성품이 별도의 역율 개선회로가 필요없는 제품으로 제공되므로 가격경쟁력이 있어서 산업상 이용가능성이 아주 높다.
도 1은 종래 기술에 따른 정전력 공급장치를 나타낸 회로도이다.
도 2는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념을 설명하기 위한 회로도이다.
도 3은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념을 설명하기 위한 상태도이다.
도 4는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념을 설명하기 위한 표이다.
도 5는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념 중 고정 주파수 구동방법을 설명하기 위한 상태도이다.
도 6은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념 중 고정 차단식 구동방법을 설명하기 위한 상태도이다.
도 7은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념 중 고정 도통식 구동방법을 설명하기 위한 상태도이다.
도 8은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 기본 개념 중 입력 전원의 평활상태를 나타낸 상태도이다.
도 9는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 제1실시예를 나타낸 회로도이다.
도 10은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제1파형도이다.
도 11은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제2파형도이다.
도 12는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제3파형도이다.
도 13은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제4파형도이다.
도 14는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제5파형도이다.
도 15는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 구동 상태를 나타낸 제6파형도이다.
도 16은 본 발명에 따른 능동형 정전력 구동장치의 실험예를 나타낸 제1표이다.
도 17은 본 발명에 따른 능동형 정전력 구동장치의 실험예를 나타낸 제2표이다.
도 18은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 제2실시예를 나타낸 회로도이다.
도 19는 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 제3실시예를 나타낸 회로도이다.
도 20은 본 발명에 따른 능동형 정전력 공급장치의 제4실시예를 나타낸 회로도이다.
도 21은 본 발명에 따른 능동형 정전력 구동장치의 실험예를 나타낸 제3표이다.
도 22는 본 발명에 따른 능동형 정전력 구동장치의 실험예를 나타낸 제4표이다.
도 21은 본 발명에 따른 능동형 정전력 구동장치의 계산예를 나타낸 표이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
50: 교류전원 공급기 51: 정류회로
LLPF, CLPF: 저역통과 필터 52: 부하
L1: 구동 코일 D1: 환류 다이오드
Q1, Q2: 전력 스위치 R1, R2, Rs: 검출용 저항
80: 차단 판정기 82: 비교기
119: 기울기 측정용 비교기 101, 401: 구동신호 발생기
93: 플립플롭 91: 앤드로직
92: 스위치 드라이버

Claims (14)

  1. 부하에 정전력을 공급하는 능동형 정전력 공급장치에 있어서,
    교류전원을 공급하는 교류전원 공급기와;
    상기 교류전원 공급기로부터 교류전원을 입력받아 정류하는 정류회로와;
    상기 정류회로로부터 전력을 공급받는 부하에 직렬 연결된 구동 코일과;
    상기 구동 코일 및 부하를 통과한 전류를 스위칭 온/오프 시키는 전력 스위치와;
    양단이 상기 부하의 출력측과 입력측에 각각 연결됨으로써 상기 부하에 병렬 연결되며, 상기 부하의 출력측으로부터 입력측을 향해 전류가 흐르는 방향으로 설치되어, 상기 전력 스위치가 스위칭 오프된 경우에는, 상기 구동 코일에 충전된 전류를 상기 부하로 방전시키는 환류 다이오드와;
    상기 전력 스위치의 게이트 단에 연결되어 상기 스위칭 온/오프를 제어하는 펄스형 구동신호 발생기와;
    상기 구동 코일에 흐르는 전류가 설계값 이상인 경우 차단 신호를 발생시킴으로써, 상기 전력 스위치를 스위칭 오프시키는 차단 판정기; 및
    상기 부하에 전원을 공급하는 도중에, 정류전압 한 주기를 단위로 상기 구동신호 발생기의 스위칭 온 시간부터 상기 차단 판정기의 스위칭 오프 시간까지인 조절기간을 측정하여 최소 조절기간을 구하여 저장하고, 다음 주기의 전원공급부터는 상기 구동신호 발생기의 구동 펄스폭이 상기 저장된 조절기간과 일치되도록 제어하는 펄스폭 제어기;를 포함하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    상기 구동 코일에 흐르는 전류가 0[A]인 시간을 시작점으로 하고, 상기 설계값에서 상기 차단 판정기가 작동한 시간을 종료점으로 하여, 상기 시작점부터 종료점까지의 시간을 상기 조절기간으로 설정하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는, 펄스폭 측정용 비교기 (또는 펄스폭 조정용 판정기)를 더 포함하고, 상기 구동 코일에 흐르는 전류가 0[A]인 시간을 시작점으로 하고, 상기 설계값 미만에서 상기 펄스폭 측정용 판정기가 작동한 시간을 종료점으로 하고, 상기 시작점과 종료점을 이용하여 상기 구동 코일에 흐르는 전류의 기울기를 측정하며, 상기 전류의 기울기에 따라 상기 조절기간을 설정하는 것
    또는
    상기 펄스폭 측정용 비교기의 작동횟수가 소정의 수치가 되도록 상기 조절기간을 설정하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    상기 구동신호 발생기의 주파수가 고정이고, 상기 주파수의 1주기 이내에서 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전되도록 상기 구동신호 발생기를 제어(고정 주파수 방식)하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전된 후에 즉시 다음 구동 펄스를 발생시키도록 고정 차단 방식 또는 고정 차단기간 방식(고정 방전기간 방식)을 이용하여 상기 구동신호 발생기를 제어하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  6. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    상기 구동펄스폭을 고정하여 상기 구동코일이 충전되는 시간을 일정하게 하고,
    상기 부하에 공급 가능한 입력전원 중 가장 작은값의 입력전원이 공급된 경우, 상기 구동 코일에 충전된 전류가 완전 방전 후에 바로 다음 구동 펄스를 발생시키도록 상기 구동신호 발생기를 제어하고, 가장 큰 값의 입력전원이 공급된 경우 상기 구동코일에 충전된 전류가 완전 방전 후에 추가의 차단기간을 가지고 다음 구동펄스를 발생시키도록 고정 차단 방식 또는 고정 차단기간 방식(고정 방전기간 방 식)을 이용하여 상기 구동신호 발생기를 제어하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  7. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    상기 조절기간의 연산을 수행하는 마이크로 프로세서와;
    상기 구동신호 발생기의 스위칭 온 시간과 상기 차단 판정기의 스위칭 오프 시간을 측정하여 상기 마이크로 프로세서에 제공하기 위한 타이머; 및
    상기 마이크로 프로세서에서 연산한 상기 조절기간을 저장하는 메모리;를 포함하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 펄스폭 제어기는,
    외부와의 통신을 위한 통신부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  9. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 전력 스위치를 통과한 전류가 흐르는 경로가 2개로 구성되어 있으며,
    상기 2개의 경로 중 하나는 접지 단자와 연결되어 있고, 다른 하나는 상기 차단 판정기와 연결되어, 상기 접지 단자로 흐르는 전류가 상기 차단 판정기로 흐르는 전류보다 많도록 함으로써, 상기 차단 판정기를 통해 소모되는 전력 소모를 줄일 수 있도록 하는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  10. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 부하는 2개 이상으로 분리되고, 각 분리된 부하에 각각의 구동코일 및 전력 스위치를 설치하고, 상기 각 전력 스위치들은 소정의 시간차를 두고 구동되는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  11. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 정류회로의 입력단 또는 출력단에는 저역통과 필터가 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 저역통과 필터는, 필터 코일과 필터 콘덴서로 구성되고,
    상기 필터 코일의 제1단자는 정류회로에 연결되고, 상기 필터 코일의 제2단자는 부하에 연결되며, 상기 필터 콘덴서의 제1단자는 상기 필터 코일의 제2단자에 연결되고, 상기 필터 콘덴서의 제2단자는 접지되며, 상기 필터 콘덴서의 용량은 1uF 이하인 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  13. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 펄스형 구동신호 발생기와, 상기 차단 판정기 및 상기 펄스폭 제어기는하나의 패키지(Package)로 구현되어 있는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급장치.
  14. 제1항 내지 제3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 부하는 1개 이상의 발광다이오드 스트링(string)를 포함하며, 상기 각 발광다이오드의 스트링은 각각 시간차를 갖고 정전력이 공급되는 것을 특징으로 하는 능동형 정전력 공급 장치.
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