JP6853745B2

JP6853745B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP6853745B2
Application number: JP2017141412A
Authority: JP
Inventors: 公義三添; 暢近野
Original assignee: New Japan Radio Co Ltd
Current assignee: New Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2017-07-21
Filing date: 2017-07-21
Publication date: 2021-03-31
Anticipated expiration: 2037-07-21
Also published as: JP2019022399A

Description

本発明は、スイッチングトランジスタとトランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチング電源装置に関する。

２次側の出力電圧に応じて動作するホトカプラを使って１次側のスイッチング動作を制御する絶縁型のスイッチング電源装置では、特に軽負荷時において、短期間のスイッチングのＯＮ／ＯＦＦが連続して発生した後に一定時間ＯＦＦする動作が起こったり、スイッチングの繰り返しが複数回連続してバースト状態になることが起こり、出力リップル電圧が大きくなる現象がある。これについて、図７に示すスイッチング電源装置（例えば特許文献１）の回路構成で動作を説明する。

図７において、５０はトランスであり、１次巻線Ｌ１１、第１補助巻線Ｌ１２、２次巻線Ｌ１３、及び第２補助巻線Ｌ１４を備える。ＭＮ２はＮＭＯＳのスイッチングトランジスタ、６０はホトダイオードＰＤ２とホトトランジスタＰＴ２を備えるホトカプラである。Ｑ１１はＮＰＮのバイポーラトランジスタ、Ｒ１１〜Ｒ１９は抵抗、Ｒｓ２はスイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１５はキャパシタである。

図７のスイッチング電源装置では、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮした後、そのドレイン電流により抵抗Ｒｓ２に発生する電圧と抵抗Ｒ１５に発生する電圧の合計値がトランジスタＱ１１の閾値を超えると、そのトランジスタＱ１１がＯＮするので、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦする。

スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすると、第１補助巻線Ｌ１２の●側が負極となり、キャパシタＣ１３と抵抗Ｒ１３によりスイッチングトランジスタＭＮ２のゲート電圧を下げるので、そのトランジスタＭＮ２はＯＦＦ状態を続ける。また２次巻線Ｌ１３の●側が負極となるのでダイオードＤ１１が導通して出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

第１補助巻線Ｌ１２の●側が負極になったことで、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，キャパシタＣ１３の経路で流れる電流によって抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の接続点の電圧が上昇する。また、キャパシタＣ１２の電荷は抵抗Ｒ１５、Ｒｓ２を経由して放電するので、そのキャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧よりも低下するとそのトランジスタＱ１１がＯＦＦする。そして、ダイオードＤ１１の導通が終了すると第１補助巻線Ｌ１２の●側の電圧は０Ｖとなり、その後、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３，キャパシタＣ１３を流れる電流によりスイッチングトランジスタＭＮ２のゲート電圧が上昇して、そのスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧を越えると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮする。

ここで、ダイオードＤ１１が導通している期間に出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していると、２次側のオペアンプＯＰ１１がホトカプラ６０のホトダイオードＰＤ２に電流を流し、１次側のホトトランジスタＰＴ２に電流が流れる。そして、その電流によって抵抗Ｒ１５とセンス抵抗Ｒｓ２での電圧降下がトランジスタＱ１１の閾値電圧を超えると、そのトランジスタＱ１１はＯＮする。よって、そのスイッチングトランジスタＭＮ２はＯＦＦする。

これにより、ダイオードＤ１１が導通して出力電圧Ｖｏｕｔが一旦上昇する。その後、出力電圧Ｖｏｕｔが低下してオペアンプＯＰ１１がホトダイオードＰＤ２の電流を減少させてゆくと、ホトトランジスタＰＴ２の電流も減少して、トランジスタＱ１１のゲート電圧も低下していき、そのトランジスタＱ１１がＯＦＦする。このとき、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって分圧されている電圧でスイッチングトランジスタＭＮ２のゲート電圧がバイアスされているので、スイッチングトランジスタＭＮ２はＯＮする。

以上のように、オペアンプＯＰ１１とホトカプラ６０の動作により、負荷が変動しても出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１１に対応した目標値に制御される。

特開２００５−０２７４１２号公報

ところが、負荷が軽い場合は、１回のスイッチングトランジスタＭＮ２のスイッチングによりトランス５０に蓄積されるエネルギーが大き過ぎるため、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦして２次側にエネルギーが供給されるときは、２次側の電流のほとんどが出力コンデンサＣ１４に蓄積されるので、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇率が大きくなる。

ホトダイオードＰＤ２には出力電圧Ｖｏｕｔに応じて電流が流れているが、負荷が軽い場合は上記のように出力電圧Ｖｏｕｔの高い状態が続くので、ホトダイオードＰＤ２には大きな電流が流れ、ホトトランジスタＰＴ２の電流も大きくなる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するとホトダイオードＰＤ２の発光が減りホトトランジスタＰＴ２の電流が減少して、トランジスタＱ１１のベース電圧が低くなり、閾値電圧を下回るとそのトランジスタＱ１１がＯＦＦするようになる。

そうすると、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮしドレイン電流がセンス抵抗Ｒｓ２に流れてトランジスタＱ１１のベース電圧が上昇してそのトランジスタＱ１１がＯＮし、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦするまでの時間、つまりスイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮ期間が短くなり、スイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流のピーク値が負荷が大きい場合よりも小さくなる。

そして、スイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流のピーク値が小さくなると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦしてからダイオードＤ１１が導通するまでの期間、つまりスイッチングトランジスタＭＮ２のＯＦＦ期間も短くなる。結局、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮ期間とＯＦＦ期間の合計時間が短くなり、スイッチング周期が短くなる。

一方、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇変化に対するホトトランジスタＰＴ２の反応は遅延特性を持っている。このため、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇からトランジスタＱ１１がＯＮするまでに時間遅れがある。このため、ダイオードＤ１１が導通した後にトランジスタＱ１１をＯＮさせるに足りる電流がホトトランジスタＰＴ２に電流が十分に流れずに、スイッチングトランジスタＭＮ２が早期にＯＮしてしまう。そして、スイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流によりトランジスタＱ１１がＯＮしてスイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすると、ダイオードＤ１１が導通して出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。

このように、トランジスタＱ１１をＯＮさせるために十分な電流がホトトランジスタＰＴ２に流れるまでは、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮとＯＦＦが連続して繰り返される。スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮとＯＦＦの繰り返しが止まる状態になったときは、出力電圧Ｖｏｕｔは目標電圧より高くなっており、ホトトランジスタＰＴ２の電流は大きく増えているので、負帰還制御によって出力電圧Ｖｏｕｔが下降していくが、ホトトランジスタＰＴ２の電流が減るまでの時間が長くなる。

以上のように、軽負荷においては連続したスイッチングが発生して出力電圧Ｖｏｕｔに含まれるリップル成分が大きくなる問題がある。

本発明の目的は、軽負荷においてＯＮ／ＯＦＦの繰り返しやバースト状態になる連続スイッチングが発生すること防止して、出力電圧に含まれるリップル成分を抑制したスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記スイッチングトランジスタのドレイン電流を検出して電流センス信号を生成する電流センス帰還回路とを備えたスイッチング電源装置であって、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を一定時間後の時刻又は前記ホトカプラ電流、及び前記センス電圧から選ばれた信号に応じた時刻に生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を前記ホトカプラ電流及び前記電流センス信号から選ばれた信号に応じた時刻に生成するＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路とを有し、前記ＯＦＦ期間制御回路は、軽負荷の状態時に、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしてから第１所定期間が経過した以降でなければ前記ＯＮタイミング信号を生成させない手段を備えることを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路の前記手段は、前記ＯＦＦタイミング信号が有効になると放電され無効になると充電される第６キャパシタを備え、該第６キャパシタの充電電圧が第３基準電圧に達すると前記ＯＮタイミング信号を生成することを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦタイミング信号が生成されてから前記ＯＮタイミング信号が生成されるまでの期間が第２所定時間が経過したときに前記軽負荷を示すモード信号を生成するタイムアウト回路を備え、前記タイムアウト回路は、前記第２所定時間を生成するために前記第６キャパシタを共有することを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路の前記手段は、一端に前記第６キャパシタの充電電圧が印加され他端から前記ホトカプラ電流が流出する第２抵抗と、該第２抵抗の前記他端の電圧が前記第３基準電圧を超えると前記ＯＮタイミング信号を生成する第３コンパレータとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、軽負荷時に、スイッチングトランジスタがＯＦＦしてから第１所定期間が経過した以降でなければ前記ＯＮタイミング信号が生成しないので、スイッチングトランジスタの短時間のＯＮ／ＯＦＦの繰り返しやバースト状態が生じる連続スイッチングを防止することができ、出力電圧に含まれるリップル成分を低減させることができる。

本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。図１のスイッチング電源装置のタイムアウト回路の回路図である。図４のタイムアウト回路の動作波形図である。図１のスイッチング電源装置の軽負荷時の動作波形図である。従来のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。

図１に本発明の１つの実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、及び補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる電磁エネルギーを巻線Ｌ２とＬ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路から出力直流電圧Ｖｏｕｔが取り出される。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３により別の整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路で電圧ＶＤＤが生成されている。

２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路である。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮになってからの継続時間を制御してＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになってからの継続時間を制御してＯＮタイミング信号Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＮ期間制御回路２１は外付けのキャパシタＣ４を備え、ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ５，Ｃ６を備える。

２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ制御回路２２から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。

２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にしてスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにさせ、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にしてスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。

２５はタイムアウト回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング信号ＶｏｆｆとＳＲＦＦ回路２３から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを取り込んで、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってから“Ｈ”になるまでの時間（つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間）が所定時間Ｔ１を超えているとき、モード切替信号Ｖｍｏｄｅを“軽負荷”を示す“Ｈ”に設定し、所定時間Ｔ１を超えていないときは、モード切替信号Ｖｍｏｄｅを“通常負荷”を示す“Ｌ”に設定して、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。このタイムアウト回路２５は、外付けのキャパシタＣ６をＯＦＦ期間制御回路２２と共有している。

２６は電流センス帰還回路であり、スイッチングトランジスタＭＮ１に流れるドレイン電流Ｉｄを検出するセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１を入力して、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になる直前に、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする直前のセンス電圧Ｖｓ１に比例したセンス電流Ｉｏｆｆを生成してホールドし、ＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２７は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ１を介して取り込んで、波形整形したパルス電圧Ｖｐを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２にリタイミング用として出力する。

３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧フィードバック回路であり、図７で説明したオペアンプＯＰ１１、電圧源ＶＢ１１、キャパシタＣ１５、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９を含む回路と同様の回路である。この出力電圧フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどホトダイオードＰＤ１に流れる電流を大きくする。このホトダイオードＰＤ１はホトトランジスタＰＴ１とでホトカプラ４０を構成している。そして、ホトトランジスタＰＴ１は、ホトダイオードＰＤ１の発光量、つまり出力電圧Ｖｏｕｔに比例したホトカプラ電流Ｉｐｃを生成し、制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に吸込電流として出力する。

図２にＯＮ期間制御回路２１の詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１を出力するＯＮ期間第１制御回路２１１と、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２を出力するＯＮ期間第２制御回路２１２と、モード切替信号Ｖｍｏｄｅに応じてＯＮ期間第１制御回路２１１の出力電圧Ｖｏｆｆ１とＯＮ期間第２制御回路２１２の出力電圧Ｖｏｆｆ２の一方を選択する選択回路２１３とを備える。

ＯＮ期間第１制御回路２１１は、基準電圧がＶｒｅｆ１の電圧源ＶＢ１と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ１と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ２と、前記した外付けのキャパシタＣ４と、センス電圧Ｖｓ１を増幅するバッファＢＦ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。

そして、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときにＯＮするスイッチＳＷ１を介して、基準電圧Ｖｒｅｆ１により充電される。スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ１がＯＦＦしスイッチＳＷ２がＯＮすることによって、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４がホトカプラ電流Ｉｐｃによって放電を開始する。一方、バッファＢＦ１にはセンス電圧Ｖｓ１が入力しており、このセンス電圧Ｖｓ１とキャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４がコンパレータＣＰ１で比較される。コンパレータＣＰ１は、電圧Ｖｃ４がセンス電圧Ｖｓ１よりも低下したとき、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にする。

このようにして、ＯＮ期間第１制御回路２１１は、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、かつセンス電圧Ｖｓ１が高いほど、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、センス電圧Ｖｓ１が高いほど、短くなる。

一方、ＯＮ期間第２制御回路２１２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ３と、電流Ｉｒｅｆ１を供給する電流源ＩＢ１と、キャパシタＣ７と、電圧源ＶＢ２により基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されたコンパレータＣＰ２とを備える。

そして、キャパシタＣ７の電圧Ｖｃ７は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときはスイッチＳＷ３がＯＮしているので０Ｖとなっているが、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮするとスイッチＳＷ３がＯＦＦするので、電流Ｉｒｅｆ１により定電流で充電されて時間に比例して高くなり、所定時間が経過して基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、コンパレータＣＰ２から出力するＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になる。つまり、ＯＮ時間第２制御回路２１２は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてから一定時間が経過するとＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２を“Ｈ”にする。この一定時間は、ＯＮ時間第１制御回路２１１から出力するＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１の最も早いタイミングより、さらに早いタイミングとなる時間である。つまり、ＯＮ期間が最低値に固定される。

選択回路２１３は、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２と、オア回路ＯＲ１と、インバータＩＮＶ１とで構成されている。そして、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”（通常負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ１がゲートを開いてＯＮ期間第１制御回路２１１の“Ｈ”のＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１が選択されて、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆとして出力する。また、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ２がゲートを開いてＯＮ期間第２制御回路の“Ｈ”のＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２が選択されて、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆとして出力する。

以上のように、ＯＮ期間制御回路２１は、スイッチングトランジスタＭＮ１を、負荷状態が“通常負荷”のときは、負荷状態に応じて動的に設定されるＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替えるタイミングを生成するが、負荷状態が“軽負荷”のときは、ＯＮタイミングから固定的に設定される一定時間が経過したときに、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２によって、ＯＮからＯＦＦに切り替える。このようにして、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングからＯＦＦタイミングに至るＯＮ期間は、“通常負荷”のときは負荷状態に応じて伸縮制御されるが、“軽負荷”のときは一定の最短時間となる。

図３にＯＦＦ期間制御回路２２の詳細図を示す。このＯＦＦ期間制御回路２２は、ＯＦＦ期間設定回路２２１と選択回路２２２とを備える。

ＯＦＦ期間設定回路２２１は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ４と、前記した外付けのキャパシタＣ５，Ｃ６と、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＦＦするスイッチＳＷ５と、インバータＩＮＶ２と、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＮするスイッチＳＷ６と、バッファＢＦ２と、抵抗Ｒ２と、電圧源ＶＢ３により電圧がＶｒｅｆ３が基準電圧として設定されたコンパレータＣＰ３と、ＤＦＦ回路２２１１とを備える。ＤＦＦ回路２２１１は、反転検出回路２７の出力パルスＶｐの立上りに同期してコンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２をリタイミングしてＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１として出力する。キャパシタＣ６、抵抗Ｒ２、コンパレータＣＰ３等は、請求項記載の手段を構成する。

このＯＦＦ期間設定回路２２１では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになると、スイッチＳＷ４がＯＦＦになって、キャパシタＣ５が電流センス帰還回路２６の出力電流Ｉｏｆｆによって電圧Ｖｃ５に充電される。

負荷状態が“通常負荷”でモード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”であれば、スイッチＳＷ５がＯＮ、スイッチＳＷ６がＯＦＦしているので、電圧Ｖｃ５がバッファＢＦ２を経由して抵抗Ｒ２の一端に印加する。抵抗Ｒ２の他端にはホトカプラ電流Ｉｐｃが流れる。このため、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子には抵抗Ｒ２の当該他端に発生する電圧Ｖｒ２が入力する。このとき流れるホトカプラ電流Ｉｐｃは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ時点、つまりダイオードＤ１導通時点から時間経過とともに小さくなるので、抵抗Ｒ２における電圧降下が順次小さくなり、電圧Ｖｒ２が順次上昇する。

そして、その電圧Ｖｒ２が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなれば、コンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が“Ｈ”になり、反転検出回路２７から出力するパルスＶｐの立上りでＤＦＦ回路２２１１においてリタイミングされ、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１となる。このＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１の発生タイミングは、電流センス帰還回路２６の出力信号Ｉｏｆｆが大きい（大負荷）ほど、ホトカプラ電流Ｉｐｃが小さい（低出力電圧）ほど、早くなり、ＯＦＦ期間が短くなる。

一方、負荷状態が“軽負荷”でモード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”のときは、スイッチＳＷ５がＯＦＦし、スイッチＳＷ６がＯＮして、バッファＢＦ２にタイムアウト回路２５のキャパシタＣ６の充電電圧Ｖｃ６が入力する。キャパシタＣ６は、後記するように、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｌ”になったときから定電流充電が開始される。抵抗Ｒ２の他端に流れるホトカプラ電流Ｉｐｃは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ時点、つまりダイオードＤ１の導通時点から時間経過とともに小さくなるので、抵抗Ｒ２における電圧降下が順次小さくなり、電圧Ｖｒ２が順次上昇する。

そして、その電圧Ｖｒ２が基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなれば、コンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が“Ｈ”になる。このＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２の発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど遅くなってＯＦＦ期間が長くなる。

選択回路２２２は、アンド回路ＡＮＤ３，ＡＮＤ４とオア回路ＯＲ２とインバータＩＮＶ３とで構成されている。そして、Ｖｍｏｄｅ＝“Ｌ”（通常負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ３がゲートを開いてＤＦＦ回路２２１１から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１を選択して、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。ＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１はコンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２をパルスＶｐによってリタイミングしたものであるので、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングがそのスイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電圧の自由振動の谷に該当するタイミングとなり、疑似共振動作が可能となる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングはその閾値の影響を受けない。一方、Ｖｍｏｄｅ＝“Ｈ”(軽負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ４がゲートを開いてコンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２を選択して、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。このとき、パルス電圧Ｖｐによるリタイミング制御は受けない。

図４にタイムアウト回路２５の詳細図を示す。タイムアウト回路２５は、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ７、定電流Ｉｒｅｆ２を流す定電流源ＩＢ２、定電流Ｉｒｅｆ２で充電される前記したキャパシタＣ６、電圧源ＶＢ４により基準電圧Ｖｒｅｆ４が設定されたコンパレータＣＰ４、そのコンパレータＣＰ４の出力電圧Ｖｔを駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”に立ち上がるタイミングでラッチするＤＦＦ回路２５１を有する。

このタイムアウト回路２５では、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｌ”になるとキャパシタＣ６に定電流Ｉｒｅｆ２の充電が開始され、そのキャパシタＣ６の電圧Ｖｃ６が基準電圧Ｖｒｅｆ４を超えると、コンパレータＣＰ４の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”になり、その後に駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になると、ＤＦＦ回路２５１から出力するモード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になり次に駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるまで保持される。つまり、電圧Ｖｃ６が基準電圧Ｖｒｅｆ４に達するまでの期間Ｔ１以上にスイッチＳＷ７のＯＦＦが継続していれば、その後に駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になったときに、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になる。なお、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になった時点で電圧Ｖｔがまだ“Ｌ”である場合、つまり駆動電圧Ｖｄｒｖが再度“Ｈ”になるまでの時間が短いときは、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”になる。

このようにして、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になって（正確にはＯＦＦタイミング信号が“Ｌ”になって）から駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるまでの期間がタイマ期間Ｔ１を超えるときは、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が長い、つまり現在の運転状態が“軽負荷”であることを示す。一方、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｈ”になる間隔がタイマ期間Ｔ１以内のときは、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が短い、つまり現在の運転状態が“通常負荷”であることを示す。図５にタイムアウト回路２５の動作波形図を示した。

タイムアウト回路２５のタイマ時間Ｔ１を適宜設定することで、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になるスイッチングトランジスタＭＮ１のスイッチング周波数を調整することができるので、この周波数が可聴周波数上限値（２０ｋＨｚ）以上になるようにすれば、“通常負荷”で可聴周波数ノイズが発生することを防止できる。

＜“通常負荷”での動作＞
さて、“通常負荷”の場合は、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”となっている。ＯＮ期間制御回路２１では、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１が選択回路２１３で選択されてＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆとして出力する。このＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｈ”になり駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”となってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦすると、センス電圧Ｖｓ１が消滅するのでＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１が“Ｌ”となり、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆも“Ｌ”となる。

また、ＯＦＦ期間制御回路２２では、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１が選択回路２２２で選択されてＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。ＯＮタイミング信号Ｖｏｎが発生して駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ４がＯＮされて電圧Ｖｃ５が消滅するのでＯＮタイミング信号Ｖｏｎ１が“Ｌ”となり、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎも“Ｌ”となる。

このような“通常負荷”において、２次巻線Ｌ２の側に接続される負荷が軽い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも高くなるので、ホトカプラ電流Ｉｐｃが多くなる。

このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間では、ＯＮ期間制御回路２１のキャパシタＣ４の電荷がそのホトカプラ電流Ｉｐｃによってより多く放電され、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４の電圧低下が大きくなる。このとき、スイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電流Ｉｄの時間当たりの増加率は入力電圧Ｖｉｎと１次側の巻線Ｌ１のインダクタンスによって決まり、負荷状態に関係なく一定である。このため、キャパシタＣ４の電圧低下が大きいと、コンパレータＣＰ１のＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ１が“Ｈ”になるまでの時間が短くなる。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなる。

一方、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間では、出力電圧Ｖｏｕｔが高くホトカプラ電流Ｉｐｃが多いと、ＯＦＦ期間制御回路２２の抵抗Ｒ２による電圧降下が大きくなる。また、電流センス帰還回路２６の出力電流Ｉｏｆｆは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短いと少なくなるので、キャパシタＣ５の電圧Ｖｃ５の電圧上昇率は小さくなる。したがって、負荷が軽いと、電圧Ｖｒ２の上昇率が低下してコンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が“Ｈ”になるまでの時間が長くなり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間は長くなる。

以上のように、“通常負荷”において負荷が軽い場合は、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなり、ＯＦＦ期間が長くなるので、デューティ比が小さくなるとともにスイッチング周期が長くなる。

逆に、“通常負荷”において、負荷が重い場合、つまり２次巻線Ｌ２に流れる負荷電流が多い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、ホトカプラ電流Ｉｐｃが少なくなる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間とＯＦＦ期間は、負荷が軽い場合と逆になる。つまり、ＯＮ期間が長くＯＦＦ期間が短くなって、デューティ比は大きくなりスイッチング周期は短くなる。

＜“軽負荷”での動作＞
負荷状態が“軽負荷”の場合は、モード切替信号Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”となる。このとき、ＯＮ期間制御回路２１では、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２が選択回路２１３で選択されてＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆとして出力する。スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしたときスイッチＳＷ３がＯＦＦして、キャパシタＣ７に電流Ｉｒｅｆ１による定電流で充電が行われるので、そのキャパシタＣ７の電圧Ｖｃ７が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えてＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になったとき、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする。このときのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、前記したように出力電圧Ｖｏｕｔに無関係に、電流Ｉｒｅｆ１とキャパシタＣ７で決まる一定時間となる。

ＯＦＦ期間制御回路２２では、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が選択回路２２２で選択されてＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。スイッチＳＷ５がＯＦＦしスイッチＳＷ６がＯＮするので、抵抗Ｒ２にタイムアウト回路２５のキャパシタＣ６の電圧Ｖｃ６が印加する。この電圧Ｖｃ６は図５で説明したように、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｌ”になってから充電を開始するので、当初は低い電圧となる。このとき、ホトカプラ電流Ｉｐｃは小さいので、電圧Ｖｒ２は電圧Ｖｃ６に応じて高くなり、その電圧Ｖｒ２が基準電圧Ｖｒｅｆ３を超えると、コンパレータＣＰ３がら出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が“Ｈ”になり、選択回路２２２からＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。ホトカプラ電流Ｉｐｃは出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど多くなるが、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に比例して小さくなる。よって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦした時点の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、電圧Ｖｒ２が基準電圧Ｖｒｅｆ３を超える程度にホトカプラ電流Ｉｐｃが小さくなるまでの時間が長くなる。つまり、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミングは、スイッチングトランジスタＭＮ１の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

このように、負荷状態が“軽負荷”の場合のスイッチングトランジスタＭＮ１は、ＯＮ期間が一定で、かつＯＦＦ期間がスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦタイミング時の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど長くなるように制御される。図６に負荷状態が“軽負荷”の場合の動作波形図を示した。

この図６に示すように、ＯＦＦタイミング信号Ｖｏｆｆが“Ｌ”になった時点からキャパシタＣ６に充電が始まり、その充電電圧Ｖｃ６は０Ｖからほぼ直線的に増大していくので電圧Ｖｒ２は増大傾向を示す。出力電圧Ｖｏｕｔは駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”なると高くなりその後は徐々に減少する傾向を示すが、その傾向を反映したホトカプラ電流Ｉｐｃの変化は遅れている。したがって、ＯＦＦ期間制御回路２２の電圧Ｖｒ２の上昇傾向は二次曲線的に緩やかとなり、基準電圧Ｖｒｅｆ３に到達してコンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が“Ｈ”になるまでに長い時間がかかる。そして、“Ｈ”になったＯＮタイミング信号Ｖｏｎ２が選択回路２２からＯＮタイミング信号Ｖｏｎとして出力する。

このように、本実施例のスイッチング電源装置では、“軽負荷”の状態においては、抵抗Ｒ２に対してタイムアウト回路２５のキャパシタＣ６に充電される電圧Ｖｃ６を印加するので、その抵抗Ｒ２に一定電圧を印加する場合に比べて、ホトカプラ電流Ｉｐｃが同じであっても、電圧Ｖｒ２が基準電圧Ｖｒｅｆ３に到達するまでの時間を所定時間以上の長い時間にすることができる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦした後に短時間でＯＮすることでＯＮ／ＯＦＦを短時間で繰り返したりバースト状態になる連続スイッチングが発生して出力電圧に含まれるリップル成分が大きくなる、という事態の発生を防止することができる。

１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０：制御回路、２１：ＯＮ期間制御回路、２１１：ＯＮ期間第１制御回路、２１２：ＯＮ期間第２制御回路、２１３：選択回路、２２：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ＯＦＦ期間設定回路、２２１１：ＤＦＦ回路、２２２：選択回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４：駆動回路、２５：タイムアウト回路、２６：電流センス帰還回路、２７：反転検出回路
３０：出力電圧帰還回路
４０：ホトカプラ

Claims

スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記スイッチングトランジスタのドレイン電流を検出して電流センス信号を生成する電流センス帰還回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を一定時間後の時刻又は前記ホトカプラ電流、及び前記センス電圧から選ばれた信号に応じた時刻に生成するＯＮ期間制御回路と、
前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を前記ホトカプラ電流及び前記電流センス信号から選ばれた信号に応じた時刻に生成するＯＦＦ期間制御回路と、
前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路とを有し、
前記ＯＦＦ期間制御回路は、軽負荷の状態時に、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしてから第１所定期間が経過した以降でなければ前記ＯＮタイミング信号を生成させない手段を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦ期間制御回路の前記手段は、前記ＯＦＦタイミング信号が有効になると放電され無効になると充電される第６キャパシタを備え、該第６キャパシタの充電電圧が第３基準電圧に達すると前記ＯＮタイミング信号を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦタイミング信号が生成されてから前記ＯＮタイミング信号が生成されるまでの期間が第２所定時間が経過したときに前記軽負荷を示すモード信号を生成するタイムアウト回路を備え、
前記タイムアウト回路は、前記第２所定時間を生成するために前記第６キャパシタを共有することを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦ期間制御回路の前記手段は、一端に前記第６キャパシタの充電電圧が印加され他端から前記ホトカプラ電流が流出する第２抵抗と、該第２抵抗の前記他端の電圧が前記第３基準電圧を超えると前記ＯＮタイミング信号を生成する第３コンパレータとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。