JP2017195665A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高効率と過電流保護動作の両立を可能とする非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】非安定型コンバータ10の入力側の一端にインダクタ14を接続し、コンデンサ16と過電流検出回路18との直列回路の一端を非安定型コンバータ10の入力側の一端に接続し、コンデンサ16と過電流検出回路18との直列回路の他端を非安定型コンバータ10の入力側の他端に接続される。短絡状態により出力電流Ioが増加すると、その不足分の電流がコンデンサ16の放電電流ICとして流れる。過電流検出回路18は、コンデンサ16の放電電流が流れる電流検出抵抗20の両端電圧が所定の値以上になった場合に、NPNトランジスタ22をオンして過電流検出信号をスイッチング制御回路46に出力して非安定型コンバータ10のスイッチング素子24,26,28,30をオフさせて過電流保護動作を行う。【選択図】図１

Description

本発明は、過電流保護機能を有する非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置に関する。

従来、スイッチング電源装置に使用される非安定型コンバータは、入力電圧や出力電圧によらず、スイッチング素子を固定デューティで動作させることで、電圧変換のみを行うコンバータであり、例えば、フルブリッジコンバータやハーフブリッジコンバータ等がある。非安定型コンバータは、トランスの導通率を高くして用いることができるため、原理的に高効率のコンバータを作ることが可能である。

ところで、非安定型コンバータにおいて、出力短絡等に対する安全性を確保する場合、過電流を検出して保護する回路を設ける必要がある。

例えば、特許文献１の図３に開示された非安定型コンバータは、トランスの１次側にハーフブリッジ構成のコンバータ回路が設けられ、トランスの２次側は、センタータップの同期整流回路を設けられ、更に、平滑回路として出力チョークコイルと出力コンデンサが設けられている。

この非安定型コンバータは、定常動作の場合、ハーフブリッジ構成のコンバータ回路に設けられた一対のスイッチング素子がデューティ約５０％で相補的にオン、オフされる。この動作により、トランスの電流導通率がほぼ１００％と高くできるため、トランス巻線に常に電流が流れることになり、トランスの電流導通率が低いデューティ制御される安定型コンバータのトランスと比較すると、トランスが有効に利用される。従って、非安定型コンバータは、デューティ制御されている安定型コンバータと比較すると、高効率のコンバータが得られる。

また、非安定型コンバータは、トランス２次側の整流回路の出力も、ほぼ１００％の導通率となるため、平滑回路の出力チョークコイルを、削除、もしくは、インダクタンスの小さなものを使用しても出力リップルを低減することができる。インダクタンスの小さなチョークコイルは抵抗値を小さくできるため、たとえ、出力チョークコイルが有ったとしても、出力チョークコイル部の導通損失を低減することができる。

非安定型コンバータは、トランスや出力チョークコイルの導通損失を小さくすることが可能になり、高効率のコンバータを得ることができる。

また、特許文献１の非安定型コンバータは、電流検出用の抵抗がスイッチング素子と直列に備えられており、スイッチング素子を流れる電流を検出し、この電流が所定の値に達した時に過電流保護動作を行う。

また、他の従来例として、特許文献２の図１には、安定型コンバータと非安定型コンバータが組み合わされたコンバータが開示されている。この従来例では、非安定型コンバータのトランスと直列にカレントトランスが接続されており、カレントトランスから得られる信号を基に過電流保護動作を行うことが可能である。

このようにスイッチング電源装置において、スイッチング素子やトランスと直列に電流検出回路を接続し、スイッチング素子がオンしている時に流れる電流を検出することで、過電流保護動作を行う方法は、非安定型コンバータに限らず、一般的に用いられている方法である。

特開２００８−０５４４７５号公報 特開平０７−３３７００１号公報

しかしながら、このような従来の非安定型コンバータや一般的なスイッチング電源装置において用いられている電流検出回路は、スイッチング素子やトランスに直列に電流検出回路を接続し、この電流検出回路に流れる電流を検出しているため、スイッチング電源装置の出力電流が大きくなるに従って電流検出回路の損失が増加する。これは、スイッチング電源装置の効率を低下させることになるため、スイッチング電源装置を高効率なものにできない問題があった。

このような電流検出回路の損失を低減する手段として、例えば、電流検出回路に設けられた抵抗の抵抗値を小さくすることで損失を低減することが可能であるが、抵抗は、電流を電圧に変換する働きをしており、抵抗値を小さくすると流れる電流に対して得られる電圧が小さくなる。小さな電圧では取扱いが難しいため、電圧増幅回路等が必要となり、回路が高価なものになってしまう問題がある。

また、電流検出回路にカレントトランスを用いることで電流を電圧に変換する働きを行った場合には、カレントトランスは高価な部品であるため、やはり、回路が高価なものになってしまう問題がある。

本発明は、高効率と過電流保護動作の両立を低コストで可能とする非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

（非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置）
本発明は、入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置に於いて、
非安定型コンバータの入力側の一端にインダクタが接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の一端が非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の他端が非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、
過電流検出回路は、コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を非安定型コンバータに出力してスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えたことを特徴とする。

（安定型コンバータと非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置）
本発明は、
スイッチング素子のスイッチング動作によって入力された電圧を可変デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換して出力する安定型コンバータと、
安定型コンバータから入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータと、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、
安定型コンバータは、スイッチング素子、整流素子、インダクタ及びコンデンサで構成され、インダクタは非安定型コンバータの入力に対し直列に接続されると共にコンデンサは非安定型コンバータの入力に対し並列に接続されるように配置されたチョッパー回路であり、
チョッパー回路のコンデンサに過電流検出回路が直列に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の一端が非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の他端が非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、
過電流検出回路は、コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を非安定型コンバータに出力してスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えたことを特徴とする。

（過電流検出回路）
過電流検出回路は、
コンデンサに直列接続された電流検出抵抗と、
電流検出抵抗の両端電圧にベースとエミッタが接続され、コンデンサの放電電流による電流検出抵抗の両端電圧が所定の値を超えた場合にベース電流が流れることでオンして過電流検出信号を出力させるＮＰＮトランジスタと、
を備える。

（非安定型コンバータ）
非安定型コンバータとして、フルブリッジ回路、ハーフブリッジ回路、又は、プッシュプル回路を用いる。

（安定型コンバータ）
安定型コンバータとして、降圧チョッパー回路、昇圧チョッパー回路、又は、昇降圧チョッパー回路を用いる。

（非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置の効果）
本発明は、入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置に於いて、非安定型コンバータの入力側の一端にインダクタが接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の一端が非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の他端が非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、過電流検出回路は、コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を非安定型コンバータに出力してスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えるようにしたため、非安定型コンバータの出力が短絡された場合に、短絡電流が所定の電流に達するとスイッチング素子の動作を停止させることで、非安定型コンバータが破壊することを防ぐことができる。

また、短絡電流の検出に、非安定型コンバータの入力側のコンデンサに直列に接続された過電流検出回路を用いており、非安定型コンバータが定常動作している場合は、入力側に接続されたコンデンサの充放電電流が流れないため、過電流検出回路に損失が発生しない。

これにより非安定型コンバータの過電流状態における保護を、高効率かつ低コストに実現し、高効率と過電流保護動作の両立を実現可能とする。

（安定型コンバータと非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置の効果）
本発明は、スイッチング素子のスイッチング動作によって入力された電圧を可変デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換して出力する安定型コンバータと、安定型コンバータから入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータと、
を備えたスイッチング電源装置に於いて、安定型コンバータは、スイッチング素子、整流素子、インダクタ及びコンデンサで構成され、インダクタは非安定型コンバータの入力に対し直列に接続されると共にコンデンサは非安定型コンバータの入力に対し並列に接続されるように配置されたコンバータ回路であり、安定型コンバータ回路のコンデンサに過電流検出回路が直列に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の一端が非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の他端が非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、過電流検出回路は、コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を非安定型コンバータに出力してスイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えるようにしたため、非安定型コンバータの出力が短絡された場合に、短絡電流が所定の電流に達するとスイッチング素子の動作を停止させることで、非安定型コンバータが破壊することを防ぐことができる。

また、短絡電流の検出に、非安定型コンバータの入力側のコンデンサに直列に接続された過電流検出回路を用いており、非安定型コンバータの入力側のコンデンサは、安定型コンバータの出力コンデンサと共用しており、また、非安定型コンバータの入力側に接続されていたインダクタも安定型コンバータの出力インダクタと共用していることから、回路コストを低減することができる。

また、非安定型コンバータが定常動作している場合は、非安定型コンバータの入力側に接続されたコンデンサに流れる電流は、インダクタを流れる電流の三角波状の部分の電流だけであるため、過電流検出回路の損失も十分に小さい。

これにより、安定型コンバータと非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置においても、非安定型コンバータの過電流状態における保護を、高効率かつ低コストに実現し、高効率と過電流保護動作の両立を実現可能とする。

（過電流検出回路による効果）
また、過電流検出回路は、コンデンサに直列接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗の両端にベースとエミッタが接続され、コンデンサの放電電流による電流検出抵抗の両端電圧が所定の値を超えた場合にベース電流が流れることでオンして過電流検出信号を出力させるＮＰＮトランジスタとを備えるようにしたことで、定常動作において過電流検出回路に損失が発生しないことから、過電流検出回路内の電流検出抵抗に発生させる電圧が大きくなるように抵抗値を大きくする設定を行っても、定常動作時の損失が増加することが無い。また、電流検出抵抗に発生させる電圧を大きくすることで、増幅回路等が不要となり、過電流検出回路を少ない部品点数で構成することが可能となり、回路コストを低減することができる。

非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図 図１の実施形態における定常状態と短絡状態での各部の動作波形を示したタイムチャート 降圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図 図３の実施形態における定常状態と短絡状態での各部の動作波形を示したタイムチャート 昇圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図 昇降圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図

［第１実施形態］
図１は非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第１実施形態を示した回路ブロック図である。

（回路構成）
図１に示すように、非安定型コンバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子２４，２６，２８，３０、１次巻線３４と中間タップの２次巻線３６，３８を備えたトランス３２、整流ダイオード４０，４２及び平滑コンデンサ４４で構成される。フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子２４，２６，２８，３０はスイッチング制御回路４６でオン、オフの制御が行われる。

スイッチング制御回路４６は、スイッチング素子２４，３０の組み合わせと、スイッチング素子２６，２８の組み合わせが、それぞれ、相補的オン、オフするように、デューティ約５０％（デッドタイムが設定されても良い）の制御信号を出力する。

非安定型コンバータ１０は出力電圧制御回路を備えておらず、入力された電圧を所定の比率で変換して出力するコンバータである。非安定型コンバータ１０は、スイッチング素子２４，２６，２８，３０がデューティ約５０％の固定デューティで動作することにより、入力された電圧をトランス３２の巻数比Ｎ１：Ｎ２で変換し、整流ダイオード４０，４２と平滑コンデンサ４４により整流平滑された直流の出力電圧Ｖｏを出力する。

非安定型コンバータ１０の過電流保護機能を実現するため、インダクタ１４、コンデンサ１６及び過電流検出回路１８が設けられる。入力電源１２のプラス側の一端はインダクタ１４の一端に接続され、インダクタ１４の他端はコンデンサ１６の一端と非安定型コンバータ１０の入力側の一端に接続されている。コンデンサ１６の他端には、過電流検出回路１８の一端が接続され、過電流検出回路１８の他端および非安定型コンバータ１０の入力側の他端は入力電源１２のマイナス側の他端が接続されている。

過電流検出回路１８は、電流検出抵抗２０とＮＰＮトランジスタ２２で構成される。電流検出抵抗２０はコンデンサ１６と直列に接続され、電流検出抵抗２０に流れるコンデンサ１６の放電電流に比例した電流検出電圧が両端に発生される。電流検出抵抗２０の両端に発生した電流検出電圧は、ＮＰＮトランジスタ２２のベース・エミッタ間電圧として印加されている。ＮＰＮトランジスタ２２は、コンデンサ１６の放電電流によって電流検出抵抗２０に発生する電流検出電圧がＮＰＮトランジスタ２２のベース・エミッタ間のしきい値電圧以上になった場合にベース電流が流れることでＮＰＮトランジスタ２２がオンし、スイッチング制御回路４６に過電流検出信号Ｖｏｃｐを出力する。

スイッチング制御回路４６は、過電流検出回路１８から過電流検出信号Ｖｏｃｐを受けると、非安定型コンバータ１０のスイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせて過電流保護動作を行わせる。

（回路動作）
図２は図１の実施形態における定常状態と短絡状態での各部の動作波形を示したタイムチャートであり、左側に定常状態（一定の電流を出力している状態）を示し、右側に出力が短絡された状態を示す。

ここで、図２（Ａ）は非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏを示し、図２（Ｂ）はインダクタ１４の電流ＩＬを示し、図２（Ｃ）はコンデンサ１６の放電電流ＩＣを示し、図２（Ｄ）は非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖを示し、図２（Ｅ）はスイッチング素子２４，３０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図２（Ｆ）はスイッチング素子２６，２８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図２（Ｇ）はスイッチング素子２４，３０のスイッチング動作でトランス１次側に流れるトランス電流ＩＴ１を示し、図２（Ｈ）はスイッチング素子２６，２８のスイッチング動作でトランス１次側に流れるトランス電流ＩＴ２を示し、図２（Ｉ）は過電流検出信号Ｖｏｃｐを示している。

また、図２は、トランス３２を理想トランス（励磁インダクタンスが無限大で励磁電流が流れない）として各部の動作波形を示している。

（定常状態）
定常状態にあっては、非安定型コンバータ１０は、図２（Ａ）のように一定の出力電流Ｉｏおよび一定の出力電圧Ｖｏを出力している状態である。

定常状態で、スイッチング制御回路４６は、図２（Ｅ）のように、非安定型コンバータ１０のスイッチング素子２４，３０に対する制御信号によりゲート・ソース間電圧ＶＧＳをＨレベルとしてオンし、Ｌレベルとしてオフしており、オン、オフの組み合わせがデューティ５０％になるように制御している。また、スイッチング制御回路４６は、図２（Ｆ）のように、非安定型コンバータ１０のスイッチング素子２６，２８に対する制御信号によりゲート・ソース間電圧ＶＧＳをＨレベルとしてオンし、Ｌレベルとしてオフしており、同様に、オン、オフの組み合わせがデューティ５０％になるように制御している。

スイッチング素子２４，３０がオンすると、スイッチング素子２４、トランス３２の１次巻線３４及びスイッチング素子３０となる経路で図２（Ｇ）のトランス電流ＩＴ１が流れる。次に、スイッチング素子２４，３０がオフし、スイッチング素子２６，２８がオンすると、スイッチング素子２６、トランス３２の１次巻線３４及びスイッチング素子２８となる経路で図２（Ｈ）のトランス電流ＩＴ２が流れる。

トランス電流ＩＴ１，ＩＴ２が交互に流れることで、トランス３２には交流電流が流れる。これによりトランス３２は１次巻線３４から２次巻線３６，３８に電力を伝送する。トランス３２の２次巻線３６，３８に伝送された電力は整流ダイオード４０，４２で整流された後に平滑コンデンサ４４で平滑され、直流の出力電圧Ｖｏと直流の出力電流Ｉｏが出力される。

図２（Ｄ）に示す非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖは、トランス電流ＩＴ１とトランス電流ＩＴ２の和になる。トランス電流ＩＴ１とトランス電流ＩＴ２とはデューティ５０％で相補的に流れる電流であるため、入力電流Ｉｃｏｖは直流電流となる。また、入力電流Ｉｃｏｖの値はＩｃｏｖ＝ＩＴ１＝ＩＴ２となる。

非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖは直流電流であるので、インダクタ１４を流れる電流ＩＬも直流電流となる。インダクタ１４は直流電流に対して作用を及ぼすことが無いため、ＩＬ＝Ｉｃｏｖとなる。従って、定常状態でコンデンサ１６には充電電流も放電電流も流れることが無く、コンデンサ１６の放電電流ＩＣ＝０となっている。

（短絡状態）
図２の右側に非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合の波形を示す。図２の時刻ｔ１で非安定型コンバータ１０の出力が短絡されると、図２（Ａ）のように、非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏが急激に増加する。

時刻ｔ１の出力が短絡されたタイミングでは、スイッチング素子２４，３０がオンしており、トランス電流ＩＴ１が流れているタイミングである。トランス電流ＩＴ１と非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏは、トランス３２の１次巻線３４と２次巻線３６，３８の巻線比Ｎ１：Ｎ２と比例関係にあるため、図２（Ｇ）のように、トランス電流ＩＴ１も急激に増加する。

定常状態での図２（Ｇ）のトランス電流ＩＴ１、図２（Ｄ）の非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖ及び図２（Ｂ）のインダクタ１４の電流ＩＬは、
ＩＴ１＝Ｉｃｏｖ＝ＩＬ
であったが、短絡状態では、トランス電流ＩＴ１が急激に増加することに対してインダクタ１４が作用し、インダクタ１４の電流ＩＬ１が急激に増加できない状態となる。この状態では、図２（Ｃ）のように、コンデンサ１６が非安定型コンバータ１０に向かって放電電流ＩＣを流すことになる。つまり、トランス電流ＩＴ１の急激な増加に対するインダクタ１４の電流ＩＬからの電流の不足分をコンデンサ１６の放電電流ＩＣが補う形となる。

非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合の出力電流Ｉｏの増加分は、コンデンサ１６の放電電流ＩＣによって補われることになるため、コンデンサ１６の放電電流ＩＣを過電流検出回路１８で検出することで、非安定型コンバータ１０の出力短絡を検出できることになる。

過電流検出回路１８のトランジスタ２２はＮＰＮトランジスタとなっており、ＮＰＮトランジスタ２２のベース・エミッタ間に電流検出抵抗２０が接続されている。コンデンサ１６に放電電流ＩＣが流れると、過電流検出回路１８の電流検出抵抗２０に電流検出電圧ＶＲが発生する。コンデンサ１６が放電方向に電流を流している時、電流検出抵抗２０に発生する電流検出電圧ＶＲは、ＮＰＮトランジスタ２２のエミッタ側にマイナスの電圧、ベース側にプラスの電圧となり、電流検出抵抗２０の抵抗値Ｒとコンデンサ１６の放電電流ＩＣの積で求められ、
ＶＲ［ボルト］＝Ｒ［オーム］×ＩＣ［アンペア］
となる。

電流検出抵抗２０による電流検出電圧ＶＲがＮＰＮトランジスタ２２の所定のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥになると、ＮＰＮトランジスタ２２がオンする。ＮＰＮトランジスタ２２がオンするベース・エミッタ間電圧ＶＢＥは、一般的なＮＰＮトランジスタでは、ＶＢＥ＝０．６ボルトであるので、電流検出電圧ＶＲが０．６ボルトに達した時にＮＰＮトランジスタ２２がオンすることになる。

例えば、電流検出抵抗２０の抵抗値ＲがＲ＝０．１オームに設定されていると、コンデンサ１６の放電電流ＩＣがＩＣ＝６アンペアに達するとＮＰＮトランジスタ２２がオンすることになる。従って、非安定型コンバータ１０の出力が短絡されたことで、非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖが６アンペア増加すると、ＮＰＮトランジスタ２２がオンすることになる。

ＮＰＮトランジスタ２２がオンすると、過電流検出回路１８は、図２（Ｉ）に示す過電流検出信号Ｖｏｃｐを非安定型コンバータ１０のスイッチング制御回路４６に出力する。非安定型コンバータ１０のスイッチング制御回路４６は、過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力されるとスイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせる。この動作により、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合でも、安全に非安定型コンバータ１０を停止させることができる。

（第１実施形態のメリット）
図１に示したスイッチング電源装置の第１実施形態は、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合に、短絡電流が所定の電流に達するとスイッチング素子２４，２６，２８，３０の動作を停止させることで、非安定型コンバータ１０が破壊されることを防ぐことができる。

また、短絡電流の検出を非安定型コンバータ１０の入力側のコンデンサ１６に直列に接続された過電流検出回路１８を用いており、非安定型コンバータ１０が定常動作している場合は、入力側に接続されたコンデンサ１６の充放電電流が流れないため、過電流検出回路１８に損失が発生しない。

また、定常動作において過電流検出回路１８に損失が発生しないことから、過電流検出回路１８内の電流検出抵抗２０に発生させる電圧が大きくなるような抵抗値の設定を行っても、定常動作時の損失が増加することが無く、電流検出抵抗２０に発生させる電圧を大きくすることで、増幅回路等が不要となり、過電流検出回路１８を少ない部品点数で構成することが可能となり、回路コストを低減することができる。

その結果、非安定型コンバータ１０の過電流状態における保護を、高効率かつ低コストに実現できる。

［第２実施形態］
図３は降圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第２実施形態を示した回路ブロック図である。
（回路構成）
図３に示すように、本実施形態は、安定型コンバータ１１と非安定型コンバータ１０を組み合わせたスイッチング電源装置に、高効率かつ低コストの過電流保護機能を備えたものである。

安定型コンバータ１１と非安定型コンバータ１０を組み合わせたスイッチング電源装置は、出力電圧を安定化する機能を備えた高効率のスイッチング電源装置として一般的なものである。非安定型コンバータ１０は、入力された電圧をトランスの巻数比で変換した電圧を出力するコンバータであり、出力電圧を所定の値に制御する機能を備えていない。そこで、非安定型コンバータ１０の前段に出力電圧を所定の値に制御する機能を備えた安定型コンバータ１１を接続し、非安定型コンバータ１０の出力電圧が所定の値となるように、安定型コンバータ１１の出力電圧を制御する。

本実施形態の特徴は、図１の第１実施形態で、過電流保護機能を実現するために非安定型コンバータ１０の入力側に接続されていたインダクタ１４とコンデンサ１６を、安定型コンバータ１１の出力側のコンデンサとインダクタとして用いている点にある。

本実施形態では、安定型コンバータ１１を降圧チョッパー回路としている。降圧チョッパー回路は、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子４８、整流ダイオード５０、インダクタ１４及びコンデンサ１６で構成され、スイッチング制御回路５２により非安定型コンバータ１０の出力電圧Ｖｏを所定の一定電圧に保つように、スイッチング素子４８のオン、オフによるデューティを可変制御としている。

非安定型コンバータ１０の過電流保護のため、安定型コンバータ１１を構成する降圧チョッパー回路のコンデンサ１６に過電流検出回路１８が直列に接続され、コンデンサ１６と過電流検出回路１８との直列回路の一端が非安定型コンバータ１０の入力プラス側の一端に接続され、コンデンサ１６と過電流検出回路１８との直列回路の他端が非安定型コンバータ１０の入力マイナス側の他端に接続される。

（回路動作）
図４は図３の実施形態における定常状態と短絡状態での各部の動作波形を示したタイムチャートであり、左側に定常状態（一定の電流を出力している状態）を示し、右側に出力が短絡された状態を示す。

ここで、図４（Ａ）は安定型コンバータ１１のスイッチング素子４８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｂ）は非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏを示し、図４（Ｃ）はインダクタ１４の電流ＩＬを示し、図４（Ｄ）はコンデンサ１６の放電電流ＩＣを示し、図４（Ｅ）は非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖを示し、図４（Ｆ）はスイッチング素子２４，３０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｇ）はスイッチング素子２６，２８のゲート・ソース間電圧ＶＧＳを示し、図４（Ｈ）はスイッチング素子２４，３０のスイッチング動作でトランス１次側に流れるトランス電流ＩＴ１を示し、図４（Ｉ）はスイッチング素子２６，２８のスイッチング動作でトランス１次側に流れるトランス電流ＩＴ２を示し、図４（Ｊ）は非安定型コンバータ１０の過電流検出信号Ｖｏｃｐを示している。

また、図２は、トランス３２を理想トランス（励磁インダクタンスが無限大で励磁電流が流れない）として各部の動作波形を示している。

（定常状態）
定常状態で非安定型コンバータ１０は、図４（Ｂ）のように一定の出力電流Ｉｏおよび一定の出力電圧Ｖｏを出力している状態であり、安定型コンバータ１０の動作に関しては、図１の第１実施形態との差異は無い。

安定型コンバータ１１は、スイッチング制御回路５２が出力する制御信号により変化する図４（Ａ）のゲート・ソース間電圧ＶＧＳに基づいて、安定型コンバータ１１のスイッチング素子４８のオン、オフの制御が行われる。

スイッチング素子４８がオンの時、インダクタ１４には、電圧ＶＬｏｎが印加される。インダクタ１４に印加される電圧ＶＬｏｎは、入力電圧Ｖｉｎから安定型コンバータ１１の出力電圧Ｖｃｏｖを引いた電圧となるので、
ＶＬｏｎ＝Ｖｉｎ−Ｖｃｏｖ
となる。

スイッチング素子４８のオンによりインダクタ１４に電圧ＶＬｏｎが印加されている期間は、図４（Ｃ）に示すようにインダクタ１４を流れる電流ＩＬが増加する。ここで、インダクタ１４を流れる電流ＩＬの電流増加分をΔＩＬｏｎとすると、
ΔＩＬｏｎ＝（ＶＬｏｎ／Ｌ）・Ｔｏｎ
となる。ただし、Ｔｏｎはスイッチング素子４８のオン時間、Ｌはインダクタ１４のインダクタンスである。

スイッチング素子４８がオフの時、インダクタ１４には、電圧ＶＬｏｆｆが発生する。電圧ＶＬｏｆｆは、安定型コンバータ１１の出力電圧Ｖｃｏｖとなるので、
ＶＬｏｆｆ＝Ｖｃｏｖ
となる。

インダクタ１４に電圧ＶＬｏｆｆが発生している期間は、図４（Ｃ）に示すように、インダクタ１４を流れる電流ＩＬが減少する。ここで、電流減少分をΔＩＬｏｆｆとすると、
ΔＩＬｏｆｆ＝（ＶＬｏｆｆ／Ｌ）・Ｔｏｆｆ
となる。ただし、Ｔｏｆｆは、スイッチング素子４８のオフ時間、Ｌはインダクタ１４のインダクタンスとなる。

安定型コンバータ１１が一定の電流を出力している時は、非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖも一定となる。従って、安定型コンバータ１１は非安定型コンバータ１０に一定の電流を出力することになる。安定型コンバータ１１が一定の電流を出力する場合、
ΔＩＬｏｎ＝ΔＩＬｏｆｆ
となるように動作する。

インダクタ１４を流れる電流は、図４（Ｃ）に示すように、直流電流に三角波状の電流が重畳した形の電流となり、インダクタ１４の電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅが、図４（Ｅ）に示す非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖと同じになるように動作する。

従って、非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖよりもインダクタ１４を流れる電流ＩＬが大きい時は、差分がコンデンサ１６に充電電流として流れ込むことになり、図４（Ｄ）に示すように、コンデンサ放電電流ＩＣはマイナスの値となる。また、非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖよりもインダクタ１４を流れる電流ＩＬが小さい時は、差分がコンデンサ１６から放電電流として流れ出すことになり、図４（Ｄ）に示すように、コンデンサ放電電流ＩＣはプラスの値となる。

このようにコンデンサ１６に流れる電流ＩＣは、インダクタ１４の三角波状の電流（電流振幅ΔＩＬｏｎ）だけとなり、直流電流は流れない。従って、過電流検出回路１８内の電流検出抵抗２０に発生する電圧ＶＲは、スイッチング素子４８のオンによりインダクタ１４に流れる電流ＩＬの電流振幅ΔＩＬｏｎによって発生する電圧だけとなり、電流検出抵抗２０に発生する損失は、スイッチング素子を流れる電流を検出する従来の非安定型コンバータの電流検出方法と比較して小さな値となる。

また、安定型コンバータ１１に用いた降圧チョッパー回路では、インダクタ１４の電流振幅ΔＩＬｏｎは、出力電流（非安定型コンバータ１０の入力電流Ｉｃｏｖに相当）の１０〜２０％に設定することが一般的である。このため電流検出抵抗２０に発生する損失は、電流の二乗に比例するので、従来の非安定型コンバータと比較して１〜４％の損失で済む。

（短絡状態）
図４の右側に非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合の波形を示す。図１の第１実施形態と同様に、時刻ｔ１で非安定型コンバータ１０の出力が短絡されたことで、図４（Ｂ）に示す非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏが急激に増加する。

時刻ｔ１の非安定型コンバータ１０の出力が短絡されたタイミングは、図４（Ｆ）のようにスイッチング素子２４，３０がオンしており、図４（Ｈ）のようにトランス電流ＩＴ１が流れているタイミングである。トランス電流ＩＴ１と非安定型コンバータ１０の出力電流Ｉｏは、トランス３２の１次巻線３４と２次巻線３６，３８の巻線比Ｎ１：Ｎ２の比例関係にあるため、トランス電流ＩＴ１も急激に増加する。

図１の第１実施形態と異なり、図４（Ｃ）のように、インダクタ１４の電流ＩＬは直流電流に電流振幅ΔＩＬｏｎを持つ三角波状の電流が重畳した形となっているが、短絡状態では、第１実施形態と同様に、トランス電流ＩＴ１が急激に増加することに対してインダクタ１４の電流ＩＬは急激に増加することができず、トランス電流ＩＴ１に対するインダクタ１４を流れる電流ＩＬの電流の不足分をコンデンサ１６の放電電流ＩＣが補う形となる。従って、図１の第１実施形態と同様に、コンデンサ１６の放電電流ＩＣを過電流検出回路１８により検出することで、非安定型コンバータ１０の出力短絡を検出できる。

これにより過電流検出回路１８は、図４（Ｊ）のように、時刻ｔ２でスイッチング制御回路４６に過電流検出信号Ｖｏｃｐを出力し、過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力されたスイッチング制御回路４６は、スイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせ、安全に非安定型コンバータ１０を停止させることができる。

（第２実施形態のメリット）
第２実施形態による安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置は、第１実施形態と同様に、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された場合に、短絡電流が所定の電流に達するとスイッチング素子の動作を停止させることで、非安定型コンバータ１０が破壊することを防ぐことができる。

また、第２実施形態は、第１実施形態と同様に、短絡電流の検出を非安定型コンバータ１０の入力側のコンデンサ１６に直列に接続された過電流検出回路１８を用いており、過電流保護動作に必要な非安定型コンバータ１０の入力側のコンデンサは、安定型コンバータ１１の出力側のコンデンサ１６と共用しており、また、第１実施形態で、非安定型コンバータ１０の入力側に接続されていたインダクタも、安定型コンバータ１１の出力側のインダクタ１４と共用していることから、回路構成を簡単にしてコストを低減することができる。

また、非安定型コンバータ１０が定常動作している場合は、非安定型コンバータ１０の入力側に接続されたコンデンサ１６に流れる電流は、非安定型コンバータ１０の入力側のインダクタ１４を流れる電流の三角波状の部分の電流だけであるため、過電流検出回路１８の損失も十分に小さい。

また、定常動作において過電流検出回路１８に損失が十分に小さいことから、第１実施形態と同様に、過電流検出回路１８内の電流検出抵抗２０に発生させる電圧が大きくなるような抵抗値に設定を行っても、定常動作時の損失が増加することが無く、電流検出抵抗２０に発生させる電圧を大きくすることで、増幅回路等が不要となり、過電流検出回路１８を少ない部品点数で構成することが可能となり、回路コストを低減することができる。

［第３実施形態］
図５は昇圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第３実施形態を示した回路ブロック図である。

本実施形態のスイッチング電源装置は、図３に示した第２実施形態の安定型コンバータ１１を昇圧チョッパー回路に変更したことを特徴としている。

安定型コンバータ１１を構成する昇圧チョッパー回路は、入力側のインダクタ１４、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子５４、整流ダイオード５６及び出力側のコンデンサ１６で構成され、スイッチング制御回路５８によるスイッチング素子５４のオン、オフ動作により、非安定型コンバータ１０の出力電圧を所定電圧に保つように、スイッチング素子５４の可変デューティ制御を行う。

昇圧チョッパー回路内のインダクタ１４は、昇圧チョッパー回路内の整流ダイオード５６を介して非安定型コンバータ１０の入力側に直列に接続されている。また、昇圧チョッパー回路内の出力側のコンデンサ１６は、非安定型コンバータ１０の入力側に接続されている。

図５の昇圧チョッパー回路では、インダクタ１４が整流ダイオード５６を介して非安定型コンバータ１０に接続されていることが、図３の第２実施形態との違いになるが、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された時、図５のインダクタ１４、コンデンサ１６が図３の実施形態に示したインダクタ１４及びコンデンサ１６と同じ働きをして過電流検出回路１８がスイッチング制御回路４６に過電流検出信号Ｖｏｃｐを出力し、過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力されたスイッチング制御回路４６は、スイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせ、安全に非安定型コンバータ１０を停止させることができる。

［第４実施形態］
図６は昇降圧チョッパーによる安定型コンバータと非安定型コンバータを用いたスイッチング電源装置の第４実施形態を示した回路ブロック図である。

本実施形態のスイッチング電源装置は、図３に示した第２実施形態の安定型コンバータ１１を昇降圧チョッパー回路に変更したことを特徴としている。

安定型コンバータ１１を構成する昇降圧チョッパー回路は、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子４８、インダクタ１４、整流ダイオード５０及び出力側のコンデンサ１６により降圧型チョッパー回路ブロックが構成され、また、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いたスイッチング素子５４、インダクタ１４、整流ダイオード５６及び出力側のコンデンサ１６により昇圧型チョッパー回路ブロックが構成されており、インダクタ１４とコンデンサ１６は、降圧型チョッパー回路ブロックと昇圧型チョッパー回路ブロックで共用された構成となっている。

安定型コンバータ１１の昇降圧チョッパー回路を降圧動作させる場合は、スイッチング制御回路６０がスイッチング素子５４をオフに固定させた状態で、スイッチング素子４８のオン、オフ動作により、非安定型コンバータ１０の出力電圧を入力電圧Ｖｉｎより低い所定電圧に降圧して保つように、スイッチング素子４８の可変デューティ制御を行う。

また、昇圧動作させる場合は、スイッチング制御回路６０がスイッチング素子４８をオンに固定させた状態で、スイッチング素子５４のオン、オフ動作により、非安定型コンバータ１０の出力電圧を入力電圧Ｖｉｎより高い所定電圧に昇圧して保つように、スイッチング素子５４の可変デューティ制御を行う。

昇降圧チョッパー回路内のインダクタ１４は、整流ダイオード５６を介して非安定型コンバータ１０の入力側に直列に接続されている。また、昇降圧チョッパー回路内の出力側のコンデンサ１６は、非安定型コンバータ１０の入力側に接続されている。

図６の昇降圧チョッパー回路では、スイッチング素子５４をオフに固定し、スイッチング素子４８のオン、オフ動作により降圧動作している状態で、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された時、図６のインダクタ１４、コンデンサ１６が図３の実施形態に示したインダクタ１４及びコンデンサ１６と同じ働きをして過電流検出回路１８がスイッチング制御回路４６に過電流検出信号Ｖｏｃｐを出力し、過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力されたスイッチング制御回路４６は、スイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせ、安全に非安定型コンバータ１０を停止させることができる。

また、図６の昇降圧チョッパー回路では、スイッチング素子４８をオンに固定し、スイッチング素子５４のオン、オフ動作により昇圧動作している状態で、非安定型コンバータ１０の出力が短絡された時、図６のインダクタ１４、コンデンサ１６が図５の実施形態に示したインダクタ１４及びコンデンサ１６と同じ働きをして過電流検出回路１８がスイッチング制御回路４６に過電流検出信号Ｖｏｃｐを出力し、過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力されたスイッチング制御回路４６は、スイッチング素子２４，２６，２８，３０をオフさせ、安全に非安定型コンバータ１０を停止させることができる。

［本発明の変形例］
上記の実施形態にあっては、非安定型コンバータ１０にフルブリッジ回路を使用しているが、これに限定されず、ハーフブリッジ回路やプッシュプル回路としても良い。

また、過電流検出回路１８は電流検出抵抗２０とＮＰＮトランジスタ２２で構成しているが、これに限定されず、電流検出抵抗２０の両端に発生する電流検出電圧が所定の値以上となった場合に、過電流検出信号を出力する適宜の回路を用いることができる。

また、スイッチング制御回路４６は過電流検出信号Ｖｏｃｐが入力された場合のスイッチング素子の制御としてスイッチング素子２４、２６、２８、３０を停止させる制御方法として、全てのスイッチング素子を同時に停止させる制御を行うものでも良いし、同時にオンしているスイッチング素子の組み合わせの中の何れか一つのスイッチング素子だけを停止させることでトランス３２を流れる電流を遮断する制御を行うこともできる。

また本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。

１０：非安定型コンバータ
１１：安定型コンバータ
１２：入力電源
１４：インダクタ
１６：コンデンサ
１８：過電流検出回路
２０：電流検出抵抗
２２：ＮＰＮトランジスタ
２４，２６，２８，３０，４８，５４：スイッチング素子
３２：トランス
３４：１次巻線
３６，３８：２次巻線
４０，４２，５０，５６：整流ダイオード
４４：平滑コンデンサ
４６，５２，５８，６０：スイッチング制御回路

Claims (5)

1. 入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、前記トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータを備えたスイッチング電源装置に於いて、
   前記非安定型コンバータの入力側の一端にインダクタが接続され、コンデンサと過電流検出回路との直列回路の一端が前記非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、前記コンデンサと過電流検出回路との直列回路の他端が前記非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、
   前記過電流検出回路は、前記コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を前記非安定型コンバータに出力して前記スイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
2. スイッチング素子のスイッチング動作によって入力された電圧を可変デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換して出力する安定型コンバータと、
   前記安定型コンバータから入力された電圧を固定デューティ制御によるスイッチング素子のスイッチング動作によって断続電圧に変換してトランスの１次側に入力し、前記トランスの２次側から得られた交流電圧を整流することで、入力された電圧を所定の変換比となる電圧に変換して出力する非安定型コンバータと、
   を備えたスイッチング電源装置に於いて、
   前記安定型コンバータは、スイッチング素子、整流素子、インダクタ及びコンデンサで構成され、前記インダクタは前記非安定型コンバータの入力に対し直列に接続されると共に前記コンデンサは前記非安定型コンバータの入力に対し並列に接続されるように配置されたコンバータ回路であり、
   前記安定型コンバータのコンデンサに過電流検出回路が直列に接続され、前記コンデンサと前記過電流検出回路との直列回路の一端が前記非安定型コンバータの入力側の一端に接続され、前記コンデンサと前記過電流検出回路との直列回路の他端が前記非安定型コンバータの入力側の他端に接続され、
   前記過電流検出回路は、前記コンデンサの放電電流が所定の値以上になった場合に、過電流検出信号を前記非安定型コンバータに出力して前記スイッチング素子をオフさせる過電流保護機能を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
3. 請求項１又は２記載のスイッチン電源装置に於いて、
   前記過電流検出回路は、
   前記コンデンサに直列接続された電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗がベース・エミッタ間に接続され、前記コンデンサの放電電流による前記電流検出抵抗の両端電圧がベース・エミッタ間のしきい値電圧を超えた場合にオンして過電流検出信号を出力させるＮＰＮトランジスタと、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
4. 請求項１又は２記載のスイッチング電源装置に於いて、前記非安定型コンバータとして、フルブリッジ回路、ハーフブリッジ回路、又は、プッシュプル回路を用いたことを特徴とするスイッチング電源装置。
   
5. 請求項２記載のスイッチング電源装置に於いて、前記安定型コンバータとして、降圧チョッパー回路、昇圧チョッパー回路、又は、昇降圧チョッパー回路を用いたことを特徴とするスイッチング電源装置。

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