CN1870408A - 多路输出直流－直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多路输出直流－直流变换器，包括变压器、主整流电路和辅整流电路、PWM控制电路，变压器副边绕组输出端与主整流电路、辅整流电路输入端相连；还设有由第一、二开关管串联组成的斩波器，PWM控制电路分别输出占空比为D和1－D的脉冲至第一、二开关管的控制端，使第一、二开关管截止的时间固定；还设有由谐振电容、第一谐振电感、并联于变压器原边绕组的第二谐振电感串联组成的谐振回路，谐振回路的输入端与斩波器的输出端相连，第一谐振电感与谐振电容谐振实现第一、二开关管准零电流关断，第二谐振电感、第一谐振电感Lr和谐振电容谐振实现第一、二开关管零电压开通。本发明较易实现软开关，提高效率，增强EMC性能。

Description

多路输出直流-直流变换器

技术领域

本发明涉及一种直流-直流变换器，特别涉及一种多路输出直流-直流变换器。

背景技术

在现代电子设备中，通常需要多个不同等级的直流电压源进行供电。如果对每一等级直流电压都采用单路输出电源供电，虽然可以很好地满足负载的供电要求，但电源的成本、体积及重量等均会增加。所以一般采用多路输出直流-直流变换器以提供多个不同等级的直流电压源。

如图1所示，在现有多路输出直流-直流变换器中，双管正激式多路输出直流-直流变换器应用比较广泛。但该拓扑电路较难实现软开关。由于没有软开关，开关管的开关损耗较大，而且整流管需要选用耐压较高通态压降较大的二极管，整流损耗较大，因此该拓扑电路效率较低。此外，由于没有软开关，开关管的di/dt较差，二极管的反向恢复电流较大，电磁兼容性(EMC)较差。此外，双管正激式多路输出变换器采用输出电感，成本较高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种容易实现软开关的低成本多路输出直流-直流变换器，从而使多路输出直流-直流变换器的效率提高、EMC性能增强。

本发明的技术方案概述如下：

一种多路输出直流-直流变换器，包括副边有至少2个绕组的变压器、主路用主整流电路和辅路用辅整流电路，以及PWM控制电路，变压器副边绕组输出端与主整流电路、辅整流电路输入端相连；还设有由第一、二开关管串联组成的斩波器，所述PWM控制电路分别输出占空比为D和1-D的脉冲至第一、二开关管的控制端，使第一、二开关管截止的时间固定；还设有由谐振电容、第一谐振电感、并联于变压器原边绕组的第二谐振电感串联组成的谐振回路，该谐振回路的输入端与斩波器的输出端相连，由第一谐振电感与谐振电容谐振实现第一、二开关管(准)零电流关断，由第二谐振电感、第一谐振电感Lr和谐振电容谐振实现第一、二开关管零电压开通。

其中所述第一、二谐振电感分别为外置第一、二电感，或利用变压器的漏电感、激磁电感。

其中所述谐振电容、第一谐振电感提供的第一谐振频率与PWM控制电路的输出脉冲频率相同。

其中所述谐振电容一端接于第一开关管和第二开关管之间，另一端与第一谐振电感相连。

其中所述谐振电容一端与第一谐振电感相连，另一端与变压器原边绕组相连。

其中所述谐振电容一端与变压器原边绕组相连，另一端与输入电压源的负极相连。

其中所述PWM控制电路是驱动电路、PWM调制电路、隔离电路、PID调节器、基准电压电路的PWM控制电路。

上述多路输出直流-直流变换器在输入端跨接有输入滤波器。

上述多路输出直流-直流变换器在各个输出端分别跨接有输出滤波器。

其中所述辅整流电路包括辅路用倍压整流电路。

上述多路输出直流-直流变换器还包含辅路控制电路和控制开关，辅路控制电路输出端与控制开关的控制端相连，控制开关输入端与辅整流电路输出端相连，控制开关输出端与输出滤波器相连。

与现有技术相比，本发明的效果如下：

本发明的多路输出直流-直流变换器，设有由谐振电容、第一谐振电感、并联于变压器原边绕组的第二谐振电感串联组成的谐振回路，由第一谐振电感与谐振电容谐振实现准零电流关断，由第二谐振电感、第一谐振电感Lr和谐振电容谐振实现零电压开通，使软开关的实现比较容易，并使多路输出直流-直流变换器的效率提高、EMC性能增强。

上述第一、二谐振电感分别为外置第一、二电感，或利用变压器的漏电感、激磁电感，不必增加元器件或只增加较少元器件，就可以实现软开关，从而降低成本。而且不采用输出电感，可以进一步降低成本。

本发明的多路输出直流-直流变换器，还设有由第一、二开关管串联组成的斩波器，PWM控制电路输出占空比为D和1-D的脉冲至第一开关管和第二开关管的控制端。由于第一、二开关管均截止的时间固定，即“死区”固定，使软开关的实现更加容易。

上述谐振电容、第一谐振电感提供第一谐振频率，该第一谐振频率与PWM控制电路输出的脉冲开关频率相同，从而减小输出阻抗，提高多路输出电压交差调整率。

经实验证明，本发明技术方案变换器功率级效率92.8％，比双管正激式DC/DC多路输出变换器效率高2％～4％。

附图说明

图1是现有技术的电路图；

图2是本发明具体实施方式一的电路图；

图3是图2的等效电路图；

图4是图2的典型工作波形图；

图5是图2的输出电压与占空比的关系示意图；

图6是本发明具体实施方式二的电路图；

图7是本发明具体实施方式三的电路图；

图8是本发明具体实施方式四的电路图；

图9是本发明具体实施方式五的电路图；

图10是本发明具体实施方式六的电路图；

具体实施方式

下面通过具体的具体实施方式并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

具体实施方式一：

如图2所示，一种多路输出直流-直流变换器包括斩波器2、谐振回路3、变压器T、主整流电路4a、辅整流电路4b、PWM控制电路5。

斩波器2输入端与直流电压源1的输出端相连。

PWM控制电路5分别输出占空比为D、开关频率为fs的方波和占空比为1-D的方波至斩波器2。该PWM控制电路5包括驱动电路、PWM调制电路、隔离电路、PID(比例、积分、微分控制)调节器、基准电压电路。

斩波器2由第一开关管S1和第二开关管S2串联组成，所述斩波器2与上述直流电压源1并联，PWM控制电路输出占空比为D的方波至第一开关管S1的输入，输出占空比为1-D的方波至第二开关管S2的输入，上述斩波器2能将直流电斩波成交流方波并输出至谐振回路3。

谐振回路3由谐振电容Cr、第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm串联组成，第一谐振电感Lr与谐振电容Cr串联组成第一谐振滤波电路，滤出高次谐波，允许基波电流通过，该第一谐振滤波电路提供第一谐振频率fr1，使第一谐振频率fr1与PWM控制电路的开关频率fs大小相同。第二谐振电感Lm、第一谐振电感Lr与谐振电容Cr串联组成第二谐振滤波电路，该第二谐振滤波电路提供第二谐振频率fr2，fr2＜fs。

变压器T由2n+1((n＞0，n是自然数))个绕组构成，变压器T原边绕组有1个，其原边绕组与谐振回路3的第二谐振电感Lm并联；副边绕组有2n个，副边主路绕组的输出端与主整流电路的输入端相连，副边辅路绕组的输出端与辅整流电路的输入端相连。本具体实施方式采用全波整流，主整流电路和辅整流电路分别由两个整流管组成。变压器T副边第一绕组、副边第二绕组串联后分别接于第一路输出的整流管S1a、S1b；副边第2n-1绕组、副边第2n绕组串联后分别接于第n路输出的整流管Sna和Snb。

为保证输入斩波器2的电压是没有杂波的直流电压，在输入端可跨接有输入滤波器Cin，该输入滤波器Cin与斩波器2并联。为保证输出电压是没有杂波的直流电压，本多路输出直流-直流变换器的在各个输出端可分别跨接有输出滤波器Con。

上述第一谐振电感Lr可直接采用变压器T的漏电感；也可另设第一外置电感，另设第一外置电感时，第一谐振电感Lr是第一外置电感及变压器T漏电感之和。上述第二谐振电感Lm可直接采用变压器T的激磁电感，也可另设第二外置电感。

为使得使第一路输出保持恒定，PWM控制电路根据输入电压及输出负载的变化，其输出脉冲的占空比也相应变化。

本具体实施方式的基本原理如下：如图3所示，斩波器2的第一开关管S1可等效为第一理想开关管S1a、第一结电容Cs1、第一结二极管Ds1并联；第二开关管S2可等效为第二理想开关管S2a、第二结电容Cs2、第二结二极管Ds2并联。如图4所示，上述多路输出直流-直流变换器在一个开关周期内共有8个工作模态，其模态分析如下：

第一模态：从t0时刻开始至t1时刻结束。在t0时刻，第一理想开关管S1a实现零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)导通，第一谐振电感Lr及第二电感Lm电流继续前一模态(第八模态)电流方向流动。

第二模态：从t1时刻开始至t2时刻结束。在t1时刻，第一谐振电感Lr电流反向，第一谐振电感Lr与谐振电容Cr谐振，原边能量经变压器T变压、隔离，通过第一路及第n路输出整流滤波，向第一路及第n路负载传输能量。同时，第一谐振电感Lr和第二谐振电感Lm储能。

第三模态：从t2时刻开始至t3时刻结束。在t2时刻，第一理想开关管S1a关断，第一谐振电感Lr电流与第二谐振电感Lm电流对第一结电容Cs1充电，对第二结电容Cs2放电，即第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm与第一结电容Cs1、第二结电容Cs2和谐振电容Cr谐振。

第四模态：从t3时刻开始至t4时刻结束。在t3时刻，第一结电容Cs1的电压被充电到与输入电压Vin相等，第二结电容Cs2电压被放电到零，第二结二极管Ds2导通。第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm与第一结电容Cs1、第二结电容Cs2谐振，使第二结二极管Ds2的导通得以保持。第二谐振电感Lm越小，第二结二极管Ds2导通保持越长，即第二开关管S2ZVS的负载范围越宽。

第五模态：从t4时刻开始至t5时刻结束。在t4时刻，第二理想开关管S2a实现零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)导通，第一谐振电感Lr电流继续前一模态(第四模态)电流方向流动。

第六模态：从t5时刻开始至t6时刻结束。在t5时刻，第一谐振电感Lr和第二谐振电感Lm的电流反向，第一谐振电感Lr与谐振电容Cr谐振，原边能量经变压器T变压、隔离，通过第一路及第n路输出整流滤波，向第一路及第n路负载传输能量。同时，第一谐振电感Lr和第二谐振电感Lm储能。

第七模态：从t6时刻开始至t7时刻结束。在t6时刻，第二理想开关管S2a关断，第一谐振电感Lr电流与第二谐振电感Lm电流对第二结电容Cs2充电，对第一结电容Cs1放电，即第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm与与第一结电容Cs1、第二结电容Cs2和谐振电容Cr谐振。

第八模态：从t7时刻开始至t0时刻结束。在t7时刻，第二结电容Cs2的电压被充电到与输入电压Vin相等，第一结电容Cs1电压被放电到零，第一结二极管Ds1导通。第一谐振电感Lr、第二谐振电感Lm与第一结电容Cs1、第二结电容Cs2谐振，使第一结二极管Ds1的导通得以保持。第二谐振电感Lm越小，第一结二极管Ds1的导通保持越长，即第一开关S1管ZVS的负载范围越宽。

上述多路输出直流-直流变换器的稳态分析如下：斩波器2的输出电压Vs(即谐振回路3输入电压)为方波，其表达式为：

V_s＝V_i*D        0≤t≤D*Ts

V_s＝0           D*Ts≤t≤Ts

式中：V_i表示变换器输入电压；D表示占空比；Ts表示开关周期；

根据Fourier展开式，谐振回路3输入电压Vs可表达为有直流成分的正弦函数：

$V_s=V_i*D+\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\frac{\sqrt{2}{V}_i}{\mathrm{n\π}}\sqrt{(1-\cos 2\mathrm{\πnD})}\sin ({\mathrm{n\ω}}_{s}t+{\mathrm{\Φ}}_n);$

其中， ${\mathrm{\Φ}}_n={\tan }^{-1}\frac{\sin 2\mathrm{\πnD}}{1-\cos 2\mathrm{\πnD}};$

式中：

n表示谐波次数；

ω_s表示角频率；

Φ_n表示Vs相位。

谐振回路3的第一谐振电感电流i_LS：

$i_{\mathrm{LS}}=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\frac{\sqrt{2}{V}_i}{\mathrm{n\π}{Z}_{\mathrm{in}}}\sqrt{(1-\cos 2\mathrm{\πnD})}\sin ({\mathrm{n\ω}}_{s}t+{\mathrm{\Φ}}_n-{\mathrm{\Ψ}}_n),$

式中：

Zin表示谐振回路3的输入阻抗，

$Z_{\mathrm{in}}=\sqrt{1+Q_0^2{(\mathrm{n\ω}-\frac{1}{\mathrm{n\ω}})}^2};$

Ψ_n表示i_LS相位，

${\mathrm{\Ψ}}_n={\tan }^{-1}(Q_0\mathrm{n\ω}-\frac{1}{\mathrm{n\ω}});$

式中：

Q₀表示品质因素； $Q_0=\frac{2\mathrm{\π}{f}_r{L}_s}{R_{\mathrm{ac}}};$

$\mathrm{\ω}=\frac{f_s}{f_{r1}}.$

输出阻抗：

$R_{\mathrm{ac}}=\frac{8}{{\mathrm{\π}}^2}{\left(\frac{N_p}{N_s}\right)}^2*R_L;$

根据基波分析法，变换器第一路输出电流平均值为：

$I_{o1}=\frac{0.9V_i*N_1}{Z_{\mathrm{in}}*\mathrm{\π}}\sqrt{1-\cos 2\mathrm{\πD}}$

变换器第一路输出电压：

$I_{o1}=\frac{0.9V_i*R_L}{Z_{\mathrm{in}}*\mathrm{\π}*N_1}\sqrt{1-\cos 2\mathrm{\πD}}$

变换器第n路输出电流平均值：

$I_{\mathrm{on}}=\frac{0.9V_i*N_n}{Z_{\mathrm{in}}*\mathrm{\π}}\sqrt{1-\cos 2\mathrm{\πD}}$

变换器第n路输出电压：

$I_{\mathrm{on}}=\frac{0.9V_i*R_L}{Z_{\mathrm{in}}*\mathrm{\π}*N_n}\sqrt{1-\cos 2\mathrm{\πD}}$

变压器T变比： $N_1=\frac{N_p}{N_{S1}},N_n=\frac{N_p}{N_{\mathrm{Sn}}}$

式中：

Np为变压器T原边匝数，

Ns1、Nsn为变压器T副边第一及第n路匝数。

可见，输出电压是占空比、负载、输入电压及输入阻抗的函数，在限制最大占空比时(如50％)具有单调性，输出电压与占空比的关系示意图如图5所示。

具体实施方式二：

如图6所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：谐振电容Cr直接与变压器T和直流电压源-Vin端相连。

具体实施方式三：

如图7所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：谐振电容Cr直接与变压器T和第一谐振电感Lr相连。

具体实施方式四：

如图8所示，本具体实施方式四与具体实施方式一的不同之处在于：辅整流电路为辅路用倍压整流电路。变压器T由n+2((n＞0，n是自然数))个绕组构成，每条辅路各增加了倍压滤波器Con’。变压器T副边第n+2绕组接于第n路输出整流管Sna、Snb，第n路输出整流管Sna、Snb整流后接于第n路输出滤波器Con和Con’。输出滤波器Cona和串联后倍压滤波器Con’并联于输出端Von。

具体实施方式五：

如图9所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：采用辅路后级调节方案，从而稳定辅路的输出电压。本具体实施方式的每个辅路各增加了控制开关Snc和辅路控制电路9(Control)。辅路控制电路9输入辅路的输出电压，辅路控制电路9输出端与控制开关的控制端相连。第n路整流管Sna、Snb整流后再与控制开关Snc相连，控制开关Snc再与第n路输出滤波器Con相连。开关管Snc受辅路控制电路9控制，辅路控制电路9根据第n路输出电压调节输出信号从而对控制开关Snc进行控制，使第n路输出电压恒定。

具体实施方式六：

如图10所示，本具体实施方式与具体实施方式四的不同之处在于：采用辅路后级调节方案，从而稳定辅路的输出电压。本具体实施方式的每个辅路各增加了控制开关Snc和辅路控制电路9(Control)。辅路控制电路9输入辅路的输出电压，辅路控制电路9输出端与控制开关的控制端相连。第n路整流管Sna、Snb整流后再与控制开关Snc相连，控制开关Snc再与第n路输出滤波器Con相连。开关管Snc受辅路控制电路9控制，辅路控制电路9根据第n路输出电压调节输出信号从而对控制开关Snc进行控制，使第n路输出电压恒定。

Claims (11)

1.一种多路输出直流-直流变换器，包括副边有至少2个绕组的变压器、主路用主整流电路和辅路用辅整流电路，以及PWM控制电路，变压器副边绕组输出端与主整流电路、辅整流电路输入端相连；其特征在于：

设有由第一、二开关管串联组成的斩波器，所述PWM控制电路分别输出占空比为D和1-D的脉冲至第一、二开关管的控制端，使第一、二开关管截止的时间固定；

还设有由谐振电容、第一谐振电感、并联于变压器原边绕组的第二谐振电感串联组成的谐振回路，该谐振回路的输入端与斩波器的输出端相连，由第一谐振电感与谐振电容谐振实现第一、二开关管准零电流关断，由第二谐振电感、第一谐振电感Lr和谐振电容谐振实现第一、二开关管零电压开通。

2.根据权利要求1所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述第一、二谐振电感分别为外置第一、二电感，或利用变压器的漏电感、激磁电感。

3.根据权利要求1或2所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述谐振电容、第一谐振电感提供的第一谐振频率与PWM控制电路的输出脉冲频率相同。

4.根据权利要求3所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述谐振电容一端接于第一开关管和第二开关管之间，另一端与第一谐振电感相连。

5.根据权利要求3所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述谐振电容一端与第一谐振电感相连，另一端与变压器原边绕组相连。

6.根据权利要求3所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述谐振电容一端与变压器原边绕组相连，另一端与输入电压源的负极相连。

7.根据权利要求4或5或6所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：所述PWM控制电路是驱动电路、PWM调制电路、隔离电路、PID调节器、基准电压电路的PWM控制电路。

8.根据权利要求7所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

在输入端跨接有输入滤波器。

9.根据权利要求8所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

在各个输出端分别跨接有输出滤波器。

10.根据权利要求9所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

所述辅整流电路包括辅路用倍压整流电路。

11.根据权利要求3或10所述的多路输出直流-直流变换器，其特征在于：

还包含辅路控制电路和控制开关，辅路控制电路输出端与控制开关的控制端相连，控制开关输入端与辅整流电路输出端相连，控制开关输出端与输出滤波器相连。

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