CN103718445B - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

在变压器(T1)的一次绕组(L1)与第2开关元件(Q12)间串联连接谐振电容器(Cr)以及电感器(Lr)。由第1整流开关元件(Q21)以及电容器(Co1)构成的第1整流平滑电路对在变压器(To)的第1二次绕组(L21)产生的电压进行整流平滑并取出第1输出电压Vo1。由第2整流开关元件(Q22)以及电容器(Co2)构成的第2整流平滑电路对在变压器(T1)的第2二次绕组(L22)产生的电压进行整流平滑，并取出第2输出电压Vo2。控制电路(10)基于第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2来分别控制第1开关元件(Q11)的接通时间以及第2开关元件(Q12)的接通时间。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及具有多个输出的开关电源装置，特别涉及能同时精度良好地控制2个输出的开关电源装置。

背景技术

作为具有多个输出的开关电源装置，例如公开了专利文献1、2。

在专利文献1中，示出了如下构成的电源电路：具备2个变压器的二次绕组，分别在其设置整流平滑电路，检测一方的二次绕组的输出电压并进行反馈控制。

另外，在专利文献2示出了电流谐振转换器构成的开关电源电路。在此，在图1示出专利文献2中列举的开关电源电路。该开关电源电路是具有开关元件S1、S2、和控制换流变压器3以及开关元件S1、S2的控制电路2的电流谐振型的开关调节器。换流变压器3具有：伴随开关元件S1、S2的接通、断开动作而被施加输入电压的一次绕组Np；和向控制电路2提供动作电压Vcc的控制电压用的二次绕组Ns2以及用于取出直流输出Vo的输出电压用的二次绕组Ns1，在各自的二次侧构成全波整流电路。控制电路2夹着死区以大致占空比50％来互补驱动开关元件S1、S2，通过频率控制来控制输出电压Vo，其中死区中两方的开关元件都成为断开。

先行技术文献

专利文献

专利文献1：JP实开平4—121181号公报

专利文献2：JP特开平6—303771号公报

发明的概要

发明要解决的课题

无论是专利文献1、2的哪个电源电路中，都是使变压器的2个二次绕组中的一方的整流平滑输出(控制输出侧)的电压稳定化地进行控制。但是，由于变压器的耦合度、电阻分量、二极管的正向电压降、以及开关引起的浪涌等的影响，仅用变压器的绕组的绕数比决定不了输出电压，在非控制输出侧，由于负载的轻重、元件的特性变化或偏差而导致输出电压发生变化。即，存在非控制输出侧的电压稳定化的精度较低这样的课题。特别是，在如一方的输出为轻负载或无负载的情况那样的、2个输出的输出差较大的情况下，难以精度良好地输出电压。

发明内容

本发明的目的在于，提供能同时精度良好地控制2个输出的开关电源装置。

用于解决课题的手段

为了解决所述课题，如下地构成开关电源装置。

(1)特征在于，开关电源装置具有：串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，由第1开关元件以及第2开关元件构成；变压器，其至少让一次绕组和二次绕组磁耦合；串联谐振电路，其与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接，串联连接所述变压器的一次绕组、电感器和电容器；第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并向第1输出电压部输出直流电压；第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并向第2输出电压部输出直流电压；和开关控制电路，其驱动所述第1开关元件和所述第2开关元件以使得它们反复互补的接通／断开，基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来分别控制所述第1开关元件的接通时间以及所述第2开关元件的接通时间，控制所述第1输出电压以及所述第2输出电压，所述第1整流平滑电路具备第1整流开关元件以及平滑电容器，所述第2整流平滑电路具备第2整流开关元件以及平滑电容器，所述开关控制电路具备：控制电路，其对应于所述第1开关元件的导通使所述第1整流开关元件导通，对应于所述第1开关元件的关断使所述第1整流开关元件关断，并且对应于所述第2开关元件的导通使所述第2整流开关元件导通，对应于所述第2开关元件的关断使所述第2整流开关元件关断，或者，在流过连接所述第2整流平滑电路的所述二次绕组的电流未成为负的定时关断所述第2整流开关元件。

(2)特征在于，开关电源装置具有：第1串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，第1开关元件成为高侧，第2开关元件成为低侧；第2串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，第3开关元件成为高侧，第4开关元件成为低侧；变压器，其至少让一次绕组和二次绕组磁耦合；串联谐振电路，其一端与所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点连接，另一端与所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接点连接，由所述变压器的一次绕组、电感器以及电容器构成；第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件以及所述第4开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并取出第1输出电压；第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件以及所述第3开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并取出第2输出电压；和开关控制电路，其驱动所述第1开关元件以及所述第4开关元件、和所述第2开关元件以及所述第3开关元件以使得它们反复互补的接通／断开，基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来分别控制所述第1开关元件和所述第4开关元件的接通时间以及所述第2开关元件和所述第3开关元件的接通时间，控制所述第1输出电压以及所述第2输出电压，所述第1整流平滑电路具备第1整流开关元件以及平滑电容器，所述第2整流平滑电路具备第2整流开关元件以及平滑电容器，所述开关控制电路具备：控制电路，其所述第1整流开关元件を、对应于所述第1开关元件的导通使所述第1整流开关元件导通，对应于所述第1开关元件的关断使所述第1整流开关元件关断，并且对应于所述第2开关元件的导通使所述第2整流开关元件导通，对应于所述第2开关元件的关断使所述第2整流开关元件关断，或者在流过连接所述第2整流平滑电路的所述二次绕组的电流未成为负的定时关断所述第2整流开关元件。

(3)另外，开关电源装置具备：检测所述第1输出电压(Vo1)的第1输出电压检测电路；和检测所述第2输出电压(Vo2)的第2输出电压检测电路，若将所述第1输出电压设为Vo1，将所述第2输出电压设为Vo2，将所述第1开关元件(Q11)的接通时间设为Ton1，将所述第2开关元件(Q12)的接通时间设为Ton2，将第1基准电压设为Vref1，将第2基准电压设为Vref2，则所述开关控制电路以

[数式5]

$L\left[\left(\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{on}1}\\ T_{\mathrm{on}2}\end{array}\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\left[\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-V_{01}\\ V_{\mathrm{ref}2}-V_{o2}\end{array}\right)\right]...\left(5\right)$

(在此，A，B，C，D表征传递函数、L[]表征拉普拉斯变换)的关系，基于所述第1输出电压检测电路的检测信号以及所述第2输出电压检测电路的检测信号来对所述第1开关元件(Q11)的接通时间Ton1以及所述第2开关元件(Q12)的接通时间Ton2进行多变量反馈控制，以使得所述第1输出电压Vo1以及所述第2输出电压Vo2分别成为给定的电压。

(4)另外，所述传递函数A，D分别确定为0。即，在第1开关元件(Q11)的接通时间(Ton1)控制第2输出电压Vo2，在第2开关元件(Q12)的接通时间(Ton2)控制第1输出电压Vo1。

(5)所述二次绕组由产生所述第1输出电压以及所述第2输出电压的单一的绕组(L2)构成。

(6)也可以所述二次绕组由产生所述第1输出电压的第1二次绕组(L21)和产生所述第2输出电压的第2二次绕组(L22)构成。

(7)另外，也可以所述第1二次绕组(L21)和所述第2二次绕组(L22)分别独立地卷绕，并连接所述第1整流平滑电路和所述第2整流平滑电路的接地侧彼此。

(8)另外，也可以所述第1二次绕组(L21)和所述第2二次绕组(L22)分别独立地卷绕，并连接所述第1整流平滑电路的接地侧和所述第2整流平滑电路的电压输出侧，或者连接所述第2整流平滑电路的接地侧和所述第1整流平滑电路的电压输出侧。

通过该构成，良好地保持2个输出的平衡。

(9)所述开关控制电路例如由DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)构成。

发明的效果

根据本发明，相对于与2个输出连接的负载的轻重的变动，能分别较高地保持输出电压的精度。并且，在如一方的输出为轻负载或无负载的情况那样的2个输出的输出差较大的情况下，也能精度良好地保持输出电压，能增大能进行控制的负载的范围。

另外，若构成为在第1开关元件(Q11)的接通时间(Ton1)控制第2输出电压Vo2，在第2开关元件(Q12)的接通时间(Ton2)控制第1输出电压Vo1，则能使控制电路简单。

附图说明

图1是在专利文献2列举的开关电源电路的电路图。

图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。

图3(A)是图2所示的开关电源装置101的整体的等效电路图。图3(B)是第1开关元件Q11为接通状态时的等效电路图，图3(C)是第2开关元件Q12为接通状态时的等效电路图。

图4是表示第1开关元件Q11、第2开关元件Q12、第1整流开关元件Q21以及第2整流开关元件Q22的驱动脉冲的生成方法的图。

图5是动作频率fsw与谐振频率f0大致相等、且流过第1负载RL1的电流与流过第2负载RL2的电流相等时的图2的各部的电压、电流的波形。

图6是在开关电源电路的动作频率fsw高于谐振频率f0的情况下流过第1负载RL1的电流小于流过第2负载RL2的电流时的图2的各部的电压、电流的波形。

图7是动作频率fsw低于谐振频率f0的情况下流过第1负载RL1的电流小于流过第2负载RL2的电流时的图2的各部的电压、电流的波形。

图8是由二极管构成图2所示的开关电源装置的二次侧的整流开关元件时的波形图。

图9(A)、图9(B)是第2实施方式所涉及的开关电源装置103A、103B的电路图。

图10是第3实施方式的开关电源电路的二次侧的电路图。

图11是第3实施方式的另外的开关电源电路的二次侧的电路图。

图12是第3实施方式的另外的开关电源电路的二次侧的电路图。

图13是第3实施方式的再另外的开关电源电路的二次侧的电路图。

图14是第4实施方式所涉及的开关电源装置的一次侧的电路图。

具体实施方式

《第1实施方式》

参照图2～图8来说明第1实施方式所涉及的开关电源装置。

图2是第1实施方式所涉及的开关电源装置101的电路图。该开关电源装置101具备分别磁耦合一次绕组L1、第1二次绕组L21以及第2二次绕组L22的变压器T1。在作为输入直流的输入电压Vi的电源输入部的电源输入端子Pi(+)、Pi(-)，串联连接第1开关元件Q11以及第2开关元件Q12。在变压器T1的一次绕组L1与第2开关元件Q12间设有与它们串联连接并与一次绕组L1一起构成串联谐振电路的谐振电容器Cr以及电感器Lr。该电感器Lr也可以与变压器T1复合构成，而不作为部件来设置。

在变压器T1的第1二次绕组L21设置由第1整流开关元件Q21以及电容器Co1构成的第1整流平滑电路。该第1整流平滑电路在第1开关元件Q11的接通期间对在变压器T1的第1二次绕组L21产生的电压进行整流平滑，并取出第1输出电压Vo1。

同样地，在变压器T1的第2二次绕组L22设置由第2整流开关元件Q22以及电容器Co2构成的第2整流平滑电路。该第2整流平滑电路在第2开关元件Q12的接通期间对在变压器T1的第2二次绕组L22产生的电压进行整流平滑，并取出第2输出电压Vo2。

与第1整流开关元件Q21并联连接的二极管D21是作为部件的二极管或第1整流开关元件Q21的寄生二极管(体二极管)。同样地，与第2整流开关元件Q22并联连接的二极管D22是作为部件的二极管或第2整流开关元件Q22的寄生二极管(体二极管)。

第1二次绕组L21和第2二次绕组L22分别独立地卷绕，在该示例中，分别与第1整流平滑电路和第2整流平滑电路连接。

对第1电源输出端子Po1(+)、Po1(-)输出第1输出电压Vo1，施加给负载RL1。对第2电源输出端子Po2(+)、Po2(-)输出第2输出电压Vo2，施加给负载RL2。

第1开关元件Q11以及第2开关元件Q12是MOS—FET，在它们的栅极连接开关控制电路(以下、仅称作“控制电路”)10。控制电路10夹着使第1开关元件Q11和第2开关元件Q12都为断开状态的时间，来驱动第1开关元件Q11和第2开关元件Q12来使它们相互互补地反复接通／断开。另外，控制电路10控制第1整流开关元件Q21以及第2整流开关元件Q22。基本上，控制电路10对应于第1开关元件Q11使第1整流开关元件Q21接通／断开，对应于第2开关元件Q12使第2整流开关元件Q22接通／断开。

另外，控制电路10基于第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2来分别控制第1开关元件Q11的接通时间以及第2开关元件Q12的接通时间。即，与现有的电流谐振转换器不同，占空比发生变化。由此，分别使第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2稳定化在给定电压上。

图3(A)是图2所示的开关电源装置101的整体的等效电路图。图3(B)是第1开关元件Q11为接通状态时的等效电路图，图3(C)是第2开关元件Q12为接通状态时的等效电路图。

在图3(A)、图3(B)、图3(C)中，电感器M是等效地表征由变压器T1的一次绕组L1以及二次绕组L21、L22构成的互电感的电感器。电容器Co1′、Co2′相当于图2所示的电容器Co1、Co2。另外，负载RL1′、RL2′相当于图2所示的负载RL1、RL2。进而，电流ico1′、ico2′相当于流过图2所示的电容器Co1、Co2的电流。其中，电容器Co1′，Co2′、负载RL1′、RL2′、电流ico1′、ico2′的各自值由下式表征那样，是对应于变压器T1的一次绕组和二次绕组的绕组比的值。

[数式1]

$\begin{array}{c}{C}_{o1}\′={n_1}^2{C}_{o1}\\ R_{L1}\′={n_1}^2{R}_{L1}\\ i_{\mathrm{co}1}\′=i_{\mathrm{co}1}/{n_1}^2\end{array}....\left(1\right)$

[数式2]

$\begin{array}{c}{C}_{o2}\′={n_2}^2{C}_{o2}\\ R_{L2}\′={n_2}^2{R}_{L2}\\ i_{\mathrm{co}2}\′=i_{\mathrm{co}2}/{n_2}^2\end{array}...\left(2\right)$

在此，Co1′、Co2′是电容器Co1′、Co2′的电容值，RL1′、RL2′是负载RL1′、RL2′的电阻值，ico1′、ico2′是电流ico1′、ico2′的电流值。

在此，若用N1表征变压器T1的一次绕组L1的卷绕数，用N21表征第1二次绕组L21的卷绕数，用N22表征第2二次绕组L22的卷绕数，则

n1=N1／N21

n2=N1／N22。

通过第1开关元件Q11的接通，对谐振电路施加输入电压Vi，如图3(B)所示那样，对Cr进行充电地流过电流。另外，通过第2开关元件Q12的接通，如图3(C)所示那样，使积蓄于Cr的电荷放电地流过电流。

在此，若用Vlr表征电感器Lr的两端电压，用Vo1′表征施加于负载RL1′的电压，用Vcr表征电容器Cr的两端电压，用id1表征流过第1整流开关元件Q21的电流，用Vm表征电感器M的两端电压，用im表征流过电感器M的电流，则在第1开关元件Q11接通以及第1整流开关元件Q21接通期间，下式成立。

[数式3]

$\begin{array}{c}{V}_i=v_{\mathrm{lr}}+v_m+v_{\mathrm{cr}}\\ v_{\mathrm{lr}}=L_r\frac{d{i}_{d1}}{\mathrm{dt}}\\ v_{\mathrm{cr}}=\frac{1}{C_r}\∫i_{d1}\mathrm{dt}\\ v_m=M\frac{d{i}_m}{\mathrm{dt}}=V_{o1}\′\\ i_{\mathrm{co}1}\′=i_{d1}-i_m\end{array}....\left(3\right)$

同样地，在第2开关元件Q12的接通以及第2整流开关元件Q22接通期间，下式成立。

[数式4]

$\begin{array}{c}0=v_{\mathrm{lr}}-V_{o2}\′+v_{\mathrm{cr}}\\ v_{\mathrm{tr}}=-L_r\frac{d{i}_{d1}}{\mathrm{dt}}\\ v_{\mathrm{cr}}=-\frac{1}{C}\∫i_{d1}\mathrm{dt}\\ v_m=M\frac{d{i}_m}{\mathrm{dt}}=-V_{o2}\′\\ i_{\mathrm{co}2}\′=i_{d2}+i_m\end{array}...\left(4\right)$

如此，在第1开关元件Q11的接通期间对负载RL1′提供电力，并将用于提供给负载RL2′的电力充电到电容器Cr。另外，在第2开关元件Q12的接通期间将积蓄于电容器Cr的能量提供给负载RL2′，并进行电容器Cr的放电，由此，能在第1开关元件Q11的接通期间从输入电源向谐振电路提供更大的电力。如此，通过对第1开关元件Q11的接通期间以及第2开关元件Q12的接通期间进行反馈控制来控制电流谐振状态，能独立地控制Vo1′(=Vo1)以及Vo2′(=Vo2)。

该控制系统是2个控制量和2个操作量具有相互干涉的多变量反馈控制系统，能用成为以下那样的传递函数矩阵的控制器进行控制。

[数式5]

$L\left[\left(\begin{array}{c}{T}_{\mathrm{on}1}\\ T_{\mathrm{on}2}\end{array}\right)\right]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\left[\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ref}1}-V_{01}\\ V_{\mathrm{ref}2}-V_{o2}\end{array}\right)\right]...\left(5\right)$

在此，L[]是拉普拉斯变换，Ton1是第1开关元件Q11的接通时间，Ton2是第2开关元件Q12的接通时间。另外，A、B、C、D是根据电路以及动作状态而确定的系数。另外，Vref1和Vref2是基准电压。

在基于Vo2对Ton1进行PI控制、基于Vo1对Ton2进行PI控制的情况下，(5)式所示的系数A、B、C、D如下面那样。

[数式6]

$\begin{array}{c}A=0\\ B=\frac{K_{\mathrm{IB}}}{S}+K_{\mathrm{PB}}\\ C=\frac{K_{\mathrm{IC}}}{S}+K_{\mathrm{PC}}\\ D=0\end{array}...\left(6\right)$

在此，K_IB／S、K_IC／S为积分，K_PB、K_PC为比例。

在该示例中，A=D=0，控制变得容易。即，由于若系数A、D也为非零则会成为多变量控制，因此难以实现，但若A=D=0就能比较容易实现。

关于如何用赋予的Ton1、Ton2来生成第1开关元件Q11和第2开关元件Q12的驱动脉冲，针对由DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)构成控制电路10的情况，参照图4来说明其DSP内部的数字PWM模块的设定以及动作。

在图4中，CNTR为计数器，按每个时钟增加。PRD为周期(period)，CNTR在到达该值时成为零。即，决定开关周期。CMP为比较，在CNTR与CMP一致时脉冲反转。

Q11G是Q11的栅极驱动脉冲，Q21G是Q21的栅极驱动脉冲，设定为在CNTR与零一致时上升，在CNTR与CMP一致时下降。Q12G是Q12的栅极驱动脉冲，Q22G是Q22的栅极驱动脉冲，设定为在CNTR与CMP一致时上升，在CNTR与PRD一致时下降。按照PRD相当于Ton1+Ton2、CMP相当于Ton1地生成Q11、Q12的驱动脉冲。

图2所示的控制电路10具备：检测第1输出电压Vo1的第1输出电压检测电路、和检测第2输出电压Vo2的第2输出电压检测电路。图2的控制电路10基于第1输出电压检测电路的检测信号以及第2输出电压检测电路的检测信号，来对第1开关元件Q11的接通时间Ton1以及第2开关元件Q12的接通时间Ton2进行反馈控制，以使得第1输出电压Vo1以及第2输出电压Vo2分别成为给定值。即，在DSP内部控制PRD和CMP。

如前述那样，在第1开关元件Q11的接通期间对电容器Cr进行充电，在第2开关元件Q12的接通期间将积蓄于电容器Cr的能量提供给负载。通过该作用，能在第1开关元件Q11的接通时间控制第2输出电压Vo2。同样地，能在第2开关元件Q12的接通时间控制第1输出电压Vo1。

图5～图7是图2所示的开关电源装置的各部的电压、电流的波形图。另外，图8是比较例，是由二极管构成图2所示的开关电源装置的二次侧的整流开关元件时的波形图。在这些图中，各符号的意义如下那样。

Vds2：第2开关元件Q12的漏极／源极间电压

iCr：流过谐振电容器Cr的电流

iL21：流过二次绕组L21的电流

iL22：流过二次绕组L22的电流

Vgs12：第2开关元件Q12的栅极／源极间电压

Vgs11：第1开关元件Q11的栅极／源极间电压

Vgs22：第2整流开关元件Q22的栅极／源极间电压

Vgs21：第1整流开关元件Q21的栅极／源极间电压

三角波状的虚线：变压器T1的一次绕组L1的励磁电流

另外，这些波形是下面的条件下的示例。另外，根据元件的常数或输入输出的条件不同，波形发生变化。

在第1开关元件Q11以及第2开关元件Q12就要导通前，通常设置适当的死区期间，但在图5～图8中，除了要进行说明的情况以外，都予以省略。

在第1开关元件Q11以及第2开关元件Q12的导通／关断时产生电压的谐振，但在图5～图8中省略图示。

通过第1开关元件Q11和第2开关元件Q12交替开关，对谐振电路施加矩形脉冲Vds2。由此，流过正弦波状的电流，在各自的整流电路进行整流。在整流电路中，通过在流过电流的期间接通开关元件，降低了损耗。

图5是流过第1负载RL1的电流与流过第2负载RL2的电流相等时的波形，图6～图8是流过第1负载RL1的电流小于流过第2负载RL2的电流时的波形。图5是动作频率fsw与由电感器Lr和电容器Cr決定的谐振频率f0大致相等的情况的示例，图6是开关电源电路的动作频率fsw高于谐振频率f0的情况的示例，图7是动作频率fsw低于谐振频率f0的情况的示例。

在对第1负载RL1以及第2负载RL2提供相等的电力时，如图5所示，不在iL21流过负电流。即，没有进行再生的期间。

在第1负载RL1为无负载状态或接近于无负载状态的轻负载状态时，如图6、图7所表征那样，由于因谐振产生的电流流向二次绕组L21、L22，因此在整流电路开始导通时在正方向上提供电流。另一方面，由一侧的开关而向输出的电力传输，有用于向另一侧的输出送去电力的充电或放电的作用，因此不能缩短与轻负载对应的开关的接通期间。为此，即使二次侧的电流因谐振而低下从而成为负，也持续接通整流电路的开关元件，通过从输出使电流再生，能在总体上抑制提供给负载的电力。由此，即使轻负载也能稳定地维持输出电压。

图6是在不进行再生的一方的电流(iL22)成为零前开关元件Q11、Q12的状态翻转的示例。即使在定时t2切换流过变压器T1的一次侧的电流的方向，也由于流过第2整流平滑电路的电流iL22为正方向，因此若第1整流开关元件Q21断开，则电流iL22通过第2整流开关元件Q22的寄生二极管D22而持续流动。这其间，若没有整流元件的开关的切换，则电流iL22直到成为零为止都持续流动，在定时t2p以后，电流iL21开始在第1整流平滑电路流动。

第2整流开关元件Q22的导通定时与第1开关元件Q11的翻转同步确定即可。另外，对于第1开关元件Q11的导通定时，也与第1整流开关元件Q21的导通定时同步地确定即可。即，在流过正的电流时，即使断开开关元件，也通过并联连接的二极管(FET的体二极管)D22而让电流持续流动。但是，在希望进一步抑制损耗的情况下，优选第1整流开关元件Q21的导通定时t2p构成为通过设置适当的死区、或检测电流iL22成为零，而在流过正的电流的期间持续接通开关元件。由此成为ZCS(Zero Current Switching，零电流开关)动作，能抑制开关损耗。

图7是开关元件Q11、Q12的状态翻转前不进行再生的一方的电流iL22成为零的示例。在图7所示的例中，通过在定时t2n关断第2整流开关元件Q22，在定时t2n电流成为零而电流iL22不流动负方向的电流(以虚线表示的电流)。即，第2整流开关元件Q22的关断定时t2n通过检测电流iL22成为零来确定。

假使与第2开关元件Q12同步地关断第2整流开关元件Q22，则如图中虚线所示那样，电流iL22在t2n到t2之间流动负电流。在负载不是轻负载的情况下，若产生再生，则在损耗和电力传输的方面来看属于浪费。因而，优选在产生不需要的再生的状況下断开整流电路的开关元件。

另外，在上述负电流的比例相对的较小的状況下，也可以在第2开关元件Q12设置适当的死区并与其同步地关断第2整流开关元件Q22。这样能使控制电路构成简单。这时，也可以比定时t2n稍早地关断第2整流开关元件Q22。这种情况下，直到定时t2n为止，电流都通过寄生二极管D22而流动。

另外，图5中示出动作频率fsw与谐振频率f0大致相等的情况下的示例，但在取得2个输出负载平衡的状态下，在动作频率fsw低于谐振频率f0的情况下也产生再生动作。但是，由于在通常负载(不是轻负载的状态)下进行再生动作，会产生因不需要的再生导致的损耗，因此，期望在负载电流为给定以上的情况下不流过负的电流地控制开关元件。

在图8示出由二极管构成图2所示的开关电源装置的二次侧的整流开关元件时的波形。Vgs12的接通期间为了抑制向RL1提供的电力而需要设得较小。另一方面，在Vgs12的接通期间向RL2提供电力。Vgs11的接通期间为了向RL2提供电力而对电容器Cr进行充电，但由于iL21在绝大部分期间都为零，因此向电容器Cr的充电需要大量的时间。其结果，iL22成为脉冲状的波形，损耗变大。进而，若2个输出的平衡不同，RL1成为轻负载、特别是无负载，不能再使电路动作。

《第2实施方式》

图9(A)、图9(B)是第2实施方式所涉及的开关电源装置103A、103B的电路图。与第1实施方式中在图2所示的电路不同之处在于变压器T1的二次侧的构成。转换器的动作与图2所示的开关电源装置101相同。

在图9(A)的示例中，分别独立地卷绕第1二次绕组L21和第2二次绕组L22，并连接第1整流平滑电路的接地侧和第2整流平滑电路的电压输出侧。

通过该构成，能调整第1二次绕组L21和第2二次绕组L22的电力分担。例如在需要Vo1=12[V]、100[W](8.3A)、Vo2=5[V]、30[W](6A)的输出的情况下，第1二次绕组L21输出7[V]、58.1[W](7×8.3=58.1)，第2二次绕组L22输出5[V]、71.5[W](5×(8.3+6)=71.5)即可。

若以实施方式1的开关电源装置101来得到同样的规格，则成为第1二次绕组L21为12[V]、100[W](8.3A)、第2二次绕组L22为5[V]、30[W](6A)这样的不平衡的电力分担。根据第2实施方式，使电力均等地分散，抑制了不需要的再生。由此效率提升。

在图9(B)的开关电源装置103B中，第2整流平滑电路的接地侧和第1整流平滑电路的电压输出侧连接。该构成还能视作使变压器T1的二次绕组相对于一次绕组的极性与图9(A)相反。该开关电源装置103B的作用效果与开关电源装置103A相同。

另外，在图9(A)中，向负载RL1输出的Vo1在变压器T1的二次绕组L21、L22的输出的分担。由此，在第1负载RL1侧为轻负载的情况下，在第1二次绕组L21进行再生。但是，由于第2二次绕组L22还分担第1负载RL1侧的输出，因此即使第2负载RL2侧为轻负载也难以产生再生动作。这点对于图9(B)也相同。

《第3实施方式》

在以上所示的各实施方式中，使用具备2个二次绕组的变压器，但第3实施方式使用单一的二次绕组来得到2个输出电压。图10～图13是第3实施方式所涉及的4个开关电源电路的二次侧的电路图。一次侧的构成可以是已经在各实施方式示出的任意的电路。

在图10的示例中，变压器的二次绕组L2构成由整流开关元件Q21、Q22以及电容器Co1、Co2构成的倍电压型的整流电路。在二次绕组L2的点记号侧产生正电压的期间，以图中实线的箭头所示的路径对电容器Co1进行充电。在二次绕组的点记号侧产生负电压的期间，以图中虚线的箭头所示的路径对电容器Co2进行充电。对第1电源输出端子Po1(+)输出电容器Co1与Co2的充电电压的相加电压。对第2电源输出端子Po2(+)输出电容器Co2的充电电压。

在图11的示例中，变压器在二次绕组L21、L22构成由整流开关元件Q21、Q22以及电容器Co1、Co2构成的倍电压整流电路。其中，与图10不同，追加了二次绕组L22，在该追加的绕组连接整流开关元件Q22。由此，能使电容器Co2的充电电压高于电容器Co1的充电电压。通过这样的构成，也能使第1输出电压Vo1与第2输出电压Vo2的比率从2∶1较大地偏离。另外，在此，示出了通过绕组的追加来提高电压的示例，但还能在二次绕组引出抽头来降低电压。

在图12的示例中，在二次绕组L2连接由整流开关元件Q21、Q22以及电容器Co1构成的整流平滑电路、和由整流开关元件Q31、Q32以及电容器Co2构成的整流平滑电路。在二次绕组L2的点记号侧产生正电压的期间，以图中实线的箭头所示的路径对电容器Co1进行充电。在二次绕组L2的点记号侧产生负电压的期间，以图中虚线的箭头所示的路径对电容器Co2进行充电。

在图13的示例中，在二次绕组L21、L22连接由整流开关元件Q21、Q22以及电容器Co1构成的整流平滑电路、和由整流开关元件Q31、Q32以及电容器Co2构成的整流平滑电路。其中，与图12不同，在二次绕组引出抽头，在该引出的绕组连接整流开关元件Q32。由此，能使电容器Co2的充电电压低于电容器Co1的充电电压。通过这样的构成，还能使第1输出电压Vo1与第2输出电压Vo2的比率从1∶1较大地偏离。另外，在此示出了在二次绕组引出抽头来降低电压的示例，但还能通过绕组的追加来提高电压。

另外，在图11中，输出给负载RL1的Vo1在变压器的二次绕组L21、L22的输出分担。由此，在第1负载RL1侧为轻负载的情况下，能在第1二次绕组L21进行再生。但是，由于第2二次绕组L22还分担第1负载RL1侧的输出，因此即使第2负载RL2侧为轻负载也不会进行再生动作。这点对于图13也相同。

《第4实施方式》

在以上示出的各实施方式中，在变压器的一次侧具备2个开关元件，但第4实施方式使用4个开关元件。图14是第4实施方式所涉及的开关电源装置的一次侧的电路图。二次侧的构成能应用已经在各实施方式中示出的任意的电路。

第1开关元件Q11成为高侧、第2开关元件Q12成为低侧的第1串联电路、和第3开关元件Q13成为高侧、第4开关元件Q14成为低侧的第2串联电路，分别与电源输入部连接。

在高侧的开关元件Q11、Q13分别连接高侧驱动器电路HD1、HD2。控制电路10使开关元件Q11、Q14同时接通／断开，使开关元件Q12、Q13同时断开／接通。

可以如此地在一次侧构成桥电路。

符号的说明

Co1、Co2 电容器

CP1、CP2 比较器

Cr 谐振电容器

D21、D22 二极管

HD1、HD2 高侧驱动器电路

L1 一次绕组

L2 二次绕组

L21 第1二次绕组

L22 第2二次绕组

Lb1、Lb2 辅助绕组

Lr 电感器

M 电感器

Pi 电源输入端子

Po1 第1电源输出端子

Po2 第2电源输出端子

Q11 第1开关元件

Q12 第2开关元件

Q13 第3开关元件

Q14 第4开关元件

Q21 第1整流开关元件

Q22 第2整流开关元件

Q31、Q32 整流开关元件

RL1 第1负载

RL2 第2负载

T1 变压器

Ton1 Q11的接通时间

Ton2 Q12的接通时间

Vo 直流输出

VCC 动作电压

Vfb1 反馈电压

Vi 输入电压

Vo1 第1输出电压

Vo2 第2输出电压

Vref1、Vref2 基准电压

10 控制电路

101、102、103A、103B、104B 开关电源装置

Claims (9)

1.一种开关电源装置，其特征在于，

具有：串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，由第1开关元件以及第2开关元件构成；

变压器，其至少让一次绕组和二次绕组磁耦合；

串联谐振电路，其与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接，串联连接所述变压器的一次绕组、电感器和电容器；

第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并向第1输出电压部输出直流的第1输出电压；

第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并向第2输出电压部输出直流的第2输出电压；和

开关控制电路，其驱动所述第1开关元件和所述第2开关元件以使得它们反复互补的接通/断开，基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来分别控制所述第1开关元件的接通时间以及所述第2开关元件的接通时间，控制所述第1输出电压以及所述第2输出电压，

所述第1整流平滑电路具备第1整流开关元件以及平滑电容器，

所述第2整流平滑电路具备第2整流开关元件以及平滑电容器，

所述开关控制电路具备：

控制电路，其对应于所述第1开关元件的导通使所述第1整流开关元件导通，对应于所述第1开关元件的关断使所述第1整流开关元件关断，并且对应于所述第2开关元件的导通使所述第2整流开关元件导通，对应于所述第2开关元件的关断使所述第2整流开关元件关断，并且即使二次侧的电流因谐振而低下从而成为负也持续接通所述第1整流开关元件或所述第2整流开关元件中的一方。

2.一种开关电源装置，其特征在于，具有：

第1串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，第1开关元件成为高侧，第2开关元件成为低侧；

第2串联电路，其与输入直流的输入电压的电源输入部连接，第3开关元件成为高侧，第4开关元件成为低侧；

变压器，其至少让一次绕组和二次绕组磁耦合；

串联谐振电路，其一端与所述第1开关元件和所述第2开关元件的连接点连接，另一端与所述第3开关元件和所述第4开关元件的连接点连接，由所述变压器的一次绕组、电感器以及电容器构成；

第1整流平滑电路，其在所述第1开关元件以及所述第4开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并取出第1输出电压；

第2整流平滑电路，其在所述第2开关元件以及所述第3开关元件的接通期间对在所述变压器的二次绕组产生的电压进行整流平滑，并取出第2输出电压；和

开关控制电路，其驱动所述第1开关元件以及所述第4开关元件、和所述第2开关元件以及所述第3开关元件，以使得它们反复互补的接通/断开，基于所述第1输出电压以及所述第2输出电压来分别控制所述第1开关元件和所述第4开关元件的接通时间以及所述第2开关元件和所述第3开关元件的接通时间，控制所述第1输出电压以及所述第2输出电压，

所述第1整流平滑电路具备第1整流开关元件以及平滑电容器，

所述第2整流平滑电路具备第2整流开关元件以及平滑电容器，

所述开关控制电路具备：

控制电路，其对应于所述第1开关元件的导通使所述第1整流开关元件导通，对应于所述第1开关元件的关断使所述第1整流开关元件关断，并且对应于所述第2开关元件的导通使所述第2整流开关元件导通，对应于所述第2开关元件的关断使所述第2整流开关元件关断，并且即使二次侧的电流因谐振而低下从而成为负也持续接通所述第1整流开关元件或所述第2整流开关元件中的一方。

3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具备：检测所述第1输出电压的第1输出电压检测电路；和检测所述第2输出电压的第2输出电压检测电路，

若将所述第1输出电压设为Vo1，将所述第2输出电压设为Vo2，将所述第1开关元件的接通时间设为Ton1，将所述第2开关元件的接通时间设为Ton2，将第1基准电压设为Vref1，将第2基准电压设为Vref2，则所述开关控制电路以

[数式5]

$L\[\left(\begin{array}{c}{T}_{on1}\\ T_{on2}\end{array}\right)\]=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)L\[\left(\begin{array}{c}{V}_{ref1}-V_{o1}\\ V_{ref2}-V_{o2}\end{array}\right)\]\mathrm{...}\left(5\right)$

的关系，基于所述第1输出电压检测电路的检测信号以及所述第2输出电压检测电路的检测信号来对所述第1开关元件的接通时间Ton1以及所述第2开关元件的接通时间Ton2进行多变量反馈控制，以使得所述第1输出电压Vo1以及所述第2输出电压Vo2分别成为给定的电压，在此，A，B，C，D为传递函数、L[]为拉普拉斯变换。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其中，

所述传递函数A以及所述传递函数D分别确定为0。

5.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，

所述二次绕组由产生所述第1输出电压以及所述第2输出电压的单一的绕组构成。

6.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，

所述二次绕组由产生所述第1输出电压的第1二次绕组和产生所述第2输出电压的第2二次绕组构成。

7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，

所述第1二次绕组和所述第2二次绕组分别独立地卷绕，并将所述第1整流平滑电路和所述第2整流平滑电路的接地侧彼此连接。

8.根据权利要求6所述的开关电源装置，其中，

所述第1二次绕组和所述第2二次绕组分别独立地卷绕，并将所述第1整流平滑电路的接地侧和所述第2整流平滑电路的电压输出侧连接，或者将所述第2整流平滑电路的接地侧和所述第1整流平滑电路的电压输出侧连接。

9.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中，

所述开关控制电路由DSP构成。