CN102792576A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明的开关电源装置在变压器(T1)的初级绕组(L1)与第2开关元件(Q2)之间，串联连接有谐振电容器(Cr)以及电感器(Lr)。由二极管(D1)以及电容器(Co1)组成的第1整流平滑电路在第1开关元件(Q1)的接通期间对在变压器(T1)的第1次级绕组(L21)产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压(Vo1)。由二极管(D2)以及电容器(Co2)组成的第2整流平滑电路在第2开关元件(Q2)的接通期间对在变压器(T1)的第2次级绕组(L22)产生的电压进行整流平滑，来取出第2输出电压(Vo2)。控制电路(10)基于第1输出电压(Vo1)以及第2输出电压(Vo2)，对第1开关元件(Q1)的接通时间以及第2开关元件(Q2)的接通时间进行控制。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及具有多个输出的开关电源装置，特别涉及能同时精度良好地控制两个输出的开关电源装置。

背景技术

作为具有多个输出的开关电源装置，例如公开了专利文献1、2。

在专利文献1中，示出了一种电源电路，其构成为：变压器的次级绕组有两个，且分别在其上设有整流平滑电路，对其中一个次级绕组的输出电压进行检测，来进行反馈控制。

另外，在专利文献2中示出了电流谐振转换器构成的开关电源电路。在此，专利文献2中所列举的开关电源电路如图1所示。该开关电源电路是具有开关元件S1、S2、以及对转换器变压器3和开关元件S1、S2进行控制的控制电路2的电流谐振型的开关稳压器。转换器变压器3具有：伴随开关元件S1、S2的导通、截止动作而施加输入电压的初级绕组NP；对控制电路2供应动作电压VCC的控制电压用的次级绕组NS2；以及用于取出直流输出V0的输出电压用的次级绕组NS1，且在各个次级侧构成有全波整流电路。控制电路2以占空比50％来对开关元件S1、S2进行互补驱动，并通过频率控制来对输出电压Vo进行控制。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本实开平4-121181号公报

专利文献2：日本特开平6-303771号公报

发明内容

发明要解决的课题

专利文献1、2中的电源电路均进行控制以使变压器的两个次级绕组中的一者的整流平滑输出(控制输出侧)的电压稳定化。然而，由于变压器的耦合度、电阻成分、二极管的正方向电压降、以及基于开关的浪涌等的影响，输出电压并不仅由变压器的绕组的匝数比来决定，在非控制输出侧，输出电压会因负载的轻重、元件的特性变化或参差不齐而变化。即，存在非控制输出侧的电压稳定化的精度低这样的课题。

本发明的目的在于，提供能同时精度良好地控制两个输出的开关电源装置。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，按如下构成开关电源装置。

(1)具备：

串联电路，其连接于被输入直流的输入电压的电源输入部，且由第1开关元件(Q1)以及第2开关元件(Q2)组成；

变压器(T1)，其至少磁耦合初级绕组(L1)与次级绕组；

串联谐振电路，其与所述第1开关元件(Q1)或所述第2开关元件(Q2)并联连接，且串联连接所述变压器(T1)的初级绕组(L1)、电感器(Lr)、电容器(Cr)；

第1整流平滑电路(D1，Co1)，其在所述第1开关元件(Q1)的导通期间对在所述变压器(T1)的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压(Vo1)；

第2整流平滑电路(D2，Co2)，其在所述第2开关元件(Q2)的导通期间对在所述变压器(T1)的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第2输出电压(Vo2)；以及

开关控制电路(10)，其按照所述第1开关元件(Q1)与所述第2开关元件(Q2)反复互补性的导通/截止的方式来进行驱动，并基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压，对所述第1开关元件(Q1)的导通时间以及所述第2开关元件(Q2)的导通时间分别进行控制，从而对所述第1输出电压(Vo1)以及所述第2输出电压(Vo2)进行控制。

(2)具备：

第1串联电路，其与被输入直流的输入电压的电源输入部连接，且使第1开关元件(Q1)成为高边，第2开关元件(Q2)成为低边；

第2串联电路，其与被输入直流的输入电压的电源输入部连接，且使第3开关元件(Q3)成为高边，第4开关元件(Q4)成为低边；

变压器(T1)，其至少磁耦合初级绕组与次级绕组；

串联谐振电路，其一端连接于所述第1开关元件(Q1)与所述第2开关元件(Q2)的连接点，另一端连接于所述第3开关元件(Q3)与所述第4开关元件(Q4)的连接点，且由所述变压器(T1)的初级绕组(L1)、电感器(Lr)、以及电容器(Cr)组成；

第1整流平滑电路(D1，Co1)，其在所述第1开关元件(Q1)以及所述第4开关元件(Q4)的导通期间对在所述变压器(T1)的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压；

第2整流平滑电路(D2，Co2)，其在所述第2开关元件(Q2)以及所述第3开关元件(Q3)的导通期间对在所述变压器(T1)的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第2输出电压；以及

开关控制电路(10)，其按照所述第1开关元件(Q1)及所述第4开关元件(Q4)、与所述第2开关元件(Q2)及所述第3开关元件(Q3)反复互补的导通/截止的方式进行驱动，并基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来对所述第1开关元件及所述第4开关元件的导通时间、以及所述第2开关元件及所述第3开关元件的导通时间分别进行控制，从而对所述第1输出电压(Vo1)以及所述第2输出电压(Vo2)进行控制。

(3)另外，具备：第1输出电压检测电路，其检测所述第1输出电压(Vo1)；以及第2输出电压检测电路，其检测所述第2输出电压(Vo2)，

若将所述第1输出电压设为Vo1，将所述第2输出电压设为Vo2，将所述第1开关元件(Q1)的导通时间设为Ton1，将所述第2开关元件(Q2)的导通时间设为Ton2，将第1基准电压设为Vref1，将第2基准电压设为Vref2，则所述开关控制电路以

【数式5】

$L\left[\left(\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{on}1}\\ T_{\mathrm{on}2}\end{array}\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\left[\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-V_{o1}\\ V_{\mathrm{ref}2}-V_{o2}\end{array}\right)\right]...\left(5\right)$

(在此，A、B、C、D是传递函数，L[]表示拉普拉斯变换)的关系，基于所述第1输出电压检测电路的检测信号以及所述第2输出电压检测电路的检测信号，对所述第1开关元件(Q1)的导通时间Ton1以及所述第2开关元件(Q2)的导通时间Ton2进行多变量反馈控制，以使得所述第1输出电压Vo1以及所述第2输出电压Vo2分别成为规定的电压。

(4)另外，将所述传递函数A、D分别确定为0。即，以第1开关元件(Q1)的导通时间(Ton1)来控制第2输出电压Vo2，以第2开关元件(Q1)的导通时间(Ton2)来控制第1输出电压Vo1。

(5)所述次级绕组可以由产生所述第1输出电压以及所述第2输出电压的单一的绕组(L2)构成。

(6)所述次级绕组可以由产生所述第1输出电压的第1次级绕组(L21)和产生所述第2输出电压的第2次级绕组(L22)构成。

(7)另外，将所述第1次级绕组(L21)与所述第2次级绕组(L22)分别独立地进行卷绕，所述第1整流平滑电路与所述第2整流平滑电路的接地侧彼此连接。

(8)另外，将所述第1次级绕组(L21)与所述第2次级绕组(L22)分别独立地进行卷绕，所述第1整流平滑电路的接地侧与所述第2整流平滑电路的电压输出侧连接，或者所述第2整流平滑电路的接地侧与所述第1整流平滑电路的电压输出侧连接。

通过此构成，良好地保持两个输出的平衡。

(9)所述开关控制电路例如由DSP(数字信号处理器)构成。

发明效果

根据本发明，相对于与两个输出连接的负载的轻重的变动，能将输出电压的精度分别保持得较高。

另外，若构成为以第1开关元件(Q1)的导通时间(Ton1)来控制第2输出电压Vo2、且以第2开关元件(Q1)的导通时间(Ton2)来控制第1输出电压Vo1，则能简单地构成控制电路。

附图说明

图1是专利文献2中所列举的开关电源电路的电路图。

图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。

图3(A)是图2所示的开关电源装置101的整体的等效电路图。图3(B)是第1开关元件Q1处于导通状态时的等效电路图，图3(C)是第2开关元件Q2处于导通状态时的等效电路图。

图4是表示第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的驱动脉冲的生成方法的图。

图5是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。

图6是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。

图7是图6所示的控制电路11、12的具体的电路图的例。

图8是图7所示的电路各部分的信号的波形图。

图9(A)、图9(B)是第4实施方式所涉及的开关电源装置104A、104B的电路图。

图10是第5实施方式所涉及的开关电源装置的次级侧的电路图。

图11是第5实施方式所涉及的开关电源装置的次级侧的电路图。

图12是第5实施方式所涉及的开关电源装置的次级侧的电路图。

图13是第5实施方式所涉及的开关电源电路的次级侧的电路图。

图14是第6实施方式所涉及的开关电源装置的初级侧的电路图。

具体实施方式

《第1实施方式》

参照图2、图3来说明第1实施方式所涉及的开关电源装置。

图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。该开关电源装置101具备至少由初级绕组L1、第1次级绕组L21、以及第2次级绕组L22分别磁耦合而得到的变压器T1。在作为被输入直流的输入电压Vi的电源输入部的电源输入端子Pi(+)、Pi(G)，串联地连接有第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2。在变压器T1的初级绕组L1与第2开关元件Q2之间，设有与它们串联连接且与初级绕组L1一起构成串联谐振电路的谐振电容器Cr以及电感器Lr。该电感器Lr可以不作为部件设置而是与变压器T1复合地构成。

在变压器T1的第1次级绕组L21，设有由二极管D1以及电容器Co1组成的第1整流平滑电路。该第1整流平滑电路在第1开关元件Q1的导通期间对在变压器T1的第1次级绕组L21产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压Vo1。

同样，在变压器T1的第2次级绕组L22，设有由二极管D2以及电容器Co2组成的第2整流平滑电路。该第2整流平滑电路在第2开关元件Q2的导通期间对在变压器T1的第2次级绕组L22产生的电压进行整流平滑来取出第2输出电压Vo2。

尽管第1次级绕组L21与第2次级绕组L22分别独立地进行了卷绕，但第1整流平滑电路与第2整流平滑电路的接地侧彼此连接。

对第1电源输出端子Po1(+)、Po1(G)输出第1输出电压Vo1，来施加于负载RL1。对第2电源输出端子Po2(+)、Po2(G)输出第2输出电压Vo2，来施加于负载RL2。

第1开关元件Q1以及第2开关元件Q2是MOS-FET，在它们的栅极连接有开关控制电路(以下，仅称为“控制电路”)10。控制电路10将第1开关元件Q1与第2开关元件Q2按照隔着均处于截止状态的时间地、彼此互补地反复导通/截止的方式来进行驱动。另外，控制电路10基于第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2，来对第1开关元件Q1的导通时间以及第2开关元件Q2的导通时间分别进行控制。即，与现有的电流谐振转换器不同，占空比发生变化。如此，使第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2分别稳定在规定电压。

图3(A)是图2所示的开关电源装置101的整体的等效电路图。图3(B)是第1开关元件Q1处于导通状态时的等效电路图，图3(C)是第2开关元件Q2处于导通状态时的等效电路图。

在图3(A)、图3(B)、图3(C)中，电感器M是等效地表示基于变压器T1的初级绕组L1以及次级绕组L21、L22的互感的电感器。电容器Co1’、Co2’相当于图2所示的电容器Co1、Co2。另外，负载RL1’、RL2’相当于图2所示的负载RL1、RL2。进而，电流ico1’、ico2’相当于在图2所示的电容器Co1、Co2中流动的电流。然而，电容器Co1’、Co2’、负载RL1’、RL2’、电流ico1’、ico2’各自的值如下式所表示的那样，是对应于变压器T1的初级绕组与次级绕组的绕组比的值。

【数式1】

C_o1′＝n₁ ²C_o1

R_L1′＝n₁ ²R_L1      …(1)

i_co1′＝i_co1/n₁ ²

【数式2】

C_o2′＝n₂ ²C_o2

R_L2′＝n₂ ²R_L2      …(2)

i_co2′＝i_co2/n₂ ²

在此，Co1’、Co2’是电容器Co1’、Co2’的容量值，RL1’、RL2’是负载RL1’、RL2’的电阻值，ico1’、ico2’是电流ico1’、ico2’的电流值。

在此，若以N1来表示变压器T1的初级绕组L1的匝数，以N21来表示第1次级绕组L21的匝数，以N22来表示第2次级绕组L22的匝数，则

n1＝N1/N21

n2＝N1/N22。

通过第1开关元件Q1的导通来对谐振电路施加输入电压Vi，如图3(B)所示，按照对Cr充电的方式来流动电流。另外，按照通过第2开关元件Q2的导通来对Cr中所蓄积的电荷进行放电的方式，如图3(C)所示来流动电流。

在此，若以Vlr表示电感器Lr的两端电压，以Vo1’表示施加于负载RL1’的电压，以Vcr表示电容器Cr的两端电压，以id1表示在二极管D1中流动的电流，以Vm表示电感器M的两端电压，以im表示在电感器M中流动的电流，

则在第1开关元件Q1的导通期间，下式成立。

【数式3】

V_i＝v_lr+v_m+v_cr

$v_{\mathrm{lr}}=L_r\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}$

$v_{\mathrm{cr}}=\frac{1}{C_r}\∫i_{d1}\mathrm{dt}$

$v_m=M\frac{{\mathrm{di}}_m}{\mathrm{dt}}=\left\{\begin{array}{cc}{V_{o1}}^{\′}& (M\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}>{V_{o1}}^{\′})\\ M\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}& (M\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}\≤{V_{o1}}^{\′})\end{array}\right....\left(3\right)$

i_co1′＝i_d1′-i_m

同样，在第2开关元件Q2的导通期间，下式成立。

【数式4】

0＝V_lr-V_o2′+v_cr

$v_{\mathrm{lr}}=-L_r\frac{{\mathrm{di}}_{d1}}{\mathrm{dt}}$

$v_{\mathrm{cr}}=-\frac{1}{C_r}{\∫i}_{d1}\mathrm{dt}$

                  …(4)

$v_m=M\frac{{\mathrm{di}}_m}{\mathrm{dt}}=\left\{\begin{array}{cc}{{-V}_{o2}}^{\&prime;}& (M\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}<-{V_{o2}}^{\&prime;})\\ M\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}& (M\frac{{\mathrm{di}}_{d2}}{\mathrm{dt}}\&GreaterEqual;-{V_{o2}}^{\&prime;})\end{array}\right.$

i_co2′＝i_d2′+i_m

如此，在第1开关元件Q1的导通期间内，不仅对负载RL1’供应电力，还将用于对负载RL2’供应的电力充电至电容器Cr。另外，通过不仅将电容器Cr中所蓄积的能量在第2开关元件Q2的导通期间内向负载RL2’进行供给还进行电容器Cr的放电，从而能在第1开关元件Q1的导通期间内从输入电源向谐振电路供应更大的电力。如此，通过对第1开关元件Q1的导通期间以及第2开关元件Q2的导通期间进行反馈控制来控制电流谐振状态，能独立地控制Vo1’(＝Vo1)以及Vo2’(＝Vo2)。

该控制系统是2个控制量与2个操作量具有相互干扰的多变量反馈控制系统，能通过成为以下那样的传递函数矩阵的控制器来进行控制。

【数式5】

$L\left[\left(\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{on}1}\\ T_{\mathrm{on}2}\end{array}\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\left[\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-V_{o1}\\ V_{\mathrm{ref}2}-V_{o2}\end{array}\right)\right]...\left(5\right)$

在此，L[]是拉普拉斯变换，Ton1是第1开关元件Q1的导通时间，Ton2是第2开关元件Q2的导通时间。另外，A，B，C，D是根据电路以及动作状态而确定的系数。另外，Vref1和Vref2是基准电压。

在基于Vo2对Ton1、基于Vo1对Ton2进行PI控制的情况下，(5)式所示的系数A、B、C、D如下。

【数式6】

A＝0

$B=\frac{K_{\mathrm{IB}}}{S}+K_{\mathrm{PB}}$

            …(6)

$C=\frac{K_{\mathrm{IC}}}{S}+K_{\mathrm{PC}}$

D＝0

在此，K_IB/s、K_IC/s是积分，K_PB、K_PC是比例。

在该例中，A＝D＝0，控制变得容易。即，若系数A、D均非零，则成为多变量控制，因此难以通过模拟电路来实现，而若A＝D＝0，则即使是模拟电路，也能比较容易地实现。

关于以所提供的Ton1、Ton2来如何生成第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的驱动脉冲，针对控制器10由DSP(Digital Signal Processor)构成的情况，参照图4来说明数字PWM模块的设定以及动作。

在图4中，CNTR是计数器，按每个时钟增加。PRD是周期，若CNTR达到该值则变为零。即，决定开关周期。CMP是比较，当CNTR与CMP一致时，脉冲会反转。

Q1G是Q1驱动脉冲，被设定为：当CNTR与零一致时进行上升沿变化，而当CNTR与CMP一致时进行下降沿变化。Q2G是Q2驱动脉冲，被设定为：当CNTR与CMP一致时进行上升沿变化，当CNTR与PRD一致时进行下降沿变化。按照PRD相当于Ton1+Ton2、CMP相当于Ton1的方式来生成Q1、Q2的驱动脉冲。

图2所示的控制电路10具备：检测第1输出电压Vo1的第1输出电压检测电路、以及检测第2输出电压Vo2的第2输出电压检测电路。图2的控制电路10基于第1输出电压检测电路的检测信号以及第2输出电压检测电路的检测信号，对第1开关元件Q1的导通时间Ton1以及第2开关元件Q2的导通时间Ton2进行反馈控制，以使得第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2分别成为规定值。

如前所述，在第1开关元件Q1的导通期间对电容器Cr进行充电，并将电容器Cr中所蓄积的能量在第2开关元件Q2的导通期间向负载进行提供。通过该作用，第2输出电压Vo2能以第1开关元件Q1的导通时间进行控制。同样，第1输出电压Vo1能以第2开关元件Q2的导通时间进行控制。

《第2实施方式》

图5是第2实施方式所涉及的开关电源装置102的电路图。与第1实施方式中图2所示的电路不同的是变压器T1的初级侧的构成。在图5的例子中，将第1开关元件Q1设置为低边，将第2开关元件Q2设置为高边。电路动作与图2所示的开关电源装置101相同。

《第3实施方式》

图6是第3实施方式所涉及的开关电源装置103的电路图。与第1实施方式中图2所示的电路不同的是控制电路11、12的构成。转换器的动作与图2所示的开关电源装置101相同。

在图6的例子中，独立地设置有：检测第2输出电压Vo2来对第1开关元件Q1的导通时间进行控制的控制电路11、以及检测第1输出电压Vo1来对第2开关元件Q2的导通时间进行控制的控制电路12。

图7是图6所示的控制电路11、12的具体的电路图的例子。控制电路11与控制电路12的构成相同。在此，描述控制电路11。在第2电源输出端子Po2(+)、Po2(G)间，连接有由电阻R11、R12组成的电阻分压电路。由误差放大器EA1、电阻R13、R14、电容器C11以及基准电压发生电路Vref2来构成了误差放大电路。所述电阻分压电路的输出电压经由电阻R13而被输入至误差放大电路。在误差放大电路的输出，经由电阻R15而连接有光电耦合器PC1的发光元件。在光电耦合器PC1的受光元件连接有电阻R16来构成了受光电路。从该受光电路输出反馈电压Vfb1。对比较器CP1的-输入端子输入反馈电压Vfb1，对+输入端子输入斜坡波形发生电路GR1的输出信号。斜坡波形发生电路GR1中，触发器FF1的置位输出信号成为触发来产生斜坡波形。

在变压器T1设有辅助绕组Lb1，并经由电阻Rb1而连接有零电流检测电路ZD1。该零电流检测电路ZD1基于变压器T1的辅助绕组Lb1的电压Vsb1来对变压器电压的反相定时进行检测。

触发器FF1在零电流检测电路ZD1的输出被置位，在所述比较器CP1的输出被复位。将触发器FF1的Q输出作为第1开关元件Q1的栅极信号进行提供。

如图7所示，控制电路12的构成与控制电路11相同。

图8是图7所示的电路各部分的信号的波形图。在定时t1，首先根据辅助绕组电压Vsb1的下降而检测出第2开关元件Q2的断开，触发器FF1被置位。基于触发器FF1的Q输出信号Q_1G，第1开关元件Q1接通。同时，Vramp1的增加开始。若在定时t2，Vramp1达到Vfb1，则触发器FF1被复位，第1开关元件Q1断开。由此，因开关元件等的寄生成分而在辅助绕组Lb2出现谐振电压，辅助绕组电压Vsb2下降。

若在定时t3根据辅助绕组电压Vsb2而检测出第1开关元件Q1的断开，则触发器FF2被置位。基于触发器FF2的Q输出信号Q_2G，第2开关元件Q2接通。若在定时t4，Vramp2达到Vfb2，则触发器FF2被复位，第2开关元件Q2断开。由此，因寄生成分而在辅助绕组Lb1出现谐振电压，辅助绕组电压Vsb1下降。

反复以上的动作。

尽管在图7中以模拟电路来示出了控制电路10、11内的受光电路以后的部分，但控制电路10、11的主要部分也可以由DSP(Digital SignalProcessor)构成。在此情况下，斜坡波形发生电路GR1、GR2由计数器构成，比较器CP1、CP2由数字比较器构成，触发器FF1、FF2由数字输出端口构成。

《第4实施方式》

图9(A)、图9(B)是第4实施方式所涉及的开关电源装置104A、104B的电路图。与第1实施方式中图2所示的电路不同的是变压器T1的次级侧的构成。转换器的动作与图2所示的开关电源装置101相同。

在图9(A)、图9(B)的例子中，第1次级绕组L21与第2次级绕组L22分别独立地进行卷绕，第1整流平滑电路的接地侧与第2整流平滑电路的电压输出侧连接。

通过该构成，能进行第1次级绕组L21与第2次级绕组L22的电力分担的调整。例如在需要Vo1＝12[V]、100[W](8.3A)、Vo2＝5[V]、30[W](6A)的输出的情况下，第1次级绕组L21输出7[V]、58.1[W](7×8.3＝58.1)，第2次级绕组L22输出5[V]、71.5[W](5×(8.3+6)＝71.5)即可。

若想以实施方式1的开关电源装置101来得到同样的规格，则变为第1次级绕组L21为12[V]、100[W](8.3A)，第2次级绕组L22为5[V]、30[W](6A)这样失衡的电力分担。如此，根据第4实施方式，初级侧的两个开关元件Q1、Q2的导通/截止动作变得接近对称动作，损失被均衡地分散，抑制了电流有效值。故而效率得以提高。

在图9(B)的开关电源装置104B中，第2整流平滑电路的接地侧与第1整流平滑电路的电压输出侧连接。该构成还能视作变压器T1的次级绕组相对于初级绕组的极性与图9(A)相反。该开关电源装置104B的作用效果与开关电源装置104A相同。

《第5实施方式》

在以上所示的各实施方式中使用了具备两个次级绕组的变压器，而在第5实施方式中，使用单一的次级绕组来得到两个输出电压。图10～图13是第5实施方式所涉及的4个开关电源电路的次级侧的电路图。初级侧的构成可以是已在各实施方式中示出的任一电路。

在图10的例子中，在变压器的次级绕组L2，构成有由二极管D1、D2以及电容器Co1、Co2组成的倍电压型的整流电路。在次级绕组L2的圆点标志侧产生正电压的期间，以图中实线的箭头所示的路径对电容器Co1进行充电。在次级绕组的圆点标志侧产生负电压的期间，以图中虚线的箭头所示的路径对电容器Co2进行充电。对第1电源输出端子Po1(+)输出电容器Co1与Co2的充电电压的和电压。对第2电源输出端子Po2(+)输出电容器Co2的充电电压。

在图11的例子中，在变压器的次级绕组L2，构成有由二极管D1、D2以及电容器Co1、Co2组成的倍电压整流电路。但是与图10不同，在次级绕组L2追加绕组，并在该追加后的绕组连接有二极管D2。故而，能将电容器Co2的充电电压提升得比电容器Co1的充电电压高。通过这样的构成，还能使第1输出电压Vo1与第2输出电压Vo2的比率大大偏离2∶1。另外，尽管在此示出了通过绕组的追加来提高了电压的例子，但也能在次级绕组L2引出抽头来降低电压。

在图12的例子中，在次级绕组L2，连接有由二极管D11、D12以及电容器Co1组成的整流平滑电路、以及由二极管D21、D22以及电容器Co2组成的整流平滑电路。在次级绕组L2的圆点标志侧产生正电压的期间，以图中实线的箭头所示的路径对电容器Co1进行充电。在次级绕组L2的圆点标志侧产生负电压的期间，以图中虚线的箭头所示的路径对电容器Co2进行充电。

在图13的例子中，在次级绕组L2，连接有由二极管D11、D12以及电容器Co1组成的整流平滑电路、以及由二极管D21、D22以及电容器Co2组成的整流平滑电路。但与图12不同，在次级绕组L2引出抽头，并在该引出后的绕组连接有二极管D22。故而，能将电容器Co2的充电电压降得比电容器Co1的充电电压低。通过这样的构成，还能使第1输出电压Vo1与第2输出电压Vo2的比率大大偏离1∶1。另外，尽管在此示出了在次级绕组L2引出抽头来降低电压的例子，但也能通过绕组的追加来升高电压。

《第6实施方式》

在以上所示的各实施方式中，在变压器的初级侧具备两个开关元件，而第6实施方式使用了4个开关元件。图14是第6实施方式所涉及的开关电源装置的初级侧的电路图。次级侧的构成可以是已在各实施方式中示出的任一电路。

第1开关元件Q1成为高边且第2开关元件Q2成为低边的第1串联电路、以及第3开关元件Q3成为高边且第4开关元件Q4成为低边的第2串联电路分别与电源输入部连接。

在高边的开关元件Q1、Q3分别连接有高边驱动电路HD1、HD2。控制电路10使开关元件Q1、Q4同时导通/截止，使开关元件Q2、Q3同时截止/导通。

如此，可以在初级侧构成桥电路。

符号说明

Co1、Co2…电容器

CP1、CP2…比较器

Cr…谐振电容器

D1、D2…二极管

D11、D12…二极管

D21、D22…二极管

EA1、EA1…误差放大器

FF1、FF2…触发器

GR1、GR2…斜坡波形发生电路

HD1、HD2…高边驱动电路

L1…初级绕组

L2…次级绕组

L21…第1次级绕组

L22…第2次级绕组

Lb1、Lb2…辅助绕组

Lr…电感器

PC1、PC2…光电耦合器

Pi…电源输入端子

Po1…第1电源输出端子

Po2…第2电源输出端子

Q1…第1开关元件

Q2…第2开关元件

Q3…第3开关元件

Q4…第4开关元件

RL1、RL2…负载

T1…变压器

Ton1…Q1的导通时间

Ton2…Q2的导通时间

Vi…输入电压

Vfb1…反馈信号

Vo1…第1输出电压

Vo2…第2输出电压

Vref1、Vref2…基准电压发生电路

Vsb1、Vsb2…辅助绕组电压

ZD1、ZD2…零电流检测电路

11、12…控制电路

101～103…开关电源装置

104A、104B…开关电源装置

Claims (9)

1.一种开关电源装置，具备：

串联电路，其连接于被输入直流的输入电压的电源输入部，且由第1开关元件以及第2开关元件组成；

变压器，其至少磁耦合初级绕组与次级绕组；

串联谐振电路，其与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接，且将所述变压器的初级绕组、电感器、电容器串联连接；

第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件的接通期间对在所述变压器的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压；

第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件的接通期间对在所述变压器的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第2输出电压；以及

开关控制电路，其按照所述第1开关元件与所述第2开关元件反复互补性的接通/断开的方式来进行驱动，并基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压，对所述第1开关元件的接通时间以及所述第2开关元件的接通时间分别进行控制，从而对所述第1输出电压以及所述第2输出电压进行控制。

2.一种开关电源装置，具备：

第1串联电路，其与被输入直流的输入电压的电源输入部连接，且使第1开关元件成为高边，第2开关元件成为低边；

第2串联电路，其与被输入直流的输入电压的电源输入部连接，且使第3开关元件成为高边，第4开关元件成为低边；

变压器，其至少磁耦合初级绕组与次级绕组；

串联谐振电路，其一端连接于所述第1开关元件与所述第2开关元件的连接点，另一端连接于所述第3开关元件与所述第4开关元件的连接点，且由所述变压器的初级绕组、电感器、以及电容器组成；

第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件以及所述第4开关元件的接通期间对在所述变压器的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第1输出电压；

第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件以及所述第3开关元件的接通期间对在所述变压器的次级绕组产生的电压进行整流平滑，来取出第2输出电压；以及

开关控制电路，其按照所述第1开关元件及所述第4开关元件、与所述第2开关元件及所述第3开关元件反复互补性的接通/断开的方式来进行驱动，并基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来对所述第1开关元件及所述第4开关元件的接通时间、以及所述第2开关元件及所述第3开关元件的接通时间分别进行控制，从而对所述第1输出电压以及所述第2输出电压进行控制。

3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，具备：

第1输出电压检测电路，其检测所述第1输出电压；以及

第2输出电压检测电路，其检测所述第2输出电压，

若将所述第1输出电压设为Vo1，将所述第2输出电压设为Vo2，将所述第1开关元件的接通时间设为Ton1，将所述第2开关元件的接通时间设为Ton2，将第1基准电压设为Vref1，将第2基准电压设为Vref2，则所述开关控制电路以

【数式5】

$L\left[\left(\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{on}1}\\ T_{\mathrm{on}2}\end{array}\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\left[\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-V_{o1}\\ V_{\mathrm{ref}2}-V_{o2}\end{array}\right)\right]...\left(5\right)$

的关系，基于所述第1输出电压检测电路的检测信号以及所述第2输出电压检测电路的检测信号，对所述第1开关元件的接通时间Ton1以及所述第2开关元件的接通时间Ton2进行多变量反馈控制，以使得所述第1输出电压Vo1以及所述第2输出电压Vo2分别成为规定的电压，

在此，A、B、C、D是传递函数，L[]是拉普拉斯变换。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其中，

将所述传递函数A以及所述传递函数D分别确定为0。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其中，

所述次级绕组由产生所述第1输出电压以及所述第2输出电压的单一的绕组构成。

6.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其中，

所述次级绕组由产生所述第1输出电压的第1次级绕组和产生所述第2输出电压的第2次级绕组构成。

7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，

将所述第1次级绕组与所述第2次级绕组分别独立地进行卷绕，所述第1整流平滑电路与所述第2整流平滑电路的接地侧彼此连接。

8.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，

将所述第1次级绕组与所述第2次级绕组分别独立地进行卷绕，所述第1整流平滑电路的接地侧与所述第2整流平滑电路的电压输出侧连接，或者所述第2整流平滑电路的接地侧与所述第1整流平滑电路的电压输出侧连接。

9.根据权利要求1～8中任一项所述的开关电源装置，其中，

所述开关控制电路由数字信号处理器构成。

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