JP2015116030A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力線に接続される負荷の消費電力を定量的に検出し、負荷の消費電力に応じて出力電力Ｗｏｕｔをきめ細かく制御可能なスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】一発振周期に巻線電流検出部が検出する巻線電流の最大巻線電流をＩｍａｘ、巻線電流が流れる巻線のインダクタンスをＬとして、一発振周期にトランスに蓄積されるエネルギーＥを、から算定し、算定したエネルギーＥとそのエネルギーＥが蓄積される発振周期の時間Ｔをもとに負荷の消費電力を判別し、オン動作時間Ｔ１にトランスに蓄積したエネルギーが消失する消失時までの出力時間Ｔ２に、判別した負荷の消費電力の増／減に応じて経過時間を短縮／延長させるオフ調整時間Ｔ３を加えて、各発振周期のオフ動作時間とし、発振用スイッチ素子の発振周波数を、出力線間に接続される負荷が重負荷である場合に上昇させ、軽負荷である場合に低下させる。【選択図】図２

Description

本発明は、安定した直流電力を負荷へ出力するスイッチング電源装置に関し、更に詳しくはトランスの一次巻線に流れる励磁電流を停止してトランスに蓄積させたエネルギーを、トランスの二次側の出力線に接続する負荷へ直流電力として出力するフライバック型のスイッチング電源装置に関する。

交流電源を安定した直流電源に変化して出力するスイッチング電源装置は、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられている。このスイッチング電源装置は、トランスの二次側に発生させる電力のタイミングによって、フォワード型とフライバック型に大別され、フライバック型は、トランスの一次巻線に流れる励磁電流を停止させている間に、トランスの二次巻線に発生する電力を負荷へ出力する。

フライバック型のスイッチング電源装置には、種々の重さの負荷が接続され、またその負荷による消費電力も変化することがあるので、負荷の重さに合わせてスイッチング電源装置の出力電力Ｗｏｕｔを制御している。トランスの一次巻線に流れる励磁電流（一次巻線電流）をスイッチング素子で開閉することによりトランスの二次側に発生する出力電力Ｗｏｕｔは、スイッチング素子のスイッチング周波数をｆ、一次巻線のインダクタンスをＬ１、一次巻線に流れる最大一次巻線電流をＩｐｍａｘ、効率をηとして、

で表されるので、（１）式中のスイッチング周波数ｆを変化させるＰＦＭ変調（周波数変調）によって、負荷の軽重に合わせて出力電力Ｗｏｕｔを変化させるスイッチング電源装置が知られている（特許文献１）。

この特許文献１に記載されたスイッチング電源装置は、出力線に表れる出力電圧から負荷の重さを判別し、重負荷が出力線に接続されている場合には、スイッチング素子のスイッチング周波数ｆを上げて、出力電力Ｗｏｕｔを上昇させ、軽負荷や無負荷である場合には、スイッチング素子のスイッチング周波数ｆを低下させて出力電力Ｗｏｕｔを下降させる。

また、（１）式の一次巻線に流れる最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘは、スイッチ素子を閉じ制御しているオン動作時間に比例するので、オン動作時間とオフ動作時間からなる一発振周期Ｔのオン動作時間のデューティ比を変化させるＰＷＭ変調（パルス幅変調）を行って最大一次巻線電流をＩｐｍａｘを可変させ、負荷の重さに合わせて出力電力Ｗｏｕｔを増減制御するスイッチング電源装置も知られている（特許文献２）。

特許文献２に記載されたスイッチング電源装置は、出力線に表れる出力電圧から負荷の重さを判別し、軽負荷が出力線に接続されている場合には、スイッチ素子を開閉制御するスイッチング信号を固定周波数としながらＰＷＭ変調し、負荷の重さに合わせて出力電力Ｗｏｕｔを増減制御している。

特開２０１３−１８７９５０号公報 特開２０１０−５７２０７号公報

従来のスイッチング電源装置は、出力線に表れる出力電圧の変化から出力線に接続される負荷の状態を判別したり、出力電流の停止、異常上昇から無負荷や短絡を検出しているが、負荷による消費電力自体を定量的に検出するものではないので、出力電力Ｗｏｕｔを負荷の重さに応じて定量的に調整することができなかった。

また、トランスの二次側の出力線の出力電圧や出力電流を検出し、その検出結果をスイッチ素子を開閉制御するトランスの一次側の発振制御回路へ帰還させるので、フォトカプラなどを用いて、二次側で検出した検出結果を一次側へ出力する必要があった。

更に、負荷の重さに合わせてＰＦＭ変調で出力電力Ｗｏｕｔを制御する特許文献１のスイッチング電源装置は、軽負荷でスイッチング周波数ｆを低下させても最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘが固定であるため、大きいリプル電圧が発生したり、スイッチング周波数ｆが可聴領域に入り音なりが発生する恐れがあった。

更に、負荷の重さに合わせてＰＷＭ変調で出力電力Ｗｏｕｔを制御する特許文献２のスイッチング電源装置は、軽負荷であっても固定周波数で発振するので、スイッチングロスが大きく、出力電力Ｗｏｕｔの効率低下を招く。

本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、出力線に接続される負荷の消費電力を定量的に検出し、負荷の消費電力に応じて出力電力Ｗｏｕｔをきめ細かく制御可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

また、トランスの二次側と結合するフォトカプラを用いずに、トランスの一次側で負荷による消費電力を判別するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

また、出力線に軽負荷が接続されている場合であっても、大きいリプル電圧が発生せず、軽負荷に合わせて効率的に出力電力を発生するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１に記載のスイッチング電源装置は、一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、発振用スイッチ素子をオン／オフ制御し、発振用スイッチ素子をオン制御した後オフ制御するまでのオン動作時間と、オフ制御した後オン制御するまでのオフ動作時間からなる発振周期を繰り返す発振制御部と、二次出力巻線の出力を整流平滑化する平滑整流回路とを備え、オン動作時間にトランスに蓄積したエネルギーを、オフ動作時間に平滑整流回路の出力線間に接続する負荷へ直流電力として出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、
トランスのいずれかの巻線に流れる巻線電流を検出する巻線電流検出部と、一発振周期に巻線電流検出部が検出する巻線電流の最大巻線電流をＩｍａｘ、巻線電流が流れる巻線のインダクタンスをＬとして、一発振周期にトランスに蓄積されるエネルギーＥを、

から算定し、算定したエネルギーＥとそのエネルギーＥが蓄積される発振周期の時間Ｔをもとに負荷の消費電力を判別する負荷状態判別部と、オン動作時間にトランスに蓄積したエネルギーが消失する消失時を検出する出力検出部を備え、発振制御部は、オフ制御から消失時までの出力時間Ｔ２に、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて経過時間を短縮／延長させるオフ調整時間Ｔ３を加えて、各発振周期のオフ動作時間とし、発振用スイッチ素子の発振周波数を、出力線間に接続される負荷が重負荷である場合に上昇させ、軽負荷である場合に低下させることを特徴とする。

少なくともトランスに蓄積されるエネルギーＥが消失する消失時の後に次の発振周期が開始されるので、一発振周期Ｔにトランスに蓄積されるエネルギーＥにより出力線間に出力される出力電力Ｗｏｕｔと、負荷により消費される消費電力とはほぼ釣り合い、

から算定するエネルギーＥをそのエネルギーＥが蓄積される発振周期の時間Ｔで除した出力電力Ｗｏｕｔは、その発振周期に負荷により消費される消費電力を定量的に表す。

各発振周期毎に算定した出力電力Ｗｏｕｔにより、各発振周期のオフ調整時間Ｔ３が短縮若しくは延長制御され、発振用スイッチ素子の発振周波数が変化するので、負荷の消費電力に応じて定量的に出力電力Ｗｏｕｔが制御される。

軽負荷が接続された場合には、負荷の消費電力の低下に応じてオフ動作時間が延長され、発振用スイッチ素子の発振周波数が低下するので、スイッチング損失が少なく効率が落ちない。

請求項２に記載のスイッチング電源装置は、巻線電流検出部が、トランスの一次巻線に流れる一次巻線電流を検出し、負荷状態判別部は、トランスの一次巻線のインダクタンスをＬ１、ｋ番目（ｋは自然数）の発振周期Ｔ（ｋ）に一次巻線に流れる最大一次巻線電流をＩｐｍａｘ（ｋ）として、負荷の消費電力を判別するｎ番目（ｎは１以上の自然数）の発振周期を含む連続したｍ回（ｍは１以上の自然数）の発振周期の移動平均電力Ｗａｖを、

から算定し、負荷の消費電力とすることを特徴とする。

ｍ回の各発振周期でトランスに蓄積されて二次側に出力される移動平均電力Ｗａｖは、ｍ回の各発振周期で負荷により消費される消費電力にほぼ等しく、負荷の消費電力は、トランスの一次側で検出する一次巻線に流れる最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘ（ｋ）とｍ回の各発振周期Ｔ（ｋ）の移動平均値から検出誤差による影響が少なく定量的に検出される。

請求項３に記載のスイッチング電源装置は、トランスの一次側で二次巻線と逆極性の電圧を発生する補助巻線と、補助巻線の電圧を監視する巻線電圧監視部を備え、発振制御部は、疑似共振で振動する補助巻線の電圧がいずれかの極大値に達した時にオフ調整時間Ｔ３が終了するように、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて経過時間を短縮／延長させるオフ調整時間Ｔ３を調整することを特徴とする。

オン動作時間にトランスに蓄積したエネルギーが消失する消失時の後、補助巻線の電圧が疑似共振で振動することにより、消失時からの経過時間が異なる複数の極大値が表れる。負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて消失時からの経過時間が短い／長いいずれかの極大値に達した時にオフ調整時間Ｔ３を終了させることにより、負荷の消費電力の増／減に応じてオフ調整時間Ｔ３が短縮／延長する。

補助巻線の電圧が極大値に達した時には、オフ動作している発振用スイッチ素子に加わっている電圧が極小値にあり、この時にオフ調整時間Ｔ３を終了させてスイッチ素子をオン制御することにより、巻線間の浮遊容量やスイッチ素子の端子間の寄生容量からの放電電流が少なく、また、スイッチ素子でのエネルギー損失が少なく、スイッチングノイズも発生しにくい。

請求項４に記載のスイッチング電源装置は、発振制御部が、消失時の後に補助巻線の電圧に表れる極大値を積算し、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて低下／上昇させる負荷状態閾値を積算値が越えた時にオフ調整時間Ｔ３を終了して次の発振周期のオン制御へ移行することを特徴とする。

消失時の後、補助巻線の電圧の極大値は、消失時からの時間の経過と共に繰り返して表れるので、極大値を出現する毎に積算した積算値は、消失時からの経過時間に応じて増加する。負荷状態閾値は、負荷の消費電力の増／減に応じて低下／上昇するので、重負荷が接続されれば、消失時からより早く出現する極大値で、軽負荷が接続されれば、より遅く出現する極大値で、それぞれ積算値が負荷状態閾値を超えてオン制御に移行する。その結果、オフ動作している発振用スイッチ素子に加わっている電圧が極小値にある時にオン制御するとともに、負荷の消費電力の増／減に応じてオン制御するまでのオフ動作時間が短縮／延長する。

請求項５に記載のスイッチング電源装置は、出力検出部は、補助巻線にフライバック電圧が発生した後、その極性が最初に反転する極性反転時を消失時として検出することを特徴とする。

オン動作時間にトランスに蓄積されたエネルギーは、補助巻線にフライバック電圧として表れ、そのエネルギーが消失した後に極性が交互に反転する疑似共振が開始されるので、極性が最初に反転する極性反転時をトランスに蓄積されたエネルギーが消失する消失時とする。

請求項６に記載のスイッチング電源装置は、出力線の出力電圧及び／又は出力線に流れる出力電流を監視する出力監視回路と、出力電圧若しくは出力電流が所定の出力閾値を越えた時に、発振制御部へ帰還信号を出力する帰還制御部とを備え、発振制御部は、連続する各発振周期のオン動作時間を、帰還制御部から帰還信号が入力されていない間に漸増し、帰還信号が入力されている間に漸減することを特徴とする。

出力電圧若しくは出力電流が所定の出力閾値以下である限り、オン動作時間が漸増し、最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘが上昇して、一発振周期で出力線に出力される出力電力Ｗｏｕｔが徐々に増加し、出力電圧若しくは出力電流が出力閾値を越えるとオン動作時間が漸減し、出力電力Ｗｏｕｔが徐々に低下するので、負荷の消費電力の変化にかかわらず、出力電圧若しくは出力電流は、出力閾値に定電圧及び／又は定電流制御される。

請求項１の発明によれば、出力線に接続される負荷の消費電力を定量的に検出することができ、負荷の消費電力に応じて一発振周期あたりの出力電力Ｗｏｕｔをきめ細かく制御することができる。

また、軽負荷が接続された場合であっても、スイッチング損失が少なく、変換効率が落ちない。

請求項２の発明によれば、トランスの二次側の出力線間に接続する負荷の消費電力を、トランスの一次側から定量的に検出できる。

従って、トランスの二次側から負荷の状態を表す帰還信号を絶縁されたトランスの一次側へ出力するためのフォトカプラなどの信号伝達素子を設ける必要がない。

請求項３の発明によれば、定量的に算定される負荷の消費電力の増／減に応じてオフ調整時間Ｔ３を容易に短縮／延長することができる。

また、オン制御する際の発振用スイッチ素子でのエネルギー損失が少なく、スイッチングノイズも発生しにくい。

請求項４の発明によれば、発振用スイッチ素子をオン制御するタイミングを、発振用スイッチ素子に加わっている電圧が極小値にある時であって、負荷の消費電力の増／減に応じてオフ動作時間が短縮／延長する時に容易に設定できる。

請求項５の発明によれば、トランスに蓄積されたエネルギーが消失する消失時を、極性が最初に反転する極性反転時から正確に検出できるので、消失時から開始されるオフ調整時間Ｔ３の調整により、各発振周期のオフ動作時間を正確に制御できる。

請求項６の発明によれば、各発振周期のオン動作時間を変化させるパルス幅変調（ＰＷＭ変調）による定電圧及び／又は定電流制御を、発振周波数を変化させるパルス周波数変調（ＰＦＭ変調）による出力電力制御を、それぞれ他の制御による影響を受けることなく、平行して独立に実行できる。

軽負荷が接続され、発振周波数が低下しても負荷の消費電力を上回る出力電力Ｗｏｕｔが発生している場合には、出力電圧若しくは出力電流が出力閾値を越えてオン動作時間が漸減するので、各発振周期毎の最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘが低下し、大きなリプル電圧が発生しない。

本願発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置１の回路図である。 発振制御部１０のブロック図である。 発振動作を行っているスイッチング電源装置１の各部の波形を示し、（ａ）は、発振制御部１０の出力端子Ｖｇから出力されるスイッチング信号、（ｂ）は、トランス３の一次巻線３ａに流れる一次巻線電流Ｉｐ、（ｃ）は、発振用スイッチ素子４のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ、（ｄ）は、第１補助巻線３ｃの高圧側電位Ｖ３ｃ、（ｅ）は、疑似共振積算部３７の入力、の各波形図である。 スイッチング電源装置１の各出力状態とトランス３の二次出力巻線３ｂに表れる電圧波形の関係を示す説明図である。

本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置１の主要な構成と基本動作を、図１を用いて説明する。図１において、２は、高圧側端子２ａと、接地電位の低圧側端子２ｂからなる不安定な直流電源で、３は、一次側に巻回される一次巻線３ａと第１補助巻線３ｃと第２補助巻線３ｄと、二次側に巻回される二次出力巻線３ｂとからなるトランス、４は、一次巻線３ａに直列に接続される発振用スイッチ素子、５は、一次巻線３ａに流れる一次巻線電流Ｉｐを検出するためのＩｐ検出抵抗である。

発振用スイッチ素子４は、ここではＭＯＳ形（絶縁ゲート形）ＦＥＴであり、ドレインが一次巻線３ａの一端に、ソースがＩｐ検出抵抗５を介して低圧側端子２ｂにそれぞれ接続し、ゲートが発振用スイッチ素子４をオンオフ制御する発振制御部１０に接続している。

発振制御部１０は、図２に示す各回路部品が１チップに集積化され、二次出力巻線３ｂと逆極性の電圧を発生する第１補助巻線３ｃの高圧側に接続する平滑整流回路６の出力を電源Ｖｃｃとして動作し、第１補助巻線３ｃの高圧側に接続する第１電圧入力端子Ｖ^＋ｓと、二次出力巻線３ｂと同極性の電圧を発生する第２補助巻線３ｄの高圧側に接続する第２電圧入力端子Ｖ⁻ｓと、Ｉｐ検出抵抗５の高圧側に接続するＩｐ検出端子Ｉｓと、フォトトランジスタで構成されたフォトカプラ受光素子７のエミッタに接続する帰還入力端子ＦＢからそれぞれ入力される入力信号に基づいて、発振用スイッチ素子４をオン、オフ制御するタイミングを決定するスイッチング信号を生成し、出力端子Ｖｇからオン制御の間に発振用スイッチ素子４のゲートへ順方向バイアス電圧を加えるスイッチング信号を出力する。

発振制御部１０から発振用スイッチ素子４をオン制御するスイッチング信号を出力すると、発振用スイッチ素子４に直列に接続された一次巻線３ａに一次巻線電流（励磁電流）Ｉｐが流れ始め、トランス３の各巻線に誘導起電力が生じる。その後所定のオン動作時間Ｔ１経過後に、発振制御部１０から発振用スイッチ素子４をオフ制御するスイッチング信号を出力し、発振用スイッチ素子４をターンオフさせると、一次巻線３ａに流れる一次巻線電流Ｉｐが実質的に遮断され、トランス３の各巻線に、いわゆるフライバック電圧が生じる。このとき、二次出力巻線３ｂに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード１２と平滑コンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路１２、１３により整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。

誘導逆起電力によって二次出力巻線３ｂに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、トランス３の各巻線に表れていたフライバック電圧は消失し、代わって一次巻線３ａや発振用スイッチ素子４の浮遊容量と一次巻線３ａとの直列共振による疑似共振が始まり、フライバック電圧消失後の時間の経過と共にその振幅は次第に減少する。

発振用スイッチ素子４をオフ制御してから、フライバック電圧が消失するまでの出力時間Ｔ２が経過した後の所定のオフ動作時間の後、再び発振制御部１０から発振用スイッチ素子４をオン制御し、このようにしてオン動作時間Ｔ１とオフ動作時間を一発振周期Ｔとする一連の発振動作が繰り返される。

本実施の形態にかかるスイッチング電源装置１には、負荷への出力電圧と出力電流を所定の基準電圧及び基準電流に制御する定電圧及び定電流制御回路が備えられ、図１に示すように、負荷が接続する出力線２０ａ、２０ｂ間に、出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の基準電圧若しくは基準電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子１１を発光させる電圧監視回路と電流監視回路か設けられている。

電圧監視回路は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗１４、１５が直列に接続され、その中間タップ１６から出力電圧の分圧を得て、エラーアンプ１７の反転入力端子に入力している。また、エラーアンプ１７の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、電圧監視用基準電源１８が接続され、非反転入力端子に、出力電圧の分圧と比較するための第１比較電圧を入力している。基準電圧は、分圧抵抗１４、１５の抵抗値、若しくは電圧監視用基準電源１８の第１比較電圧を変更することによって、任意の値に設定される。エラーアンプ１７の出力側には、上述のフォトカプラ受光素子７とフォトカップルするフォトカプラ発光素子１１が接続されている。

また、電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂに電流検出用抵抗１９を介在させ、電流検出用抵抗１９の一端をエラーアンプ２１の反転入力端子に、他端を電流監視用基準電源２２を介して非反転入力端子に入力している。これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、電流検出用抵抗１９の両端の電位差で表され、エラーアンプ２１で電流監視用基準電源２２の第２比較電圧と比較して、所定の基準電流を越えたかどうかを判定できる。基準電流は、電流検出用抵抗１９の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源２２の第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定される。エラーアンプ２１の出力側も、出力電圧を監視するエラーアンプ１７の出力側とともに、フォトカプラ発光素子１１に接続されている。

フォトカプラ発光素子１１は、エラーアンプ１７、２１の出力、すなわち基準電圧を超える出力電圧若しくは基準電流を越える出力電流の差分に応じて発光量が増減し、フォトカプラ発光素子１１にフォトカップルするフォトカプラ受光素子７には、出力電圧や出力電流が基準電圧や基準電流を越える差分に応じて大きなコレクタ電流が流れ、コレクタ電流の増加に伴って上昇するコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖ_ＣＥが発振制御部１０の帰還入力端子ＦＢに表れる。

一方、発振制御部１０は、フォトカプラ受光素子７がフォトカプラ発光素子１１からの光を受光しない限り、つまり、帰還入力端子ＦＢに入力される電圧Ｖ_ＣＥが上昇しない限り、後述するように、Ｉｐ検出端子Ｉｓから入力されるＩｐ検出電圧が所定の値に設定するオン基準電圧に達した時に発振用スイッチ素子４をオフ制御するスイッチング信号を出力端子Ｖｇから出力する。Ｉｐ検出電圧は、発振用スイッチ素子４をオン制御した後の経過時間に比例して上昇する一次巻線電流Ｉｐを表すので、オン基準電圧は、フォトカプラ発光素子１１が発光していない期間中の一次巻線３ａに流れる最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘと最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘに達するまでのオン動作時間Ｔ１を決定する。

ここで、一発振周期Ｔのオン動作時間Ｔ１に一次巻線３ａを一次巻線電流Ｉｐで励磁することによりトランス３に蓄積されるエネルギーＥは、一次巻線３ａのインダクタンスをＬ１、一次巻線３ａに流れる最大巻線電流をＩｐｍａｘとして、

で表され、（４）式から算定されるエネルギーＥが定格電力の負荷によって消費されるエネルギー以上となるように、オン基準電圧から最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘを決定している。その結果、定格電力の負荷が出力線２０ａ、２０ｂ間に接続されている限り、出力電圧若しくは出力電流が基準電圧若しくは基準電流を越えてフォトカプラ発光素子１１が発光するまで上昇する。

出力電圧若しくは出力電流のいずれかが基準電圧若しくは基準電流を越えると、フォトカプラ発光素子１１は越えた差分に応じた光量で発光し、帰還入力端子ＦＢに入力される電圧Ｖ_ＣＥがその差分に応じて上昇する。発振制御部１０は、後述する加算回路３１でＩｐ検出端子Ｉｓから入力されるＩｐ検出電圧に、この上昇した電圧Ｖ_ＣＥを加算し、その加算値をオン基準電圧と比較する。その結果、オン動作後に上昇するＩｐ検出電圧に差分に応じて増加する電圧Ｖ_ＣＥが加えられることによりオフ制御のタイミングが差分に応じて早まり、オン動作時間Ｔ１が短縮して最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘも低下し、（４）式から算定されるエネルギーＥが低下することにより、基準電圧若しくは基準電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、基準値以下まで低下する。

スイッチング電源装置１では、このように一発振周期Ｔ毎のオン動作時間Ｔ１を変化させるパルス幅変調（ＰＷＭ）によって、出力線２０ａ、２０ｂの出力電圧及び出力電流を定電圧及び定電流制御し、更にこの制御と併せて、オン動作時間Ｔ１後のオフ動作時間からなる一発振周期Ｔを変化させるパルス周波数変調（ＰＦＭ）により、負荷の消費電力に応じた電力を発生させている。

以下、各発振周期Ｔ毎にオン動作時間Ｔ１とオフ動作時間を決定したスイッチング信号を発振用スイッチ素子４へ出力する発振制御部１０の構成とその動作を図２と図３を用いて詳述する。二値信号からなるスイッチング信号は、図２に示すマルチバイブレータ３２のＯＮ端子に、Ｌレベル（以下、単に「Ｌ」という）からＨレベル（以下、単に「Ｈ」という）となるオン制御信号が入力された時に「Ｈ」と、ＯＦＦ端子に「Ｌ」から「Ｈ」となるオフ制御信号が入力された時に「Ｌ」となり、スイッチング信号が「Ｈ」である間は、出力端子Ｖｇを介して発振用スイッチ素子４のゲートに順方向バイアス電圧が加えられて発振用スイッチ素子４がオン動作し、「Ｌ」である間は、バイアス電圧が停止し、発振用スイッチ素子４がオフ動作する。

つまり、各一発振周期Ｔは、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子にオン制御信号を入力するオン制御時からＯＦＦ端子にオフ制御信号を入力するオフ制御時までのオン動作時間Ｔ１と、オン動作時間Ｔ１の後に次にＯＮ端子にオン制御信号を入力するオン制御時までのオフ動作時間との和からなり、各一発振周期Ｔのオン動作時間Ｔ１とオフ動作時間は、それぞれオン制御時とオフ制御時のタイミングを調整することにより決定される。

オフ制御時のタイミングは、Ｉｐ検出端子Ｉｓから入力されるＩｐ検出電圧と、帰還入力端子ＦＢに入力される電圧Ｖ_ＣＥと、第２電圧入力端子Ｖ⁻ｓに入力される第２補助巻線３ｄの高圧側電位Ｖ３ｄをもとに調整される。上述の通り、Ｉｐ検出電圧と電圧Ｖ_ＣＥは、加算回路３１で加算され、その加算値は、コンパレータ３３の非反転入力に入力され、反転入力に接続する可変型基準電源３４の電圧と比較される。可変型基準電源３４の電圧は、出力保護回路３５により可変制御されるが、通常は、上述したオン基準電圧に設定されている。つまり、電圧Ｖ_ＣＥが加算されずに、オン制御後に上昇するＩｐ検出電圧がオン基準電圧を越えると、コンパレータ３３の「Ｌ」から「Ｈ」となる出力がＯＲ回路３６を介してマルチバイブレータ３２のＯＦＦ端子にオフ制御信号として入力され、そのオフ制御時に一次巻線３ａに流れる最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘと（４）式から算定するエネルギーＥは、定格電力の負荷によって消費されるエネルギー以上となる。

また、出力電圧若しくは出力電流が基準電圧若しくは基準電流を越えている状態では、その差分に応じて増加する電圧Ｖ_ＣＥがＩｐ検出電圧に加えられることにより、オン制御後により早くオン基準電圧を越えてマルチバイブレータ３２のＯＦＦ端子にオフ制御信号が入力され、オフ制御時のタイミングが差分に応じて早まり、オン動作時間Ｔ１が短縮される。

出力保護回路３５は、第２電圧入力端子Ｖ⁻ｓに入力される第２補助巻線３ｄの高圧側電位Ｖ３ｄに表れるフライバック電圧から、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を検出し、出力電圧の異常低下を検出した場合には、可変型基準電源３４の電圧をオン基準電圧から大幅に引き下げて、オン動作時間Ｔ１を大幅に短縮させる。リチウムイオン電池等二次電池の充電器として使用している場合の出力電圧の異常低下は、二次電池側での短絡の恐れがあり、スイッチング電源装置１からの出力電力Ｗｏｕｔを大幅に低下させて保護するものである。

コンパレータ３３の出力が入力されるＯＲ回路３６の他側の入力には、コンパレータ３７の出力が接続している。コンパレータ３７は、非反転入力に入力されるＩｐ検出電圧を、反転入力に入力される固定電源３８のリミット電圧と比較し、Ｉｐ検出電圧がリミット電圧を越えた場合には、コンパレータ３７と同様に、「Ｌ」から「Ｈ」を出力し、発振用スイッチ素子４をオフ制御するようになっている。固定電源３８のリミット電圧は、可変型基準電源３４のオン基準電圧より高い電圧に設定され、コンパレータ３７や可変型基準電源３４の動作に不具合があっても、最大のオン動作時間Ｔ１を定めてトランス３の飽和を防いでいる。

オン制御時のタイミングは、第１電圧入力端子Ｖ^＋ｓに入力される第１補助巻線３ｃの高圧側電位Ｖ３ｃから、疑似共振積算部３７が疑似共振の極大値を積算した積算電圧値ＳＶｍａｘが、可変型基準電源３９の比較電圧Ｖｗａｖを超えた時として調整される。可変型基準電源３９の比較電圧Ｖｗａｖは、負荷状態判別部３８が算定する移動平均電力Ｗａｖの増減に応じて可変制御されるので、実質的には、疑似共振の極大値を積算した積算電圧値ＳＶｍａｘが負荷状態判別部３８で算定する移動平均電力Ｗａｖを越えた時がオン制御時となっている。

図３（ｄ）の第１補助巻線３ｃの高圧側電位Ｖ３ｃの波形図に示すように、発振用スイッチ素子４をオフ制御すると、オン動作時間Ｔ１に一次巻線電流Ｉｐでトランス３に蓄えられたエネルギーが、第１補助巻線３ｃに負のフライバック電圧として表れ、オフ制御後の出力時間Ｔ２の間、全てのエネルギーが出力線２０ａ、２０ｂから放出され、フライバック電圧が消失した消失時ｔｄの後は、消失時ｔｄ後の時間の経過とともに極性が交互に反転しながらその振幅が次第に減少する疑似共振が始まる。

第１電圧入力端子Ｖ^＋ｓから順方向に接続されたダイオード４４を介して第１補助巻線３ｃの高圧側電位Ｖ３ｃを入力する疑似共振積算部３７には、図３（ｅ）に示すように、疑似共振する共振波形の正の波形のみが断続して入力され、断続して入力される各波形の極大値は、振幅の減少により次第に減少する。各発振周期Ｔ毎にトランス３に蓄えられたエネルギーが全て消失する消失時ｔｄは、例えば、オン動作時間Ｔ１が終了した後の高圧側電位Ｖ３ｃの極性が負から正に反転する時で、疑似共振積算部３７は、この時を、図３（ｅ）で正の共振波形が表れる時より検出できる。疑似共振積算部３７では、各発振周期Ｔ毎に、消失時ｔｄ後に共振波形が表れる毎にその極大値を検出し、極大値の積算した積算電圧値ＳＶｍａｘを、可変型基準電源３９の比較電圧Ｖｗａｖと比較するコンパレータ４０の非反転入力に出力する。疑似共振積算部３７で算定した積算電圧値ＳＶｍａｘは、後述する次の発振周期Ｔのオン制御が開始されると、リセットされる。

負荷状態判別部３８は、出力線２０ａ、２０ｂに接続されている負荷の消費電力を定量的に判別し、その判別値に応じて可変型基準電源３９の比較電圧Ｖｗａｖを制御するもので、ここでは、Ｉｐ検出端子Ｉｓから入力されるＩｐ検出電圧と、マルチバイブレータ３２から出力されるスイッチング信号の発振周期Ｔから算定する移動平均電力Ｗａｖを負荷の消費電力の判別値としている。

上述の通り、一発振周期Ｔのオン動作時間Ｔ１に一次巻線３ａを一次巻線電流Ｉｐで励磁することによりトランス３に蓄積されるエネルギーＥは、

で表され、発振周期Ｔに（４）式から算定されるエネルギーＥが出力線２０ａ、２０ｂから出力される出力電力Ｗｏｕｔは、同じ発振周期Ｔに負荷によって全て消費されるので、負荷の消費電力とほぼ釣り合い、

から算定する出力電力Ｗｏｕｔは、発振周期Ｔに負荷により消費される消費電力を判別する目安となる。

負荷状態判別部３８は、各発振周期Ｔ毎に算定する出力電力Ｗｏｕｔには、検出誤差が生じるので、負荷の消費電力を判別するｎ番目（ｎは１以上の自然数）の発振周期を含む連続したｍ回（ｍは１以上の自然数）の発振周期の移動平均電力Ｗａｖを、

から算定し、負荷の消費電力の判別値としている。

本実施の形態では、負荷の消費電力を３番目（ｎは３以上）の発振周期から、その発振周期Ｔ（ｎ）を含み遡って連続する２回（ｍ＝３）の発振周期の移動平均電力Ｗａｖを、

から算定し、（６）式から算定した移動平均電力Ｗａｖが増加すると低下し、移動平均電力Ｗａｖが減少すると上昇する電圧に可変型基準電源３９の比較電圧Ｖｗａｖを設定している。ここで、一次巻線３ａのインダクタンスＬ１は、既知の値であり、ｋ番目（ｋは自然数）の発振周期Ｔ（ｋ）は、マルチバイブレータ３２から出力されるスイッチング信号のｋ番目の周期から、最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘ（ｋ）は、発振周期Ｔ（ｋ）のオフ制御時にＩｐ検出端子Ｉｓから入力されたＩｐ検出電圧をＩｐ検出抵抗５の抵抗値で除した値から得られる。

尚、移動平均電力Ｗａｖに応じて可変させる比較電圧Ｖｗａｖの最大値は、消失時ｔｄ後にオン制御しない場合に表れる全ての共振波形の極大値を積算した積算電圧値ＳＶｍａｘより少なくとも低い電圧とし、疑似共振が発生している間に必ず次の発振周期のオン制御が行われるようにしている。疑似共振波形の極大値は経過時間と共に減衰するので、その積算電圧値ＳＶｍａｘが比較電圧Ｖｗａｖに達しない一定値に収束し、次の発振周期のオン制御が行われない場合があるからである。しかしながら、消失時ｔｄの後に一定時間経過しても、積算電圧値ＳＶｍａｘが比較電圧Ｖｗａｖを越えない場合に、オン制御信号を生成して、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子に入力したり、出力電圧や出力電流が一定時間基準電圧や基準電流を越えないことを条件に、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子にオン制御信号を入力し、次の発振を促してもよい。

図２に示すように、積算電圧値ＳＶｍａｘと移動平均電力Ｗａｖを比較するために、コンパレータ４０の非反転入力に、積算電圧値ＳＶｍａｘを出力する疑似共振積算部３７が、反転入力に、移動平均電力Ｗａｖに比例する比較電圧Ｖｗａｖを出力する可変型基準電源３９がそれぞれ接続されている。コンパレータ４０の出力は、ＲＳフリップフロップ４１のＳＥＴ入力に接続し、積算電圧値ＳＶｍａｘが比較電圧Ｖｗａｖを超えると、ＲＳフリップフロップ４１のＳＥＴ入力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化する。一方、ＲＳフリップフロップ４１のＲＥＳＥＴ入力は、図示するように、マルチバイブレータ３２のＯＦＦ端子とともにＯＲ回路３６の出力に接続し、ＯＲ回路３６からＯＦＦ端子を「Ｌ」から「Ｈ」とするオフ制御信号が出力された際に、ＲＳフリップフロップ４１のＲＥＳＥＴ入力も「Ｌ」から「Ｈ」に変化する。ＲＳフリップフロップ４１は、初期状態で「Ｈ」を出力し、ＲＥＳＥＴ入力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化し、つまりオン動作時間Ｔ１が終了して「Ｌ」が出力されていることを条件に、ＳＥＴ入力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化した時に「Ｈ」を出力する。

ＲＳフリップフロップ４１の出力は、アンド回路４２の一方の入力に接続し、アンド回路４２の他方の入力は、起動回路４３の出力に接続している。起動回路４３は、スイッチング電源装置１を起動させた際に、発振用スイッチ素子４をオン制御して発振を開始させるため回路で、起動後は常に「Ｈ」を出力している。アンド回路４２は、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子に接続しているので、ＲＳフリップフロップ４１の出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化すると、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子に、「Ｌ」から「Ｈ」に変化するオン制御信号が入力され、発振用スイッチ素子４がオン制御される。

つまり、発振用スイッチ素子４をオン制御するタイミングは、消失時ｔｄ後に疑似共振波形が表れる毎に増加する積算電圧値ＳＶｍａｘが、（６）式から算定した移動平均電力Ｗａｖに応じて設定される比較電圧Ｖｗａｖを越えて、コンパレータ４０の出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変化した時であるので、各発振周期毎に算定される移動平均電力Ｗａｖにより、次にオン制御するタイミングが調整される。

これを図３（ｅ）で説明すると、例えば、各発振周期毎に（６）式から算定した移動平均電力Ｗａｖ（ｋ）が、ｎ−２番目からｎ番目の発振周期まで徐々に減少し、移動平均電力Ｗａｖ（ｋ）から設定する比較電圧Ｖｗａｖが徐々に上昇しているものとして、ｎ−２番目の発振周期Ｔ（ｎ−２）では、出力時間Ｔ２が終了する消失時ｔｄ後に最初に表れる振動波形の極大値Ｖ１（ｎ−２）が積算電圧値ＳＶｍａｘとなったときに、ｎ−２番目の移動平均電力Ｗａｖ（ｎ−２）から設定される比較電圧Ｖｗａｖ（ｎ−２）を越え、次の発振周期Ｔ（ｎ−１）を開始するオン制御が行われる。

また、次の発振周期Ｔ（ｎ−１）では、１番目の極大値Ｖ１（ｎ−１）に２番目の極大値Ｖ２（ｎ−１）を積算した積算電圧値ＳＶｍａｘがｎ−１番目の移動平均電力Ｗａｖ（ｎ−１）から設定した比較電圧Ｖｗａｖ（ｎ−１）を越えた時、すなわち、２番目の振動波形の極大値が表れた時に、次の発振周期Ｔ（ｎ）を開始するオン制御が行われ、同様に、発振周期Ｔ（ｎ）では、３番目の振動波形の極大値Ｖ３（ｎ）が表れ、１番目の極大値から３番目の極大値までを積算したＶ１（ｎ）＋Ｖ２（ｎ）＋Ｖ３（ｎ）の積算電圧値ＳＶｍａｘがｎ番目の発振周期で設定する比較電圧Ｖｗａｖ（ｎ）を越えた時に次の発振周期Ｔ（ｎ＋１）を開始するオン制御が行われる。

つまり、各発振周期毎に算定する移動平均電力Ｗａｖが大きいほど、比較電圧Ｖｗａｖを低下させることにより、出力時間Ｔ２後の次のオン制御までのオフ調整時間Ｔ３が短縮され、逆に移動平均電力Ｗａｖが小さいほど、比較電圧Ｖｗａｖを上昇させることにより、出力時間Ｔ２後の次のオン制御までのオフ調整時間Ｔ３が延長され、負荷の消費電力を定量的に表す移動平均電力Ｗａｖに応じて、各発振周期Ｔの長さ若しくは発振周波数ｆを可変制御できる。

また、図３（ｄ）に示すように、トランス３の一次巻線３ａと同極性の電圧を発生する第１補助巻線３ｃが疑似共振している間の高圧側電位Ｖ３ｃがいずれかの極大値に達した時に発振用スイッチ素子４をオン制御するので、図３（ｃ）に示すように、ＭＯＳ形ＦＥＴで構成される発振用スイッチ素子４のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓが極小値にある時にオン制御され、オン制御する際の発振用スイッチ素子４でのエネルギー損失が少なく、スイッチングノイズも発生しにくい。

以上の通り、各発振周期Ｔ毎に、マルチバイブレータ３２のＯＮ端子へオン制御信号を入力するタイミングを調整することにより、出力時間Ｔ２にオフ調整時間Ｔ３を加えたオフ動作時間が可変制御され、負荷の消費電力に応じてスイッチング信号のスイッチング周波数ｆを変化させるＰＦＭ変調（周波数変調）が行われるとともに、ＯＦＦ端子へオフ制御信号を入力するタイミングを調整することにより、出力電圧と基準電圧や出力電流と基準電流との差分に応じてスイッチング信号のオン動作時間Ｔ１を変化させるＰＷＭ変調（パルス幅変調）が行われる。

ここで、オフ動作時間は、ＰＷＭ変調により変化するオン動作時間Ｔ１、すなわち、オン動作時間Ｔ１に比例する最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘを考慮した（３）式から決定されるので、ＰＷＭ変調による制御に影響されることなく、負荷の消費電力に応じてＰＦＭ変調による出力の制御を行うことができる。

上述のように構成したスイッチング電源装置１の動作を図４を用いて説明する。出力線２０ａ、２０ｂ間に負荷が接続されていない無負荷の状態では、出力電圧が約５．３Ｖに定電圧制御されながら、出力電流が検出されないので、二次出力巻線３ｂの電圧波形（１）に示すように、オフ調整時間Ｔ３が充分に長い時間に調整され、充分に長い発振周期で間欠発振動作を繰り返している。

出力電圧が約５．３Ｖに定電圧制御されながら、出力電流が０．１Ａ程度の低電流である軽負荷が接続されている場合には、二次出力巻線３ｂの電圧波形（２）に示すように、負荷の低消費電力に合わせてオフ調整時間Ｔ３が充分に長い時間に調整され、低いスイッチング周波数ｆのスイッチング信号となっている。このように、無負荷若しくは軽負荷が接続されている状態では、オン動作時間Ｔ１が短く、最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘが低いので、大きなリプル電圧が発生しない。

出力電圧が約５．３Ｖに定電圧に制御されている状態では、出力電流の上昇とともに、すなわち、より高い消費電力の負荷の接続とともに、二次出力巻線３ｂの電圧波形（３）乃至（７）に示すように、消費電力の上昇に合わせてオフ調整時間Ｔ３が短縮され、より高いスイッチング周波数ｆのスイッチング信号で発振用スイッチ素子４がオン、オフ制御される。最大の消費電力の負荷が接続された状態では、二次出力巻線３ｂの電圧波形（７）に示すように、フライバック電圧が消失する消失時ｔｄ後に第１補助巻線３ｃに最初に極大値が表れた時にオフ動作時間が終了するので、一発振周期が最小となり、最も高いスイッチング周波数ｆで発振用スイッチ素子４がオンオフ制御される。

出力電流が０．７Ａに定電流制御されている状態で、負荷の消費電力の低下で出力電圧が低下すると、二次出力巻線３ｂの電圧波形（８）乃至（１０）に示すように、消費電力の下降に合わせてオフ調整時間Ｔ３が延長され、より低いスイッチング周波数ｆで発振用スイッチ素子４がオンオフ制御される。

一定の出力電流が流れている状態で、異常低下した出力電圧を検出した場合には、出力側に短絡が生じている恐れがあるものとして、出力電圧監視回路３５は可変型基準電源３４の電圧をオン基準電圧から大幅に引き下げて、オン動作時間Ｔ１を大幅に短縮させる。その結果、最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘが大幅に低下し、（３）式から決定される移動平均電力Ｗａｖが軽負荷の接続を示す値となり、二次出力巻線３ｂの電圧波形（１１）は、二次出力巻線３ｂの電圧波形（３）と同様に、低いスイッチング周波数ｆとなる。

上述の実施の形態では、（３）式や（６）式から算定した移動平均電力Ｗａｖを負荷の消費電力の判別値としているが、（５）式等で算定する一発振周期Ｔの出力電力Ｗｏｕｔから判別値を得てもよい。

また、移動平均電力Ｗａｖや一発振周期Ｔの出力電力Ｗｏｕｔを、トランス３の一次巻線３ａのインダクタンスＬ１と、一次巻線３ａに流れる最大一次巻線電流Ｉｐｍａｘから算定しているが、トランス３のいずれかの巻線のインダクタンスＬと、その巻線に流れる最大電流Ｉｍａｘから（２）式を用いて算定することもできる。例えば、（２）式のインダクタンスＬと最大電流Ｉｍａｘに、トランス３の二次出力巻線３ｂのインダクタンスＬ２と出力時間Ｔ２に二次出力巻線３ｂに流れる最大最大電流Ｉｓｍａｘ（オフ制御の際に二次出力巻線３ｂに流れる電流）を代入して得られる一発振周期Ｔのトランス３に蓄積されるエネルギーＥを、その発振周期Ｔで除して、
一発振周期Ｔの出力電力Ｗｏｕｔを、

から得てもよい。

更に、移動平均電力Ｗａｖは、連続するｍ回の各発振周期で出力される出力電力Ｗｏｕｔの平均で算定しているが、連続するｍ回の各発振周期でトランス３に蓄積される総エネルギーを、連続するｍ回の各発振周期の和で除して算定することもできる。

また、上述の実施の形態では、移動平均電力Ｗａｖや一発振周期Ｔの出力電力Ｗｏｕｔを負荷の消費電力の判別値として、その判別値に応じてスイッチング信号の一発振周期Ｔを可変させているが、判別値に応じて直接スイッチング信号のスイッチング周波数ｆを可変制御してもよい。

また、上述のスイッチング電源装置１は、スイッチング信号をＰＷＭ変調して出力電圧若しくは出力電流を定電圧若しくは定電流制御しているが、必ずしもスイッチング信号をＰＷＭ変調せずに、負荷の消費電力に応じてスイッチング信号をＰＦＭ変調し、スイッチング周波数ｆのみを可変させて出力電力Ｗｏｕｔを制御することもできる。

本発明は、消費電力が異なる種々の負荷に対して直流電源を供給するスイッチング電源装置に適している。

１ スイッチング電源装置
２ 直流電源
３ トランス
３ａ 一次巻線３ａ
３ｂ 二次出力巻線
３ｃ 第１補助巻線
４ 発振用スイッチ素子
５ Ｉｐ検出抵抗（巻線電流検出部）
７ フォトカプラ受光素子（帰還制御部）
１０ 発振制御部
１１ フォトカプラ発光素子（帰還制御部）
１２、１３ 整流平滑化回路
１７、２１ エラーアンプ（出力監視回路）
２０ａ、２０ｂ 出力線
３７ 疑似共振積算部（出力検出部、巻線電圧検出部）
３８ 負荷状態判別部
ｔｄ 消失時
Ｔ１ オン動作時間
Ｔ３ オフ調整時間

Claims (6)

1. 一次巻線と二次出力巻線を有するトランスと、
   一次巻線を励磁する直流電源に、一次巻線と直列に接続された発振用スイッチ素子と、
   発振用スイッチ素子をオン／オフ制御し、発振用スイッチ素子をオン制御した後オフ制御するまでのオン動作時間と、オフ制御した後オン制御するまでのオフ動作時間からなる発振周期を繰り返す発振制御部と、
   二次出力巻線の出力を整流平滑化する整流平滑化回路とを備え、
   オン動作時間にトランスに蓄積したエネルギーを、オフ動作時間に整流平滑化回路の出力線間に接続する負荷へ直流電力として出力するフライバック型のスイッチング電源装置であって、
   トランスのいずれかの巻線に流れる巻線電流を検出する巻線電流検出部と、
   一発振周期に巻線電流検出部が検出する巻線電流の最大巻線電流をＩｍａｘ、巻線電流が流れる巻線のインダクタンスをＬとして、一発振周期にトランスに蓄積されるエネルギーＥを、
   

   

   から算定し、算定したエネルギーＥとそのエネルギーＥが蓄積される発振周期の時間Ｔをもとに負荷の消費電力を判別する負荷状態判別部と、
   オン動作時間にトランスに蓄積したエネルギーが消失する消失時を検出する出力検出部を備え、
   発振制御部は、オフ制御から消失時までの出力時間Ｔ２に、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて経過時間を短縮／延長させるオフ調整時間Ｔ３を加えて、各発振周期のオフ動作時間とし、
   発振用スイッチ素子の発振周波数を、前記出力線間に接続される負荷が重負荷である場合に上昇させ、軽負荷である場合に低下させることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 巻線電流検出部は、トランスの一次巻線に流れる一次巻線電流を検出し、
   負荷状態判別部は、トランスの一次巻線のインダクタンスをＬ１、ｋ番目（ｋは自然数）の発振周期Ｔ（ｋ）に一次巻線に流れる最大一次巻線電流をＩｐｍａｘ（ｋ）として、負荷の消費電力を判別するｎ番目（ｎは１以上の自然数）の発振周期を含む連続したｍ回（ｍは１以上の自然数）の発振周期の移動平均電力Ｗａｖを、
   

   

   から算定し、負荷の消費電力とすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. トランスの一次側で二次巻線と逆極性の電圧を発生する補助巻線と、
   補助巻線の電圧を監視する巻線電圧監視部を備え、
   発振制御部は、疑似共振で振動する補助巻線の電圧がいずれかの極大値に達した時にオフ調整時間Ｔ３が終了するように、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて経過時間を短縮／延長させるオフ調整時間Ｔ３を調整することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 発振制御部は、消失時の後に補助巻線の電圧に表れる極大値を積算し、負荷状態判別部が判別した負荷の消費電力の増／減に応じて低下／上昇させる負荷状態閾値を積算値が越えた時にオフ調整時間Ｔ３を終了して次の発振周期のオン制御へ移行することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 出力検出部は、補助巻線にフライバック電圧が発生した後、その極性が最初に反転する極性反転時を消失時として検出することを特徴とする請求項３又は請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 出力線の出力電圧及び／又は出力線に流れる出力電流を監視する出力監視回路と、
   出力電圧若しくは出力電流が所定の出力閾値を越えた時に、発振制御部へ帰還信号を出力する帰還制御部とを備え、
   発振制御部は、連続する各発振周期のオン動作時間を、帰還制御部から帰還信号が入力されていない間に漸増し、帰還信号が入力されている間に漸減することを特徴とする請求項請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。

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