CN1145254C - 切换电源设备 - Google Patents

Abstract

一种切换电源设备，用于实现电力损耗的减小和切换电源部分的转换效率的改善。通过对交流电源进行整流和平波而获得的电压被提供给一个振荡驱动电路和一个切换电路部分。该切换电路部分的一个输出点经过谐振电容器、扼流圈、以及绝缘式转换器变压器的初级绕组而接地。这种转换器变压器中设置了用于获得+B电压的次级绕组、用于获得高电平输出电压的高压绕组等。一个可饱和电抗器与次级绕组相连。

Description

切换电源设备

技术领域

本发明涉及一种切换电源设备，该设备适合于用在其中用例如阴极射线管显示高分辨率视频信号的计算机显示监测器或大尺寸电视图象接收器中。更具体地说，本发明涉及在采用例如阴极射线管的显示监测器或电视图象接收器中使得能够产生多个电压，包括有效地产生高电压。

背景技术

作为用在用于显示高分辨率视频信号的计算机显示监测器等中的电源设备，以前采用的是诸如图9所示的设备。这种设备采用了绝缘式切换电源电路、水平偏转电路、以及高电压发生电路。

即，在图9中，一种商业可获得的交流电源(AC)100通过一种二极管桥整流电路101而与一平波电容器102相连。电容器102的负极端接地，且其正极端通过一个电阻103与一个振荡驱动电路104相连。电容器102的这种正极端通过包括切换元件Qa1和Qa2的串联电路的一个切换电路部分105而接地。且这些切换元件Qa1和Qa2得到驱动，从而使这些元件能够被振荡驱动电路104以预定的频率交替地导通。

进一步地，切换电路部分105构成了一个半桥电路；电容器102的正极端与切换元件Qa1的漏极相连；且切换元件Qa2的源极接地。另外，切换元件Qa1和Qa2分别并联有缓冲二极管Da1和Da2。且切换元件Qa1的源极与切换元件Qa2的漏极之间的连接点通过一个谐振电容器106、一个扼流圈107、以及绝缘式转换器变压器108的初级绕组La1而接地。

其结果，有一个谐振电流流入了转换器变压器108的初级绕组La1，该电流根据振荡驱动电路104的振荡频率而得到倒相。因而，构成了电流-谐振类型的所谓的“单独激励式”的转换器电源电路。即，在此电路中，在转换器变压器108的初级侧的基本操作的典型情况被显示在图10A至10C中。在这些图10A至10C中，当切换元件Qa1被来自图10A中所示的振荡驱动电路104的驱动脉冲输出置于“导通”时产生的等价电路在图10B中显示。且当切换元件Qa2被该驱动脉冲置于“导通”时产生的等价电路在图10C中显示。

在此方面，当切换元件Qa1被置于“导通”时，与图10B中的等价电路中的切换元件Qa1相应的一个开关201被闭合。因此，构成了一个串联分辨率电路，它包括与电容器102的正极端相应的一个直流电压源203、一个谐振电容器106、包括扼流圈107和初级绕组La1的一个电感器204、以及一个电阻205。且利用直流电压源203作为电源，使一个正极性的谐振电流通过开关201而流过该电路。

随后，当切换元件Qa2被置于“导通”时，与图10C中的等价电路中的切换元件Qa2相应的一个开关202闭合。因而，通过该开关202，一个负极性的谐振电流流过由谐振电容器107、电感器204、以及电阻205组成的串联谐振电路。且以此方式正极性和负极性的谐振电流根据来自振荡驱动电路104的驱动脉冲输出交替地得到产生，从而使具有所希望的频率的交流电流流过串联谐振电路。

进一步地，流过图10A至10C中所示的各个等价电路的相应部分的电流的波形在图11A至11C中得到显示。在此，图11A和11B显示了分别流过切换元件Qa1和Qa2中的电流IQ1和电流IQ2的波形，而图11C显示了流过串联谐振电路的谐振电流11的波形。另外，在图12中，显示了流过串联谐振电路的谐振电流11与频率f之间的关系。在图12中，f0表示了图10A至10C的串联谐振电路的谐振频率，且fsw表示了受到振荡驱动电路104驱动的切换电路部分105的重复操作频率。

在此情况下，假定C、L和R分别代表谐振电容器106、电感器204和电阻205的值，且Z表示串联谐振电路相对各个频率ω的阻抗。

在此假定下，导纳Y由以下的公式1表示：

$Y=1/Z=\frac{R-j(\mathrm{\ωL}-1/\mathrm{\ωC})}{R^2+{(\mathrm{\ωL}-1/\mathrm{\ωC})}^2}----1$

另一方面，串联谐振电路的谐振频率f0由以下公式2表示。

$f0=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\left(\mathrm{LC}\right)}}----2$

在此，由于电流I与公式1的Y成正比，当用Y表示相对于频率的电流I的幅度时，其变化如图12的曲线所示。谐振电流在谐振频率f0处有最大值。另外，包括切换元件Qa1和Qa2的切换电路部分105的重复操作频率fsw被这样设定，即沿着该谐振电流曲线的右边移动，即使得在这些频率下fsw＞f0的关系得到满足。

在此方面，按照上述基本操作，现在详细描述图9的整个电路的操作。在图9的电路构造中的电源电路的切换操作的进行如下。首先，用通过对可商业获得的交流电源100(它通过二极管桥整流电路101而得到闭合)进行整流而获得的整流电流作为充电电流，在平波电容器102的两端上产生一个整流和平波的电压。进一步地，利用这种整流和平波的电压作为操作电源，一个电源通过电阻103被提供给振荡驱动电路104。且在振荡驱动电路104中交替产生的驱动脉冲被分别提供给切换元件Qa1和Qa2。

且以一定的时序，从振荡驱动电路104，例如一个正驱动脉冲被提供给切换元件Qa1，且相反地一个负驱动脉冲被提供给构成切换电路部分105的另一切换元件Qa2。作为其结果，切换元件Qa1变为“导通”且切换元件Qa2变成“关断”。随后，一个正极性谐振电流经切换元件Qa1被提供给包括谐振电容器106、扼流圈107、和绝缘式转换器变压器108的初级绕组La1构成的串联谐振电路。

进一步地，在下一个时序，从振荡驱动电路104，例如一个负驱动脉冲被提供给切换元件Qa1，且相反地一个正驱动脉冲被提供给构成切换电路部分105的另一切换元件Qa2。结果，切换元件Qa1立即变为“关断”且切换元件Qa2变为“导通”。随后，一个负极性谐振电流通过切换元件Qa2被提供给包括电容器106、扼流圈107、以及绝缘式转换器变压器108的初级绕组La1的串联谐振电路。

借助通过重复进行的这种操作而获得的串联谐振电流，转换器变压器108得到激励。而且，交流输出电压从在转换器变压器108的次级侧的次级绕组La2、La3、La4和La5而取出。进一步地，整流电路(二极管)109、110、111和112以及用于从这些交流输出电压取出直流电压的平波电路(电容器)113、114、115和116分别与这些次级绕组La2、La3、La4和La5相连。

以此方式，从转换器变压器108的次级绕组La2、La3、La4和La5，通过整流电路109、110、111和112以及平波电路113、114、115和116，取出了所谓的“+B电压”(其电压值为E0)-它变成例如一个水平偏转电路或一个高压发生电路的电源电压，以及被用作各个信号操作电路的电源电压的其他电压(它们的电压值是E2、E3和E4)。

另外，至从转换器变压器108的次级绕组La2获得的且变为水平偏转电路或高压发生电路的电源电压的所谓“+B电压”的恒定电压的变换，是以例如如下方式进行的。即，假定例如阴极射线管上显示的图象的亮度由于高压负载波动而上升，从而增大，或者显示在阴极射线管上的图象的水平幅度波动而变宽。随后，相对于+B电压的负载增大。其结果，+B电压的电压值E0倾向于波动，从而变小。

在此方面，这种电压波动被从包括电阻117和118的电压探测部分获得，并被一个控制电路119进行误差放大。随后，所产生的电压经过用于进行恒定电压控制系统的绝缘的光电耦合器120而被送到振荡驱动电路104以控制和驱动切换电路部分105的频率。而且，来自振荡驱动电路104的与该电压相应的驱动脉冲输出的操作频率被适当控制，从而变低。其结果，切换电路部分105的切换频率fsw减小。

在此，在上述电源电路中，切换电路部分105的切换频率fsw被设定得高于由谐振电容器106、扼流圈107、和绝缘式转换器变压器108的初级绕组La1构成的串联谐振电路的谐振频率。因此，在切换频率fsw已经被如此控制而变低的情况下，这种切换频率fsw趋向图12的串联谐振电路的谐振频率f0。其结果，流过初级绕组La1的激励电流增大，从而实现恒定电压变换。

相反地，假定阴极射线管上显示的图象的亮度减小而使高压负载波动减小，或者显示在阴极射线管上的图象的水平幅度波动而变窄。此时，+B电压的电压值E0波动而变大。因此，以与上述相同的方式，控制信号通过光电耦合器120而被送到振荡驱动电路104。因而，来自振荡驱动电路104的与该产生电压相应的驱动脉冲输出的操作频率得到控制而变高。其结果，切换电路部分105的切换频率fsw增大。

因此，在切换频率fsw已经被控制而变高的情况下，切换频率fsw变得与图12的串联谐振电路的谐振频率f0相分离。其结果，流过转换器变压器108的初级绕组La1的激励电流受到抑制，从而实现了至恒定电压的变换。另外，此时，对于从同一转换器变压器108的次级绕组La3、La4和La5获得的其他电压(它们的电压值是E2、E3和E4)，通过所谓的“交叉调整”，也基本上实现了至恒定电压的变换。

进一步地，以该方式从转换器变压器108的次级绕组La2获得的+B电压通过例如一个水平幅度pin畸变校正电路121，而被提供给由水平振荡驱动电路122、水平输出电路123和水平偏转轭124构成的水平偏转电路。另外，从转换器变压器108的次级绕组La2获得的+B电压也作为由一个高压振荡驱动电路125、切换电路部分126、控制电路127、以及高压变压器128构成的高压发生电路的电源而得到提供。

以下描述高压发生电路。在图9中，该高压发生电路由单独激励式电流谐振式转换器构成。且切换元件Qa3的漏极与+B电压相连，且切换元件Qa4的源极接地，从而使构成切换电路部分126的两个切换元件Qa3和Qa4可构成一个半桥电路。另外，在切换元件Qa3和Qa4的源极与漏极之间，分别连接了缓冲二极管Da3和Da4。

进一步地，一个谐振电容器129、扼流圈130、以及诸如回扫变压器(FBT)的高压变压器128与切换元件Qa3的源极与切换元件Qa4的漏极之间的连接点相串联。而且，具有不同极性且用于使切换元件Qa3和Qa4以半周期为单位交替处于“导通”和“关断”的整流驱动脉冲从高压振荡驱动电路125被提供至这些切换元件。

即，具有上述构造的高压发生电路的切换操作是以如下方式进行的。首先，当电源被从+B电压经电阻131提供至高压振荡驱动电路125从而使+B电压被提供至该高压发生电路时，一个正驱动脉冲被从高压振荡驱动电路125提供至切换元件Qa3。因而，切换元件Qa3变为“导通”。另外，经过切换元件Qa3，一个正谐振电流被提供给谐振电容器129并提供至高压变压器128的初级绕组Lb0。

随后，一个负驱动脉冲被提供给切换元件Qa3，且与此相反地，一个正驱动脉冲被提供给切换元件Qa4。因而，切换元件Qa3立即变为“关断”且切换元件Qa4变为“导通”。因此，经过切换元件Qa4，一个负谐振电流被提供给谐振电容器129并提供至高压变压器128的初级绕组Lb0。通过重复进行这种操作，串行的谐振电流激励了高压变压器128。因而，从高压变压器128的次级侧上的高压绕组Lb1至Lb9获得了交流输出电压。

进一步地，通过对于正和负交流电压进行全波整流，对于绕组Lb1至Lb9，绕组Lb6至Lb9和二极管Db6至Db9彼此串联。而且，绕组Lb1和Lb4分别串联有二极管Da1至Db5，从而具有与绕组Lb6至Lb9的极性相反的极性。随后，两组绕组彼此相连。另外，其一端开放的绕组Lb5与该连接部分相连。而且，通过等价地提供平波电容，从绕组Lb1至Lb4获得的整流电压和从绕组Lb6至Lb9获得的整流电压被串行累加。因而通过采用一个输出电容器132而获得了高压输出电压EHT。

而且，至从高压绕组Lb1至Lb9获得的高压输出电压EHT的恒定电压的转换，是以与在图10的等价电路的情况下相同的方式进行的，例如如下。即，在此高压发生电路中，假定f01表示由串联谐振电路129、扼流圈130、以及高压变压器128的初级绕组Lb0构成的串联谐振电路的谐振频率，则预先进行以下设定。即，半桥转换器构成的切换电路的切换频率fsw1被设定为高于谐振频率f01。

在此方面，假定显示在例如一个阴极射线管上的图象的亮度增大而使高压负载发生波动而增大，高压输出电压EHT发生波动而减小。这种电压波动被由电阻133和134构成的一个电压探测电路获得。且通过控制电路127的操作而获得的一个控制信号被提供给高压振荡驱动电路125。因而，从高压振荡驱动电路125与该产生的电压相应地输出的驱动脉冲的操作频率得到控制而变低。其结果，假定fsw1表示切换元件Qa3和Qa4的切换频率，这种切换频率fsw1减小。

相反地，假定显示在阴极射线管上的图象的亮度减小而使高压负载发生波动而减小，高压输出电压EHT发生波动而增大。这种电压波动被由电阻133和134构成的电压探测电路取出。且通过控制电路127的操作而获得的一个控制信号被提供给高压振荡驱动电路125。因而，从高压振荡驱动电路125输出的与该所产生的电压相应的驱动脉冲的操作频率得到控制而变高。结果，切换元件Qa3和Qa4的切换频率fsw1增大。

因此，在前述高压发生电路的设定中，当显示在阴极射线管上的图象的亮度增大并使高压负载增大时，高压输出电压EHT发生波动而降低。因此，切换频率fsw1得到控制而降低。然而，此时切换频率fsw趋向于串联谐振电路的谐振频率f01。因此，流过初级绕组Lb0的激励电流增大，从而实现了至恒定电压的转换。

相反地，当显示在阴极射线管上的图象的亮度减小并使得高压负载发生波动而减小时，高压输出电压EHT发生波动而增大。因此，切换频率fsw1得到控制而增大，从而使切换频率fsw离开串联谐振电路的谐振频率f01。因此，流过初级绕组Lb0的激励电流受到抑制，从而实现了至恒定电压的转换。

进一步地，高压变压器128中除了被提供有激励电流的初级绕组Lb0之外还设置有用于获得电压E1的次级绕组Lc1，该电压E1被用作用于保护电路的探测电压，以及用于获得高压输出电压EHT以向阴极射线管提供一个阳极电压的高压绕组Lb1至Lb9，作为次级绕组。且从这种高压变压器128的次级绕组Lc1取出的交流输出电压通过整流二极管Dc1而被提供给平波电容器135。因而，获得了电压E1，该电压被用作用于保护电路的探测电压。

进一步地，在图13中，以框图方式显示了上述转换设备的整个构造，该设备包括了绝缘式切换电源电路、水平偏转电路、以及高压发生电路。在图13中，商业可获得的交流电源在一种交流整流/平波电路301中得到整流。利用借助这种整流获得的整流电流作为充电电流，在平波电容器的两端上获得了整流/平波的电压。这种整流/平波的电压被用作操作电源。且使得一个转换电路303用从振荡驱动电路302获得的驱动脉冲进行切换操作。一个转换变压器304因而得到激励，且从这种转换器变压器304，获得了一个输出电压。

利用如此获得的输出电压，使水平输出电路306利用从水平振荡驱动电路305获得的驱动脉冲进行切换操作。因而，一个偏转电流被提供给一个水平偏转轭307。与此同时，来自转换器变压器304的一个输出电压被提供给一个控制电路308，且来自该控制电路308的一个控制信号被提供给振荡驱动电路302。这样，来自转换器变压器304的输出电压得到了稳定。

另外，利用从转换器变压器304获得的输出电压，一个高压输出电路310利用从高压振荡驱动电路309获得的驱动脉冲进行切换操作。因而，一个高压变压器311得到激励，以从高压变压器311产生一个高压。因此，一个高压被提供给阴极射线管312的阳极。与此同时，高压变压器311的输出电压被提供给一个控制电路313，来自该控制电路的一个控制信号被提供给高压振荡驱动电路309。因此，来自高压变压器311的输出电压得到了稳定。

以此方式，+B电压和高压以及其他的电压得到形成。然而，在上述传统的切换电源设备中，从经济的观点和能源利用效率的角度看，有需要改进的问题。即，第一个问题是在切换电路部分中的电能损失，且第二个问题是在切换转换器输出变压器中的转换效率。这两个问题将在下面得到说明。

即，作为第一个问题，这种切换电源设备具有一种电路构造，它包括具有提供多个恒定电平的输出电压的功能的电源电路部分。另外，该电路构造包括一种单独高压发生电路部分，用于获得高度精确的高压负载特性。因此，不可避免的是，切换电路部分形成了两系统构造。在此，以这样的方式分别地提供高压发生电路，在特性上肯定是非常有利的。然而，产生了一个缺点，即电路构造变得复杂，且切换电路部分的电力损失增大。

另外，作为第二个问题，这种切换电源设备的电源电路部分中带有一种绝缘式转换器变压器，用于使其与接地的地相绝缘。且它还带有其高压发生电路部分中的非绝缘型高压变压器-诸如回扫变压器。因此，输出转换器变压器不得不具有使其被双重设置的构造。因此，在其中高电平输出电压利用切换装置而取出以进行切换操作并把从可商业获得的交流电源获得的整流/平波的电压用作操作电源的构造中，直流至直流的转换效率降低。因此，这种设备在节省电力方面有问题。

发明内容

本发明就是考虑到上述问题而作出的，且在上述传统的切换电源设备中的所要解决的问题包括，第一，切换电路部分的电力损失的问题，以及第二，切换转换器输出变压器部分的转换效率的问题。

本发明的切换电源设备包括：切换装置，用于利用直流电压作为其工作电源进行其切换操作；振荡驱动装置，它与切换装置相连，从而以给定的振荡频率驱动切换装置；初级绕组，它在一种谐振状态下受到切换装置的切换操作的驱动；第一控制装置，它利用从与相对于初级绕组的第一次级绕组相连的第一整流电路的输出获得的控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；可饱和电抗器，它与相对于第一次级绕组的第二次级绕组相连；以及第二控制装置，它利用从与可饱和电抗器相连的第二整流电路的输出获得的控制信号，控制可饱和电抗器的电感。

由于上述原因，在本发明中，采用了减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了控制装置，该控制装置使得切换输出电路进行其切换操作的操作的电力损失能够比较小，且它与进行其切换操作的切换输出电路相连以进行能够以小的电力损失进行切换频率控制和电感控制。根据这种构造，可以提供能够投入实用的切换电源设备。

另外，本发明提供一种切换电源设备，包括：切换装置，用于利用直流电压作为其工作电源来进行其切换操作；振荡驱动装置，它与该切换装置相连，从而以给定的振荡频率驱动切换操作；第一初级绕组，它在谐振状态下受到切换装置的切换操作的驱动，从而构成第一转换器变压器的一部分；第一控制装置，它通过利用从与相对于第一初级绕组的第一次级绕组相连的第一整流电路的输出获得的控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；第二初级绕组，它与第一初级绕组平行设置，从而构成了第二转换器变压器的一部分；可饱和电抗器，它与该第二初级绕组串联；以及第二控制装置，它通过利用从与相对于第二初级绕组而设置的第二次级绕组相连的第二整流电路的输出获得的控制信号，来控制可饱和电抗器的电感。

附图说明

图1是构造图，显示了根据本发明的切换电源设备的第一实施例；

图2是说明其主要部分的视图；

图3是显示其整个构造的框图；

图4是显示根据本发明的切换电源设备的第二实施例的构造图；

图5是显示根据本发明的切换电源设备的第三实施例的构造；

图6用于说明其主要部分；

图7是显示根据本发明的切换电源设备的第四实施例的构造图；

图8A和8B用于说明其构造；

图9是显示传统切换电源设备的构造图；

图10A至10C用于说明其操作；

图11A至11C是用于说明其的波形图；

图12是用于说明其的特性图；

图13是显示该转换设备的整个构造的框图。

具体实施方式

现在结合附图描述本发明。图1是框图，显示了本发明所应用于的切换电源设备的第一实施例的构造。

在图1中，一个商业可获得的交流电源(AC)10通过一个二极管桥整流电路11与一个平波电容器12相连。电容器12的一个负极性端接地且其正极性端通过一个电阻13与一个振荡驱动电路14相连。同时，电容器12的正极性端通过一个切换电路部分15接地，该切换电路部分15由例如包括诸如功率MOS-FET晶体管的切换元件Q1和Q2构成的串联电路构成。且这些切换元件Q1和Q2受到振荡驱动电路14的驱动而变为以预定的频率交替导通。

进一步地，这种切换电路部分15构成了一个半桥电路。电容器12的正极性端与切换元件Q1的漏极相连，且切换元件Q2的源极接地。另外，切换元件Q1和Q2分别并联有缓冲二极管D1和D2。且切换元件Q1的源极与切换元件Q2的漏极之间的连接点通过一个谐振电容器16、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级绕组L1而接地。

其结果，一个谐振电流流入了转换器变压器18的初级绕组L1，该谐振电流的极性按照振荡驱动电路14的振荡频率而被倒相。因而，构造了所谓的转换器电源电路的电流谐振类型的所谓“单独激励类型”。如上构成的电源电路的切换操作如下。首先，在商业可获得的交流电源10被闭合时，一个正驱动脉冲从振荡驱动电路14被提供给切换元件Q1，因而被置于“导通”。随后，一个正谐振电流经过切换元件Q1而被提供给谐振电容器16、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级侧的初级绕组L1。

随后，一个负驱动脉冲被提供给切换元件Q1，且与此相反地，一个正驱动脉冲被提供给切换元件Q2。因此，切换元件Q1立即被置于“关断”且切换元件Q2被置于“导通”。其结果，一个负极性的谐振电流经过切换元件Q2被提供给谐振电容器16、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级绕组L1。这种操作被重复进行。因此，转换器变压器18受到串行谐振电流的激励，从而从转换器变压器18的次级侧上的每一个相应的绕组取出交流输出电压。

进一步地，使转换器变压器18具有一种绝缘型构造。且在其初级侧，如上所述地，提供了初级绕组L1，而激励电流被提供给该初级绕组L1。在转换器变压器18的次级侧，提供了用于获得主要用作水平偏转电路的电源电压的一个+B电压的一个次级绕组L2、用于获得其他电压(电压值E2至E4)的次级绕组L3至L5、用作次级绕组的高压绕组L6至L14、以及用于获得用作用于一个保护电路的探测电压的电压E1的一个次级绕组L15，其中在高压绕组L6至L14中提供了整流电路以获得用于提供阴极射线管的阳极电压的高压输出电压EHT。

在此，为了对正和负交流电压进行全波整流，高压绕组L6至L14的构造如下。绕组L11至L14和二极管D11至D14彼此串联，而绕组L6至L9且二极管D6至D10彼此串联，从而使绕组L6至L9可具有与绕组L11至L14相反的极性。随后，两组绕组彼此相连。另外，该连接点与一端开放的一个绕组L10相连。因而，与提供一个平波电容器等价地，从绕组L6至L9和绕组L11至L14获得的整流电压被串行累积，从而经过输出电容器19而获得了高压输出电压EHT。

从这些高压绕组获得的高电平输出电压EHT至恒定电压的转换如下进行。假定例如商业可获得的交流电源10的输入电压值减小，或者显示在阴极射线管上的图象的亮度增大了且高压负载因而发生波动而增大。在此情况下，高电平输出电压EHT发生波动而减小。此时，这种电压波动被一个由电阻20和21构成的电压探测电路取出。随后，从而一个控制电路22获得的一个控制信号通过一个用于隔离该转换-至-恒定电压系统的光电耦合器23而被提供给振荡驱动电路14。

控制是这样进行的，即使得来自振荡驱动电路14的驱动脉冲输出的工作频率可响应于该控制信号而减小。结果，在fsw2代表构成切换电路部分15的切换元件Q1、Q2的切换频率的假定下，这种切换频率fsw2减小。在此，在上述电路中，以下的设定被预先进行。即，由半桥式转换器构成的切换电路部分15的切换频率fsw2被设定为高于由谐振电容器16、扼流圈17以及转换器变压器18的初级绕组L1构成的串联谐振电路的谐振频率。

因此，在上述情况下，当显示在阴极射线管上的图象的亮度增大且高压负载因而增大时，高电平输出电压EHT发生波动而减小。其结果，控制被这样进行，即使得切换频率fsw2可减小。然而，假定f02代表串联谐振电路的谐振频率，此时，切换频率fsw2趋向于该谐振频率f02。其结果，流过转换器变压器18的初级绕组L1的激励电流增大，从而实现至从高压绕组获得的高电平输出电压EHT的恒定电压的转换。

相反地，假定商业可获得交流输入电压增大了，或者显示在阴极射线管上的图象的亮度减小了且高压负载因而发生了波动而减小了。在此情况下，高电平输出电压EHT发生波动从而增大。且由于电压的这种波动而产生的控制信号通过如上所述的光电耦合器23而被送到振荡驱动电路14。且控制被如此进行，即使得来自振荡驱动电路14的驱动脉冲输出的工作频率能够与波动电压相应地增大。结果，切换元件Q1、Q2的切换频率fsw2增大。

即，在显示在阴极射线管上的图象的亮度已经减小且高压负载因而发生波动而减小的情况下，高电平输出电压EHT发生波动而增大。因此，控制被这样进行，即使得切换频率fsw2可增大，从而使切换频率fsw2离开串联谐振电路的谐振频率f02。其结果，流过转换器变压器18的初级绕组L1的激励电流受到抑制。因此，实现了至从高压绕组获得的高电平输出电压EHT的恒定电压的转换。

进一步地，整流电路(二极管)24、25、26和27与用于从它们相应的交流输出电压取出直流电压的次级绕组L2、L3、L4和L5和平波电路(电容器)28、29、30和31相连。以此方式，从转换器变压器18的次级绕组L2、L3、L4和L5取出了变成水平偏转电路或高压发生电路的电源电压的所谓+B电压(电压值E0)和分别用作各个信号工作电路的电源电压的其他电压(电压值E2、E3和E4)。

至从转换器变压器18的次级绕组L2取出的+B电压(电压值E0)的恒定电压的转换的进行如下。即，一个可饱和电抗器32与转换器变压器18的次级绕组L2相串联，用于进行进行恒定电压控制的转换。且采用了一种方法，以通过控制这种可饱和电抗器32的电感来控制从次级绕组L2取出的+B电压。

为此，可饱和电抗器32由具有一个控制绕组NC和一个受控绕组NR的一个正交交叉式可饱和电抗器构成，如图2所示。且可饱和电抗器32的受控绕组NR与转换器变压器18的次级绕组L2串联，同时使得与通过探测+B电压的波动而获得的控制信号相应的一个控制电流流入控制绕组NC。因而，与次级绕组L2串联的受控绕组NR的电感受到控制。

即，在图1中输出电压E0例如增大的情况下，这种输出电压E0被探测电阻33、34探测到。随后，当探测电压进一步增大到大体一个基准电压35时，一个倒相比较放大器36的输出减小，从而使一个控制晶体管37的集电极电流减小。这种集电极电流被作为控制电流，从而控制着可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感。在此情况下，该集电极电流使得受控绕组NR的电感能够增大。其结果，输出电压E0被这种电感控制所抑制。

相反地，在输出电压E0已经减小的情况下，输出电压E0的探测电压减小至基准电压35以下。因此，倒相比较放大器36的输出增大。其结果，控制晶体管37的集电极电流增大。这种集电极电流作为控制电流从而控制着可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感。在此情况下，该集电极电流使得受控绕组NR的电感可减小。因此，输出电压E0通过这种电感控制而被增大。因此，实现了至从次级绕组L2取出的+B电压的恒定电压的转换。

以此方式，至高电平输出电压EHT和+B电压(电压值E0)的转换得到进行。另外，此时，从转换器变压器18的次级绕组L3、L4、和L5取出的其他电压(电压值E2、E3和E4)也类似地基本上受到通过所谓“交叉调整”至恒定电压的转换。进一步地，从转换器变压器18的次级绕组L15取出的交流输出电压通过整流二极管D15被提供给平波电容器38。因而，被用作用于保护电路的探测电压的电压E1被取出。

进一步地，在图3中，以框图的形式显示了包括上述绝缘式切换电源电路、水平偏转电路和高压发生电路的整个切换电源设备的构造。在图3中，通过用一种交流整流/平波电路401对商业可获得交流电源进行整流而获得一个整流电流。利用该整流电流作为充电电流，在平波电容器上获得一个整流和平波的电压。利用该整流和平波的电压作为工作电源，并利用从一个振荡驱动电路402获得的一个驱动脉冲，一个转换器电路403进行其切换操作，从而激励一个转换器变压器404。

其结果，从转换器变压器404取出了高电平输出电压EHT、+B电压和其他输出电压。且从转换器变压器404产生的高压被提供给阴极射线管405的阳极和控制电路406。因此，来自该控制电路406的一个控制信号被提供给振荡驱动电路402，从而使来自转换器变压器404的高电平输出电压EHT得到稳定。

进一步地，来自转换器变压器404的输出电压被提供给包括上述可饱和电抗器32的一个控制电路407，从而使来自该控制电路407的控制信号被提供给转换器变压器404。因此，来自它的输出电压得到稳定。利用如此得到稳定的输出电压，并利用从水平振荡驱动电路408获得的驱动脉冲，一个水平输出电路409进行其切换操作。其结果，一个偏转电流被提供给一个水平偏转轭410。

因此，在这种切换电源设备中，采用了用于减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了使切换输出电路进行其切换以便以小的电力损失进行工作的控制装置，且该控制装置与进行其切换操作的切换输出电路相连，从而进行能够以小的电力损失进行的切换频率控制和电感控制。根据这种构造，可以提供一种能够被投入实际使用的切换电源设备。

其结果，传统的切换电源设备的第一个缺点是切换电路部分中的电力损失的问题，且其第二个缺点是切换转换器输出变压器中的转换效率的问题，而本发明能够方便地解决这些问题。

以下结合图4描述本发明的第二实施例。应该注意的是，在此第二实施例中，转换器变压器由多个绝缘式转换器变压器构成。

即在图4中，转换器变压器18a、18b各自构成了图1中显示的上述转换器变压器18的一部分。且第一转换器变压器18a由提供有激励电流的一个初级绕组L1a、作为次级绕组并用于获得提供给例如阴极射线管的阳极的高电平输出电压EHT的高压绕组L6至L14、以及用于获得被用作用于保护电路的一个探测电压的电压E1的次级绕组L15构成。

另外，第二转换器变压器18b由以下部分构成：一个初级绕组L1b，它被提供有激励电流；以及一个次级绕组L2、L3、L4和L5，它们主要用于获得被用作水平偏转电路的电源电压的一个+B电压(电压值E0)和其他电压(电压值E2、E3和E4)。在此实施例中，用于进行其至恒定电压转换控制的一个可饱和电抗器32与第二转换器变压器18b的初级绕组L1b串联。其余部分的构造如图1中的情况，且与图1中的相同的部分用相同的标号表示。

且在图4中，谐振电容器16的一端与切换元件Q1的源极与切换元件Q2的漏极之间的连接点串联，从而使构成切换电路部分15的两个切换元件Q1和Q2可构成半桥电路。该谐振电容器16的另一端经过扼流圈17而与第一转换器变压器18a的初级绕组L1a的一端相连，且初级绕组L1a的另一端与地相连。

另外，谐振电容器16的另一端与可饱和电抗器32相连，而可饱和电抗器32与第二转换器变压器18b的初级绕组L1b的一端相连，且初级绕组L1b的另一端接地。其结果，扼流圈17和第一转换器变压器18a的初级绕组L1a以及可饱和电抗器32和第二转换器变压器18b的初级绕组L1b形成了一个并联电路。

在此，如上构造的电源电路的切换操作进行如下。首先，在商业可获得的交流电源10闭合时，一个正驱动脉冲从振荡驱动电路14被提供给切换元件Q1，从而使该切换元件Q1变成“导通”。因此，一个正极性的谐振电流经过切换元件Q1被提供给谐振电容器16和第一和第二转换器变压器18a和18b的初级绕组L1a和L1b，该谐振电流对应于形成该串联谐振电路的复合电感的电感值。

随后，一个负驱动脉冲和一个正驱动脉冲分别被提供给切换元件Q1和切换元件Q2。因此，切换元件Q1被置于“关断”且切换元件Q2被置于“导通”。结果，与上述操作相反地，一个负极性的谐振电流经过切换元件Q2被提供给谐振电容器16和第一和第二转换器变压器18a和18b的初级绕组L1a和L1b。通过重复进行这种操作，输出变压器通过正/负极性的谐振电流而受到激励。因此，从第一和第二转换器变压器18a和18b的次级绕组取出了交流输出电压。

且在此设备中，至从第一转换器变压器18a的次级绕组L6至L14取出的高电平输出电压EHT的恒定电压的转换的进行如下。假定例如商业可获得交流电压10减小了，或者显示在阴极射线管上的图象的亮度增大了，且高压负载因而波动而增大了。在此情况下，高电平输出电压EHT发生波动而减小。

此时，这种电压波动被电阻20和21构成的一个电压探测电路取出。随后，从控制电路22获得的控制信号通过用于隔离恒定电压转换控制系统的光电耦合器23而被提供给振荡驱动电路14。控制是这样进行的，即使得来自振荡驱动电路14的驱动脉冲输出的工作频率能够与这种电压相应地减小。结果，在fsw3表示切换元件Q1、Q2的切换频率的假定下，这种切换频率fsw3减小了。

相反地，假定商业可获得交流输入电压10增大了，或者显示在阴极射线管上的图象的亮度减小了且高压负载因而发生了波动而减小了。在此情况下，高电平输出电压EHT发生波动从而增大。且在前述状态下，这种电压波动通过光电耦合器23而被提供给振荡驱动电路14。且控制被如此进行，即使得从振荡驱动电路14输出的驱动脉冲的工作频率能够与该电压相应地增大。结果，切换元件Q1、Q2的切换频率fsw3增大。

在此，在上述电源电路中，预先进行了以下的设定。即，由半桥型转换器构成的切换电路部分15的切换频率fsw3始终被置于高于由谐振电容器16、扼流圈17和第一转换器变压器18a的初级绕组L1a构成的谐振电路、可饱和电抗器32、以及第二转换器变压器18b的初级绕组L1b的谐振频率f03。

因此，在此电路中，  当显示在阴极射线管上的图象的亮度增大且高压负载因而发生波动而增大时，高电平输出电压EHT发生波动而减小。结果，控制被如此进行，即使得切换频率fsw3可减小。结果，切换频率fsw3趋向于串联谐振电路的谐振频率f03。结果，流过初级绕组L1a的激励电流增大，从而实现了至恒定电压的转换。

相反地，假定显示在阴极射线管上的图象的亮度减小了且高压负载因而发生波动而减小。此时，高电平输出电压EHT发生波动而增大。因此，控制被如此进行，即使得切换频率fsw3可增大，从而使切换频率fsw3离开串联谐振电路的谐振频率f03。结果，流过初级绕组L1a的激励电流受到抑制，从而实现了至恒定电压的转换。

与此相反地，从第二转换器变压器18b的次级绕组L2取出的输出电压E0至恒定电压的转换的进行如下。即，第二转换器变压器18b包括：初级绕组L1b，它被提供有激励电流、次级绕组L2，用于获得被用作例如水平偏转电路的电源电压的+B电压；以及，次级绕组L3、L4和L5，用于获得其他的电压。另一方面，用于进行其至恒定电压转换控制的可饱和电抗器32与第二转换器变压器18b的初级绕组L1b相连。

在此，可饱和电抗器32由控制绕组NC和受控绕组NR构成。可饱和电抗器32以这样的隔离形式构成，即其中控制绕组NC处于距受控绕组NR足够的空间距离。且这种受控绕组NR与第二转换器变压器18b的初级绕组L1b串联。与该控制信号相应并取决于从次级绕组L2取出的输出电压E0的波动的控制电流流入控制绕组NC。其结果，受控绕组NR的电感受到控制。

而且，在此设备中，从次级绕组L2取出的输出电压E通过进行以下的操作而受到至恒定电压的转换。即，在输出电压E例如已经增大的情况下，这种输出电压E0被探测电阻33、34所探测。随后，当探测的电压增大至超过基准电压35时，倒相比较放大器36的输出减小，从而使控制晶体管37的集电极电流减小。这种集电极电流被用作控制电流，从而控制可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感。在此情况下，该集电极电流使得受控绕组NR的电感能够被增大。

结果，通过这种电感控制，流过第二转换器变压器18b的初级绕组L1b的激励电流受到抑制。因而，输出电压E0被转换成恒定电压。即，在此情况下，当输出电压E增大时，倒相比较放大器36的输出减小，从而使控制晶体管37的集电极电流减小。因此，可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感增大。结果，流过第二转换器变压器18b的初级绕组L1b的激励电流，通过这种电感控制，而受到抑制。因此，输出电压E0被转换成恒定电压。

相反地，在输出电压E0减小了的情况下，电阻33、34探测到的探测电压减小至低于基准电压35。因此，倒相比较放大器36的输出增大。其结果，控制晶体管37的集电极电流增大。此时，该集电极电流对可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感进行控制，从而减小该电感。其结果，流过第二转换器变压器18b的初级绕组L1b的激励电流通过这种电感控制而被增大。因此，实现了输出电压E0至恒定电压的转换。应该注意的是，其余的操作的进行方式与上述第一实施例中的相同。

因此，在此设备中，至采用了用于减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了使切换输出电路以小的电力损失进行其切换操作的控制装置，且该控制装置与该切换输出电路相连以进行其切换操作从而进行能够进行电力损失小的切换频率控制和电感控制。根据这种构造，可以提供一种能够被投入实用的切换电源设备。

其结果，传统的切换电源设备的第一个缺点是切换电路部分中的电力损失的问题，且其第二个缺点是切换转换器输出变压器中的转换效率的问题，而本发明能够方便地解决这些问题。

以下结合图5描述本发明的第三实施例。应该注意的是，在此实施例中，振荡驱动电路部分具有自激式构造。

即，在图5中，切换电路部分15利用例如晶体管Qx1和Qx2的双极晶体管设置而构成。谐振电容器16与晶体管Qx1的发射极和晶体管Qx2的集电极之间的连接点相连。进一步地，将要在后面描述的驱动变压器40的激励绕组ND、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级绕组L1彼此串联。因此，形成了具有半桥式串联谐振电路的自激式电流谐振转换器。

另一方面，在此实施例中，提供了驱动变压器40，用于驱动构成切换电路部分15的双极晶体管Qx1和Qx2。在此，在驱动变压器40中，采用了例如一种正交-交叉式可饱和电抗器，该可饱和电抗器如例如图6所示地由驱动绕组NB1、NB2和激励绕组ND以及进行这些绕组的电感控制的控制绕组NC构成，且这些绕组被卷绕在该正交-交叉式可饱和电抗器周围。应该注意的是，这种驱动变压器40不限于这种正交-交叉式可饱和电抗器，而是可以由例如所谓的EI式构成。

一个电阻41和一个谐振电容器42与驱动变压器40的一个驱动绕组NB1的一端相连，从而形成一个串联谐振电路。且驱动变压器40通过这种串联谐振电路与构成切换电路部分15的晶体管Qx1的基极相连。另外，驱动绕组NB1的另一端与晶体管Qx1的发射极相连。进一步地，在晶体管Qx的基极与发射极之间，提供了用作缓冲的二极管43。

而且，驱动变压器40的另一驱动绕组NB2的极性与驱动绕组NB1的相反。一个电阻44和一个谐振电容器45与该驱动绕组NB2的一端相连，从而形成一个串联谐振电路。且通过这种串联谐振电路，这种驱动绕组NB2的一端与构成切换电路部分15的晶体管Qx2的基极相连。另一端与地相连。进一步地，在晶体管Qx2的基极与发射极之间，提供了一个用作缓冲器的二极管46。

其结果，根据驱动变压器40的驱动绕组NB1、NB2的输出，构成切换电路部分15的晶体管Qx1、Qx2受到驱动。借助后面描述的、用于驱动受到可变控制的晶体管Qx1和Qx2的切换频率fsw4，通过后级的倒相变压器18而获得的输出电压受到恒定电压转换控制。即，构成了一种自激式频率控制电路，从而进行这种恒定电压转换控制。

此时，根据上述构造的电流谐振式电源电路的切换操作以如下方式进行。首先，在商业可获得交流电源10闭合时，一个启动电流通过一个电阻47被提供给晶体管Qx1的基极，以实现启动。在此假定晶体管Qx1已经变为“导通”。随后，利用来自电容器12的整流输出电压作为直流电源，通过晶体管Qx1，一个正极性的谐振电流流过谐振电容器16、驱动绕组ND、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级绕组L1。

进一步地，当这种谐振电流变为零时，在驱动变压器40的驱动绕组NB2中产生一个正脉冲，从而使晶体管Qx2处于“导通”。相反地，在驱动变压器40的驱动绕组NB1中产生一个负脉冲，从而使晶体管Qx1处于“关断”。结果，晶体管Qx1立即变为“关断”且晶体管Qx2成为“导通”。其结果，通过晶体管Qx2，一个负极性的谐振电流流过谐振电容器16、驱动绕组ND、扼流圈17、以及转换器变压器18的初级绕组L1。

以此方式，构成切换电路部分15的晶体管Qx1和Qx2按照切换频率fsw4重复地交替变为“导通”和“关断”。因此，正/负极性的激励电流被提供给转换器变压器18的初级绕组L1。其结果，从转换器变压器18的次级侧绕组取出了所希望的交流输出。

在此，转换器变压器18由提供有上述激励电流的初级绕组L1、用于获得高电平输出电压的次级绕组L20、以及用于获得其他电压的次级绕组L2至L5和次级绕组L15构成。可饱和电抗器32与次级绕组L2相连，该可饱和电抗器32被用作进行与如上所述的相同的+B电压E0的恒定电压转换控制的装置。另外，一个诸如Cockcroft-Walton电路的多倍电压增大整流电路与次级绕组L20相连，该整流电路由二极管D21至D28和平波电容器C21至C28构成。进行了相应的构造以获得高电平输出电压EHT。

且在此设备中，高电平输出电压EHT的恒定电压转换控制是以如下方式进行的。即，假定例如已经从由次级绕组L20、二极管D21至D28、以及平波电容器C21至C28构成的8倍电压增大Cockcroft-Walton电路取出的高电平输出电压EHT发生波动而增大。此时，这种电压波动被由电阻20和21构成的电压探测电路所探测。随后，转换器变压器48的集电极电流受到控制从而通过从控制电路22获得的控制信号而增大。

在此，上述驱动变压器40的控制绕组NC的一端与晶体管48的集电极相连，而其另一端与一个电压源49相连。因此，这种集电极电流起着控制电流的作用，从而控制流过由可饱和电抗器构成的驱动变压器40的控制绕组NC的电流，从而使这种控制电流增大。因此，驱动变压器40趋向饱和，因而造成驱动绕组NB1和NB2的电感的减小。结果，自激式振荡电路的振荡频率变高，从而使切换频率fsw4得到控制而增大。

另一方面，假定f04表示上述谐振电容器16、扼流圈17、和转换器变压器18的初级绕组L1形成的谐振频率，由于切换频率fsw4被置于比在上述电路的情况下的谐振频率f04高的范围中，切换频率的增大造成切换频率离开切换频率fsw4。因此，提供给初级绕组L1的激励电流受到抑制。因此，实现了从次级绕组L20取出的高电平输出电压EHT的恒定电压转换。

进一步地，从转换器变压器18的次级绕组L2取出的输出电压E0的恒定电压转换是以如下方式进行的。可饱和电抗器32连接到次级绕组L2，以进行恒定电压转换控制。这种可饱和电抗器32由控制绕组NC和受控绕组NR构成。受控绕组NR与次级绕组L2串联。在此状态下，与该控制信号相应的控制电流与输出电压E0的波动相应地流入控制绕组NC。因此，受控绕组NR的电感受到控制。

即，假定输出电压E0已经由于该输出电压E0的负载条件的改变等而发生波动而增大。此时，如上所述，流入控制绕组NC的控制电流受到控制，从而通过与该电压的波动相应的控制信号而减小。结果，该控制电流使得可饱和电抗器32的受控绕组NR的电感可以增大。因此，流过转换器变压器18的初级绕组L2的激励电流通过该电感的控制而受到抑制，从而实现恒定电压转换。应该注意的是，其余的操作进行的方式与在上述第一实施例中的相同。

因此，在此设备中，也采用了减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了使切换输出电路以小的电力损失进行其切换操作的控制装置，且该控制装置与进行上述切换操作的切换输出电路相连从而以小的电力损失进行切换频率控制和电感控制。根据这种构造，可以提供一种能够被投入实际使用的切换电源设备。

其结果，传统的切换电源设备的第一个缺点是切换电路部分中的电力损失的问题，且其第二个缺点是切换转换器输出变压器中的转换效率的问题，而本发明能够方便地解决这些问题。

以下结合图7描述本发明的第四实施例。应该注意的是，在此实施例中构造了一种并联谐振电路，从而利用电压谐振式切换转换器电路实现了与在上述各个实施例中进行的操作等价的电路操作。

即，在图7中，切换电路部分15利用单件的切换元件构成。且一个谐振电容器51和一个缓冲二极管52被并联至切换电路部分15的切换元件。商业可获得的交流电源10的整流输出电压通过扼流圈17被提供给转换器变压器18的初级绕组L1的一端。转换器变压器18的初级绕组L1的另一端与切换电路部分15的切换元件的集电极相连。

进一步地，通过电阻13，一个电源电压被提供给振荡驱动电路14，且从振荡驱动电路14，一个驱动脉冲被提供给切换电路部分15的切换元件的基极。提供这种驱动脉冲，进行了切换电路部分15的切换元件的“导通”/“关断”控制，从而在切换电路部分15的切换元件的集电极中产生一个谐振电压。同时，该谐振电流被提供给转换器变压器18的初级绕组L1。其余的构造方式与图5中的上述实施例的相同。

而且，在此设备中，输出电压的恒定电压转换控制是通过与在图1所示的第一实施例中的相同的操作进行的。以此方式，在此第四实施例中，构成了并联的谐振电路，从而能够利用电压谐振式切换转换器电路实现与在各个上述实施例中进行的电路操作等价的电路操作。

因此，在这种切换电源设备中，也采用了用于减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了使切换输出电路进行其切换以便以小的电力损失进行工作的控制装置，且该控制装置与进行其切换操作的切换输出电路相连，从而进行能够以小的电力损失进行的切换频率控制电感控制。根据这种构造，可以提供一种能够被投入实际使用的切换电源设备。

其结果，传统的切换电源设备的第一个缺点是切换电路部分中的电力损失的问题，且其第二个缺点是切换转换器输出变压器中的转换效率的问题，而本发明能够方便地解决这些问题。

如上所述，根据上述的切换电源设备，这种设备包括：用于利用一种直流电压作为工作电源进行其切换操作的切换装置；与该切换装置相连从而以给定的频率驱动切换操作的振荡驱动装置；一个初级绕组，它受到切换装置的切换操作的谐振驱动；第一控制装置，它通过利用从与相对于初级绕组设置的一个第一次级绕组相连的一个第一整流电路输出获得的一个控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；一个可饱和电抗器，它与相对于第一绕组设置的一个第二次级绕组相连；以及，第二控制装置，它通过利用从与可饱和电抗器相连的一个第二整流电路输出获得的一个控制信号，控制可饱和电抗器的电感。其结果，可以提供一种切换电源设备，它能够通过解决切换电路部分中的电力损失问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率的问题，而被投入实用。

另外，根据上述切换电源设备，这种设备包括：切换装置，用于利用一个直流电压作为其工作电源来进行其切换操作；振荡驱动装置，它与该切换装置相连，从而以一个给定的频率值驱动切换操作；一个第一初级绕组，它受到切换装置的切换操作的谐振驱动，从而构造了一个第一转换器变压器；第一控制装置，它通过利用从与相对于第一初级绕组设置的一个第一次级绕组相连的一个第一整流电路输出获得的一个控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；一个第二初级绕组，它与第一初级绕组并联设置，从而构成了一个第二转换器变压器；一个可饱和电抗器，它与第二初级绕组串联；以及，第二控制装置，它通过利用从与相对于第二初级绕组设置的一个第二次级绕组相连的一个第二整流电路输出获得的一个控制信号，控制可饱和电抗器的电感。其结果，可以提供一种切换电源设备，它能够通过解决切换电路部分中的电力损失问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率的问题，而被投入实用。

另外，本发明不限于上述实施例的构造。谐振式转换器的系统可具有被适当改变的构造。进一步地，高压发生电路的高压整流电路不限于上述实施例的构造。高压整流电路可具有与多倍电压增大电路相同的构造，或者可具有从由高压变压器的两或多个分割的次级绕组和两个或更多整流二极管和电容器构成的高压整流系统的构造适当改变的构造，如图8A或图8B所示。

另外，根据本发明，除了这种设置，即转换器变压器为非隔离式，还提供了整流/平波装置，该装置利用通过对商业可获得的交流电源进行整流而获得的整流电流作为其充电电流，产生出整流和平波的电压，即使当构成其中提供了用于从外界提供直流电压从而提供利用这种直流电压作为工作电源进行其切换操作的切换装置时，也获得了相同的效果。

如上所述，根据本发明，通过采用能够具有高频切换操作性能并具有使切换输出电流的波形和切换输出电压的波形平波地变化的特征的谐振式转换器，从而使切换噪音和切换损耗的幅度减小，形成了一个转换器输出电路系统。利用这种转换器输出电路，主电压至恒定电压的转换利用频率控制装置而进行。同时，还提供了电感控制装置，它利用了可饱和电抗器并具有切换噪音和切换损耗幅度小的特征。而且，利用这种电感控制装置，实现了其他主电压的恒定电压转换控制。这使得能够通过构造大大简化的切换电路，进行各有大的负载波动的多个输出电压至恒定电压的转换。本发明提供了在此方面非常有效的解决手段。

其结果，产生了以下的效果。即，其输出电压电平高且由于负载电平的波动而有大的波动的高压发生电路和用于提供其他电压的电源电路分别同时具有利用谐振式转换器的频率控制装置和利用其中操作损失小的可饱和电抗器的控制装置，在该谐振式转换器中切换噪音和切换损耗的幅度小。进一步地借助简化的电路构造，高压发生电路和用于提供其他电压的电源电路在工作上得到统一。本发明因而能够直接从电源电路部分的转换器变压器获得高压输出。其结果，本发明具有实现直流/直流转换的构造，这种转换被双重地进行以利用从转换器变压器获得并受到恒定电压转换的电源电压+B电压，通过如上述地进行了一次的直流/直流转换，来获得一种高压输出。本发明因而能够大大地改善转换效率。

以此方式，本发明具有这样的电源电路构造，即它包括谐振式转换器和控制到恒定电压可饱和电抗器，从而集成绝缘式恒定电压电源电路和高压发生电路。因此，本发明的切换电源设备通过高频切换操作，有利地降低了噪音和成本，并能够小型化和减轻重量。另外，通过简化切换电路和变压器的构造，本发明能够大大地改善转换效率，从而提供了节省产品所需的电力的优点。

进一步地，根据本发明，采用了用于减小切换电源部分的电力损失并改善转换效率的装置。换言之，采用了使切换输出电路进行其切换操作的操作能够以小的电力损失进行的控制装置，且该控制装置与该切换输出电路相连以进行其切换操作，从而能够以小的电力损失进行切换频率控制和电感控制。因而，它有利地解决了切换电路部分中的电力损失的问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率的问题，从而提供了能够被投入实用的切换电源设备。

另外，根据本发明，初级绕组和第一和第二次级绕组被提供在单个的转换器变压器中。因此，可以有利地解决切换电路部分中的电力损失的问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率的问题，从而提供了能够被投入实用的切换电源设备。

另外，根据本发明，在振荡驱动装置中，提供了一种单独激励的频率控制电路。因此，可以有利地解决切换电路部分中的电力损失的问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率的问题，从而提供了一种能够被投入实用的切换电源设备。

而且，根据本发明，通过切换装置的切换而进行的驱动通过与初级绕组串联的谐振电容器而进行，从而使切换装置作为电流谐振型而进行其切换操作。因此，可以有利地解决切换电路部分中的电力损失问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率问题，从而提供了能够被投入实用的切换电源设备。

另外，根据本发明，第一整流电路由一个多倍电压增大整流电路构成，且第一控制装置利用从所述多倍电压增大整流电路获得的一个控制信号来控制振荡驱动装置的振荡频率。因此，可以有利地解决切换电路部分中的电力损失问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率问题，从而提供了能够被投入实用的切换电源设备。

另外，根据本发明，作为工作电源，采用了从一种整流/平波电源电路获得的电源，用于利用通过对商业可获得的交流电源进行整流而获得的一种整流电流作为其充电电流产生一种整流和平波的电压，和/或采用了具有从外部提供给其的直流电压的直流电源电路。因此，可以有利地解决切换电路部分中的电力损失问题和切换转换器输出变压器部分中的转换效率问题，从而提供了能够被投入实用的切换电源设备。

其结果，传统的切换电源设备的第一个缺点是切换电路部分中的电力损失的问题，且其第二个缺点是切换转换器输出变压器中的转换效率的问题，而本发明能够方便地解决这些问题。

以上结合附图描述了本发明的最佳实施例，但应该理解的是，本发明不限于上述的实施例，且在不脱离如所附的权利要求书限定的本发明的精神和范围的前提下，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改变和修正。

Claims (10)

1.一种切换电源设备，包括：

切换装置，用于利用直流电压作为其工作电源进行其切换操作；

振荡驱动装置，它与切换装置相连，从而以给定的振荡频率驱动切换装置；

初级绕组，它在一种谐振状态下受到切换装置的切换操作的驱动；

第一控制装置，它利用从与相对于初级绕组的第一次级绕组相连的第一整流电路的输出获得的控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；

可饱和电抗器，它与相对于第一次级绕组的第二次级绕组相连；以及

第二控制装置，它利用从与可饱和电抗器相连的第二整流电路的输出获得的控制信号，控制可饱和电抗器的电感。

2.根据权利要求1的切换电源设备，其中初级绕组和第一和第二次级绕组被设置在一个单个的转换器变压器中。

3.根据权利要求1的切换电源设备，其中在振荡驱动装置中设置了一个单独受到激励的频率控制电路。

4.根据权利要求1的切换电源设备，其中

将用切换装置的切换而进行的驱动是借助与初级绕组串联的谐振电容器而进行的，从而使切换装置以电流谐振的方式进行其切换操作。

5.根据权利要求1的切换电源设备，其中

第一整流电路被做成多倍电压增大整流电路，且第一控制装置利用从该多倍电压增大整流电路的一个输出获得的一种控制信号来控制振荡驱动装置的振荡频率。

6.根据权利要求1的切换电源设备，其中

作为工作电源采用了从一个把通过对商业可获得的交流电源进行整流而获得的一种整流电流作为其充电电流以产生整流和平波的电压的整流/平波电源电路和/或具有从外部提供的直流电压的直流电源电路获得的电源。

7.一种切换电源设备，包括：

切换装置，用于利用直流电压作为其工作电源来进行其切换操作；

振荡驱动装置，它与该切换装置相连，从而以给定的振荡频率驱动切换操作；

第一初级绕组，它在谐振状态下受到切换装置的切换操作的驱动，从而构成第一转换器变压器的一部分；

第一控制装置，它通过利用从与相对于第一初级绕组的第一次级绕组相连的第一整流电路的输出获得的控制信号，控制振荡驱动装置的振荡频率；

第二初级绕组，它与第一初级绕组平行设置，从而构成了第二转换器变压器的一部分；

可饱和电抗器，它与该第二初级绕组串联；以及

第二控制装置，它通过利用从与相对于第二初级绕组而设置的第二次级绕组相连的第二整流电路的输出获得的控制信号，来控制可饱和电抗器的电感。

8.根据权利要求7的切换电源设备，其中

在振荡驱动装置中设置了一个受到单独激励的频率控制电路。

9.根据权利要求7的切换电源设备，其中

利用与第一和第二初级绕组串联的谐振电容器进行切换装置的切换操作，从而使切换装置以电流谐振的方式进行其切换操作。

10.根据权利要求7的切换电源设备，其中

第一整流电路由一个多倍电压增大整流电路构成，且第一控制装置利用从该多倍电压增大整流电路的一个输出获得的一种控制信号来控制振荡驱动装置的振荡频率。

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