TWI401866B - 預測式同步整流控制器、具有該預測式同步整流控制器之交換式電源轉換電路以及其控制方法 - Google Patents

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Description

預測式同步整流控制器、具有該預測式同步整流控制器之交換式電源轉換電路以及其控制方法
本發明係關於一種應用於交換式電源轉換電路之一同步整流控制器及其控制方法，尤其是一種預測式同步整流控制器及其控制方法。
在電源轉換的技術領域中，利用電晶體開關取代二極體以降低功耗，是一個常見的技術手段。
第1圖係一典型具有次級側同步整流功能之電源轉換電路。電源轉換電路之初級側具有一脈寬調變控制器11與一主開關12。脈寬調變控制器11依據來自隔離回授裝置13之回授訊號，輸出脈波訊號控制主開關12之導通或截止。電源轉換電路之次級側具有一同步整流開關15與一次級側同步整流控制器20。次級側同步整流控制器20依據來自變壓器14之次級側繞組142的訊號，控制同步整流開關15之導通或截止。
當主開關12導通時，直流輸入端VIN提供電力至變壓器14的初級側繞組140。在此同時，同步整流開關15則是呈現截止。因此，來自直流輸入端VIN的電力會儲存於變壓器14中。隨後，當主開關12轉為截止時，次級側同步整流控制器20偵測到次級側繞組142之電壓極性的變化，控制同步整流開關15導通。此時，變壓器14開始釋放儲存的能量至輸出端VO以及濾波電容16。
值得注意的是，次級側同步整流控制器20必須準確控制同步整流開關15之工作週期，以模擬二極體的運作，避免造成轉換效率損失或導致開關燒毀。就第1圖之電源轉換電路而言，初級側的主開關12與次級側的同步整流開關15必須交替導通。為了防止主開關12與同步整流開關15的導通時間重疊，在主開關12之導通時間與同步整流開關15的導通時間之間，必須預留一死區時間(dead time)。亦即，在此死區時間內，主開關12與同步整流開關15都是呈現截止。
第1圖中的次級側同步整流控制器20係採用複雜的數位控制方式以計算死區時間。如圖中所示，此次級側同步整流控制器20具有一時脈緩衝單元(Clock Buffer)22、一數位截止控制器(Digital Turn-off Controller)24與一輸出驅動單元26。
第2圖係第1圖中之數位截止控制器24的方塊示意圖。如圖中所示，數位截止控制器24包括一振盪單元242、一第一計數器243、一第二計數器244、一限定狀態控制裝置(Finite States Machine)246與一輸出控制單元(Output Control)248。其中，第一計數器243與第二計數器244均為可上數與下數之計數器。振盪單元242係用以產生一內部計數時脈訊號CLK，供第一計數器243與第二計數器244計數之用。限定狀態控制裝置246接收外部同步訊號SYNC，並依據此外部同步訊號Sync控制第一計數器242與第二計數器243的計數期間。此外部同步訊號Sync係變壓器14之次級側繞組142的輸出訊號。
第3圖係數位截止控制器24中各控制訊號的波形圖。請同時參照第2圖，限定狀態控制裝置246偵測到外部同步訊號Sync之第一開關週期TS1的前緣時，控制第一計數器242開始上數，直到限定狀態控制裝置246偵測到外部同步訊號Sync之第二開關週期TS2的前緣。隨後，限定狀態控制裝置246控制第一計數器242開始下數，直到限定狀態控制裝置246偵測到外部同步訊號Sync之第三開關週期TS3的前緣。假定第一計數器242於第一開關週期TS1中上數到n，當第一計數器242下數到n-x時，限定狀態控制裝置246隨即產生一輸出截止訊號，控制輸出控制單元248停止輸出導通訊號(即高電位之驅動訊號OUT)。x的數值為預設之死區時間的計數數量，其大小可透過死區設定端DTS加以設定。
此外，限定狀態控制裝置246偵測到外部同步訊號Sync之第二開關週期TS2的前緣時，會同時控制第二計數器243開始上數，直到限定狀態控制裝置246偵測到外部同步訊號Sync之第三開關週期TS3的前緣。第二計數器243與第一計數器242的運作相類似。於第三開關週期TS3中，限定狀態控制裝置246即是依據第二計數器243之計數數量，產生一輸出截止訊號，控制輸出控制單元248停止輸出導通訊號。
此次級側同步整流控制器20利用計數器242,243之上數與下數歷程，可以有效預測下一個開關週期中同步整流開關的導通時間，同時維持大致固定的死區時間。不過，此次級側同步整流控制器20之電路設計相當複雜，製作成本不易降低。
本發明之一主要目的係針對傳統之預測式次級側同步整流控制器，電路結構過於複雜的問題，提出解決的方法。
本發明之另一主要目的係提供一種類比型次級側同步整流控制器，可以準確控制死區時間，以避免電源轉換效率降低或導致開關燒毀。
為了達到前述目的，本發明之一實施例提供一種預測式同步整流控制器，用以控制至少一個開關。此同步整流控制器具有一鋸齒波產生器、一峰值取樣單元、一輸出控制單元。其中，鋸齒波產生器係接收一同步訊號，以產生一鋸齒波訊號。峰值取樣單元係擷取鋸齒波訊號之一峰值電壓，據以產生一參考電壓訊號。輸出控制單元係比較鋸齒波訊號與參考電壓訊號，以產生一同步整流控制訊號，控制開關之導通狀態。
本發明之一實施例並提供一具有預測式同步整流功能之電源轉換電路。此電源轉換電路具有一變壓器、一同步整流開關與一預測式次級側同步整流控制器。其中，變壓器包括一初級側繞組與一次級側繞組。同步整流開關係連接至次級側繞組。預測式次級側同步整流控制器係用以控制同步整流開關。此次級側同步整流控制器具有一鋸齒波產生器、一峰值取樣單元與一輸出控制單元。其中，鋸齒波產生器接收一同步訊號，以產生一鋸齒波訊號。峰值取樣單元擷取鋸齒波訊號之一峰值電壓，據以產生一參考電壓訊號。輸出控制單元係比較鋸齒波訊號與參考電壓訊號，以產生一同步整流控制訊號，控制同步整流開關之導通狀態。
本發明之一實施例並提供一種預測式同步整流控制方法，以控制一電源轉換電路之一同步整流開關。此預測式同步整流控制方法至少包括下列步驟：(a)依據一同步訊號，產生一週期相同之鋸齒波訊號；(b)依據鋸齒波訊號之峰值電壓，在鋸齒波訊號之下一週期，產生一逐步衰減之參考電壓訊號，此參考電壓訊號之一最大電壓小於鋸齒波訊號之該峰值電壓；以及(c)比較參考電壓訊號與下一週期之鋸齒波訊號，以產生一同步整流控制訊號，控制同步整流開關之導通狀態。
關於本發明之優點與精神可以藉由以下的發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
本發明為一種預測式同步整流控制器與方法。此控制電路與控制方法可應用於返馳式、順向式、半橋式或全橋式拓樸於電流連續模式(Current Continuous Mode,CCM)之控制。此外，本發明之預測式同步整流控制器係採用簡易之類比電路控制同步整流開關之導通週期，適於各種定頻之交換式電源供應器的次級側同步整流控制。
本發明之預測式同步整流控制器，依據一次級側同步訊號產生一鋸齒波訊號，並擷取鋸齒波訊號之峰值電壓，產生相對應之參考電壓，並將此參考電壓與下一工作週期之鋸齒波訊號相比較，以產生一死區訊號，截止同步整流開關。
第4圖係本發明同步整流電源轉換電路一第一實施例之電路圖。本實施例係一返馳式電源轉換電路。如圖中所示，此電源轉換電路之初級側具有一脈寬調變控制器31與一主開關32。脈寬調變控制器31依據來自隔離回授裝置33之回授訊號，輸出脈波訊號控制主開關32之導通或截止。此電源轉換電路之次級側具有一同步整流開關35與一次級側同步整流控制器40。此次級側同步整流控制器40係依據一對應於初級側之脈波訊號之同步訊號Sync0，控制同步整流開關32之導通狀態。在本實施例中，次級側同步整流控制器40係依據來自於變壓器34之次級側輔助繞組344的一同步訊號Sync0，控制同步整流開關35之導通或截止。此同步訊號Sync0的高低電位變化與初級側之脈波訊號相反。
當脈波訊號控制主開關32導通時，直流輸入端VIN提供電力至變壓器34的初級側繞組341。在此同時，次級側同步整流控制器40控制同步整流開關35截止。因此，來自直流輸入端VIN的電力會儲存於變壓器34中。隨後，當脈波訊號控制主開關32轉為截止時，同步訊號Sync0之電位產生變化。次級側同步整流控制器40偵測到同步訊號Sync0之電位產生變化後，控制同步整流開關35導通。此時，變壓器34開始釋放儲存的能量至輸出端VO以及濾波電容36。
第6圖係第4圖之次級側同步整流控制器40一第一實施例之電路示意圖。如圖中所示，此次級側同步整流控制器40具有一鋸齒波產生器42、一峰值取樣單元44、一輸出控制單元46與一輸出驅動單元48。其中，鋸齒波產生器42接收一同步訊號Sync0，以產生一鋸齒波訊號Ramp。峰值取樣單元44擷取鋸齒波訊號Ramp之一峰值電壓，據以產生一參考電壓訊號PS。輸出控制單元46係比較鋸齒波訊號Ramp與參考電壓訊號PS，以產生一同步整流控制訊號SRC。輸出驅動單元48依據此同步整流控制訊號SRC，產生一驅動訊號OUT，控制同步整流開關35之導通狀態。
鋸齒波產生器42具有一鋸齒波產生電容422、一充電電源424與一重置開關426。其中，充電電源424係用以對鋸齒波產生電容422充電，以產生鋸齒波訊號Ramp。鋸齒波訊號Ramp之上升斜率係受到鋸齒波產生電容422所控制。重置開關426係用以洩放鋸齒波產生電容422所儲存之電荷。此重置開關426之導通狀態係由同步訊號Sync0所控制。在本實施例中，充電電源424係一定電流源。不過，本發明並不限於此，此充電電源亦可以是一定電壓源。
峰值取樣單元44具有一保持電容442、一洩放元件444與一參考偏壓源446。保持電容442係用以儲存來自鋸齒波產生器42之鋸齒波訊號Ramp。洩放元件444則是用以洩放儲存於保持電容442之電荷。保持電容之一高壓端之輸出訊號即為前述參考電壓訊號PS。參考偏壓源446係設置於保持電源442與鋸齒波產生器42之間，用以拉低鋸齒波產生器42所輸出之鋸齒波訊號Ramp的電壓，使保持電容442所儲存之最大電壓小於鋸齒波訊號Ramp之峰值電壓。本實施例之洩放元件444係一洩放阻抗。不過，本發明並不限於此，此洩放元件444亦可以是一定電流源或是其他輸入等效阻抗。
輸出控制單元46具有一比較器462與一截止開關464。比較器462係比較鋸齒波訊號Ramp與預測參考電壓訊號PS的電位，以產生一死區時間控制訊號Comp以導通截止開關464。此死區時間控制訊號Comp之持續時間即為所定義之死區時間(dead time)。當截止開關464導通時，原本處於高電位之同步訊號Sync0的電位被拉低，而產生同步整流控制訊號SRC至輸出驅動單元48以控制同步整流開關35之導通時間。
其次，本實施例之次級側同步整流控制器具有一電源輸入端VCC。外部電源係透過此電源輸入端VCC供電至鋸齒波產生器42與輸出驅動單元48。請同時參照第4圖所示，在本實施例中，此電源輸入端VCC係連接至至一次級側輔助繞組344。不過，本發明並不限於此。此電源輸入端VCC亦可連接至其他直流電源。
第7圖係第6圖之同步整流控制器的控制波形圖。如圖中所示，在第一次級側導通週期ta1中，同步訊號Sync0處於高電位，重置開關426處於截止狀態。此時，充電電源424向鋸齒波產生電容422充電，使鋸齒波產生電容422之高壓端的電位逐步提高(亦即鋸齒波訊號Ramp的電位)。隨後，進入第一初級側導通週期tb1時，同步訊號Sync0轉變為低電位。此時，重置開關426導通，鋸齒波產生電容422迅速放電，以形成鋸齒波訊號Ramp。隨後，進入第二次級側導通週期ta2時，同步訊號Sync0重行轉變為高電位，重置開關426再度截止，使鋸齒波產生電容422重新充電。
鋸齒波訊號Ramp的電壓會透過參考偏壓源446儲存至保持電容442。參考偏壓源446所提供之一偏壓Vr會使保持電容442所儲存之最大電壓小於鋸齒波訊號Ramp之峰值電壓。在進入第一初級側導通週期tb1時，鋸齒波訊號Ramp的電位會快速降低。相較之下，由於保持電容442內的電荷是透過一具有高阻抗之洩放元件444緩慢釋放，因此，由保持電容442之高壓端所輸出之預測參考電壓訊號PS的電位會逐步緩慢降低。
進入第二次級側導通週期ta2後，鋸齒波訊號Ramp的電位再度上升。不過，預測參考電壓訊號PS的電位依然緩慢降低。起初，鋸齒波訊號Ramp的電位仍然是低於預測參考電壓訊號PS的電位。隨著鋸齒波訊號Ramp之電位逐步上升，在一特定時點，當鋸齒波訊號Ramp的電位上升至超過預測參考電壓訊號PS的電位後，比較器462隨即產生一死區(dead time)控制訊號Comp。死區時間控制訊號Comp係用以調整同步訊號Sync0之第二次級側導通週期ta2的時間長度，以產生同步整流控制訊號SRC。
此高電位之死區時間控制訊號Comp會持續到第二初級側導通週期ta2開始。如圖中所示，同步整流控制訊號SRC之上升段的時點與同步訊號Sync0相同，不過，同步整流控制訊號SRC之下降段的時點則是由死區時間控制訊號Comp決定。
死區時間控制訊號Comp在次級側導通週期ta1,ta2,ta3內定義出死區時間td。如圖中所示，對應於第二導通週期(包括第二初級側導通週期tb2與第二次級側導通週期ta2)之死區時間是透過比較第二導通週期之預測參考電壓訊號PS與對應於第二次級側導通週期ta2之鋸齒波訊號Ramp所決定。第二導通週期之預測參考電壓訊號PS的最大電壓則是由對應於第一次級側導通週期ta1之鋸齒波訊號Ramp的峰值電壓所決定。
在各個導通週期中，鋸齒波訊號Ramp的上升斜率與預測參考電壓訊號PS的下降斜率都是維持一定。因此，各個導通週期之高電位同步整流控制訊號SRC的持續時間是由前一個導通週期之鋸齒波訊號Ramp的峰值電壓所決定，也就是由前一個次級側導通週期之時間長度所決定。
鋸齒波訊號Ramp的上升斜率可透過改變鋸齒波產生電容422之電容值加以調整，預測參考電壓訊號PS的下降斜率可透過洩放元件444與保持電容442加以調整。死區時間的長短可透過改變鋸齒波訊號Ramp的上升斜率以及預測參考電壓訊號PS的下降斜率加以調整。鋸齒波產生電容422之電容值越大，洩放元件444之阻抗越大，保持電容442之電容值越大，死區時間越短。
第5圖係本發明同步整流返馳式電源轉換電路一第二實施例之電路圖。相較於第4圖之實施例中，同步整流開關35係設置於次級側繞組342與接地端之間，本實施例之同步整流開關35則是設置於次級側繞組342與輸出端VO之間。此外，相較於第4圖之實施例中，次級側同步整流控制器40是連接至輔助繞組344擷取所需的電能，本實施例之次級側同步整流控制器40則是連接至次級側繞組342，輔助繞組344亦改為串接至次級側繞組342之輸出端。雖然電路連接有所不同，不過，本實施例之次級側同步整流控制器40的運作原理與第4圖之實施例大致相同，在此不予以贅述。
第8圖係本發明次級側同步整流控制器一第二實施例之電路示意圖。第9圖係相對應之控制訊號的波形圖。相較於第6圖之實施例，本實施例之鋸齒波產生器42具有一後緣觸發單元427，擷取同步訊號Sync0之後緣(Falling Edge)，以產生後緣觸發脈波FTP控制重置開關426導通，使鋸齒波產生電容422放電。此外，第6圖之鋸齒波產生器42是利用同步訊號Sync0控制重置開關426進行週期性的導通，而產生非連續性的鋸齒波訊號Ramp。相較之下，本實施例利用觸發脈波FTP導通重置開關426，大幅縮短重置開關426的導通時間，而產生近似連續性的鋸齒波訊號Ramp。此次級側同步整流控制器之其他部份的運作原理與第6圖之實施例大致相同，在此不予以贅述。
第10圖係本發明同步整流電源轉換電路一第三實施例之電路示意圖。本實施例係一順向式電源轉換電路。其與本發明第一實施例之返馳式電源轉換電路的差別在於，本實施例之次級側繞組542的極性與第一實施例之次級側繞組342不同，本實施例之同步整流開關55之設置位置與第一實施例之同步整流開關35不同。此同步整流開關55與次級側繞組542構成一迴路。並且，在同步整流開關55與濾波電容36之間連接有一電感56。此外，本實施例省略了第一實施例中的輔助繞組344。
其次，在本實施例中，次級側同步整流控制器60係連接至次級側整流二極體57之前端以擷取同步訊號Sync1。相較於第4圖與第5圖之實施例中，同步訊號Sync1與初級側之脈波訊號的高低電位變化恰恰相反。在本實施例中，同步訊號Sync1則是與初級側之脈波訊號的高低電位變化一致。也就是說，在初級側導通週期中，同步訊號Sync1會呈現高電位，而非低電位。
第11圖顯示利用本發明之次級側同步整流控制器，將第10圖中之同步訊號Sync1轉換為死區時間控制訊號Comp以控制同步整流開關55之導通狀態之控制訊號的波形圖。不同於第9圖之實施例是採用後緣觸發的方式控制重置開關426導通，以形成鋸齒波訊號Ramp。由於本實施例之同步訊號Sync1與初級側之脈波訊號的高低電位變化一致，本實施例改以前緣(Rising Edge)觸發的方式，產生前緣觸發脈波RTP控制重置開關導通，以形成鋸齒波訊號Ramp。本實施例之死區時間控制訊號Comp與同步整流控制訊號SRC之產生原理，與第6圖及第9圖之實施例大致相同，在此不予以贅述。
本發明利用同步訊號Sync0,Sync1定義出的導通週期，產生鋸齒波訊號Ramp，搭配峰值取樣技術擷取鋸齒波訊號Ramp之峰值電壓，並設定一參考偏壓Vr，以產生死區時間控制訊號Comp。因此，本發明可以取代習知複雜的數位控制電路。其次，由於本發明搭配峰值取樣技術所擷取之峰值電壓會因應實際工作週期的長短而變化，因而可以因應實際工作週期的改變。死區時間長短，則可透過鋸齒波產生電容422、保持電容442等元件加以設定。綜上所述，本發明之次級側同步整流控制器是一種預測式的控制方式，擷取前一週期之鋸齒波訊號，以設定死區時間。因此，能適用於工作頻率偏差大、電源電壓變動範圍大的條件下，以達到高效率的電源控制。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。另外本發明的任一實施例或申請專利範圍不須達成本發明所揭露之全部目的或優點或特點。此外，摘要部分和標題僅是用來輔助專利文件搜尋之用，並非用來限制本發明之權利範圍。
11,31．．．脈寬調變控制器
12,32．．．主開關
13,33．．．回授裝置
15,35．．．同步整流開關
20．．．次級側同步整流控制器
14．．．變壓器
141．．．初級側繞組
142．．．次級側繞組
VIN．．．輸入端
VO．．．輸出端
16,36．．．濾波電容
22．．．時脈緩衝單元
24．．．數位截止控制器
26．．．輸出驅動單元
242．．．振盪單元
243．．．第一計數器
244．．．第二計數器
246．．．限定狀態控制裝置
248．．．輸出控制單元
CLK．．．計數時脈訊號
Sync,Sync0,Sync1．．．同步訊號
TS1．．．第一開關週期
TS2．．．第二開關週期
TS3．．．第三開關週期
DTS．．．死區設定端
40．．．次級側同步整流控制器
34．．．變壓器
341．．．初級側繞組
342．．．次級側繞組
344．．．輔助繞組
42．．．鋸齒波產生器
44．．．峰值取樣單元
46．．．輸出控制單元
48．．．輸出驅動單元
Ramp．．．鋸齒波訊號
PS．．．預測參考電壓訊號
SRC．．．同步整流控制訊號
OUT．．．驅動訊號
Comp．．．死區時間控制訊號
FTP．．．後緣觸發脈波
RTP．．．前緣觸發脈波
422．．．鋸齒波產生電容
424．．．充電電源
426．．．重置開關
442．．．保持電容
444．．．洩放元件
446．．．參考偏壓源
462．．．比較器
464．．．截止開關
427．．．後緣觸發單元
54．．．變壓器
541．．．初級側繞組
542．．．次級側繞組
55．．．同步整流開關
56．．．電感
57．．．整流二極體
60．．．次級側同步整流控制器
第1圖係一典型具有次級側同步整流功能之電源轉換電路。
第2圖係第1圖中之數位截止控制器的方塊示意圖。
第3圖係數位截止控制器之控制訊號的波形圖。
第4圖係本發明同步整流電源轉換電路一第一實施例之電路圖。
第5圖係本發明同步整流電源轉換電路一第二實施例之電路圖。
第6圖係第4圖之次級側同步整流控制器一第一實施例之電路示意圖。
第7圖係第6圖之同步整流控制器的控制波形圖。
第8圖係本發明次級側同步整流控制器一第二實施例之電路示意圖。
第9圖係第8圖之次級側同步整流控制器之控制訊號一較佳實施例的波形圖。
第10圖係本發明同步整流電源轉換電路一第三實施例之電路示意圖。
第11圖係第10圖之次級側同步整流控制器之控制訊號一較佳實施例的波形圖。
31．．．脈寬調變控制器
32．．．主開關
33．．．回授裝置
35．．．同步整流開關
VIN．．．輸入端
VO．．．輸出端
36．．．濾波電容
Sync0．．．同步訊號
40．．．次級側同步整流控制器
34．．．變壓器
341．．．初級側繞組
342．．．次級側繞組
344．．．輔助繞組
42．．．鋸齒波產生器
44．．．峰值取樣單元
46．．．輸出控制單元
48．．．輸出驅動單元
Ramp．．．鋸齒波訊號
PS．．．預測參考電壓訊號
OUT．．．驅動訊號

Claims (20)

  1. 一種次級側同步整流控制器，用以控制至少一個同步整流開關，該次級側同步整流控制器包含：一鋸齒波產生器，接收一同步訊號，以產生一鋸齒波訊號；一峰值取樣單元，擷取該鋸齒波訊號之一峰值電壓，據以產生一電壓逐步遞減之預測參考電壓訊號；以及一輸出控制單元，比較該鋸齒波訊號與該預測參考電壓訊號，以產生一死區時間控制訊號控制該同步整流開關之導通狀態，當該鋸齒波訊號之電位高於該預測參考電壓訊號之電位時，該輸出控制單元關斷該同步整流開關。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之次級側同步整流控制器，其中，該鋸齒波產生器包括：一鋸齒波產生電容；一充電電源，對該鋸齒波產生電容充電，以產生該鋸齒波訊號；以及一重置開關，以洩放該鋸齒波產生電容所儲存之電荷，該重置開關係由該同步訊號所控制。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之次級側同步整流控制器，其中，該充電電源係一定電流源或是一定電壓源。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之次級側同步整流控制器，其中，該峰值取樣單元包括：一保持電容，用以接收該鋸齒波訊號；以及一洩放元件，用以洩放儲存於該保持電容之電荷；其中，該保持電容之一高壓端輸出該預測參考電壓訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之次級側同步整流控制器，其中，該洩放元件係一洩放阻抗或一定電流源。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之次級側同步整流控制器，其中，該峰值取樣單元更包括一參考偏壓源，用以拉低該保持電容之一儲存電壓，使該儲存電壓之最大值小於該鋸齒波訊號之該峰值電壓。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之次級側同步整流控制器，其中，該同步訊號係一次級側繞組之輸出訊號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之次級側同步整流控制器，其中，該輸出控制單元依據該死區時間控制信號與該同步訊號，產生一同步整流控制訊號控制該同步整流開關之導通狀態。
  9. 一種具有次級側同步整流功能之電源轉換電路，包含：一變壓器，該變壓器包括一初級側繞組與一次級側繞組；一同步整流開關，連接至該次級側繞組；一次級側同步整流控制器，用以控制該同步整流開關，該次級側同步整流控制器包括：一鋸齒波產生器，接收一同步訊號，以產生一鋸齒波訊號；一峰值取樣單元，擷取該鋸齒波訊號之一峰值電壓，據以產生一電壓逐步遞減之預測參考電壓訊號；以及一輸出控制單元，比較該鋸齒波訊號與該預測參考電壓訊號，以產生一死區時間控制訊號控制該同步整流開關之導通狀態，當該鋸齒波訊號之電位高於該預測參考電壓訊號之電位時，該輸出控制單元關斷該開關。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電源轉換電路，其中，該鋸齒波產生器包括：一鋸齒波產生電容；一充電電源，對該鋸齒波產生電容充電，以產生該鋸齒波訊號；以及一重置開關，以洩放該鋸齒波產生電容所儲存之電荷，該重置開關係由該同步訊號所控制。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之電源轉換電路，其中，該充電電源係一定電流源或是一定電壓源。
  12. 如申請專利範圍第9項所述之電源轉換電路，其中，該峰值取樣單元包括：一保持電容，用以接收該鋸齒波訊號；以及一洩放元件，用以洩放儲存於該保持電容之電荷；其中，該保持電容之一高壓端輸出該預測參考電壓訊號。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之電源轉換電路，其中，該洩放元件係一洩放阻抗或一定電流源。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之電源轉換電路，其中，該峰值取樣單元更包括一參考偏壓源，用以拉低該保持電容之一儲存電壓，使該儲存電壓之最大值小於該鋸齒波訊號之該峰值電壓。
  15. 如申請專利範圍第9項所述之電源轉換電路，其中，該次級側同步整流控制器包括一電源輸入端，該電源輸入端係連接至一次級側輔助繞組。
  16. 如申請專利範圍第9項所述之同步整流控制器，其中，該同步訊號係該次級測繞組之一輸出訊號。
  17. 一種預測式同步整流控制方法，用以控制一交換式電源轉換電路之至少一同步整流開關，至少包括下列步驟：依據一同步訊號，產生一週期相同之鋸齒波訊號；依據該鋸齒波訊號之該峰值電壓，在該鋸齒波訊號之下一週期，產生一電壓逐步遞減之預測參考電壓訊號；以及比較該預測參考電壓訊號與該下一週期之該鋸齒波訊號，以產生一死區時間控制訊號控制該同步整流開關之導通狀態。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之預測式同步整流控制方法，其中，該預測參考電壓訊號之一最大電壓小於相對應之該鋸齒波訊號之該峰值電壓。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之預測式同步整流控制方法，其中，利用該死區時間控制訊號控制該同步整流開關之步驟包括：擷取該同步訊號，該同步訊號定義有至少一次級側導通週期；利用該死區時間控制訊號，縮短相對應之該同步訊號之該次級側導通週期之時間長度；以及利用調整後之該同步訊號控制該同步整流開關之導通狀態。
  20. 如申請專利範圍第17項所述之預測式同步整流控制方法，其中，比較該預測參考電壓訊號與該下一週期之該鋸齒波訊號以產生一死區時間控制訊號之步驟，係於該預測參考電壓訊號之電位低於該下一週期之該鋸齒波訊號時，產生該死區時間控制訊號。
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