CN104716839A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源装置，其定量检测出与输出线连接的负载的消耗电力，能够与负载的消耗电力对应地精确控制输出电力Wout。将一个振荡周期绕组电流检测部检测出的绕组电流的最大绕组电流设为Imax，将流过绕组电流的绕组的电感设为L，通过E＝L*Imax²/2计算出在一个振荡周期变压器蓄积的能量E，根据计算出的能量E和蓄积该能量E的振荡周期的时间T判别负载的消耗电力，在接通动作时间变压器蓄积的能量消失的消失时刻为止的输出时间上加上与判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地使经过时间缩短/延长的断开调整时间，将其作为各振荡周期的断开动作时间，当负载为重负载时使振荡用开关元件的振荡频率上升，当为轻负载时使其降低。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及向负载输出稳定的直流电力的开关电源装置，尤其涉及如下的回扫型的开关电源装置，即停止流过变压器的一次绕组的励磁电流而将变压器蓄积的能量作为直流电力输出给与变压器的二次侧的输出线连接的负载。

背景技术

将交流电源变化为稳定的直流电源后输出的开关电源装置用于电池充电器(battery charger)和AC适配器等。该开关电源装置根据在变压器的二次侧产生的电力的定时而被大致分为正激型(forward)和回扫型(flyback)，回扫型是在停止流过变压器的一次绕组的励磁电流的期间，将在变压器的二次绕组产生的电力输出给负载。

在回扫型的开关电源装置中，连接有各种重负载，并且有时由该负载导致的消耗电力也发生变化，因此根据负载的轻重而对开关电源装置的输出电力Wout进行了控制。已知有如下的开关电源装置(专利文献1)：将开关元件的开关周期设为f，将一次绕组的电感(inductance)设为Lp，将流过一次绕组的最大一次绕组电流设为Ipmax，将效率设为η，通过数学式(1)来表现通过开关元件来开闭流过变压器的一次绕组的励磁电流(一次绕组电流)而在变压器的二次侧产生的输出电力Wout，因此通过使数学式(1)中的开关频率f发生变化的PFM调制(周期调制)，根据负载的轻重而使输出电力Wout发生变化。

$\mathrm{Wout}=\frac{L1\·\mathrm{Ipma}{x}^2}{2}\·f\·\mathrm{\η}\·\·\·\left(1\right)$

当该专利文献1所记载的开关电源装置根据输出线所表现的输出电压来判别负载的轻重，当重负载与输出线连接时，提高开关元件的开关频率f，使输出电力Wout上升，在是轻负载或无负载的情况下，使开关元件的开关频率f降低从而使输出电力Wout下降。

另外，还已知有如下的开关电源装置(专利文献2)：流过数学式(1)的一次绕组的最大一次绕组电流Ipmax与控制关闭开关元件的接通动作时间成比例，因此进行PWM调制(脉冲宽度调制)从而使最大一次绕组电流Ipmax可变，根据负载的轻重来对输出电力Wout进行增减控制，其中，所述PWM调制使由接通动作时间和断开动作时间构成的一个振荡周期T的接通动作时间的占空比发生变化。

专利文献2所记载的开关电源装置根据输出线所表现的输出电压来判别负载的轻重，当轻负载与输出线连接时，一边将对开关元件进行开闭控制的开关信号设为固定频率一边进行PWM调制，根据负载的轻重对输出电力Wout进行增减控制。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2013-187950号公报

专利文献2：日本特开2010-57207号公报

发明内容

现有的开关电源装置根据输出线所表现的输出电压的变化来判别与输出线连接的负载的状态，或根据输出电流的停止、异常上升来检测出无负载或短路，但是并非定量检测出由负载导致的消耗电力本身，因此无法与负载的轻重对应地定量调整输出电力Wout。

另外，由于检测变压器的二次侧的输出线的输出电压和输出电流，并将该检测结果反馈给对开关元件进行开闭控制的变压器的一次侧的振荡控制电路，因此需要使用光电耦合器等来将在二次侧检测出的检测结果输出给一次侧。

另外，根据负载的轻重而通过PFM调制来控制输出电力Wout的专利文献1的开关电源装置中，即使在轻负载使开关频率f降低最大一次绕组电流Ipmax也是固定的，因此可能产生大的纹波电压(ripple voltage)、或开关频率f可能进入可听区域而产生声音。

另外，根据负载的轻重而通过PWM调制来控制输出电力Wout的专利文献2的开关电源装置中，即使是轻负载也以固定频率来进行振荡，因此开关损耗较大，导致输出电力Wout的效率低下。

本发明是考虑到像这样的现有的问题点而完成的发明，其目的在于提供一种开关电源装置，能够定量检测出与输出线连接的负载的消耗电力，能够根据负载的消耗电力精确地控制输出电流Wout。

本发明的目的还在于提供一种开关电源装置，其不使用与变压器的二次侧结合的光电耦合器，就能判别在变压器的一次侧由负载导致的消耗电力。

本发明的目的还在于提供一种开关电源装置，即使是在轻负载与输出线连接的情况下，也不产生大的纹波电压，根据轻负载而高效地产生输出电力。

为了达成上述的目的，第一方面所记载的开关电源装置，具有：变压器，其具有一次绕组和二次输出绕组；振荡用开关元件，其与励磁一次绕组的直流电源连接，与一次绕组串联连接；振荡控制部，其对振荡用开关元件进行接通/断开控制，并重复由接通动作时间和断开动作时间构成的振荡周期，其中，所述接通动作时间是对振荡用开关元件进行了接通控制之后到进行断开控制为止的时间，所述断开动作时间是进行了断开控制之后到进行接通控制为止的时间；以及整流平滑化电路，其使二次输出绕组的输出整流平滑化，所述开关电源装置是将在接通动作时间变压器蓄积的能量作为直流电力在断开动作时间输出给连接在整流平滑化电路的输出线之间的负载的回扫型开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有：绕组电流检测部，其对流过变压器的某一绕组的绕组电流进行检测；负载状态判别部，其将在一个振荡周期绕组电流检测部检测出的绕组电流的最大绕组电流设为Imax、将绕组电流流过的绕组的电感设为L，根据E＝L*Imax²/2···(2)计算出在一个振荡周期变压器蓄积的能量E，并根据计算出的能量E和蓄积该能量E的振荡周期的时间T来判别负载的消耗电力；以及输出检测部，其对在接通动作时间变压器蓄积的能量消失的消失时刻进行检测，振荡控制部在从断开控制到消失时刻为止的输出时间T2上加上断开调整时间T3来作为各振荡周期的断开动作时间，其中，断开调整时间T3是与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地使经过时间缩短/延长的时间，当连接在所述输出线间的负载为重负载时，使振荡用开关元件的振荡频率上升，当为轻负载时使振荡用开关元件的振荡频率降低。由于至少在变压器蓄积的能量E消失的消失时刻之后开始下一振荡周期，因此通过在一个振荡周期T变压器蓄积的能量E输出到输出线间的输出电力Wout与负载消耗的消耗电力大致相等，通过数学式(2)计算出的能量E除以蓄积了其能量E的振荡周期的时间T而得到的输出电力Wout定量表示在该振荡周期负载消耗的消耗电力。

通过按各振荡周期计算出的输出电力Wout来对各振荡周期的断开调整时间T3进行缩短/延长控制，由于振荡用开关元件的振荡频率发生变化，因此输出电力Wout与负载的消耗电力对应地被定量地进行控制。

在连接了轻负载的情况下，断开动作时间与负载的消耗电力的降低对应地被延长，振荡用开关元件的振荡频率降低，因此开关损失减少效率不降。

第二方面所记载的开关电源装置，其特征在于，绕组电流检测部检测流过变压器的一次绕组的一次绕组电流，负载状态判别部将变压器的一次绕组的电感设为L1、将在第k(k是自然数)振荡周期T(k)流过一次绕组的最大一次绕组电流设为Ipmax(k)，根据数学式(3)计算出包括判别负载的消耗电力的第n(n是1以上的自然数)振荡周期在内的连续m次(m是1以上的自然数)振荡周期的移动平均电力Wav，并将该移动平均电力Wav作为负载的消耗电力。

$\mathrm{Wav}=\underset{k=n-m+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{L1\·\mathrm{Ip}\max {\left(k\right)}^2}{2\·T\left(k\right)\·m}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

在m次的各振荡周期变压器蓄积的、被输出到二次侧的移动平均电力Wav与m次的各振荡周期负载消耗的消耗电力大致相等，根据在变压器的初级侧检测出的流过一次绕组的最大一次绕组电流Ipmax(k)、和m次各振荡周期T(k)的移动平均值，检测误差导致的影响较少地、定量地检测出负载的消耗电力。

第三方面所记载的开关电源装置，其特征在于，所述开关电源装置具有：辅助绕组，其在变压器的一次侧产生与二次绕组反极性的电压；以及绕组电压监视部，其监视辅助绕组的电压，振荡控制部将与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地使经过时间缩短/延长的断开调整时间T3调整成在以准共振方式振动的辅助绕组的电压达到某一极大值时断开调整时间T3结束。

在接通动作时间变压器蓄积的能量消失的消失时刻之后，辅助绕组的电压以准共振方式进行振动，由此表现出从消失时刻起的经过时间不同的多个极大值。当从消失时刻起的经过时间根据负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少而达到短/长的某一极大值时结束断开调整时间T3，由此断开调整时间T3与负载的消耗电力的增加/减少对应地缩短/延长。

当辅助绕组的电压达到极大值时，施加到进行断开动作的振荡用开关元件的电压处于极小值，此时结束断开调整时间T3对开关元件进行接通控制，由此使来自绕组间的杂散电容和开关元件的端子间的寄生电容的放电电流减少，另外，开关元件的能量损失减少，难以产生开关噪声。

第四方面所记载的开关电源装置，其特征在于，振荡控制部累积消失时刻后在辅助绕组的电压中出现的极大值，在累积值超过与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地降低/上升的负载状态阈值时结束断开调整时间T3，转移到下一振荡周期的接通控制。

消失时刻后，辅助绕组的电压的极大值随着从消失时刻起的时间经过一起被重复表现，因此，每当出现极大值时累积的累积值与从消失时刻起的经过时间对应地增加。由于负载状态阈值根据负载的消耗电力的增加/减小而降低/上升，因此，如果与重负载连接，则为消失时起较早出现的极大值，如果与轻负载连接，则为较晚出现的极大值，各个累积值超过负载状态阈值而转移到接通控制。其结果为，施加到进行断开动作的振荡用开关元件的电压处于极小值时进行接通控制，并且到进行接通控制为止的断开动作时间根据负载的消耗电力的增加/减少而缩短/延长。

第五方面所记载的开关电源装置，其特征在于，输出检测部在辅助绕组产生了回扫电压之后检测其极性最初反转的极性反转时刻作为消失时刻。

在接通动作时间变压器蓄积的能量在辅助绕组被表现为回扫电压，在该能量消失之后开始极性交替地反转的准共振，因此将极性最初反转的极性反转时刻设为变压器蓄积的能量消失的消失时刻。

第六方面所记载的开关电源装置，其特征在于，该开关电源装置具有：输出监视电路，其对输出线的输出电压和/或流过输出线的输出电流进行监视；以及反馈控制部，其在输出电压或输出电流超过预定的输出阈值时，向振荡控制部输出反馈信号，振荡控制部使连续的各振荡周期的接通动作时间在没有从反馈控制部输入反馈信号的期间逐渐增加、在输入了反馈信号的期间逐渐减少。

只要输出电压或输出电流在预定的输出阈值以下，则接通动作时间逐渐增加，最大一次绕组电流Ipmax上升，从而使在一个振荡周期输出到输出线的输出电力Wout缓缓增加，输出电压或输出电流超过输出阈值时接通动作时间逐渐减少，输出电力Wout缓缓降低，因此无论负载的消耗电力的变化怎样，输出电压或输出电流都被恒压和/或恒流控制为输出阈值。

根据第一方面的发明，能够定量检测出与输出线连接的负载的消耗电力，能够根据负载的消耗电力精确控制每个振荡周期的输出电力Wout。

另外，即使在连接了轻负载的情况下，开关损失也较少，转换功率不降。

根据第二方面的发明，能够根据变压器的一次侧定量检测出连接在变压器二次侧的输出线间的负载的消耗电力。

因此，不需要设置用于从变压器的二次侧向被绝缘的变压器的一次侧输出表示负载状态的反馈信号的光电耦合器等信号传递元件，。

根据第三方面的发明，能够根据定量计算出的负载的消耗电力的增加/减少来容易地缩短/延长断开调整时间T3。

另外，进行接通控制时的振荡用开关元件的能量损失减少，也难以产生开关噪声。

根据第四方面的发明，施加到振荡用开关元件的电压处于极小值时，在断开动作时间根据负载的消耗电力的增加/减少而进行缩短/延长时，能够容易地设定对振荡用开关元件进行接通控制的定时。

根据第五方面的发明，由于能够根据极性最初反转的极性反转时刻准确地检测出变压器蓄积的能量消失的消失时刻，因此通过从消失时刻起开始的断开调整时间T3的调整，能够准确地控制各振荡周期的断开动作时间。

根据第六方面的发明，使基于脉冲宽度调制(PWM调制)的恒压和/或恒流控制、基于脉冲频率调制(PFM调制)的输出电力控制分别不受其他控制带来的影响而能够平行独立地执行，所述脉冲宽度调制使各振荡周期的接通动作时间发生变化，所述脉冲频率调制使振荡频率发生变化。

在与轻负载连接、即使振荡频率降低而产生了超过负载的消耗电力的输出电力Wout时，由于输出电压或输出电流超过输出阈值而接通动作时间逐渐减少，因此各振荡周期的最大一次绕组电流Ipmax降低，不会产生较大的纹波电压。

附图说明

图1是本发明的一实施方式涉及的开关电源装置1的电路图。

图2是振荡控制部10的框图。

图3表示进行振荡动作的开关电源装置1的各部的波形，

(a)是从振荡控制部10的输出端子Vg输出的开关信号的波形图，

(b)是流过变压器3的一次绕组3a的一次绕组电流Ip的波形图，

(c)是振荡用开关元件4的漏极-源极间的电压Vds的波形图，

(d)是第一辅助绕组3c的高压侧电位V3c的波形图，

(e)是准共振累积部37的输入的波形图。

图4是开关电源装置1的各输出状态与变压器3的二次输出绕组3b所表现的电压波形的关系的说明图。

符号说明

1  开关电源装置

2  直流电源

3  变压器

3a  一次绕组3a

3b  二次输出绕组

3c  第一辅助绕组

4  振荡用开关元件

5   Ip检测电阻(绕组电流检测部)

7  光电耦合器受光元件(反馈控制部)

10  振荡控制部

11  光电耦合器发光元件(反馈控制部)

12、13  整流平滑化电路

17、21  误差放大器(输出监视电路)

20a、20b  输出线

37  准共振累积部(输出检测部、绕组电压检测部)

38  负载状态判别部

td  消失时刻

T1  接通动作时间

T3  断开调整时间

具体实施方式

使用图1来对本发明的一实施方式所涉及的开关电源装置1的主要结构与基本动作进行说明。在图1中符号2是由高压侧端子2a与接地电位的低压侧端子2b构成的不稳定的直流电源，符号3是由在一次侧卷绕的一次绕组3a、第一辅助绕组3c、第二辅助绕组3d、和在二次侧卷绕的二次输出绕组3b构成的变压器，符号4是与一次绕组3a串联连接的振荡用开关元件，符号5是用于检测流过一次绕组3a的一次绕组电流Ip的Ip检测电阻。

振荡用开关元件4在这里是MOS形(绝缘栅形)FET，漏极与一次绕组3a的一端连接，源极经Ip检测电阻5与低压侧端子2b连接，栅极与对振荡用开关元件4进行接通断开控制的振荡控制部10连接。

在振荡控制部10中，图2所示的各电路部件被集成化为一个芯片，将与第一辅助绕组3c的高压侧连接的平滑整流电路6的输出作为电源Vcc来进行动作，其中，第一辅助绕组3c产生与二次输出绕组3b反极性的电压，此外，第一电压输入端子V⁺s与第一辅助绕组3c的高压侧连接，第二电压输入端子V^-s与产生与二次输出绕组3b同极性的电压的第二辅助绕组3d的高压侧连接，Ip检测端子Is与Ip检测电阻5的高压侧连接，反馈输入端子FB与由光电晶体管(photo transistor)构成的光电耦合器受光元件7的发射极连接，根据分别从第一电压输入端子V⁺s、第二电压输入端子V^-s、Ip检测端子Is以及反馈输入端子FB输入的输入信号，生成决定对振荡用开关元件4进行接通、断开控制的定时的开关信号，在接通控制期间输出从输出端子Vg向振荡用开关元件4的栅极施加正向偏压的开关信号。

当从振荡控制部10输出对振荡用开关元件4进行接通控制的开关信号时，一次绕组电流(励磁电流)Ip开始流过与振荡用开关元件4串联连接的一次绕组3a，从而在变压器3的各绕组中产生感应电动势。然后，在经过预定的接通动作时间T1之后，当从振荡控制部10输出对振荡用开关元件4进行断开控制的开关信号，使振荡用开关元件4断开时，流过一次绕组3a的一次绕组电流Ip实质上已被切断，从而在变压器3的各绕组中产生所谓的回扫电压。此时，在二次输出绕组3b中产生的回扫电压被由整流用二极管12和平滑电容器13形成的平滑整流电路12、13整流平滑化，作为供给到在输出线20a、20b间连接的负载的电力而被输出。

当通过感应反电动势而结束蓄积在二次输出绕组3b的电能的放出时，变压器3的各绕组所表现的回扫电压消失，取而代之的是开始基于一次绕组3a或振荡用开关元件4的杂散电容与一次绕组3a串联共振引起的准共振(quasi-resonant)，随着回扫电压消失后的时间的经过其振幅逐渐减小。

经过从对振荡用开关元件4进行断开控制到回扫电压消失为止的输出时间T2后的预定断开动作时间之后，再次通过振荡控制部10对振荡用开关元件4进行接通控制，这样地重复进行以接通动作时间T1和断开动作时间为一个振荡周期T的一连串振荡动作。

在本实施方式涉及的开关电源装置1中设置有将通向负载的输出电压和输出电流控制为预定的基准电压和基准电流的恒压以及恒流控制电路，如图1所示，在与负载连接的输出线20a、20b间设置有电压监视电路和电流监视电路，所述电压监视电路和电流监视电路对输出电压和输出电流进行监视，当输出电压和输出电流中的某一方超过预定的基准电压或基准电流时，使图中的光电耦合器发光元件11发光。

在高压侧输出线20a与低压侧输出线20b之间分压电阻14与15串联连接，电压监视电路从其中间分接头(tap)16获得输出电压的分压后将其输入到误差放大器17的反相输入端子。另外，在误差放大器17的非反相输入端子与低压侧输出线20b之间连接有电压监视用基准电源18，将用于与输出电压的分压进行比较的第一比较电压输入到非反相输入端子。通过对分压电阻14、15的电阻值或电压监视用基准电源18的第一比较电压进行变更，来将基准电压设定成任意值。在误差放大器17的输出侧连接有与上述的光电耦合器受光元件7进行光电耦合的光电耦合器发光元件11。

另外，电流监视电路中电流检测用电阻19插入于低压侧输出线20b，将电流检测用电阻19的一端输入到误差放大器21的反相输入端子，将另一端经电流监视用基准电源22输入到非反相输入端子。由此，流过低压侧输出线20b的输出电流表现为电流检测用电阻19两端的电位差，通过误差放大器21来与电流监视用基准电源22的第二比较电压进行比较，从而能够判定是否超过预定的基准电流。通过对电流检测用电阻19的电阻值或电流监视用基准电源22的第二比较电压进行变更，来将基准电流设定成任意值。误差放大器21的输出侧和监视输出电压的误差放大器17的输出侧都与光电耦合器发光元件11连接。

光电耦合器发光元件11根据误差放大器17、21的输出，即超过基准电压的输出电压或超过基准电流的输出电流的差分来增减发光量，在对光电耦合器发光元件11进行光电耦合的光电耦合器受光元件7中，与输出电压或输出电流超过基准电压或基准电流的差分相对应地流过较大的集电极电流，伴随集电极电流的增加而上升的集电极-发射极间的电压V_CE表现在振荡控制部10的反馈输入端子FB。

另一方面，在振荡控制部10中，只要光电耦合器受光元件7没接受到来自光电耦合器发光元件11的光，即只要输入到反馈输入端子FB的电压V_CE没有上升，就如后述那样，当从Ip检测端子Is输入的Ip检测电压达到设定为预定值的接通基准电压时从输出端子Vg输出对振荡用开关元件4进行断开控制的开关信号。Ip检测电压表示与对振荡用开关元件4进行了接通控制之后的经过时间成比例地上升的一次绕组电流Ip，因此接通基准电压决定流过光电耦合器发光元件11不发光期间的一次绕组3a的最大一次绕组电流Ipmax和达到最大一次绕组电流Ipmax为止的接通动作时间T1。

这里，将一次绕组3a的电感设为L1，将流过一次绕组3a的最大绕组电流设为Ipmax，通过数学式(4)来表示在一个振荡周期T的接通动作时间T1通过一次绕组电流Ip励磁一次绕组3a而蓄积在变压器3的能量E，并根据接通基准电压来决定最大一次绕组电流Ipmax，使得从数学式(4)计算出的能量E为通过额定功率的负载而消耗的能量以上。其结果为，只要额定功率的负载连接在输出线20a、20b间，则输出电压或输出电流超过基准电压或基准电流而上升到光电耦合器发光元件11发光为止。

$E=\frac{L1\·\mathrm{Ip}{\max }^2}{2}\·\·\·\left(4\right)$

当输出电压或输出电流中的某一方超过基准电压或基准电流时，光电耦合器发光元件11以超过的差分对应的光量进行发光，输入到反馈输入端子FB的电压V_CE与该差分对应地上升。振荡控制部10在后述的加法电路31中将该上升的电压V_CE与从Ip检测端子Is输入的Ip检测电压相加，将该加算值与接通基准电压进行比较。其结果为，通过将与差分对应地增加的电压V_CE加到接通动作后上升的Ip检测电压而使断开控制的定时与差分相对应地提前，接通动作时间T1缩短从而最大一次绕组电流Ipmax也降低，根据数学式(4)计算出的能量E降低，由此超过基准电压或基准电流的输出电压或输出电流降低到基准值以下。

在开关电源装置1中，通过像这样使每一个振荡周期T的接通动作时间T1发生变化的脉冲宽度调制(PWM)，对输出线20a、20b的输出电压以及输出电流进行恒压以及恒流控制，进一步与该控制一起，通过使由接通动作时间T1后的断开动作时间构成的一个振荡周期T发生变化的脉冲频率调制(PFM)，产生与负载的消耗电力对应的电力。

以下，使用图2和图3来将对每个振荡周期T决定了接通动作时间T1与断开动作时间的开关信号输出给振荡用开关元件4的振荡控制部10的结构以及其动作进行详细描述。当向图2所示的多谐振荡器(multivibrator)32的ON端子输入由从L电平(以下，简单地称为“L”)到H电平(以下，简单地称为“H”)构成的接通控制信号时，由二进制信号构成的开关信号为“H”，当向OFF端子输入由从“L”到“H”构成的断开控制信号时，由二进制信号构成的开关信号为“L”，在开关信号是“H”的期间经输出端子Vg向振荡用开关元件4的栅极施加正向偏压而使振荡用开关元件4进行接通动作，在是“L”的期间，停止偏压使振荡用开关元件4进行断开动作。

也就是说，各个振荡周期T由接通动作时间T1和断开动作时间的和构成，其中，接通动作时间T1是从将接通控制信号输入到多谐振荡器32的ON端子的接通控制时刻到将断开控制信号输入到OFF端子的断开控制时刻为止的时间，断开动作时间是与在接通动作时间T1之后接着将接通控制信号输入到ON端子的接通控制时刻为止的时间，通过分别调整接通控制时刻与断开控制时刻的定时来决定各个振荡周期T的接通动作时间T1和断开动作时间。

根据从Ip检测端子Is输入的Ip检测电压、输入到反馈输入端子FB的电压V_CE、输入到第二电压输入端子V^-s的第二辅助绕组3d的高压侧电位V3d来调整断开控制时刻的定时。如上所述，通过加法电路31来对Ip检测电压与电压V_CE进行加法运算，将该加算值输入到比较器33的非反相输入，与连接到反相输入的可变型基准电源34的电压进行比较。可变型基准电源34的电压通过输出保护电路35进行可变控制，但是通常可变型基准电源34的电压被设定为上述的接通基准电压。也就是说，当不加上电压V_CE在接通控制之后上升的Ip检测电压就超过接通基准电压时，从比较器33的“L”变为“H”的输出经OR电路36作为断开控制信号被输入到多谐振荡器32的OFF端子，在其断开控制时刻流过一次绕组3a的最大一次绕组电流Ipmax和从数学式(4)计算出的能量E为由额定功率的负载消耗的能量以上。

另外，在输出电压或输出电流超过基准电压或基准电流的状态下，与其差分对应地增加的电压V_CE被加到Ip检测电压，由此在接通控制后更早地超过接通基准电压而向多谐振荡器32的OFF端子输入断开控制信号，断开控制时刻的定时与差分对应地提前，从而缩短接通动作时间T1。

在输出保护电路35中，当根据输入到第二电压输入端子V^-s的第二辅助绕组3d的高压侧电位V3d所表现的回扫电压来检测输出线20a、20b间的输出电压、检测出输出电压的异常降低时，从接通基准电压大幅降低可变型基准电源34的电压，使接通动作时间T1大幅缩短。用作锂离子电池等二次电池的充电器时的输出电压的异常降低可能是二次电池侧发生短路，使来自开关电源装置1的输出电力Wout大幅降低来进行保护。

输入比较器33的输出的OR电路36的另一侧的输入与比较器37的输出连接。比较器37将输入到非反相输入的Ip检测电压与输入到反相输入的固定电源38的极限电压(limit voltage)进行比较，当Ip检测电压超过极限电压时，与比较器37同样地，从“L”输出“H”，对振荡用开关元件4进行断开控制。固定电源38的极限电压被设定为比可变型基准电源34的接通基准电压高的电压，即使比较器37或可变型基准电源34的动作存在不良，也能够设定最大的接通动作时间T1来防止变压器3的饱和。

接通控制时刻的定时被调整为如下时刻：准共振累积部37从输入到第一电压输入端子V⁺s的第一辅助绕组3c的高压侧电位V3c累积准共振的极大值而得的累积电压值SVmax超过了可变型基准电源39的比较电压Vwav的时刻。可变型基准电源39的比较电压Vwav与负载状态判别部38计算出的移动平均电力Wav的增减对应地进行可变控制，因此实质上累积了准共振的极大值而得的累积电压值SVmax超过由负载状态判别部38计算出的移动平均电力Wav的时刻为接通控制时刻。

如图3的(d)的第一辅助绕组3c的高压侧电位V3c的波形图所示，当对振荡用开关元件4进行断开控制时，在接通动作时间T1通过一次绕组电流Ip蓄积在变压器3的能量在第一辅助绕组3c表现为负的回扫电压，在断开控制后的输出时间T2期间，从输出线20a、20b放出所有能量，在回扫电压消失的消失时刻td之后，随着消失时刻td后的时间的经过极性交替地反转，同时开始其振幅逐渐减小的准共振。

对从第一电压输入端子V⁺s经按顺方向连接的二极管44而输入第一辅助绕组3c的高压侧电位V3c的准共振累积部37，如图3的(e)所示，只断断续续地输入进行准共振的共振波形的正波形，断断续续输入的各波形的极大值根据振幅的减小而逐渐减小。每个振荡周期T蓄积在变压器3的能量全部消失的消失时刻td例如是接通动作时间T1结束之后的高压侧电位V3c的极性从负反转为正的时刻，准共振累积部37能够从在图3的(e)中表现正的共振波形的时刻检测出该时刻。在准共振累积部37中，在每个振荡周期T，对在消失时刻td后每次表现共振波形的其极大值进行检测，将累积了极大值而得的累积电压值SVmax输出到与可变型基准电源39的比较电压Vwav进行比较的比较器40的非反相输入。当开始后述的下一振荡周期T的接通控制时，使由准共振累积部37计算出的累积电压值SVmax复位。

负载状态判别部38是这样的部分：定量判别与输出线20a、20b连接的负载的消耗电力，根据该判别值来控制可变型基准电源39的比较电压Vwav，这里，将从Ip检测端子Is输入的Ip检测电压、和根据开关信号的振荡周期T计算出的移动平均电力Wav作为负载的消耗电力的判别值，其中，所述开关信号是从多谐振荡器32输出的。

如上所述，通过数学式(4)来表现在一个振荡周期T的接通动作时间T1通过一次绕组电流Ip来励磁一次绕组3a而蓄积在变压器3的能量E，在振荡周期T从输出线20a、20b输出通过数学式(4)计算出的能量E的输出电力Wout在相同振荡周期T被负载全部消耗，因此与负载的消耗电力大致平衡，通过数学式(5)计算出的输出电力Wout的目的是判别在振荡周期T负载所消耗的消耗电力。

$\mathrm{Wout}=\frac{E}{T}=\frac{L1\·\mathrm{Ip}{\max }^2}{2T}\·\·\·\left(5\right)$

由于在每个振荡周期T计算出的输出电流Wout中产生检测误差，因此负载状态判别部38通过数学式(3)计算出包括判别负载的消耗电力的第n(n是1以上的自然数)振荡周期在内的连续的m次(m是1以上的自然数)振荡周期的移动平均电力Wav，作为负载的消耗电力的判别值。

$\mathrm{Wav}=\underset{k=n-m+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{L1\·\mathrm{Ip}\max {\left(k\right)}^2}{2\·T\left(k\right)\·m}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

在本实施方式中，从第三(n是3以上)振荡周期中计算出负载的消耗电力，通过数学式(6)计算出包括回溯其振荡周期T(n)而连续的两次(m＝3)振荡周期的移动平均电力Wav，将可变型基准电源39的比较电压Vwav设定成通过数学式(6)计算出的移动平均电力Wav增加时降低、移动平均电力Wav减少时上升的电压。这里，一次绕组3a的电感L1是已知的值，能够从多谐振荡器32输出的开关信号的第k周期获得第k(k是自然数)的振荡周期T(k)，根据在振荡周期T(k)的断开控制时刻从Ip检测端子Is输入的Ip检测电压除以Ip检测电阻5的电阻值而得的值获得最大一次绕组电流Ipmax(k)。

$\mathrm{Wav}=\underset{k=n-2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{L1\·\mathrm{Ip}\max {\left(k\right)}^2}{6\·T\left(k\right)}\·\·\·\·\·\·\left(6\right)$

另外，将与移动平均电力Wav对应地可变的比较电压Vwav的最大值设成至少比累积电压值SVmax低的电压，以便在产生准共振期间必须进行下次振荡周期的接通控制，其中，所述累积电压值SVmax是累积了消失时刻td后没有进行接通控制时所表现的所有共振波形的极大值而得的值。准共振波形的极大值随着经过时间而衰减，因此存在如下情况：其累积电压值SVmax收敛于没有到达比较电压Vwav的恒定值、而不进行下次振荡周期的接通控制。但是，在消失时刻td之后即使经过一定时间累积电压值SVmax也没有超过比较电压Vwav的情况下，生成接通控制信号并将其输入到多谐振荡器32的ON端子，或在输出电压和输出电流在一定时间没有超过基准电压和基准电流的条件下，将接通控制信号输入到多谐振荡器32的ON端子，来促使下次振荡。

如图2所示，为了将累积电压值SVmax与移动平均电力Wav进行比较，输出累积电压值SVmax的准共振累积部37与比较器40的非反相输入连接，输出与移动平均电力Wav成比例的比较电压Vwav的可变型基准电源39与反相输入连接。比较器40的输出与RS触发器(flip flop)41的SET输入连接，当累积电压值SVmax超过比较电压Vwav时，RS触发器41的SET输入从“L”变化为“H”。另一方面，RS触发器41的RESET输入如图示那样，与多谐振荡器32的OFF端子和OR电路36的输出连接，当从OR电路36输出将OFF端子从“L”设为“H”的断开控制信号时，RS触发器41的RESET输入也从“L”变化为“H”。RS触发器41在初始状态下输出“H”，RESET输入从“L”变化为“H”，也就是说以接通动作时间T1结束后输出“L”为条件，当SET输入从“L”变化为“H”时输出“H”。

RS触发器41的输出与电路42的一个输入连接，电路42的另一个输入与启动电路43的输出连接。启动电路43是使开关电源装置1启动时，用于对振荡用开关元件4进行接通控制而开始振荡的电路，因此在启动后始终输出“H”。由于和电路42与多谐振荡器32的ON端子连接，因此，当RS触发器41的输出从“L”变化为“H”时，从“L”变化为“H”的接通控制信号被输入到多谐振荡器32的ON端子，从而对振荡用开关元件4进行接通控制。

也就是说，对振荡用开关元件4进行接通控制的定时是如下的时刻：在消失时刻td后每当表现出准共振波形时增加的累积电压值SVmax超过根据通过数学式(6)计算出的移动平均电力Wav而设定的比较电压Vwav，比较器40的输出从“L”变化为“H”的时刻。因此，根据按各振荡周期计算出的移动平均电力Wav来调整进行下次接通控制的定时。

当使用图3的(e)来对上述内容进行说明时，例如，按各振荡周期而通过数学式(6)计算出的移动平均电力Wav(k)从第n-2到第n振荡周期缓缓地减少，从移动平均电力Wav(k)设定的比较电压Vwav缓缓地上升，在第n-2振荡周期T(n-2)中，当在输出时间T2结束的消失时刻td后最初所表现的振动波形的极大值V1(n-2)为累积电压值SVmax时，超过根据第n-2移动平均电力Wav(n-2)设定的比较电压Vwav(n-2)，进行开始下一振荡周期T(n-1)的接通控制。

另外，在下一振荡周期T(n-1)中，当在第一极大值V1(n-1)上累积第二极大值V2(n-1)而得的累积电压值SVmax超过根据第n-1移动平均电力Wav(n-1)设定的比较电压Vwav(n-1)时，即当表现出第二振动波形的极大值时，进行开始下一振荡周期T(n)的接通控制，同样地，在振荡周期T(n)中，表现出第三振动波形的极大值V3(n)，累积了从第一极大值到第三极大值而得的V1(n)+V2(n)+V3(n)的累积电压值SVmax超过在第n振荡周期设定的比较电压Vwav(n)时，进行开始下一振荡周期T(n+1)的接通控制。

也就是说，按各振荡周期计算的移动平均电力Wav越大，越使比较电压Vwav降低，由此缩短到输出时间T2后的下次接通控制为止的断开调整时间T3，相反地，移动平均电力Wav越小，越使比较电压Vwav上升，由此延长到输出时间T2后的下次接通控制为止的断开调整时间T3，能够与定量表现负载的消耗电力的移动平均电力Wav对应地对各振荡周期T的长度或振荡频率f进行可变控制。

另外，如图3的(d)所示，由于当产生与变压器3的一次绕组3a同极性的电压的第一辅助绕组3c进行准共振期间的高压侧电位V3c达到某一极大值时，对振荡用开关元件4进行接通控制，因此如图3的(c)所示，当由MOS形FET构成的振荡用开关元件4的漏极-源极间的电压Vds为极小值时进行接通控制，进行接通控制时的振荡用开关元件4的能量损失变少，也难以产生开关噪声。

如上所述，通过按各振荡周期T来对向多谐振荡器32的ON端子输入接通控制信号的定时进行调整，对将断开调整时间T3加到输出时间T2而得的断开动作时间进行可变控制，与负载的消耗电力对应地进行使开关信号的开关频率f发生变化的PFM调制(频率调制)，并且通过对向OFF端子输入断开控制信号的定时进行调整，根据输出电压与基准电压或输出电流与基准电流的差分进行使开关信号的接通动作时间T1发生变化的PWM调制(脉冲宽度调制)。

这里，通过根据PWM调制而变化的接通动作时间T1、即通过考虑了与接通动作时间T1成比例的最大一次绕组电流Ipmax的数学式(3)决定断开动作时间，因此能够不对基于PWM调制的控制造成影响，并根据负载的消耗电力进行基于PFM调制的输出的控制。

使用图4来对如上所述地构成的开关电源装置1的动作进行说明。在输出线20a、20b间没有连接负载的无负载状态下，输出电压被恒压控制为大约5.3V，同时不检测输出电流，因此如二次输出绕组3b的电压波形(1)所示，断开调整时间T3被调整为充分长的时间，在充分长的振荡周期重复间歇振荡动作。

在输出电压被恒压控制为大约5.3V，同时输出电流是0.1A左右的低电流的轻负载连接的情况下，如二次输出绕组3b的电压波形(2)所示，断开调整时间T3与负载的低消耗电力一致地被调整为充分长的时间，成为低开关频率f的开关信号。这样，在连接了无负载或轻负载的状态下，接通动作时间T1缩短，最大一次绕组电流Ipmax降低，因此不会产生较大的纹波电压(ripplevoltage)。

在输出电压被恒压控制为大约5.3V的状态下，随着输出电流的上升，即与更高的消耗电力的负载连接的同时，如二次输出绕组3b的电压波形(3)至(7)所示，断开调整时间T3与消耗电力的上升一致地被缩短，通过更高的开关频率f的开关信号来对振荡用开关元件4进行接通、断开控制。在连接了最大消耗电力的负载的状态下，如二次输出绕组3b的电压波形(7)所示，在回扫电压消失的消失时刻td后在第一辅助绕组3c最初表现出极大值时断开动作时间结束，因此一个振荡周期为最小，通过最高的开关频率f来对振荡用开关元件4进行接通断开控制。

在输出电流被恒流控制为0.7A的状态下，当输出电压通过负载的消耗电力的降低而降低时，如二次输出绕组3b的电压波形(8)至(10)所示，断开调整时间T3与消耗电力的下降一致地被延长，通过更低的开关频率f来对振荡用开关元件4进行接通断开控制。

在流过恒定的输出电流的状态下，当检测到异常降低的输出电压时，可能在输出侧发生短路，输出电压监视电路35从接通基准电压大幅减少可变型基准电源34的电压，来大幅缩短接通动作时间T1。其结果为，最大一次绕组电流Ipmax大幅降低，通过数学式(3)决定的移动平均电力Wav成为表示轻负载的连接的值，二次输出绕组3b的电压波形(11)与二次输出绕组3b的电压波形(3)同样地成为低开关频率f。

在上述的实施方式中，将通过数学式(3)和数学式(6)计算出的移动平均电力Wav作为负载的消耗电力的判别值，但是也可以从通过数学式(5)等计算出的一个振荡周期T的输出电力Wout得到判别值。

另外，从变压器3的一次绕组3a的电感L1、流过一次绕组3a的最大一次绕组电流Ipmax计算出移动平均电力Wav和一个振荡周期T的输出电力Wout，但是也能够从变压器3的某一绕组的电感L、流过该绕组的最大电流Imax使用数学式(2)计算出移动平均电力Wav和一个振荡周期T的输出电力Wout。例如，可以对能量E除以该振荡周期T，通过数学式(7)获得一个振荡周期T的输出电力Wout，其中，所述能量E是将变压器3的二次输出绕组3b的电感L2和在输出时间T2流过二次输出绕组3b的最大电流Ismax(断开控制时流过二次输出绕组3b的电流)代入到数学式(2)的电感L和最大电流Imax中得到的一个振荡周期T的变压器3中蓄积的能量。

$E=\frac{L\·I{\max }^2}{2}\·\·\·\left(2\right)$

$\mathrm{Wout}=\frac{E}{T}=\frac{L2\·\mathrm{Is}{\max }^2}{2T}\·\·\·\left(7\right)$

进一步，还可通过连续的m次各振荡周期输出的输出电力Wout的平均来计算出移动平均电力Wav，但是也可以将在连续的m次各振荡周期蓄积在变压器3的总能量除以连续的m次各振荡周期的和来计算出移动平均电力Wav。

另外，在上述的实施方式中，将移动平均电力Wav和一个振荡周期T的输出电力Wout作为负载消耗电力的判别值，与该判别值对应地改变开关信号的一个振荡周期T，但是也可以与判别值对应地直接对开关信号的开关频率f进行可变控制。

另外，上述的开关电源装置1对开关信号进行PWM调制从而对输出电压或输出电流进行恒压或恒流控制，但是不一定对开关信号进行PWM调制，还可以与负载的消耗电力对应地对开关信号进行PFM调制，仅使开关频率f变化来控制输出电力Wout。

工业上的利用可能性

本发明适用于向消耗电力不同的各种负载供给直流电源的开关电源装置。

Claims (6)

1.一种开关电源装置，具有：

变压器，其具有一次绕组和二次输出绕组；

振荡用开关元件，其与一次绕组串联地连接于使一次绕组励磁的直流电源；

振荡控制部，其对振荡用开关元件进行接通/断开控制，并重复由接通动作时间和断开动作时间构成的振荡周期，其中，所述接通动作时间是对振荡用开关元件进行了接通控制之后到进行断开控制为止的时间，所述断开动作时间是进行了断开控制之后到进行接通控制为止的时间；以及

整流平滑化电路，其使二次输出绕组的输出整流平滑化，

所述开关电源装置是将在接通动作时间变压器蓄积的能量作为直流电力在断开动作时间输出给连接在整流平滑化电路的输出线之间的负载的回扫型开关电源装置，其特征在于，所述开关电源装置具有：

绕组电流检测部，其对流过变压器的某一绕组的绕组电流进行检测；

负载状态判别部，其将由绕组电流检测部在一个振荡周期检测出的绕组电流的最大绕组电流设为Imax、将绕组电流流过的绕组的电感设为L，根据E＝L*Imax²/2···(2)计算出在一个振荡周期变压器蓄积的能量E，并根据计算出的能量E和蓄积该能量E的振荡周期的时间T来判别负载的消耗电力；以及

输出检测部，其对在接通动作时间变压器蓄积的能量消失的消失时刻进行检测，

振荡控制部在从断开控制到消失时刻为止的输出时间T2上加上断开调整时间T3来作为各振荡周期的断开动作时间，其中，断开调整时间T3是与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地使经过时间缩短/延长的时间，

当连接在所述输出线间的负载为重负载时，使振荡用开关元件的振荡频率上升，当为轻负载时使振荡用开关元件的振荡频率降低。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

绕组电流检测部检测流过变压器的一次绕组的一次绕组电流，

负载状态判别部将变压器的一次绕组的电感设为L1、将在第k(k是自然数)振荡周期T(k)流过一次绕组的最大一次绕组电流设为Ipmax(k)，根据数学式(3)计算出包括判别负载的消耗电力的第n(n是1以上的自然数)振荡周期在内的连续m次(m是1以上的自然数)振荡周期的移动平均电力Wav，并将该移动平均电力Wav作为负载的消耗电力。

$\mathrm{Wav}=\underset{k=n-m+1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{L1\·\mathrm{Ip}\max {\left(k\right)}^2}{2\·T\left(k\right)\·m}\·\·\·\·\·\·\left(3\right)$

3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述开关电源装置具有：

辅助绕组，其在变压器的一次侧产生与二次绕组反极性的电压；以及

绕组电压监视部，其监视辅助绕组的电压，

振荡控制部将与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地使经过时间缩短/延长的断开调整时间T3调整成在以准共振方式振动的辅助绕组的电压达到某一极大值时断开调整时间T3结束。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

振荡控制部累积消失时刻后在辅助绕组的电压中出现的极大值，在累积值超过与负载状态判别部判别出的负载的消耗电力的增加/减少相对应地降低/上升的负载状态阈值时结束断开调整时间T3，转移到下一振荡周期的接通控制。

5.根据权利要求3或4所述的开关电源装置，其特征在于，

输出检测部在辅助绕组产生了回扫电压之后检测其极性最初反转的极性反转时刻作为消失时刻。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的开关电源装置，其特征在于，

该开关电源装置具有：

输出监视电路，其对输出线的输出电压和/或流过输出线的输出电流进行监视；以及

反馈控制部，其在输出电压或输出电流超过预定的输出阈值时，向振荡控制部输出反馈信号，

振荡控制部使连续的各振荡周期的接通动作时间在没有从反馈控制部输入反馈信号的期间逐渐增加、在输入了反馈信号的期间逐渐减少。