JP2005525069A

JP2005525069A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2005525069A
Application number: JP2004502449A
Authority: JP
Inventors: ヤンセン、アリアン・エム; ジャン、シャオヤン
Original assignee: Minebea Co Ltd
Current assignee: Minebea Co Ltd
Priority date: 2002-05-03
Filing date: 2002-06-18
Publication date: 2005-08-18
Also published as: US20030090914A1; EP1502348A1; US6671189B2; WO2003094331A1; TW571497B; AU2002320273A1

Abstract

本発明は、１次側巻線（Ｔ１Ａ）および２次側巻線（Ｔ１Ｃ）が設けられたトランス（Ｔ）を有する電力変換装置である。１次側および２次側の両方は、交互にオンおよびオフ
に切換えられるスイッチ（Ｑ１およびＱ２）を有する。１次マスタスイッチがオンに切換えられると、トランスは充電する。１次マスタスイッチがオフに切換えられると、２次スレーブスイッチの固有静電容量は放電し、２次スレーブスイッチのゼロ電圧切換え状態を生成する。トランスにより生成された波形に従って決定された時刻に、２次スレーブスイッチはオンに切換えられる。２次スレーブスイッチがオンに切換えられると、トランスは放電し、出力コンデンサからの電荷がトランスを充電する逆流としてトランスへ流れる。２次スレーブスイッチを通じて流れる電流に従って決定された時刻に、２次スレーブスイッチはオフに切換えられる。１次マスタスイッチの固有静電容量は放電し、１次マスタスイッチのゼロ電圧切換え状態を生成する。

Description

［発明の分野］
本発明は、電力変換装置に関し、特にフライバックコンバータなどのスイッチング電力変換装置に関する。

［関連出願］
本出願は、米国特許第１０／０３９，３７３号の一部継続出願であり、それに対する全優先権を主張する。

［発明の背景］
従来の電力フライバックコンバータは、電源からの電流をトランスの１次巻線に引き込む。１次巻線の電流はゼロから始まり、立ち上がりエッジによって上昇し、次いで電源スイッチがオフになったときに遮断される。その後、１次巻線の電流はある間隔の間ゼロのままである。１次入力電流が遮断される時点で、トランスの巻線に蓄えられたエネルギーにより、トランスの２次巻線、つまり出力巻線に電流が流れる。ほとんどの従来のフライバックコンバータでは、整流ダイオードがトランスの２次側に設けられる。整流ダイオードを介した電圧の低下がフライバックコンバータの効率に影響する。

トランスの２次側でトランジスタ電力スイッチング素子を使用する電力変換装置は、Steigerwaldに対する米国特許第５，５９４，６２９号明細書に開示されている高周波スイッチング回路などが知られている。Steigerwaldの電力変換装置は、１次側電力スイッチング素子Ｑ１および２次側電力スイッチング素子Ｑ２を備え、これらの電力スイッチング素子は切換え時にそれらの両端での電圧がゼロの状態に切換えられるよう通常のゼロ電圧切換えモードで動作するように制御される。ゼロ電圧切換え機能により、変換装置がより効率よく動作することができる。Steigerwaldの特許は、電力スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を切換える制御回路または動作を開示していない。

Ingman他に対する米国特許第６，０６９，８０４号明細書に開示されている双方向ＤＣ−ＤＣ電力変換装置は、ＦＥＴ３４などの出力双方向スイッチを備える。変換装置は、インダクタの入出力巻線電流および出力電圧を検知し、周波数を調整して共振遷移モードで電力スイッチの切換えを行い、出力電圧を所定のレベルに調整する共振遷移制御手段を使用することで効率が向上する。動作の共振遷移モードでは、クロック回路の周期を調整して、実質的に共振遷移を出力および入力の両方の双方向スイッチにおいて実現する。Ingmanの特許で開示された双方向電力変換装置の実施形態には、１次側スイッチおよび２次側スイッチが同一のクロック回路４４により制御される電力双方向スイッチのための制御方式が含まれている。２次側双方向スイッチを制御する信号線４８上の第２の制御信号は、１次側双方向スイッチを制御する信号線４６上の第１の制御信号の状態の相補状態を有する。したがって、１次および２次の双方向スイッチ用の制御信号は同一の制御部から入ってくる関連付けられた信号である。Ingmanの特許の図９は、制御部として動作するクロック回路４４をさらに示している。より詳細には、トランス１２５は、１次側および２次側の両方を双方向スイッチで駆動する。

［発明の概要］
１次側および２次側の両方のスイッチでゼロ電圧切換えを可能にする電力変換装置を提供することが本発明の目的である。

効率が改善された可変周波数フライバックタイプの電力変換装置を提供することが本発明の他の目的である。

同期整流を組み合わせた１次側および２次側のスイッチで完全なゼロ電圧切換えを達成する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。

別個の独立した制御部で制御される１次側および２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。

１次側および２次側のスイッチを有し、絶縁バリアを超える制御信号を有さず、規制による安全許容値を満たす必要のある第２のトランスを含まない電力変換装置を提供することが本発明の別の目的である。

さらに、２次側のスイッチがスレーブとして動作する１次側および２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明の目的である。

電力変換装置のトランスの波形に従って２次側スイッチが制御されるマスタ−スレーブ形式の１次側および２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに別の目的である。

電力変換装置のトランスが特定のレベルまで逆方向に充電され、次に順方向に充電されるように切換えることが可能な電力変換装置を提供することが本発明のさらに別の目的である。

所定のレベルの逆電流で２次側のスイッチがオフにされる１次側および２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。

本発明のこれらのそして他の目的は、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、１次側スイッチと、２次側スイッチと、１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、２次側スイッチの検出された逆流電流に従って２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部とを備える電力変換装置を提供することで達成される。

これらの目的は、１次側および２次側を有するトランスと、１次側電力スイッチと、２次側電力スイッチと、トランスの波形に従って２次側電力スイッチの切換えを制御する２次制御部とを備える電力変換装置を提供することによってさらに達成される。電力変換装置のこの好ましい実施形態では、１次波形センサおよび２次波形センサも設けられている。１次波形センサはトランスの１次側の検知巻線(sense winding)であることが好ましく、２次波形センサはトランスの２次側の検知巻線であることが好ましい。

１次側電力スイッチのデューティサイクルを変更することにより出力電力を調整することと、１次側および２次側の電力スイッチの間に接続されたトランスの波形に従って２次側スイッチを切換えることとを含む電力変換方法も開示される。

本発明の前述または他の目的、態様、特徴、利点については、添付図面および添付の特許請求の範囲と合わせることで、その好ましい実施形態の説明によりさらに容易に理解することができるであろう。

本発明は、添付図面を例として説明するがそれらに限定されるものではなく、これらの図では同じ参照番号は同様のあるいは対応する部分を示す。

［好適な実施形態の説明］
図１を参照すると、本発明による電力変換装置は、１次マスタスイッチＱ１がオンのときに、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａに電流を供給する電圧Ｖｉｎを有する端子１で電源から電力を受ける。１次マスタスイッチＱ１は、トランスの１次巻線Ｔ１ＡとグランドＧ１との間に１次電流検知部（current sense）を介して結合されている。この１次電流検知部はオプション(optional)である。電力変換装置は、出力電圧Ｖｏを有する端子２において出力を行う。電力変換装置の出力電力は、１次マスタスイッチＱ１のデューティサイクルにより決まる。トランスＴは、さらに２次巻線Ｔ１Ｃを備える。２次スレーブスイッチＱ１０１は、トランスＴの２次巻線とグランドＧ２との間に２次電流検知部を介して結合される。トランスの２次巻線Ｔ１Ｃからの２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１をオンにするときに送出される。電力変換装置の２次側は、出力端子とグランドとの間に接続された出力コンデンサＣ１０１をさらに備える。１次電流は、１次マスタスイッチＱ１のオン切換えおよびオフ切換えを制御するマスタ制御部に信号を送出する１次電流検知部によって検知することができる。２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換え動作を制御するスレーブ制御部に信号を送出する２次電流検知部によって検知される。電力変換装置は、マスタ制御部に信号を入力する１次検知巻線Ｔ１Ｂを有する１次波形センサをさらに備える。電力変換装置は、スレーブ制御部に信号を供給する２次検知巻線Ｔ１Ｄを有する２次波形センサをさらに備える。さらに、出力電圧Ｖｏはマスタ制御部にフィードバックされる。フィードバック回路は光ダイオードおよびセンサを備えてもよい。

図２は、図１に示す電力変換装置に関連する波形を示すグラフである。より詳細には、波形１はマスタスイッチの電圧である。これは、図１に示した１次マスタスイッチＱ１のドレインＤ１での電圧ＭＳＶである。波形２は、２次側スイッチＱ１０１のドレインＤ２の電圧であるスレーブスイッチの電圧を示す。波形３は、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａを流れる１次電流である。正電流は、電圧源から１次マスタスイッチＱ１への方向にある。波形４は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃを流れる２次電流である。正電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１から出力端子への方向にある。図２の波形から明らかなように、本発明による電力変換装置は、１次側および２次側の両方でゼロ電圧切換えを実現する、つまり、切換えの実施時にスイッチＱ１およびＱ１０１のドレインの電圧がゼロになる。これにより、電力変換装置の効率が増大する。

本発明は、１次スイッチＱ１および２次スイッチＱ１０１を有する可変周波数フライバックコンバータであり、両方のスイッチでそれぞれ完全ゼロ電圧切換えを行う機能を有し、同期整流機能が組み合わされ、従来のフライバックコンバータよりも実質的に高い変換効率を達成するようにしている。

１次マスタスイッチＱ１および２次スレーブスイッチＱ１０１はＭＯＳＦＥＴ（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）として示されているが、バイポーラ接合パワートランジスタ、ＢＪＴやＩＧＢＴトランジスタなどその他の種類のトランジスタを使用してもよい。ＦＥＴは、ほとんどのバイポーラパワートランジスタよりも高い切換え周波数に対応することができるので好ましい。

本発明は、１次マスタスイッチおよび２次スレーブスイッチをそれぞれ制御するために、２つの別個の制御部（マスタ制御部およびスレーブ制御部）を備える。マスタ制御部およびスレーブ制御部は別個に動作し、独立している。本発明の電力変換装置には制御のための第２のトランスは必要ない。そのため、第２のトランスの１次側と２次側との間に４０００Ｖ以上のクリアランスを要求し得る安全標準や規制に適合する必要がいっさいない。オプトカプラ(opto-coupler)を介したフィードバック以外に制御信号が絶縁バリアを通して伝達されることはない。

本発明による２次側のスレーブ制御部はトランスＴの波形に従ってマスタ−スレーブの切換え動作を実現する。以下でさらに詳述するように、スレーブ制御部は、トランスの波形がゼロ電圧レベルになったときを検出して、所定の時間遅延後、２次側スイッチをオンに切換える。２次側（スレーブ）制御部により、出力コンデンサＣ１０１からの逆流電流によりトランスの２次巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、次に２次側スイッチをオフに切換えることでトランスを再び正方向に充電することが可能である。

図２の波形からわかるように、１次マスタスイッチＱ１がオンのときには、２次スレーブスイッチＱ１０１はオフで、逆もまた同様である。１次マスタスイッチＱ１がオンになるときには、１次トランス巻線Ｔ１Ａを流れる電流は線形に増加し、トランスＴにエネルギーが蓄積される。１次マスタスイッチＱ１がオフに切換えられた瞬間に、トランスＴに蓄積されたエネルギーの一部が、１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量(intrinsic output capacitance)Ｃｄｓ１を充電するのに使用され、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を放電するのに使用され、図２に示した波形２のように２次スレーブスイッチＱ１０１のドレイン電圧が実質的にゼロになる。これが、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態である。その瞬間に、スレーブ制御部により２次スレーブスイッチＱ１０１がオンに切換えられ、トランスＴが、蓄積されたエネルギーを、２次スレーブスイッチＱ１０１を介して出力コンデンサＣ１０１に放電することが可能になる。トランスＴが完全に放電された後、２次スレーブスイッチＱ１０１はオンのままで、出力コンデンサＣ１０１内のエネルギーの一部がトランスＴに流れ戻り、トランスＴを逆方向に充電する。２次電流検知部は、トランスＴ内の逆電流の振幅の測定に使用される。トランスＴに蓄積されたエネルギーが２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を充電して１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量Ｃｄｓ１を放電するのに必要なエネルギーに等しいか、またはそれ以上になった瞬間に、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をオフに切換える。１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量が放電されて、電圧が０に達すると、１次マスタスイッチはマスタ制御部によりオンになる。これが、１次マスタスイッチＱ１のゼロ切換え状態である。

マスタ制御部は、トランスＴに蓄積されたエネルギーの量を求め、それにより変換装置の電力スループットを１次マスタスイッチＱ１のオン時間により求める。スレーブ制御部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換えエッジ、トランスＴの放電時間、および１次マスタスイッチＱ１のゼロ電圧切換えを達成するためにトランスＴの必要な逆充電時間に基づいて２次スレーブスイッチＱ１０１のオン時間を求める。

変換装置の電力スループットは、トランスＴの充電時間および放電時間に依存するため、切換え周波数は、出力電力の逆数に関連する。本発明のマスタ−スレーブフライバックコンバータは、可変周波数タイプの変換装置である。

本発明の電力変換装置では、出力コンデンサＣ１０１への放電電流は、従来のフライバックコンバータでの場合のように整流ダイオードを通して流れるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１を通して流れる。そのため、出力整流器の伝導損失は、従来のフライバックコンバータでの場合のように出力整流ダイオードの閾値電圧で決まるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１のオン状態の抵抗によってのみ決まる。２次スレーブ制御部は、トランスの波形に同期して２次スレーブスイッチＱ１０１のオンおよびオフの状態を制御し、２次スレーブスイッチＱ１０１が同期整流器のように動作するようにする。

図３は、図１と同様であるが、さらに、マスタ制御部およびスレーブ制御部を詳細に示している。マスタ制御部には、オンタイマ、時間遅延部、ゼロ電圧検出器、誤差増幅器、およびＯＣＰ（過電流保護）回路が備わっている。ＯＣＰ回路は、電力変換装置の１次電流検知部と共にオプションである。オンタイマは、１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。出力端子からの出力フィードバックは、誤差増幅器に供給される。増幅された誤差信号は、オンタイマに入力される。１次検知巻線Ｔ１Ｂを備える１次波形センサからの出力は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延され、オンタイマに入力される。１次電流検知部は、１次マスタスイッチＱ１のソースＳ１とグランドとの間に接続される。１次電流検知部からの出力は、信号をオンタイマに出力するＯＣＰ回路に入力される。誤差増幅器、ゼロ電圧検出器からの時間遅延された信号、および（存在する場合は）ＯＣＰ回路からの信号に基づき、オンタイマは１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。

スレーブ制御部には、セット入力およびリセット入力を有するセット／リセットフリップフロップが備わっている。スレーブ制御部は、ゼロ電圧検出器、時間遅延部、比較器、基準電源をさらに備える。２次検知巻線Ｔ１Ｄである２次波形センサからの信号は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器からの出力は、時間遅延部により時間遅延され、フリップフロップのセット端子に入力される。２次電流検知部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のソースＳ２とグランドとの間に配置される。２次電流検知部は、スレーブ制御部の比較器として動作するオペアンプのプラス入力（positive input）に信号を送出する。オペアンプの反転入力（inverted input）は、基準信号を受け取る。この基準信号は、ツェナダイオードなどの基準ダイオード、抵抗、または電池、あるいは基準信号を生成するその他の既知の方法により生成されることができる。比較器の出力はフリップフロップのリセット端子に入力される。それに応じて、２次電流がスレーブ制御部が設定した基準レベルを超えたとき、詳細には比較器に送出された基準値を越えたときには、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御するフリップフロップはスイッチＱ１０１の状態を変化させる。

図４は、マスタ制御部の動作の波形を示すグラフである。図４の波形１は、マスタスイッチドレイン電圧で、図２の波形１と同一である。波形２は、マスタスイッチゲートドライバ、つまり１次マスタスイッチＱ１のゲートＧ１に送出される電圧である。波形３は、マスタ制御部に送られる１次検知巻線Ｔ１Ｂの端子ピン４での波形であるＴ１ＢＰｉｎ４波形である。波形４は、マスタ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１ＢＰｉｎ４波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ１にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、マスタ制御部の時間遅延部により時刻ｔ２まで遅延され、その時刻にマスタスイッチゲートドライバは変化して１次マスタスイッチＱ１を切換える。

図５は、スレーブ制御部の動作の波形を示すグラフである。図５の波形１は、スレーブスイッチドレイン波形であり、図２の波形２と同一である。図５の波形２はスレーブスイッチゲートドライバ、つまり２次スレーブスイッチＱ１０１のゲートＧ２に送出される電圧である。波形３は、スレーブ制御部に送られる２次検知巻線Ｔ１Ｄの端子ピン９での波形であるＴ１ＤＰｉｎ９波形である。波形４は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１ＤＰｉｎ９波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ３にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、スレーブ制御部の時間遅延部により時刻ｔ４まで遅延され、その時刻にスレーブスイッチゲートドライバが変化して２次スレーブスイッチＱ１０１を切換える。

［変換装置サイクル］
図１に示した本発明の変換装置のサイクルを次に詳細に説明する。１次マスタスイッチＱ１がオンに切換えられると、トランスＴが充電される。１次マスタスイッチＱ１がオフに切換えられると、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有静電容量が放電され、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態が生成される。以下で説明するように決定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がオンに切換えられる。２次スレーブスイッチＱ１０１がオンに切換えられると、トランスＴが放電され、最終的に出力コンデンサＣ１０１の電荷が逆流としてトランスＴに流れ込み、トランスを充電する。以下で説明するように決定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がオフに切換えられる。１次マスタスイッチＱ１の固有静電容量が放電され、１次マスタスイッチＱ１のゼロ電圧切換え状態が生成され、次にこれがオンに切換えられて、このサイクルが反復される。

［スレーブスイッチＱ１０１がオンに切換えられる時刻の決定］
２次スレーブスイッチＱ１０１がオンになる時刻を図２にｔａとして示す。図５に波形３として示される、２次検知巻線Ｔ１Ｄからの信号を使用して、２次スレーブスイッチＱ１０１をオンに切換えられる時刻が導出される。Ｔ１ＤＰｉｎ９波形は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器に入力され、ゼロ電圧検出器は、Ｔ１ＤＰｉｎ９波形がゼロボルトレベルを横切る時刻ｔ３にその出力を変化させる。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延部に入力され、時刻ｔ４に遅延される。時刻ｔ４に、時間遅延部からの信号がセット／リセットフリップフロップのセット入力に入力される。セット／リセットフリップフロップは、オンに切換えられる２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御する信号Ｇ２（図５のスレーブスイッチのゲートドライバ信号の波形２）を出力する。２次スレーブスイッチＱ１０１は、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をオフに切換えると決定するまでオンのままである。

［スレーブスイッチＱ１０１がオフに切換えられる時刻の決定］
２次スレーブスイッチＱ１０１がオフになる時刻を図２にｔｂとして示す。図２の波形４を参照すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がオンの期間、２次スレーブスイッチＱ１０１を流れる電流は正であり、最初に高いレベルを有するが、徐々に減少して、最終的に負になる。正の電流は、ソースＳ２からドレインＤ２、トランスの２次巻線Ｔ１Ｃ、出力コンデンサＣ１０１の方向へ流れる。図２の波形４に示す２次電流が負のときに、出力コンデンサＣ１０１はトランスＴに放電する。出力コンデンサは十分大きな値であり、無限大のコンデンサとして考慮できる。

２次電流検知部は、図２で時刻ｔｃとして示される２次スレーブスイッチを流れる電流が負になる時刻を検出する。逆流電流が閾値に達すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がオフに切換えられる。より詳細には、２次電流検知部からの出力は、スレーブ制御部に入力され、さらにスレーブ制御部内の比較器に入力される。効果的な電力変換を提供する切換えのための最適レベルであるように設定されている基準レベルを逆流電流が超える場合、比較器は信号を出力してセット／リセットフリップフロップをリセットする。その結果、フリップフロップは信号Ｇ２を出力して２次スレーブスイッチＱ１０１をオフに切換える。比較器は、プラス入力およびマイナス入力（negative input）を有するオペアンプである。２次電流検知部の出力は、比較器のプラス入力に入力され、マイナス入力に入力される基準レベルと比較される。基準電源は基準ダイオードとして図示されている。基準信号を生成する任意の方法を提供することができる。

図６は、図１に示した実施形態と同様の本発明の別の実施形態を示しているが、本実施形態は、スレーブ制御部の電流検知比較器の基準電圧を制御する回路部も備える。さらに、１次マスタスイッチおよび２次スレーブスイッチのそれぞれの固有出力静電容量Ｃｄｓ１およびＣｄｓ２も示している。

以下の式、すなわち、
Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}＝（Ｖｉｎ+Ｖｏ^＊Ｎ）^＊√［（Ｃｄｓ_１＋Ｃｄｓ_２／Ｎ^２）／Ｌ_Ｔ１Ｃ］
により、切換えのための最適な電流で最適な切換え効率を得るための逆電流Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}の基準レベルが正確に求められる。ここで、Ｌ_Ｔ１Ｃは、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃのインダクタンスであり、そしてＮは１次巻線Ｔ１Ａと２次巻線Ｔ１Ｃとの間の巻線比である。

したがって、基準レベルは、入力電圧に依存する。逆流の量は、１次マスタスイッチＱ１と２次スレーブスイッチＱ１０１との固有静電容量を放電するのに十分でなければならない。そうでない場合、ゼロ電圧切換えは達成できず、エネルギーが無駄になる。

図６は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃと、入力電圧がＶｉで出力電圧がＶの伝達関数とに接続されたピーク検出器を示している。伝達関数の出力は、スレーブ制御部の電流検知比較器の基準電圧を制御する。２次スレーブスイッチＱ１０１のオフ切換え判定基準は、変換装置のＶｏおよびＶｉｎに依存する。出力電圧Ｖｏは、フィードバックループにより調整されるため、通常一定である。しかし、入力電圧Ｖｉｎは変化することがあり、このことは、２次スレーブスイッチＱ１０１のオフ切換え逆電流が、変換装置での入力電圧Ｖｉｎにより変化することを意味する。２次巻線Ｔ１Ｃにピーク検出器を追加することで、ＶｏとＶｉｎ／Ｎとの和の関数であるピーク検出器の出力における電圧が得られる。２次スレーブスイッチＱ１０１のオフ切換え逆電流をピーク検出器の出力電圧の関数として制御することで、オフ切換えの判定基準を変換装置のあらゆる入力電圧（Ｖｉｎ）および出力電圧（Ｖｏ）に合わせることができる。２次スレーブスイッチＱ１０１のオフ切換え逆電流は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの両方に対して非線形の関係を有するため、ピーク検出器の出力電圧は、伝達関数（ここではＶ＝ｆ（Ｖｉ）と表される）を通して基準電圧に供給されなければならない。

伝達関数は、ダイオード、トランジスタ、または非線形関数を実現する乗算器のようなその他の部品で形成できる。

１次電流検知部および２次電流検知部はそれぞれトランス、抵抗またはホールセンサ、その他の適当な素子で形成できる。

また、１次スイッチおよび２次スイッチのゼロ電圧切換えと、変換装置のトランスの波形に従った２次スイッチの切換えとを含む電力変換の方法が意図される。２次スレーブスイッチのゼロ電圧切換えを保証するために、遅延後、２次スレーブスイッチは、１次マスタスイッチの立ち下がりエッジに従ってオンに切換えられる。２次スレーブスイッチは、変換装置の最適な切換え時間および効率のために設定された閾値レベルを逆流電流が超えたときにオフに切換えられる。

好ましい実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明の精神および範囲内で変形ならびに改変が考えられることは、当業者にとって明らかであろう。図面と好ましい実施形態の説明は、本発明の範囲を制限するものではなく例示するためになされたものであり、本発明の精神および範囲内にそのような変更や改変をすべて網羅することを意図している。

本発明による電力変換装置の概略的なブロック図である。１次マスタスイッチおよび２次スレーブスイッチのドレイン電圧の波形と、トランスを流れる１次電流と２次電流とを示す図である。図１と同様のブロック図であるが、マスタ制御部およびスレーブ制御部をより詳細に示している。マスタ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。スレーブ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。本発明の別の実施形態による電力変換装置の概略的なブロック図であり、図１に示す実施形態と同様であるが、スレーブ制御部の電流検知比較器の基準電圧を制御するための回路部をさらに備える。

Claims

入力端子と、
出力端子と、
１次側および２次側を有し、前記入力端子に接続された１次側巻線および前記出力端子に接続された２次側巻線をさらに備えるトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、
前記２次側スイッチの２次電流を検出する２次電流検知部と
を備え、
前記１次側スイッチおよび前記２次側スイッチは交互にオンおよびオフに切換えられるように構成され、
前記２次側スイッチの前記切換えは、前記２次側スイッチにおいて検出された２次電流に応じて達成され、
前記１次側スイッチおよび前記２次側スイッチはゼロ電圧切換え状態中にオンに切換えられ、
前記スレーブ制御部はさらに比較器およびセット／リセットフリップフロップを備え、
前記２次電流が負になったときに前記２次電流検知部は出力信号を前記比較器に伝達し、
前記比較器は前記２次電流検知部の前記出力信号を電流基準レベルと比較して、前記２次電流検知部の前記出力信号が前記電流基準レベルを超えるときに切換え信号を前記セット／リセットフリップフロップに出力し、
前記切換え信号が受け取られたときに前記セット／リセットフリップフロップは前記２次側スイッチを切換え、
前記電流基準レベルは次の式で与えられ、
Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}＝（Ｖｉｎ+Ｖｏ^＊Ｎ）^＊√［（Ｃｄｓ_１＋Ｃｄｓ_２／Ｎ^２）／Ｌ_Ｔ１Ｃ］
ここで、Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}は前記電流基準レベルであり、
Ｌ_Ｔ１Ｃは前記トランスの前記２次巻線のインダクタンスであり、
Ｃｄｓ１は前記１次側スイッチの固有静電容量であり、
Ｃｄｓ２は前記２次側スイッチの固有静電容量であり、
Ｖｉｎは入力電圧であり、
Ｖｏは出力電圧であり、
Ｎは前記１次巻線と前記２次巻線の間の巻線比である
電力変換装置。
前記切換え信号は前記２次側スイッチをオフに切換えるリセット信号である、請求項１記載の電力変換装置。
前記トランスにより生成された波形を検出する２次波形センサをさらに備え、
前記２次波形センサは前記トランスの前記２次側の検知巻線である、請求項１記載の電力変換装置。
前記２次側スイッチは前記トランスの前記波形に従ってオンに切換えられる、請求項３記載の電力変換装置。
出力コンデンサをさらに備える、請求項１記載の電力変換装置。
前記２次側スイッチは固有出力静電容量をさらに備え、
前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成される、請求項１記載の電力変換装置。
前記１次側スイッチは固有静電容量をさらに備え、
前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成される、請求項１記載の電力変換装置。
前記出力端子と前記マスタ制御部との間に接続され、出力フィードバック信号を生成する出力フィードバック回路部をさらに備える、請求項１記載の電力変換装置。
前記マスタ制御部は、
オンタイマと、
時間遅延回路部と、
ゼロ電圧検出器と、
誤差増幅器と
をさらに備え、
前記出力フィードバック信号は前記誤差増幅器に供給され、
前記誤差増幅器は増幅誤差信号を生成し、
前記増幅誤差信号は前記オンタイマに供給され、
前記オンタイマは前記１次側スイッチの切換えを制御する
請求項８記載の電力変換装置。
前記１次側スイッチの１次電流を検出する１次電流検知部をさらに備える、請求項１記載の電力変換装置。
１次側および２次側を有するトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、
前記２次側スイッチの２次電流を検出する２次電流検知部と
を備え、
前記２次側スイッチの前記切換えは、前記２次側スイッチにおいて検出された前記２次電流に応じて達成され、
前記１次側スイッチおよび前記２次側スイッチはゼロ電圧切換え状態中にオンに切換えられ、
前記スレーブ制御部は比較器およびセット／リセットフリップフロップをさらに備え、
前記２次電流が負になったときに前記２次電流検知部は出力信号を前記比較器に伝達し、
前記比較器は前記２次電流検知部の前記出力信号を電流基準レベルと比較して、前記２次電流検知部の前記出力信号が前記電流基準レベルを超えるときに切換え信号を前記セット／リセットフリップフロップに出力し、
前記切換え信号が受け取られたときに前記セット／リセットフリップフロップは前記２次側スイッチを切換え、
前記電流基準レベルは次の式で与えられ、
Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}＝（Ｖｉｎ+Ｖｏ^＊Ｎ）^＊√［（Ｃｄｓ_１＋Ｃｄｓ_２／Ｎ^２）／Ｌ_Ｔ１Ｃ］
ここで、Ｉ_{ｒｅｖｅｒｓｅ}は前記電流基準レベルであり、
Ｌ_Ｔ１Ｃは前記トランスの２次巻線のインダクタンスであり、
Ｃｄｓ１は前記１次側スイッチの固有静電容量であり、
Ｃｄｓ２は前記２次側スイッチの固有静電容量であり、
Ｖｉｎは入力電圧であり、
Ｖｏは出力電圧であり、
Ｎは前記トランスの前記１次巻線と前記２次巻線の間の巻線比である
電力変換装置。
前記切換え信号は前記２次側スイッチをオフに切換えるリセット信号である、請求項１１記載の電力変換装置。
前記トランスにより生成された波形を検出する２次波形センサをさらに備え、
前記２次波形センサは前記トランスの前記２次側の検知巻線である、請求項１１記載の電力変換装置。
前記２次側スイッチは前記トランスの前記波形に従ってオンに切換えられる、請求項１３記載の電力変換装置。
前記スレーブ制御部は、前記スレーブ制御部が前記波形のゼロレベルを検出した後、所定の時間遅延以内に前記２次側スイッチをオンに切換えられるように構成される、請求項１３記載の電力変換装置。
出力コンデンサをさらに備える、請求項１１記載の電力変換装置。
前記２次側スイッチは固有出力静電容量をさらに備え、
前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成される、請求項１１記載の電力変換装置。
前記１次側スイッチは固有静電容量をさらに備え、
前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成される、請求項１１記載の電力変換装置。
出力端子と、
前記出力端子と前記マスタ制御部との間に接続され、出力フィードバック信号を生成する出力フィードバック回路部と
をさらに備える、請求項１１記載の電力変換装置。
前記マスタ制御部は、
オンタイマと、
時間遅延回路部と、
ゼロ電圧検出器と、
誤差増幅器と
をさらに備え、
前記出力フィードバック信号は前記誤差増幅器に供給され、
前記誤差増幅器は増幅誤差信号を生成し、
前記増幅誤差信号は前記オンタイマに供給され、
前記オンタイマは前記１次側スイッチの切換えを制御する
請求項１９記載の電力変換装置。
前記１次側スイッチの１次電流を検出する１次電流検知部をさらに備える、請求項１１記載の電力変換装置。