CN108475990B - 功率转换器 - Google Patents

功率转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN108475990B
CN108475990B CN201580083847.3A CN201580083847A CN108475990B CN 108475990 B CN108475990 B CN 108475990B CN 201580083847 A CN201580083847 A CN 201580083847A CN 108475990 B CN108475990 B CN 108475990B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
power converter
switching
load
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580083847.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108475990A (zh
Inventor
山上滋春
K.D.T.恩戈
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
VIRIGINA TECH INTELLECTUAL PROPERTIES Inc
Nissan Motor Co Ltd
Original Assignee
VIRIGINA TECH INTELLECTUAL PROPERTIES Inc
Nissan Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by VIRIGINA TECH INTELLECTUAL PROPERTIES Inc, Nissan Motor Co Ltd filed Critical VIRIGINA TECH INTELLECTUAL PROPERTIES Inc
Publication of CN108475990A publication Critical patent/CN108475990A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108475990B publication Critical patent/CN108475990B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/005—Conversion of dc power input into dc power output using Cuk converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

一种功率转换器(100)基本上设置有至少三个开关电路(101，102，103)、至少一个电源(4)、至少一个负载(6，8)和谐振电路(1)。开关电路(101，102，103)的输入端子连接到所述至少一个电源(4)或所述至少一个负载(6，8)，所述开关电路(101，102，103)的输出端子(301，302，303)电串联连接到谐振电路(1)以形成闭合电路。

Description

功率转换器
技术领域
本发明总体涉及一种功率转换器。
背景技术
可用于为诸如电动车辆或混合电动车辆的车辆供电的电力系统在本领域中通常是已知的。例如，在车辆中使用双电压电力系统，其中，例如存在供给诸如头灯和尾灯、加热风扇、音频系统等的电负载的12V系统以及供给牵引逆变器、电动机等的高电压系统。对于双电压电力系统，在两个电压系统之间传输能量非常方便。为此目的，功率转换器安装在车辆中。
具体地，例如，由Mweene等人于1991年7月在IEEE Transactions on PowerElectronics第6卷第3期第398-407页上发表的“A 1kW 500kHz Front-End Converter fora Distributed Power Supply System”(以下称为“非专利文献1”)中提供了相移型全桥转换器。
此外，例如，由Kim等人于2012年5月在IEEEIEEE Transactions on PowerElectronics第27卷第5期第2495-2506页上发表的“Idling Port Isolation Control ofThree-Port Bidirectional Converter for EVs”(以下称为“非专利文献2”)中提供了三端口转换器。对于非专利文献2的这种三端口转换器，可以防止功率流动到预定端口而使端口空闲。
发明内容
对于非专利文献1的转换器中，电源与负载之间的功率流动是可控制的。但是，对于这种转换器，很难减小转换器的尺寸和成本。另一方面，对于非专利文献2的转换器，可以减少转换器的部件数量。但是，对于该转换器，为了使端口空闲需要复杂的开关动作，并且难以防止空闲端口的能量损耗，而这反过来要求元件设计考虑由于损耗而产生的热量。因此，对于该转换器，也难以减小转换器的尺寸和成本。
一方面在于提供一种能够减小其尺寸和成本的功率转换器。
鉴于已知技术的状态并且根据第一方面，功率转换器包括至少三个开关电路、至少一个电源、至少一个负载和谐振电路，所述开关电路的输入端子连接到所述至少一个电源或所述至少一个负载，所述开关电路的输出端子电串联连接到所述谐振电路以形成闭合电路。
对于根据第一方面的功率转换器，可根据期望控制多个端口之间的功率。因此，可提供一种可以减少部件数量并且可以减小其尺寸和成本的功率转换器。
根据第二方面，根据第一方面的功率转换器，其中由连接到所述至少一个电源的一组开关电路产生的电压波形的基波分量之和基本上等于施加到连接到所述至少一个负载的一组开关电路的电压波形的基波分量之和。
对于根据第二方面的功率转换器，通过使由谐振电路选择性滤波的至少一个电源的基波分量之和等于所述至少一个负载的基波分量之和，可根据期望控制多个端口之间的功率。
根据第三方面，根据第一或第二方面的功率转换器，其中电压波形的频率基本上等于所述谐振电路的谐振频率。
对于根据第三方面的功率转换器，可通过使电压波形的频率接近所述谐振电路的谐振频率来选择性地获得基波分量。
根据第四方面，根据第一至第三方面中任一功率转换器，其中电压波形的相位彼此基本相等。
对于根据第四方面的功率转换器，通过使电压波形是相同相位，可使所述至少一个电源的基波分量之和与所述至少一个负载的基波分量之和彼此相等。
根据第五方面，根据第一至第四方面中的任一功率转换器，其中所述开关电路的至少一个输出端子经由隔离变压器串联连接到所述闭合电路。
对于根据第五方面的功率转换器，通过经由变压器连接至少一对输出端子，期望的输出端子可与另一输出端子电隔离。
根据第六方面，根据第一至第五方面中的任一功率转换器，其中所述谐振电路的特性阻抗高于串联连接到所述闭合电路的总有效负载阻值。
对于根据第六方面的功率转换器，通过使所述谐振电路的特性阻抗高于总有效负载阻值，可由所述谐振电路对电压波形的基波分量有效地滤波。
根据第七方面，根据第一至第六方面中的任一功率转换器，其中所述开关电路的至少一个输出端经由开关电路中的上臂的开关元件或下臂的开关元件被电短路。
对于根据第七方面的功率转换器，所述开关电路的至少一个输出端子经由所述开关电路中的上臂的开关元件或下臂的开关元件被电短路。因此，输入到短路的输出端子的功率和从短路的输出端子输出的功率可以为零，从而降低了开关元件处的损耗。
根据第八方面，根据第七方面的功率转换器，其中所述开关电路的至少一个输出端子经由所述开关电路中的上臂的开关元件和下臂的开关元件被交替地电短路。
对于根据第八方面的功率转换器，所述开关电路的至少一个输出端子经由所述开关电路中的上臂的开关元件和下臂的开关元件被交替地电短路。因此，可以防止用于短路的开关元件处的温度过度升高。
根据第九方面，根据第七或第八方面的功率转换器，其中所述至少一个开关电路中包括全桥电路。
对于根据第九方面的功率转换器，通过使所述至少一个开关电路包括全桥电路，可以容易地电短路开关电路的输出端子。
根据第十方面，根据第一至第九方面中的任一功率转换器还包括：计算单元，被配置为基于施加到所述至少一个负载的电压和至所述至少一个负载的平均电流来计算负载阻值；和控制单元，被配置为基于所述负载阻值、电源电压值和所述至少一个负载的目标电压值来确定所述开关电路的占空比。
对于根据第十方面的功率转换器，功率转换器包括：计算单元，被配置为基于施加到所述至少一个负载的电压和至所述至少一个负载的平均电流来计算负载阻值；和控制单元，被配置为基于所述负载阻值、电源电压值和至少一个负载的所述目标电压值来确定所述开关电路的占空比。因此，可根据期望控制多个端口之间的功率。
附图说明
现在参考构成该原始公开的一部分的附图：
图1是示出根据第一实施例的功率转换器的电路结构的电路图；
图2是示出除了第二和第三隔离变压器分别被添加到第二和第三端口之外，与图1中所示的电路结构相同的电路结构的电路图；
图3是示出图2所示的电路结构的AC等效电路的电路图；
图4示出了示出vFC1(t)与vSQ1(t)之间的关系的电压波形；
图5是示出图2所示的第二端口的电路结构的电路图；
图6示出图5所示的第二端口的电路结构的AC等效电路的电路图；
图7是i2(t)的波形；
图8是流经第二负载电阻的平均电流IAVE2的曲线图；
图9示出将sin(β)和sin(γ)表示为sin(α)的函数的曲线图；
图10示出了示出第一端口的占空比与等效电阻RE2和RE3之间的关系的曲线图；
图11示出了示出第一端口的占空比与第二和第三端口的占空比之间的关系的曲线图；
图12示出了示出第一端口的占空比与电压VFC1(t)的峰值电压之间的关系的曲线图；
图13示出了示出第一端口的占空比与电流IR的峰值谐振电流之间的关系的曲线图；
图14示出了示出第一端口的占空比和Q因子之间的关系的曲线图；
图15示出在仿真中使用的电路图；
图16示出vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)的波形；
图17示出iR(t)、i1(t)、i2(t)和i3(t)的波形；
图18分别示出了第二和第三端口的输出电压VDC2和VDC3的波形；
图19是示出根据第二实施例的功率转换器的电路结构的电路图；
图20是示出根据第三实施例的功率转换器的电路结构的电路图；
图21是示出根据第四实施例的功率转换器的电路结构的电路图；
图22是示出根据第五实施例的功率转换器的电路结构的电路图；
图23是示出图22所示的电路结构的AC等效电路的电路图；
图24是示出根据第五实施例的修改示例的功率转换器的电路结构的电路图。
具体实施方式
现在将参考附图来解释所选择的实施例。本领域技术人员从本公开中将显而易见的是，提供实施例的以下描述仅用于说明而不是为了限制由所附权利要求及其等同物限定的本发明的目的。附图中相似的附图标记表示类似或相同的元件或特征，并且因此在后面的实施例中可以省略类似或相同的元件或特征的描述。
[第一实施例]
参考图1至18以及表1和2，根据第一实施例示出了功率转换器100。图1是示出功率转换器100的电路结构的电路图。如图1所示，功率转换器100是具有三个端口，诸如第一端口201、第二端口202以及第三端口203的所谓的多端口转换器。第一端口201包括第一开关电路101和第一电源4。第二端口202包括第二开关电路102、第二平滑电容器5和第二负载电阻6。第三端口203包括第三开关电路103、第三平滑电容器7和第三负载电阻8。如图1所示，第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103中的每一个包括四个开关元件，例如MOSFET或根据需要和/或期望的任何其他元件。在所示实施例中，第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103中的每一个都包括全桥电路。然而，第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103可以是不同类型的电路，例如半桥电路。
功率转换器100还包括具有计算单元112和控制单元114的控制器110。控制器110使用脉宽调制(PWM)分别控制第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103。具体地，在所示实施例中，控制器110使用相移PWM分别控制第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103。控制器110基本上分别确定第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的占空比，以相对于第一电源4处的预定输入电压，在第二负载电阻6和第三负载电阻8处获得期望的输出电压。控制器110的操作将在后面解释。
如本领域技术人员可以理解的那样，控制器110优选地包括具有控制程序的至少一个微计算机，其如下所述地控制控制器110的组件。因此，可对微型计算机或微型计算机配置和编程以实现计算单元112和控制单元114中的任何一个或全部。控制器110包括其他常规组件，诸如输入接口电路、输出接口电路和诸如ROM(只读存储器)设备和RAM(随机存取存储器)设备的存储设备。根据本公开内容，本领域技术人员将清楚，控制器110的精确结构和算法可以是将执行本发明功能的硬件和软件的任何组合。换句话说，说明书和权利要求书中使用的“装置加功能”从句应该包括可以用来执行“装置加功能”从句的功能的任何结构或硬件和/或算法或软件。此外，虽然控制器110的几个组件被描述为模块或单元，但是这些组件不需要是单独的或分离的组件，并且一个组件或模块可执行这里讨论的多个组件或模块的操作。而且，每个模块可以包括如上所述的微控制器，或者多个模块可以共享一个或多个微控制器。
例如，功率转换器100可用于给车辆供电。在所示实施例中，如图1所示，功率转换器100是DC-DC转换器，其具有作为单个输入的第一电源4以及作为多(一对)输出的第二负载电阻6和第三负载电阻8。然而，功率转换器100的输入的数量可根据期望和/或需要而不同，并且功率转换器100的输出的数量可根据期望和/或需要而不同。如图1所示，第一电源4是DC电源，诸如电池。然而，如本领域所理解的，对于功率转换器100，功率可以作为AC功率从其最终源输送。在这种情况下，使用整流器布置或任何其它合适的布置将输送的AC功率转换成DC功率。然后，转换的DC功率可以作为输入被施加到功率转换器100。另外，如本领域所理解的，例如，功率转换器100的输出可连接到安装在车辆中的双电压电力系统。
如图1所示，对于功率转换器100，第一开关电路101的第一输出端子301、第二开关电路102的第二输出端子302、第三开关电路103的第三输出端子303和串联谐振电路1相互串联连接以形成闭合电路。串联谐振电路1包括谐振电容器2和谐振电感器3。
现在参考图2，将解释功率转换器100的操作。图2示出除了第二隔离变压器21和第三隔离变压器22分别被添加到第二端口202和第三端口203之外，与图1中所示的电路结构相同的电路结构。如图2所示，第二隔离变压器21的匝数分别为n2P和n2S，而第三隔离变压器22的匝数分别为n3P和n3S。对于图2所示的配置，第一端口201、第二端口202和第三端口203相对于彼此电隔离。
参考图2，将通过考虑第二隔离变压器21和第三隔离变压器22的匝数比来解释功率转换器100的操作。通过如下设置图2中所示的匝数来实现图1所示的电路配置：n2P＝n2S和n3P＝n3S。
在图2中，VDC1表示第一电源4的电压，R2表示第二负载电阻6的阻值，VDC2表示施加到第二负载电阻6的电压，R3表示第三负载电阻8的阻值，VDC3表示施加到第三负载电阻8的电压。另外，在图2中，vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)分别表示第一端口201、第二端口202和第三端口203的输出端子的差分电压。此外，在图2中，iR(t)表示流经串联谐振电路1的电流。
图3示出了图2所示的多端口转换器电路的AC等效电路。图3所示的AC等效电路包括第一等效交流(AC)电源31、第二等效负载电阻32和第三等效负载电阻33。第一等效AC电源31具有电压分量vFC1(t)。在图3中，RE2表示第二等效负载电阻32的阻值，vFC2(t)表示施加到第二等效负载电阻32的电压值。另外，在图3中，RE3表示第三等效负载电阻33的阻值，vFC3(t)表示施加到第三等效负载电阻33的电压值。
对于图3所示的AC等效电路，vFC1(t)、vFC2(t)和vFC3(t)的频率fS被设置为基本等于串联谐振电路1的谐振频率fR。在此频率条件下，从串联谐振的原理可知，串联谐振电路1的阻抗变为大致为零，并且施加到串联谐振电路1的电压变为大致为零。因此，以下公式(1)至(3)被满足：
vFC1(t)+vFC2(t)+vFC3(t)＝0 (1)
Figure BDA0001627658180000071
Figure BDA0001627658180000072
图4示出了示出vFC1(t)与vSQ1(t)之间的关系的电压波形。在图4中，用点划线示出vFC1(t)，而实线示出vSQ1(t)。这里，vSQ1(t)表示由第一电源4和第一开关电路101产生的方波。如本领域中所理解的，这样的方波可以通过相移控制产生。在示出的实施例中，vSQ1(t)是如图4所示的方波，其中α表示第一开关电路101的导通角。该方波的基波分量vFC1(t)由以下公式(4)表示：
Figure BDA0001627658180000073
类似地，当考虑第二隔离变压器21和第三隔离变压器22的匝数比时，通过以下公式(5)和(6)来表示vSQ2(t)的基波分量vFC2(t)和vSQ3(t)的基波分量vFC3(t)，其中β表示vSQ2(t)的导通角，γ表示vSQ3(t)的导通角。
Figure BDA0001627658180000081
Figure BDA0001627658180000082
此外，通过以下公式(7)至(9)表示vFC1(t)、vFC2(t)和vFC3(t)的振幅：
Figure BDA0001627658180000083
Figure BDA0001627658180000084
Figure BDA0001627658180000085
基于这些公式(7)至(9)，如本领域所理解的获得以下公式(10)和(11)：
Figure BDA0001627658180000086
Figure BDA0001627658180000087
接下来，参照图5至图8，将解释第二端口202的等效电阻。图5示出了第二端口202的电路结构，而图6示出了其AC等效电路。
在图5中，i2(t)表示电流从第二开关电路102流到第二平滑电容器5和第二负载电阻6。图7示出了i2(t)的波形，而图8示出了流经第二负载电阻6的平均电流IAVE2的曲线图。在图7中，用实线示出i2(t)，而用虚线示出iR(t)。在下文中，为了简化说明，假定第二隔离变压器21的匝数比为1。当第二开关电路102的导通角为β时，i2(t)等于流经串联谐振电路1的电流。由于施加到第二负载电阻6的电压VDC2是恒定的，因此流过第二负载电阻6的电流IAVE2也是恒定的。因此，如本领域所理解的，由于i2(t)的平均值等于IAVE2，因此以下公式(12)被满足：
Figure BDA0001627658180000088
而且，如本领域所理解的，电流振幅IR由以下公式(13)表示：
Figure BDA0001627658180000091
因此，如以下公式(14)所示，基于公式(8)和(12)计算等效电阻RE2：
Figure BDA0001627658180000092
类似地，如本领域所理解的，第三端口203的等效电阻RE3也如以下公式(15)所示那样被计算：
Figure BDA0001627658180000093
通过将公式(7)至(9)、(14)和(15)代入公式(10)和(11)，分别计算出导通角β和γ作为α的函数，如以下公式(16)和(17)所示：
Figure BDA0001627658180000094
Figure BDA0001627658180000095
通过以下公式(18)来计算电流振幅IR：
Figure BDA0001627658180000096
通过以下公式(19)来计算谐振电路的质量因子(Q因子)：
Figure BDA0001627658180000097
通常，只要Q因子高，AC近似值就满足了。
从公式(16)和(17)可以看出，sin(β)和sin(γ)与sin(α)成正比。因此，如果将α设置为一个值，则可以基于电路参数来计算β和γ。
V<sub>DC1</sub>[V] 40 R<sub>2</sub>[Ω] 20 n<sub>2P</sub>[匝数] 1 f<sub>S</sub>[H<sub>Z</sub>] 100,000
V<sub>DC2</sub>[V] 40 R<sub>3</sub>[Ω] 5 n<sub>2S</sub>[匝数] 1 C<sub>R</sub>[F] 5.00E-08
V<sub>DC3</sub>[V] 10 n<sub>3P</sub>[匝数] 1 L<sub>R</sub>[H] 5.07E-05
n<sub>3S</sub>[匝数] 1
[表1]
上面的表1示出了电路参数的例子。
图9示出将sin(β)和sin(γ)表示为sin(α)的函数的曲线图。在图9中，用灰色实线示出sin(α)和sin(β)之间的关系，而用黑色虚线示出sin(α)和sin(γ)之间的关系。换句话说，如本领域所理解的，只要sin(β)、sin(γ)和sin(α)满足图9所示的关系，VDC2和VDC3的值如表1所示被获得。
图10至图14分别示出了表示作为第一端口201的占空比的函数的参数的曲线图。图10示出了示出第一端口201的占空比(Duty1)与等效电阻RE2和RE3之间的关系的曲线图。在图10中，用灰色实线示出Duty1和等效电阻RE2之间的关系，而用黑色虚线示出Duty1和等效电阻RE3之间的关系。图11示出了示出第一端口201的占空比(Duty1)与第二端口202和第三端口203的占空比(Duty2和Duty3)之间的关系的曲线图。在图11中，用灰色实线示出Duty1和Duty2之间的关系，而用黑色虚线示出Duty1和Duty3之间的关系。图12示出了示出第一端口201的占空比(Duty1)与电压vFC1(t)的峰值电压之间的关系的曲线图。图13示出了示出第一端口201的占空比(Duty1)与电流IR的峰值谐振电流之间的关系的曲线图。图14示出了示出第一端口201的占空比(Duty1)与Q因子之间的关系的曲线图。
如本领域所理解的，第一端口201、第二端口202以及第三端口203的占空比分别对应于导通角，如以下公式(20)至(22)所示：
Figure BDA0001627658180000101
Figure BDA0001627658180000102
Figure BDA0001627658180000103
如图13所示，随着Duty1增加，谐振电流IR的振幅降低。谐振电流IR的振幅变得越小，变压器布线或半导体器件的导通损耗变得越低。因此，从传导损耗角度考虑，Duty1为高是优选的。另一方面，随着Duty1变高，Q因子降低。
对于功率转换器100，通过将串联谐振电路1的开关频率的阻抗设定得比总有效负载阻值高，可使Q因子保持在等于或大于1，从而满足上述分析中使用的AC近似值。结果，获得期望的输出电压。
对于功率转换器100，控制器110分别控制第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103，以获得期望的输出电压。具体地，在所示实施例中，如本领域中所理解的，控制器110的计算单元112基于施加到第二负载电阻6和第三负载电阻8的电压VDC2和VDC3以及流经第二负载电阻6和第三负载电阻8的平均电流IAVE2和IAVE3来分别计算第二负载电阻6和第三负载电阻8的阻值R2和R3(例如，负载阻值)。更具体地，计算单元112通过将施加的电压VDC2除以平均电流IAVE2来计算阻值R2，并通过将施加的电压VDC3除以平均电流IAVE3来计算阻值R3。这里，施加的电压VDC2和VDC3由电压传感器(未示出)检测(该电压传感器被配置和布置为分别检测施加到第二负载电阻6和第三负载电阻8的电压)，而平均电流IAVE2和IAVE3由电流传感器(未示出)检测到，该电流传感器被配置和布置为分别检测流经第二负载电阻6和第三负载电阻8的平均电流。
然后，如本领域中所理解的，控制器110的控制单元114基于负载阻值R2和R3、目标电源电压值VDC1和第二负载电阻6及第三负载电阻8的目标电压值VDC2和VDC3，来确定第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的占空比。在所示实施例中，目标电源电压值VDC1和目标电压值VDC2和VDC3被预设或预先存储到控制器110的控制单元114，而负载阻值R2和R3由控制器110的计算单元112计算。更具体地，在所示实施例中，如上表1所示，目标电源电压值VDC1和目标电压值VDC2和VDC3被分别预设为40[V]、40[V]和10[V]。
如本领域所理解的，可使用公式(14)至(17)来变换公式(19)以表示Q因子与导通角α之间的关系。具体地，通过将目标电源电压值VDC1、目标电压值VDC2和VDC3以及负载阻值R2和R3代入公式(16)和(17)，可获得sin(α)和sin(β)之间的关系以及sin(α)和sin(γ)之间的关系。换句话说，使用公式(16)和(17)，sin(β)和sin(γ)可分别表示为sin(α)的函数。此外，如本领域中所理解的，通过将已经作为sin(α)的函数而获得的sin(β)和sin(γ)以及已经由计算单元112计算出的负载阻值R2和R3代入公式(14)和(15)，有效负载阻值RE2和RE3可计算为sin(α)的函数。然后，通过将已经计算的有效负载阻值RE2和RE3以及已经预设或预存储的电路参数fS和CR代入公式(19)，可获得Q因子与导通角α之间的关系。在所示实施例中，如上表1所示，电路参数fS和CR被分别预设为100,000[Hz]和5.00E-08[F]。
如上所述，Q因子保持足够高是优选的。例如，为了很好地满足在上述分析中使用的AC近似值，特性阻抗被设置为高于总有效负载阻值，并且在这种情况下，Q因子需要等于或大于1。换句话说，在所示实施例中，Q因子被设置为等于或大于1。在所示实施例中，例如，如下所述，Q因子被设置为4.134。如本领域中所理解的，一旦确定了Q因子，可以从Q因子与导通角α之间的上述关系获得导通角α。另外，一旦获得了导通角α，则可使用公式(16)和(17)从上述sin(α)和sin(β)之间的关系以及sin(α)和sin(γ)之间的关系来获得导通角β和γ。
然后，控制器110的控制单元114基于导通角α、β和γ的计算结果来确定第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的占空比Duty1、Duty2和Duty3。具体地，控制单元114分别根据公式(20)、(21)和(22)计算占空比Duty1、Duty2和Duty3。然后，控制单元116使用相移PWM分别控制第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的开关元件，使得可分别在第一端口201、第二端口202和第三端口203获得占空比Duty1、Duty2和Duty3。用于开关元件的相移PWM在本领域中是公知的。因此，为了简洁起见将省略详细描述。
在所示实施例中，逐步描述由控制器110的计算单元112和控制单元114执行的计算。然而，当然，多个计算步骤可以作为单个计算步骤来执行。例如，在所示实施例中，当目标电压值VDC1、VDC2和VDC3，Q因子的目标值以及电路参数(例如n2P、n2S、n3P、n3S，fS和CR)被给出时，占空比Duty1、Duty2和Duty3最终作为由电压传感器检测到的施加电压VDC2和VDC3以及由电流传感器检测到的平均电流IAVE2和IAVE3的函数获得。因此，控制器110也可以响应于获得来自电压传感器的施加电压VDC2和VDC3以及来自电流传感器的平均电流IAVE2和IAVE3来计算占空比Duty1、Duty2和Duty3。另外，可通过使用由传感器检测的值或者根据需要和/或期望在本领域众所周知的方式计算的值，来执行作为使用预设目标值(例如目标电压值VDC1、VDC2和VDC3)以及Q因子的目标值而解释的上述计算。类似地，根据需要和/或期望，可以通过使用预设的目标值来执行作为使用由传感器检测的值而解释的上述计算。
接下来，将解释功率转换器100的上述操作的仿真结果。
图15示出在仿真中使用的电路图。图15所示的电路图基本上具有关于主要组件的与图1所示的电路图相同的电路图。为了仿真的目的，显示了图15中的附加组件或端子。然而，如本领域所理解的，由图1和15中所示的电路图所示的电路基本上是相同地操作的。具体而言，图15所示的开关sw01至sw04和二极管D01至D04对应于图1所示的第一开关电路101的开关元件，图15所示的开关sw05至sw08和二极管D05至D08对应于第二开关电路102的开关元件，并且图15所示的开关sw09至sw12和二极管D09至D12对应于第三开关电路103的开关元件。
对于该仿真，表1中所示的电路参数也被使用。此外，对于该仿真，下面的表2中所示的占空比和Q因子被使用。
Duty1 0.560
Duty2 0.423
Duty3 0.423
Q 4.134
[表2]
图16示出vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)的波形。vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)的波形分别具有峰值电压VDC1、VDC2和VDC3，并具有表2所示的占空比。
图17示出iR(t)、i1(t)、i2(t)和i3(t)的波形。对于这种仿真，由于如表2所示Q因子被设定为4.134的高值，所以iR(t)是正弦波。
图18分别示出第二端口202和第三端口203的输出电压VDC2和VDC3的波形。平均输出电压值分别为39.6V和9.97V，它们分别基本上等于表1中所示的目标电压40V和10V。因此，对于该功率转换器100，可获得第二端口202和第三端口203处的期望的输出电压。
在所示实施例中，功率转换器100包括第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103(例如，至少三个开关电路)、第一电源4(例如，至少一个电源)、第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)以及串联谐振电路1(例如谐振电路)。第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的输入端子连接到第一电源4(例如，至少一个电源)或第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)。第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的输出端子301、302和303与串联谐振电路1电串联地连接，以形成闭合电路。
对于功率转换器100，可以根据需要控制多个端口201、202和203之间的电力。因此，可提供一种可减少部件数量并且可减小其尺寸和成本的功率转换器。
在所示实施例中，对于功率转换器100，由连接到第一电源4(例如，至少一个电源)的第一开关电路(例如，一组开关电路)生成的电压波形VFC1(t)的基波分量之和，基本上等于施加到与第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)连接的第二开关电路102和第三开关电路103(例如，一组开关电路)的电压波形vFC2(t)和vFC3(t)的基波分量之和。
对于该功率转换器100，可通过使由串联谐振电路1选择性地滤波的至少一个电源的基波分量之和等于至少一个负载的基波分量之和，根据期望控制多个端口201、202和203之间的电力。
在所示实施例中，对于此功率转换器100，电压波形vFC1(t)、vFC2(t)和vFC3(t)的频率fS基本上等于串联谐振电路1的谐振频率fR。
对于此功率转换器100，可通过使电压波形vFC1(t)、vFC2(t)和vFC3(t)的频率fS接近串联谐振电路1的谐振频率fR，来选择性地获得基波分量。
在所示实施例中，对于功率转换器100，电压波形的vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)的相位基本上彼此相等。
对于此功率转换器100，通过使电压波形vSQ1(t)、vSQ2(t)和vSQ3(t)为相同相位，可使得第一电源(例如，至少一个电源)的基波分量vFC1(t)之和与第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)的基波分量vFC2(t)和vFC3(t)之和彼此相等。
在所示实施例中，对于功率转换器100，第二开关电路102和第三开关电路103的输出端子经由第二隔离变压器21和第三隔离变压器22被串联连接到闭合电路。
对于该功率转换器100，通过经由隔离变压器连接期望的输出端子，期望的输出端子可以与另一输出端子电隔离。
在所示实施例中，对于功率转换器100，谐振电路的特性阻抗高于串联连接到闭合电路的总有效负载阻值。
对于根据第六方面的功率转换器，可通过使串联谐振电路1的特性阻抗高于总有效负载阻值RE2和RE3，由谐振电路对电压波形的基波分量进行有效滤波。
在所示实施例中，对于该功率转换器100，第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103(例如至少一个开关电路)包括全桥电路。
在所示实施例中，功率转换器100包括计算单元112和控制单元114，计算单元112被配置为基于施加到第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)的电压VDC2和VDC3以及第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)的平均电流IAVE2和IAVE3，来计算负载阻值R2和R3，控制单元114被配置为基于负载阻值R2和R3(例如负载阻值)、目标电源电压值VDC1(例如，电源电压值)以及第二负载电阻6和第三负载电阻8(例如，至少一个负载)的目标电压值VDC2和VDC3，来确定第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103的占空比Duty1、Duty2和Duty3。
对于此功率转换器100，根据期望，可控制第一端口201、第二端口202以及第三端口203之间的功率。
[第二实施例]
图19是示出根据第二实施例的功率转换器100的电路结构的电路图。除了第二电源9连接到第二端口202而不是图1所示的第二负载电阻6之外，图19中所示的功率转换器100基本上与图1中所示的功率转换器100相同。
更具体地说，对于根据第一实施例的功率转换器100，两个负载连接到单个电源。另一方面，对于根据第二实施例的功率转换器100，单个负载连接到两个电源。换句话说，功率转换器100形成具有作为多(一对)输入的第一电源4和第二电源9以及作为单个输出的第三负载电阻8的DC-DC转换器。
对于根据第二实施例的此功率转换器100，如图19所示，如本领域中所理解的，即使提供两个电源，功率转换器100也可以以与第一实施例中所解释的相似的方式操作。
[第三实施例]
图20是示出根据第三实施例的功率转换器100的电路结构的电路图。除了在第一端口201连接到串联谐振电路1的位置插入第一隔离变压器23之外，图20中示出的功率转换器100基本上与图2中示出的功率转换器100相同。
更具体地说，如图20所示，第一隔离变压器23的匝数为n1P和n1S，并且第一端口201与闭合电路电隔离。对于此配置，如本领域中所理解的，第一端口201、第二端口202和第三端口203中的每一个可与串联谐振电路1隔离。此外，如本领域中所理解的，通过考虑第一隔离变压器23的匝数，功率转换器100可以以与第一实施例中所解释的类似的方式操作。
[第四实施例]
图21是示出根据第四实施例的功率转换器100的电路结构的电路图。除了多于三个端口(N个端口：N大于3)201、202、203、……和204提供到功率转换器100之外，图21中示出的功率转换器100基本上与图1中所示的功率转换器100相同。
具体地，在所示实施例中，第N端口204包括第N开关电路104、第N平滑电容器10和具有负载阻值RN的第N负载电阻11。换句话说，在所示实施例中，功率转换器100形成具有作为单个输入的第一电源4以及作为多(N-1)个输出的第二负载电阻6、第三负载电阻8、……和第N负载电阻11的DC-DC转换器。
如图21所示，如本领域中所理解的，即使端口的数量多于图1中所示的三个端口，图21中所示的功率转换器100也可以以与第一实施例中所解释的相似的方式操作。
在所示实施例中，功率转换器100的多个端口201、202、203、……及204具有单个电源4。然而，当然，根据需要和/或期望，多个端口201、202、203、……及204可包括多个电源。
[第五实施例]
图22是示出根据第五实施例的功率转换器100的电路结构的电路图。图22中所示的功率转换器100基本上与图2中所示的功率转换器100相同。对于图22中所示的功率转换器100，通过使第三端口203处的电力交换为零来使第三端口203空闲。
对于诸如非专利文献2所示的传统转换器，需要复杂的控制以使所期望的端口的电力交换为零。因此，产生了由于空闲端口的开关电路处的开关损耗或导通损耗所导致的损耗，这降低了能量效率。另一方面，对于图22中所示的功率转换器100，通过使第三开关电路103的下臂上的开关元件对导通并使第三开关电路103的上臂上的开关元件对断开，使得流过第三负载电阻8的电流为零。这是因为，如图23中的功率转换器100的AC等效电路所示，端口201、202和203等效地串联连接，并且因此，第三端口203可以等效地短路。另一方面，对于如非专利文献2所示的具有相对于单个隔离变压器的多个布线的多端口转换器，如果全桥电路的输出端子与本申请类似地短路，则施加到绝缘变压器的配线上的电压变为零，这阻止了其他端口处的功率交换。另一方面，对于本申请，通过保持上臂上的开关元件或下臂上的开关元件导通，可容易地使期望端口(例如，图22中的第三端口203)处的功率交换为零，并且开关元件或开关电路的开关损耗可减小。因此，可提供高效电路。
图24是示出根据第五实施例的修改示例的功率转换器100的电路结构的电路图。图24中所示的功率转换器100基本上与图22中所示的功率转换器100相同。对于图24中所示的功率转换器100，上臂上的开关元件对导通。通常，已导通的开关元件的开关损耗为零，但是会产生导通损耗，从而产生热量。为了防止上臂和下臂中仅一个被加热，下臂被导通的状态和上臂被导通的状态以预定的间隔被交替地切换。这会分散产生的热量，并降低开关元件所需的额定电流。因此，可提供低成本的电路。
在所示实施例中，已经解释了第三开关电路103的输出端子被电短路的示例。当然，第二开关电路102的输出端子也可以以与以上解释的相同的方式电短路。
在所示实施例中，对于功率转换器100，第三开关电路103的输出端子(例如，开关电路的至少一个输出端子)经由第三开关电路103中的上臂的开关元件或下臂的开关元件被电短路。
对于此功率转换器100，第三开关电路103的输出端子经由第三开关电路103中的上臂的开关元件或下臂的开关元件而电短路。因此，输入到短路输出端子的电力以及从短路输出端子输出的功率可以为零，由此减小第三开关电路103的开关元件处的损耗。
在所示实施例中，对于功率转换器100，第三开关电路103的输出端子(例如，开关电路的至少一个输出端子)经由第三开关电路103中的上臂的开关元件和下臂的开关元件被交替地电短路。
对于此功率转换器100，第三开关电路103的输出端子(例如，开关电路的至少一个输出端子)经由第三开关电路103中的上臂的开关元件和下臂的开关元件被交替地电短路。因此，可防止用于短路的开关元件处的温度过度升高。
在所示实施例中，对于功率转换器100，第一开关电路101、第二开关电路102和第三开关电路103(例如，至少一个开关电路)包括全桥电路。
对于此功率转换器100，通过使第三开关电路103包括全桥电路，可容易地使第三开关电路103的输出端子电短路。
[术语的一般解释]
在理解本发明的范围时，如本文所使用的术语“包括”及其派生词旨在是开放式术语，其指定所述特征、元件、部件、组、整体和/或步骤的存在，但是不排除其他未陈述的特征、元件、组件、组、整体和/或步骤的存在。前述内容也适用于具有类似含义的词语，诸如术语“包括”、“具有”及其派生词。而且，当以单数使用时，术语“部分”、“分段”、“部”、“部件”或“元件”可以具有单个部分或多个部分的双重含义。如本文所用的诸如“基本上”，“约”和“近似”的程度术语是指修改的术语的合理偏差量，使得最终结果不显著改变。
应该理解的是，尽管这里可以使用术语“第一”、“第二”等来描述各种元件、部件、区域、层、位置和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层、位置和/或部分不应受这些术语限制。这些术语仅用于将一个元件、组件、区域、层、位置或部分与另一个元件、组件、区域、层、位置或部分区分。因此，在不脱离说明性实施例的教导的情况下，上面讨论的第一元件、组件、区域、层、位置或部分可以被称为第二元件、组件、区域、层、位置或部分。
尽管仅选择了选定的实施例来示出本发明，但对于本领域技术人员来说，从本公开内容显而易见的是，在不脱离如所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以在此做出各种改变和修改。例如，各种部件的尺寸、形状、位置或方位可根据需要和/或期望而改变。直接显示彼此连接或接触的组件可具有设置在它们之间的中间结构。一个元件的功能可以由两个元件执行，反之亦然。一个实施例的结构和功能可以在另一个实施例中采用。所有优点不一定同时出现在特定实施例中。相对现有技术独特、与其他特征独立、与其他特征相结合的每个特征，也应被认为是申请人对进一步发明的单独描述，包括由这些特征体现的结构和/或功能概念。因此，提供根据本发明的实施例的前述描述仅用于示出，而不是为了限制由所附权利要求及其等同物限定的本发明。

Claims (9)

1.一种功率转换器，包括：
至少三个开关电路；
至少一个电源；
至少一个负载；和
谐振电路；
所述开关电路的至少一个包括全桥电路，所述全桥电路具有上臂的开关元件对和下臂的开关元件对，并具有与所述上臂的开关元件对和所述下臂的开关元件对的连接点连接的第1端子、与所述上臂的开关元件对连接的第2端子、与所述下臂的开关元件对连接的第3端子，
在所述开关电路的所述第2端子和所述第3端子之间连接所述至少一个电源或所述至少一个负载，并且
将所述谐振电路电串联地与至少三个所述开关电路的至少三个第1端子连接以形成闭合电路。
2.如权利要求1所述的功率转换器，其中
由连接到所述至少一个电源的一组开关电路产生的电压波形的基波分量之和等于施加到连接至所述至少一个负载的一组开关电路的电压波形的基波分量之和。
3.如权利要求2所述的功率转换器，其中
电压波形的频率等于所述谐振电路的谐振频率。
4.如权利要求2所述的功率转换器，其中
电压波形的相位彼此相等。
5.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换器，其中
所述开关电路的至少一个第1端子经由隔离变压器串联地连接到所述闭合电路。
6.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换器，其中
所述谐振电路的特性阻抗高于串联连接到所述闭合电路的总有效负载阻值。
7.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换器，其中
所述开关电路的至少一个第1端子经由所述开关电路中的上臂的开关元件或下臂的开关元件被电短路。
8.如权利要求7所述的功率转换器，其中
所述开关电路的至少一个第1端子经由所述开关电路中的上臂的开关元件和下臂的开关元件被交替地电短路。
9.如权利要求1至4中任一项所述的功率转换器，还包括：
计算单元，被配置为基于施加到所述至少一个负载的电压和所述至少一个负载的平均电流来计算负载阻值，和
控制单元，被配置为基于所述负载阻值、电源电压值和所述至少一个负载的目标电压值来确定所述开关电路的占空比。
CN201580083847.3A 2015-10-13 2015-10-13 功率转换器 Active CN108475990B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/US2015/055338 WO2017065750A1 (en) 2015-10-13 2015-10-13 Power converter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108475990A CN108475990A (zh) 2018-08-31
CN108475990B true CN108475990B (zh) 2021-01-26

Family

ID=58517621

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580083847.3A Active CN108475990B (zh) 2015-10-13 2015-10-13 功率转换器

Country Status (11)

Country Link
US (1) US10778110B2 (zh)
EP (1) EP3363110A4 (zh)
JP (1) JP6681979B2 (zh)
KR (1) KR102102742B1 (zh)
CN (1) CN108475990B (zh)
BR (1) BR112018007413B1 (zh)
CA (1) CA3002233A1 (zh)
MX (1) MX2018004491A (zh)
MY (1) MY194220A (zh)
RU (1) RU2722388C2 (zh)
WO (1) WO2017065750A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6932373B2 (ja) * 2017-08-22 2021-09-08 株式会社アイケイエス ３端子静止形直流変圧器の制御装置
JP7051349B2 (ja) * 2017-09-26 2022-04-11 テルモ株式会社 チューブ接合装置の定電力制御装置
CN111446860B (zh) * 2019-01-16 2021-09-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法
CN111446861B (zh) 2019-01-16 2021-02-26 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流/直流变换器及其控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1870408A (zh) * 2006-06-19 2006-11-29 艾默生网络能源有限公司 多路输出直流－直流变换器
CN102792576A (zh) * 2010-03-16 2012-11-21 株式会社村田制作所 开关电源装置
CN103718445A (zh) * 2011-08-04 2014-04-09 株式会社村田制作所 开关电源装置

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10027575A1 (de) * 1999-09-02 2001-04-05 Abb Patent Gmbh ARCP Mehrpunktstromrichter mit potentialvariablen Zwischenkapazitäten
US6449179B1 (en) * 2000-11-02 2002-09-10 American Superconductor Corp. Multi-level quasi-resonant power inverter
US6548985B1 (en) * 2002-03-22 2003-04-15 General Motors Corporation Multiple input single-stage inductive charger
JP2006174571A (ja) 2004-12-15 2006-06-29 Fuji Electric Device Technology Co Ltd 電流共振コンバータ
JP4657062B2 (ja) 2005-08-30 2011-03-23 新電元工業株式会社 共振形コンバータ
CN1992493B (zh) * 2005-12-30 2011-05-18 艾默生网络能源系统北美公司 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
US20090085543A1 (en) * 2007-09-28 2009-04-02 Astec International Limited Variable Output Voltage Power Converter
US20120268976A1 (en) * 2009-02-27 2012-10-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Three-phase rectifier circuit
US8536735B2 (en) * 2009-02-27 2013-09-17 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Converter with input voltage balance circuit
US9166489B2 (en) * 2009-02-27 2015-10-20 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Layouts of multiple transformers and multiple rectifiers of interleaving converter
CN101944852B (zh) * 2009-07-07 2013-03-27 台达电子工业股份有限公司 多相开关电源转换电路
US8811039B2 (en) * 2010-07-16 2014-08-19 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Pulse width modulated resonant power conversion
GB2484971A (en) * 2010-10-28 2012-05-02 Eltek Valere As Control of a bidirectional series resonant DC/DC converter
WO2012101905A1 (ja) * 2011-01-26 2012-08-02 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US8208274B2 (en) 2011-04-28 2012-06-26 General Electric Company Alternating current to direct current power conversion
TWI458217B (zh) * 2012-05-07 2014-10-21 Anpec Electronics Corp 電流平衡電路及其多相位直流至直流轉換器與電流平衡方法
US8837173B2 (en) * 2013-01-02 2014-09-16 Chicony Power Technology Co., Ltd DC to DC power converting device

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1870408A (zh) * 2006-06-19 2006-11-29 艾默生网络能源有限公司 多路输出直流－直流变换器
CN102792576A (zh) * 2010-03-16 2012-11-21 株式会社村田制作所 开关电源装置
CN103718445A (zh) * 2011-08-04 2014-04-09 株式会社村田制作所 开关电源装置

Also Published As

Publication number Publication date
BR112018007413B1 (pt) 2023-01-17
MY194220A (en) 2022-11-22
WO2017065750A1 (en) 2017-04-20
RU2722388C2 (ru) 2020-05-29
JP2018530984A (ja) 2018-10-18
RU2018117293A (ru) 2019-11-14
US10778110B2 (en) 2020-09-15
KR102102742B1 (ko) 2020-04-21
KR20180096585A (ko) 2018-08-29
CN108475990A (zh) 2018-08-31
JP6681979B2 (ja) 2020-04-15
CA3002233A1 (en) 2017-04-20
EP3363110A4 (en) 2019-05-01
RU2018117293A3 (zh) 2019-11-14
BR112018007413A2 (pt) 2018-10-23
MX2018004491A (es) 2019-01-14
EP3363110A1 (en) 2018-08-22
US20180301989A1 (en) 2018-10-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108475990B (zh) 功率转换器
van Hoek et al. Enhanced modulation strategy for a three-phase dual active bridge—Boosting efficiency of an electric vehicle converter
US10230298B2 (en) Resistorless precharging
CN204030568U (zh) 窃电电路和温控器
JP5022427B2 (ja) 多相ｄｃ−ｄｃコンバータ制御システム及び制御方法
van Hoek et al. Comparison of a single-phase and a three-phase dual active bridge with low-voltage, high-current output
Zou et al. Switched-capacitor-cell-based voltage multipliers and DC–AC inverters
US9728965B2 (en) Scalable universal power supply and power converter
CN105052245B (zh) Led驱动电路
CN111384868A (zh) 平衡电容器功率转换器
US20150280474A1 (en) Device and method for charging an electric energy store from a three-phase ac voltage source
CN110769963B (zh) 具有包括至少第一二极管的输出整流器和相移双正向转换器的焊接型电力供应器
CN203883695U (zh) 逆变器
CN113824311A (zh) 一种用于燃料电池汽车的宽升降压范围的dc-dc变换器
Praneeth et al. A soft switched boost cascaded-by-buck power factor correction converter for on-board battery charger application
Lei et al. Switched-coupled-inductor inverter
Fernandez et al. Design tips for a general purpose application PWM inverter based on a low cost microcontroller
Arvindan et al. Selective harmonic elimination in a microprocessor based single-phase AC chopper with four quadrant switch realizations
JP3757729B2 (ja) インバータ装置
WO2018091374A1 (de) Elektrische heizvorrichtung für kraftfahrzeuge
CN113630008B (zh) 一种Boost级联与开关电容双向DC-DC变换器及控制方法
Do et al. Design and implementation of a current-fed dual active bridge converter for an AC battery
CN114142720A (zh) 一种用于燃料电池汽车的准z源结构的升降压dc-dc变换器
CN117595697A (zh) 新型三相Semi-Z源逆变器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant