JP4070200B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関し、特にフライバックコンバータなどのスイッチング電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力フライバックコンバータは、電源からの電流をトランスの１次巻線に引き込む。１次巻線の電流はゼロから始まり、立ち上がりエッジによって上昇し、次いで電源スイッチがオフになったときに遮断される。その後、１次巻線の電流はある間隔の間ゼロのままである。１次入力電流が遮断される時点で、トランスの巻線に蓄えられたエネルギーにより、トランスの２次巻線、つまり出力巻線に電流が流れる。ほとんどの従来のフライバックコンバータでは、整流ダイオードがトランスの２次側に設けられる。整流ダイオードを介した電圧の低下がフライバックコンバータの効率に影響する。
【０００３】
トランスの２次側でトランジスタ電力スイッチング素子を使用する電力変換装置は、Steigerwaldに対する米国特許第５，５９４，６２９号に開示されている高周波スイッチング回路などが知られている。Steigerwaldの電力変換装置は、１次側電力スイッチング素子Ｑ１と２次側電力スイッチング素子Ｑ２を備え、これらの電力スイッチング素子は切換え時にそれらの両端での電圧がゼロの状態に切換えられるよう通常のゼロ電圧切換えモードで動作するように制御される。ゼロ電圧切換え機能により、変換装置がより効率よく動作する。Steigerwaldの特許は、電力スイッチング素子Ｑ１とＱ２を切換える制御回路または動作を開示していない。
【０００４】
Ingman他に対する米国特許第６，０６９，８０４号に開示されている双方向ＤＣ−ＤＣ電力変換装置は、ＦＥＴ３４などの出力双方向スイッチを備える。変換装置は、インダクタの入出力巻線電流と出力電圧を検出し、周波数を調整して共振遷移モードで電力スイッチの切換えを行い、出力電圧を所定のレベルに調整する共振遷移制御手段を使用することで効率が向上する。動作の共振遷移モードでは、クロック回路の期間を調整して、実質的に共振遷移を出力と入力の両方の双方向スイッチにおいて実現する。Ingmanの特許で開示された双方向電力変換装置の実施形態には、１次側スイッチと２次側スイッチが同一のクロック回路４４により制御される電力双方向スイッチのための制御方式が含まれている。２次側双方向スイッチを制御する信号線４８上の第２の制御信号は、１次側双方向スイッチを制御する信号線４６上の第１の制御信号の状態の相補状態を有する。したがって、１次と２次の双方向スイッチ用の制御信号は同一の制御部から入ってくる関連付けられた信号である。Ingmenの特許を示した図９は、制御部として動作するクロック回路４４をさらに示している。より詳細には、トランス１２５は、１次側と２次側の両方の双方向スイッチを駆動する。
【０００５】
【特許文献１】
米国特許第５５９４６２９号明細書
【特許文献２】
米国特許第６０６９８０４号明細書
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
１次側と２次側の両方のスイッチでゼロ電圧切換えを可能にする電力変換装置を提供することが本発明の目的である。
【０００７】
効率が改善された可変周波数フライバックタイプの電力変換装置を提供することが本発明の他の目的である。
【０００８】
同期整流を組み合わせた１次側と２次側の両方のスイッチで完全なゼロ電圧切換えを達成する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【０００９】
別個の独立した制御部で制御される１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１０】
絶縁バリアを超える制御信号を有さず、規制による安全許容値を満たす必要のある第２のトランスを含まない１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１１】
２次側のスイッチがスレーブとして動作する１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１２】
電力変換装置のトランスの波形に従って２次側スイッチが制御されるマスタ−スレーブ形式の１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１３】
電力変換装置のトランスが特定のレベルまで逆方向に充電され、次に順方向に充電されるように切換え可能な電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１４】
所定のレベルの逆電流で２次側のスイッチがオフにされる１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明のこれらのそして他の目的は、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、１次側スイッチと、２次側スイッチと、１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、２次側スイッチの検出された逆流電流に従って２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部とを備える電力変換装置を提供することで達成される。
【００１６】
これらの目的は、１次側と２次側を有するトランスと、１次側電力スイッチと、２次側電力スイッチと、トランスの波形に従って２次側電力スイッチの切換えを制御する２次制御部とを備える電力変換装置を提供することによってさらに達成される。電力変換装置のこの好ましい実施形態では、１次波形検知部と２次波形検知部も設けられている。１次波形検知部はトランスの１次側の検知巻線であることが好ましく、２次波形検知部はトランスの２次側の検知巻線であることが好ましい。
【００１７】
１次側電力スイッチのデューティサイクルを変更することにより出力電力を調整し、１次側と２次側のスイッチの間に接続されたトランスの波形に従って２次側電力スイッチを切換えることを含む電力変換方法も開示される。
【００１８】
本発明の前述または他の目的、態様、特徴、利点については、添付図面と併記の請求の範囲と合わせることで、その好ましい実施形態の説明によりさらに容易に理解することができるであろう。
【００１９】
本発明は、以下の添付図面を例として説明するがそれらに限定されるものではなく、これらの図では同じ参照番号は同様のあるいは対応する部分を示す。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１を参照すると、本発明による電力変換装置は、１次マスタスイッチＱ１がオンのときに、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａに電流を供給する電圧Ｖｉｎを有する端子１で電源から電力を受ける。１次マスタスイッチＱ１は、トランスの１次巻線Ｔ１Ａとグランドとの間に１次電流検知部を介して結合されている。この１次電流検知部はオプションである。電力変換装置は、出力電圧Ｖｏを有する端子２において出力を行う。電力変換装置の出力電力は、１次マスタスイッチＱ１のデューティサイクルに依存する。トランスＴは、さらに２次巻線Ｔ１Ｃを備える。２次スレーブスイッチＱ１０１は、トランスＴの２次巻線とグランドとの間に２次電流検知部を介して結合される。トランスの２次巻線Ｔ１Ｃからの２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１をオンにするときに出力される。電力変換装置の２次側は、出力端子とグランドの間に接続された出力コンデンサＣ１０１をさらに備える。１次電流は、１次マスタスイッチＱ１のオン切換えとオフ切換えを制御するマスタ制御部に信号を伝達する１次電流検知部によって検出することができる。２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換え動作を制御するスレーブ制御部に信号を伝達する２次電流検知部によって検知される。電力変換装置は、マスタ制御部に信号を入力する１次検知巻線Ｔ１Ｂを有する１次波形検知部をさらに備える。電力変換装置は、スレーブ制御部に信号を提供する２次検知巻線Ｔ１Ｄを有する２次波形検知部をさらに備える。さらに、出力電圧Ｖｏはマスタ制御部にフィードバックされる。フィードバック回路は光ダイオードと光センサを備えてもよい。
【００２１】
図２は、図１に示す電力変換装置に関連する波形を示すグラフである。より詳細には、波形１はマスタスイッチの電圧である。これは、図１に示した１次マスタスイッチＱ１のドレインＤ１での電圧ＭＳＶである。波形２は、２次スレーブスイッチＱ１０１のドレインＤ２の電圧であるスレーブスイッチの電圧を示す。波形３は、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａを流れる１次電流である。正電流は、電圧源から１次マスタスイッチＱ１への方向にある。波形４は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃを流れる２次電流である。正電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１から出力端子への方向にある。図２の波形から明らかなように、本発明による電力変換装置は、１次側と２次側の両方でゼロ電圧切換えを実現する、つまり、切換えの実施時にスイッチＱ１とＱ１０１のドレインの電圧がゼロになる。これにより、電力変換装置の効率が増大する。
【００２２】
本発明は、１次スイッチＱ１と２次スイッチＱ１０１を有する周波数可変フライバックコンバータであり、両方のスイッチでそれぞれ完全ゼロ電圧切換えを行う機能を有し、同期整流機能が組み合わされ、従来のフライバックコンバータよりも実質的に高い変換効率を達成するようにしている。
【００２３】
１次マスタスイッチＱ１と２次スレーブスイッチＱ１０１はＭＯＳＦＥＴ（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）として示されているが、バイポーラ接合パワートランジスタ（ＢＪＴ）やＩＧＢＴトランジスタなどその他の種類のトランジスタを使用してもよい。ＦＥＴは、ほとんどのバイポーラパワートランジスタよりも切換え周波数が高くなっているので好ましい。
【００２４】
本発明は、１次マスタスイッチと２次スレーブスイッチをそれぞれ制御するために、２つの別個の制御部（マスタ制御部とスレーブ制御部）を備える。マスタ制御部とスレーブ制御部は別個に動作し、独立している。本発明の電力変換装置には制御のための第２のトランスは必要ない。そのため、第２のトランスの１次側と２次側との間に４０００Ｖ以上のクリアランスを要求し得る安全標準や規制に適合する必要がいっさいない。フォトカプラを介したフィードバック以外に制御信号が絶縁バリアを通して伝達されることはない。
【００２５】
本発明による２次側のスレーブ制御部はトランスＴの波形に従ってマスタ−スレーブの切換え動作を実現する。以下でさらに詳述するように、スレーブ制御部は、トランスの波形がゼロ電圧レベルになったときを検出して、所定の時間遅延後、２次側スイッチをスイッチオンする。２次側（スレーブ）制御部により、出力コンデンサＣ１０１からの逆流電流によりトランスの２次巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、次に２次側スイッチをスイッチオフすることでトランスを再び正方向に充電することが可能である。
【００２６】
図２の波形からわかるように、１次マスタスイッチＱ１がオンのときには、２次スレーブスイッチＱ１０１はオフで、逆もまた同様である。１次マスタスイッチＱ１がオンになるときには、１次巻線Ｔ１Ａを流れる電流は線形に増加し、トランスＴにエネルギーが蓄積される。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオフされた瞬間に、トランスＴに蓄積されたエネルギーの一部が、１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量Ｃｄｓ１を充電するのに使用され、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を放電するのに使用され、図２に示した波形２のように２次スレーブスイッチＱ１０１のドレイン電圧が実質的にゼロになる。これが、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態である。その瞬間に、スレーブ制御部により２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされ、トランスＴが、蓄積されたエネルギーを、２次スレーブスイッチＱ１０１を介して出力コンデンサＣ１０１に放電することが可能になる。トランスＴが完全に放電された後、２次スレーブスイッチＱ１０１はオンのままで、出力コンデンサＣ１０１内のエネルギーの一部がトランスＴに流れ戻り、トランスＴを逆方向に充電する。２次電流検知部は、トランスＴ内の逆電流の振幅の測定に使用される。トランスＴに蓄積されたエネルギーが２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を充電するのに必要なエネルギーに等しいか、またはそれ以上になった瞬間に、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフし、１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量Ｃｄｓ１を放電する。１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量が放電されて、電圧が０に達すると、１次マスタスイッチはマスタ制御部によりオンになる。これが、１次マスタスイッチＱ１のゼロ切換え状態である。
【００２７】
マスタ制御部は、トランスＴに蓄積されたエネルギーの量を求め、それにより電力変換装置の電力スループットを１次マスタスイッチＱ１のオン時間により求める。スレーブ制御部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換えエッジ、トランスＴの放電時間、および１次マスタスイッチＱ１のゼロ電圧切換えを達成するためにトランスＴの必要な逆充電時間に基づいて２次スレーブスイッチＱ１０１のオン時間を求める。
【００２８】
電力変換装置の電力スループットは、トランスＴの充電時間と放電時間により決まるため、切換え周波数は、出力電力に反比例する。本発明のマスタ−スレーブフライバックコンバータは、周波数可変タイプの変換装置である。
【００２９】
本発明の電力変換装置では、出力コンデンサＣ１０１への放電電流は、従来のフライバックコンバータでの場合のように整流ダイオードを通して流れるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１を通して流れる。そのため、出力整流器の伝導損失は、従来のフライバックコンバータでの場合のように出力整流ダイオードの閾値電圧で決まるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１のオン状態の抵抗によってのみ決まる。スレーブ制御部は、トランスの波形に同期して２次スレーブスイッチＱ１０１のオンとオフの状態を制御し、２次スレーブスイッチＱ１０１が同期整流器のように動作するようにする。
【００３０】
図３は、図１と同様であるが、さらに、マスタ制御部とスレーブ制御部を詳細に示している。マスタ制御部には、オンタイマ、時間遅延部、ゼロ電圧検出器、誤差増幅器、およびＯＣＰ（過電流保護）回路が備わる。ＯＣＰ回路は、電力変換装置の１次電流検知部と共にオプションである。オンタイマは、１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。出力端子からの出力フィードバックは、誤差増幅器に供給される。増幅された誤差信号は、オンタイマに入力される。１次検知巻線Ｔ１Ｂを備える１次波形検知部からの出力は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延され、オンタイマに入力される。１次電流検知部は、１次マスタスイッチＱ１のソースＳ１とグランドとの間に接続される。１次電流検知部からの出力は、信号をオンタイマに出力するＯＣＰ回路に入力される。誤差増幅器、ゼロ電圧検出器からの時間遅延された信号、および（存在する場合は）ＯＣＰ回路からの信号に基づき、オンタイマは１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。
【００３１】
スレーブ制御部には、セット入力とリセット入力を有するセット／リセットフリップフロップが備わっている。スレーブ制御部は、ゼロ電圧検出器、時間遅延部、比較器、基準電源をさらに備える。２次検知巻線Ｔ１Ｄである２次波形検知部からの信号は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器からの出力は、時間遅延部により時間遅延され、フリップフロップのセット端子に入力される。２次電流検知部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のソースＳ２とグランドとの間に配置される。２次電流検知部は、スレーブ制御部の比較器として動作するオペアンプの非反転入力端子に信号を送出する。オペアンプの反転入力端子には、基準信号を入力する。この基準信号は、ツェナダイオードなどの基準ダイオード、抵抗、または電池、あるいは基準信号を生成するその他の既知の方法により生成される。比較器の出力はフリップフロップのリセット端子に入力される。それに応じて、２次電流がスレーブ制御部による基準レベルを超えたとき、詳細には比較器に送出された基準値を越えたときには、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御するフリップフロップはスイッチＱ１０１の状態を変化させる。
【００３２】
図４は、マスタ制御部の動作の波形を示すグラフである。図４の波形１は、マスタスイッチドレイン電圧で、図２の波形１と同一である。波形２は、マスタスイッチゲートドライバ、つまり１次マスタスイッチＱ１のゲートＧ１に送出される電圧である。波形３は、マスタ制御部に送られる１次検知巻線Ｔ１Ｂの端子ピン４での波形であるＴ１Ｂ ＰＩＮ ４波形である。波形４は、マスタ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１Ｂ ＰＩＮ ４の波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ１にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、マスタ制御部の時間遅延部により時刻ｔ２まで遅延され、その時刻にマスタスイッチゲートドライバは変化して１次マスタスイッチＱ１を切換える。
【００３３】
図５は、スレーブ制御部の動作の波形を示すグラフである。図５の波形１は、スレーブスイッチドレイン波形であり、図２の波形２と同一である。図５の波形２はスレーブスイッチゲートドライバ、つまり２次スレーブスイッチＱ１０１のゲートＧ２に送出される電圧である。波形３は、スレーブ制御部に送られる２次検知巻線Ｔ１Ｄの端子ピン９での波形であるＴ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形である。波形４は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ３にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、スレーブ制御部の時間遅延部により時刻ｔ４まで遅延され、その時刻にスレーブスイッチゲートドライバが変化して２次スレーブスイッチＱ１０１を切換える。
【００３４】
変換装置サイクル
図１に示した本発明の電力変換装置のサイクルを次に詳細に説明する。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオンされると、トランスＴが充電される。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオフされると、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有容量が放電され、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態が生成される。以下で説明するように設定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされる。２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされると、トランスＴが放電され、最終的に出力コンデンサＣ１０１の電荷が逆流としてトランスＴに流れ込み、トランスを充電する。以下で説明するように、設定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる。１次マスタスイッチＱ１の固有静電容量が放電され、１次マスタスイッチＱ１をスイッチオンしてゼロ電圧切換え状態が生成され、このサイクルが反復される。
【００３５】
スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされる時刻の決定
２次スレーブスイッチＱ１０１がオンになる時刻を図２にｔａとして示す。図５に波形３として示される、２次検知巻線Ｔ１Ｄからの信号を使用して、２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオンする時刻が導出される。Ｔ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器に入力され、ゼロ電圧検出器は、Ｔ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形がゼロボルトレベルを横切る時刻ｔ３にその出力を変化させる。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延部に入力され、時刻ｔ４に遅延される。時刻ｔ４に、時間遅延部からの信号がセット／リセットフリップフロップのセット入力に入力される。セット／リセットフリップフロップは、スイッチオンされる２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御する信号（図５のスレーブスイッチのゲートドライバ信号の波形２）を出力する。２次スレーブスイッチＱ１０１は、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフすると決定するまでオンのままである。
【００３６】
スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる時刻の決定
２次スレーブスイッチＱ１０１がオフになる時刻を図２にｔｂとして示す。図２の波形４を参照すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がオンの期間、２次スレーブスイッチＱ１０１を流れる電流は正であり、最初に高いレベルを有するが、徐々に減少して、最終的に負になる。正の電流は、ソースＳ２からドレインＤ２、トランスの２次巻線Ｔ１Ｃ、出力コンデンサＣ１０１へ流れる。図２の波形４に示す２次電流が負のときに、出力コンデンサＣ１０１はトランスＴに放電する。出力コンデンサは非常に大きいコンデンサを考慮すべく十分に大きな値である。
【００３７】
２次電流検知部は、図２で時刻ｔｃとして示される２次スレーブスイッチを流れる電流が負になる時刻を検知する。逆流電流が閾値に達すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる。より詳細には、２次電流検知部からの出力は、スレーブ制御部に入力され、さらにスレーブ制御部内の比較器に入力される。効果的な電力変換を提供する切換えのための最適レベルであるように設定されている基準レベルを逆流電流が超える場合、比較器は信号を出力してセット／リセットフリップフロップをリセットする。その結果、フリップフロップは信号を出力して２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフする。比較器は、非反転入力端子と反転入力端子を有するオペアンプである。２次電流検知部の出力は、比較器の非反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力される基準信号と比較される。基準電源は基準ダイオードとして図示されている。基準信号を生成する任意の方法を提供することができる。
【００３８】
図６は、図１に示した実施形態と同様の本発明の別の実施形態を示しているが、本実施形態は、スレーブ制御部の比較器の基準電源を制御する回路も備える。さらに、１次マスタスイッチと２次スレーブスイッチのそれぞれの固有出力静電容量Ｃｄｓ１とＣｄｓ２も示している。
【００３９】
以下の式、すなわち、
Ｉreverse＝
２ラ√(０.５×Ｃｄｓ１×Ｖｉｎ2＋０.５×Ｃｄｓ２×Ｖｏ2)/ＬT1C
により、正確に決定された切換えのための最適な電流で最適な切換え効率を得るための逆電流Ｉreverseの基準レベルを求めることができる。ここで、ＬT1Cは、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃのインダクタンスである。
【００４０】
したがって、基準レベルは、入力電圧に依存する。逆流の量は、１次マスタスイッチＱ１と２次スレーブスイッチＱ１０１との固有静電容量を放電するのに十分でなければならない。そうでない場合、ゼロ電圧切換えは達成できず、エネルギーが無駄になる。
【００４１】
図６は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃと、入力電圧がＶｉで出力電圧がＶの伝達関数に接続されたピーク検出器を示している。伝達関数の出力は、スレーブ制御部の比較器の基準電源を制御する。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフの基準（criterion）は、電力変換装置のＶｏとＶｉｎに依存する。出力電圧Ｖｏは、フィードバックループにより調整されるため、通常一定である。しかし、入力電圧Ｖｉｎは変化することがあり、このことは、２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流が、電力変換装置での入力電圧Ｖｉｎにより変化することを意味する。２次巻線Ｔ１Ｃにピーク検出器を追加することで、ＶｏとＶｉｎ／Ｎ（ここでＮは１次巻線Ｔ１Ａと２次巻線Ｔ１Ｃとの間の巻線比である）との和の関数であるピーク検出器の出力における電圧が得られる。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流をピーク検出器の出力電圧の関数として制御することで、スイッチオフの基準を電力変換装置のあらゆる入力電圧（Ｖｉｎ）と出力電圧（Ｖｏ）に合わせることができる。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの両方に対して非線形の関係を有するため、ピーク検出器の出力電圧は、伝達関数（ここではＶ＝ｆ（Ｖｉ）と表される）を通して基準電源に供給されなければならない。
【００４２】
伝達関数は、ダイオード、トランジスタ、または非線形関数を実現する乗算器のようなその他の部品で形成できる。
【００４３】
１次電流検知部と２次電流検知部はそれぞれトランス、抵抗またはホールセンサ、その他の適当な素子で形成できる。
【００４４】
また、１次スイッチと２次スイッチのゼロ電圧切換えと、電力変換装置のトランスの波形に従った２次スイッチとの切換えを備えた電力変換の方法が意図される。２次スレーブスイッチのゼロ電圧切換えを保証するために、遅延後、２次スレーブスイッチは、１次マスタスイッチの立ち下がりエッジに従ってスイッチオンされる。２次スレーブスイッチは、電力変換装置の最適な切換え時間と効率のために設定された閾値レベルを逆流電流が超えたときにスイッチオフされる。
【００４５】
好ましい実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明の精神および範囲内で変形ならびに改変が考えられることは、当業者にとって明らかであろう。図面と好ましい実施形態の説明は、本発明の範囲を制限するものではなく例示するためになされたものであり、本発明の精神および範囲内にそのような変更や改変をすべて網羅することを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明による電力変換装置の概略的なブロック図である。
【図２】 １次マスタスイッチと２次スレーブスイッチのドレイン電圧の波形と、トランスを流れる１次電流と２次電流を示す図である。
【図３】 図１と同様のブロック図であるが、マスタ制御部とスレーブ制御部をより詳細に示している。
【図４】 マスタ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。
【図５】 スレーブ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。
【図６】 本発明の他の実施形態による電力変換装置の概略的なブロック図であり、図１に示す実施形態と同様であるが、スレーブ制御部の電流検知比較器の基準電圧を制御するための回路をさらに備える。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に関し、特にフライバックコンバータなどのスイッチング電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電力フライバックコンバータは、電源からの電流をトランスの１次巻線に引き込む。１次巻線の電流はゼロから始まり、立ち上がりエッジによって上昇し、次いで電源スイッチがオフになったときに遮断される。その後、１次巻線の電流はある間隔の間ゼロのままである。１次入力電流が遮断される時点で、トランスの巻線に蓄えられたエネルギーにより、トランスの２次巻線、つまり出力巻線に電流が流れる。ほとんどの従来のフライバックコンバータでは、整流ダイオードがトランスの２次側に設けられる。整流ダイオードを介した電圧の低下がフライバックコンバータの効率に影響する。
【０００３】
トランスの２次側でトランジスタ電力スイッチング素子を使用する電力変換装置は、Steigerwaldに対する米国特許第５，５９４，６２９号に開示されている高周波スイッチング回路などが知られている。Steigerwaldの電力変換装置は、１次側電力スイッチング素子Ｑ１と２次側電力スイッチング素子Ｑ２を備え、これらの電力スイッチング素子は切換え時にそれらの両端での電圧がゼロの状態に切換えられるよう通常のゼロ電圧切換えモードで動作するように制御される。ゼロ電圧切換え機能により、変換装置がより効率よく動作する。Steigerwaldの特許は、電力スイッチング素子Ｑ１とＱ２を切換える制御回路または動作を開示していない。
【０００４】
Ingman他に対する米国特許第６，０６９，８０４号に開示されている双方向ＤＣ−ＤＣ電力変換装置は、ＦＥＴ３４などの出力双方向スイッチを備える。変換装置は、インダクタの入出力巻線電流と出力電圧を検出し、周波数を調整して共振遷移モードで電力スイッチの切換えを行い、出力電圧を所定のレベルに調整する共振遷移制御手段を使用することで効率が向上する。動作の共振遷移モードでは、クロック回路の期間を調整して、実質的に共振遷移を出力と入力の両方の双方向スイッチにおいて実現する。Ingmanの特許で開示された双方向電力変換装置の実施形態には、１次側スイッチと２次側スイッチが同一のクロック回路４４により制御される電力双方向スイッチのための制御方式が含まれている。２次側双方向スイッチを制御する信号線４８上の第２の制御信号は、１次側双方向スイッチを制御する信号線４６上の第１の制御信号の状態の相補状態を有する。したがって、１次と２次の双方向スイッチ用の制御信号は同一の制御部から入ってくる関連付けられた信号である。Ingmenの特許を示した図９は、制御部として動作するクロック回路４４をさらに示している。より詳細には、トランス１２５は、１次側と２次側の両方の双方向スイッチを駆動する。
【０００５】
【特許文献１】
米国特許第５５９４６２９号明細書
【特許文献２】
米国特許第６０６９８０４号明細書
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
１次側と２次側の両方のスイッチでゼロ電圧切換えを可能にする電力変換装置を提供することが本発明の目的である。
【０００７】
効率が改善された可変周波数フライバックタイプの電力変換装置を提供することが本発明の他の目的である。
【０００８】
同期整流を組み合わせた１次側と２次側の両方のスイッチで完全なゼロ電圧切換えを達成する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【０００９】
別個の独立した制御部で制御される１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１０】
絶縁バリアを超える制御信号を有さず、規制による安全許容値を満たす必要のある第２のトランスを含まない１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１１】
２次側のスイッチがスレーブとして動作する１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１２】
電力変換装置のトランスの波形に従って２次側スイッチが制御されるマスタ−スレーブ形式の１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１３】
電力変換装置のトランスが特定のレベルまで逆方向に充電され、次に順方向に充電されるように切換え可能な電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１４】
所定のレベルの逆電流で２次側のスイッチがオフにされる１次側と２次側のスイッチを有する電力変換装置を提供することが本発明のさらに他の目的である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明のこれらのそして他の目的は、１次巻線と２次巻線を有するトランスと、１次側スイッチと、２次側スイッチと、１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、２次側スイッチの検出された逆流電流に従って２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部とを備える電力変換装置を提供することで達成される。
【００１６】
これらの目的は、１次側と２次側を有するトランスと、１次側電力スイッチと、２次側電力スイッチと、トランスの波形に従って２次側電力スイッチの切換えを制御する２次制御部とを備える電力変換装置を提供することによってさらに達成される。電力変換装置のこの好ましい実施形態では、１次波形検知部と２次波形検知部も設けられている。１次波形検知部はトランスの１次側の検知巻線であることが好ましく、２次波形検知部はトランスの２次側の検知巻線であることが好ましい。
【００１７】
１次側電力スイッチのデューティサイクルを変更することにより出力電力を調整し、１次側と２次側のスイッチの間に接続されたトランスの波形に従って２次側電力スイッチを切換えることを含む電力変換方法も開示される。
【００１８】
本発明の前述または他の目的、態様、特徴、利点については、添付図面と併記の請求の範囲と合わせることで、その好ましい実施形態の説明によりさらに容易に理解することができるであろう。
【００１９】
本発明は、以下の添付図面を例として説明するがそれらに限定されるものではなく、これらの図では同じ参照番号は同様のあるいは対応する部分を示す。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１を参照すると、本発明による電力変換装置は、１次マスタスイッチＱ１がオンのときに、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａに電流を供給する電圧Ｖｉｎを有する端子１で電源から電力を受ける。１次マスタスイッチＱ１は、トランスの１次巻線Ｔ１Ａとグランドとの間に１次電流検知部を介して結合されている。この１次電流検知部はオプションである。電力変換装置は、出力電圧Ｖｏを有する端子２において出力を行う。電力変換装置の出力電力は、１次マスタスイッチＱ１のデューティサイクルに依存する。トランスＴは、さらに２次巻線Ｔ１Ｃを備える。２次スレーブスイッチＱ１０１は、トランスＴの２次巻線とグランドとの間に２次電流検知部を介して結合される。トランスの２次巻線Ｔ１Ｃからの２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１をオンにするときに出力される。電力変換装置の２次側は、出力端子とグランドの間に接続された出力コンデンサＣ１０１をさらに備える。１次電流は、１次マスタスイッチＱ１のオン切換えとオフ切換えを制御するマスタ制御部に信号を伝達する１次電流検知部によって検出することができる。２次電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換え動作を制御するスレーブ制御部に信号を伝達する２次電流検知部によって検知される。電力変換装置は、マスタ制御部に信号を入力する１次検知巻線Ｔ１Ｂを有する１次波形検知部をさらに備える。電力変換装置は、スレーブ制御部に信号を提供する２次検知巻線Ｔ１Ｄを有する２次波形検知部をさらに備える。さらに、出力電圧Ｖｏはマスタ制御部にフィードバックされる。フィードバック回路は光ダイオードと光センサを備えてもよい。
【００２１】
図２は、図１に示す電力変換装置に関連する波形を示すグラフである。より詳細には、波形１はマスタスイッチの電圧である。これは、図１に示した１次マスタスイッチＱ１のドレインＤ１での電圧ＭＳＶである。波形２は、２次スレーブスイッチＱ１０１のドレインＤ２の電圧であるスレーブスイッチの電圧を示す。波形３は、トランスＴの１次巻線Ｔ１Ａを流れる１次電流である。正電流は、電圧源から１次マスタスイッチＱ１への方向にある。波形４は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃを流れる２次電流である。正電流は、２次スレーブスイッチＱ１０１から出力端子への方向にある。図２の波形から明らかなように、本発明による電力変換装置は、１次側と２次側の両方でゼロ電圧切換えを実現する、つまり、切換えの実施時にスイッチＱ１とＱ１０１のドレインの電圧がゼロになる。これにより、電力変換装置の効率が増大する。
【００２２】
本発明は、１次スイッチＱ１と２次スイッチＱ１０１を有する周波数可変フライバックコンバータであり、両方のスイッチでそれぞれ完全ゼロ電圧切換えを行う機能を有し、同期整流機能が組み合わされ、従来のフライバックコンバータよりも実質的に高い変換効率を達成するようにしている。
【００２３】
１次マスタスイッチＱ１と２次スレーブスイッチＱ１０１はＭＯＳＦＥＴ（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）として示されているが、バイポーラ接合パワートランジスタ（ＢＪＴ）やＩＧＢＴトランジスタなどその他の種類のトランジスタを使用してもよい。ＦＥＴは、ほとんどのバイポーラパワートランジスタよりも切換え周波数が高くなっているので好ましい。
【００２４】
本発明は、１次マスタスイッチと２次スレーブスイッチをそれぞれ制御するために、２つの別個の制御部（マスタ制御部とスレーブ制御部）を備える。マスタ制御部とスレーブ制御部は別個に動作し、独立している。本発明の電力変換装置には制御のための第２のトランスは必要ない。そのため、第２のトランスの１次側と２次側との間に４０００Ｖ以上のクリアランスを要求し得る安全標準や規制に適合する必要がいっさいない。フォトカプラを介したフィードバック以外に制御信号が絶縁バリアを通して伝達されることはない。
【００２５】
本発明による２次側のスレーブ制御部はトランスＴの波形に従ってマスタ−スレーブの切換え動作を実現する。以下でさらに詳述するように、スレーブ制御部は、トランスの波形がゼロ電圧レベルになったときを検出して、所定の時間遅延後、２次側スイッチをスイッチオンする。２次側（スレーブ）制御部により、出力コンデンサＣ１０１からの逆流電流によりトランスの２次巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、次に２次側スイッチをスイッチオフすることでトランスを再び正方向に充電することが可能である。
【００２６】
図２の波形からわかるように、１次マスタスイッチＱ１がオンのときには、２次スレーブスイッチＱ１０１はオフで、逆もまた同様である。１次マスタスイッチＱ１がオンになるときには、１次巻線Ｔ１Ａを流れる電流は線形に増加し、トランスＴにエネルギーが蓄積される。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオフされた瞬間に、トランスＴに蓄積されたエネルギーの一部が、１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量Ｃｄｓ１を充電するのに使用され、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を放電するのに使用され、図２に示した波形２のように２次スレーブスイッチＱ１０１のドレイン電圧が実質的にゼロになる。これが、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態である。その瞬間に、スレーブ制御部により２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされ、トランスＴが、蓄積されたエネルギーを、２次スレーブスイッチＱ１０１を介して出力コンデンサＣ１０１に放電することが可能になる。トランスＴが完全に放電された後、２次スレーブスイッチＱ１０１はオンのままで、出力コンデンサＣ１０１内のエネルギーの一部がトランスＴに流れ戻り、トランスＴを逆方向に充電する。２次電流検知部は、トランスＴ内の逆電流の振幅の測定に使用される。トランスＴに蓄積されたエネルギーが２次スレーブスイッチＱ１０１の固有出力静電容量Ｃｄｓ２を充電するのに必要なエネルギーに等しいか、またはそれ以上になった瞬間に、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフし、１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量Ｃｄｓ１を放電する。１次マスタスイッチＱ１の固有出力静電容量が放電されて、電圧が０に達すると、１次マスタスイッチはマスタ制御部によりオンになる。これが、１次マスタスイッチＱ１のゼロ切換え状態である。
【００２７】
マスタ制御部は、トランスＴに蓄積されたエネルギーの量を求め、それにより電力変換装置の電力スループットを１次マスタスイッチＱ１のオン時間により求める。スレーブ制御部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換えエッジ、トランスＴの放電時間、および１次マスタスイッチＱ１のゼロ電圧切換えを達成するためにトランスＴの必要な逆充電時間に基づいて２次スレーブスイッチＱ１０１のオン時間を求める。
【００２８】
電力変換装置の電力スループットは、トランスＴの充電時間と放電時間により決まるため、切換え周波数は、出力電力に反比例する。本発明のマスタ−スレーブフライバックコンバータは、周波数可変タイプの変換装置である。
【００２９】
本発明の電力変換装置では、出力コンデンサＣ１０１への放電電流は、従来のフライバックコンバータでの場合のように整流ダイオードを通して流れるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１を通して流れる。そのため、出力整流器の伝導損失は、従来のフライバックコンバータでの場合のように出力整流ダイオードの閾値電圧で決まるのではなく、２次スレーブスイッチＱ１０１のオン状態の抵抗によってのみ決まる。スレーブ制御部は、トランスの波形に同期して２次スレーブスイッチＱ１０１のオンとオフの状態を制御し、２次スレーブスイッチＱ１０１が同期整流器のように動作するようにする。
【００３０】
図３は、図１と同様であるが、さらに、マスタ制御部とスレーブ制御部を詳細に示している。マスタ制御部には、オンタイマ、時間遅延部、ゼロ電圧検出器、誤差増幅器、およびＯＣＰ（過電流保護）回路が備わる。ＯＣＰ回路は、電力変換装置の１次電流検知部と共にオプションである。オンタイマは、１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。出力端子からの出力フィードバックは、誤差増幅器に供給される。増幅された誤差信号は、オンタイマに入力される。１次検知巻線Ｔ１Ｂを備える１次波形検知部からの出力は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延され、オンタイマに入力される。１次電流検知部は、１次マスタスイッチＱ１のソースＳ１とグランドとの間に接続される。１次電流検知部からの出力は、信号をオンタイマに出力するＯＣＰ回路に入力される。誤差増幅器、ゼロ電圧検出器からの時間遅延された信号、および（存在する場合は）ＯＣＰ回路からの信号に基づき、オンタイマは１次マスタスイッチＱ１の切換えを制御する。
【００３１】
スレーブ制御部には、セット入力とリセット入力を有するセット／リセットフリップフロップが備わっている。スレーブ制御部は、ゼロ電圧検出器、時間遅延部、比較器、基準電源をさらに備える。２次検知巻線Ｔ１Ｄである２次波形検知部からの信号は、ゼロ電圧検出器に入力される。ゼロ電圧検出器からの出力は、時間遅延部により時間遅延され、フリップフロップのセット端子に入力される。２次電流検知部は、２次スレーブスイッチＱ１０１のソースＳ２とグランドとの間に配置される。２次電流検知部は、スレーブ制御部の比較器として動作するオペアンプの非反転入力端子に信号を送出する。オペアンプの反転入力端子には、基準信号を入力する。この基準信号は、ツェナダイオードなどの基準ダイオード、抵抗、または電池、あるいは基準信号を生成するその他の既知の方法により生成される。比較器の出力はフリップフロップのリセット端子に入力される。それに応じて、２次電流がスレーブ制御部による基準レベルを超えたとき、詳細には比較器に送出された基準値を越えたときには、２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御するフリップフロップはスイッチＱ１０１の状態を変化させる。
【００３２】
図４は、マスタ制御部の動作の波形を示すグラフである。図４の波形１は、マスタスイッチドレイン電圧で、図２の波形１と同一である。波形２は、マスタスイッチゲートドライバ、つまり１次マスタスイッチＱ１のゲートＧ１に送出される電圧である。波形３は、マスタ制御部に送られる１次検知巻線Ｔ１Ｂの端子ピン４での波形であるＴ１Ｂ ＰＩＮ ４波形である。波形４は、マスタ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１Ｂ ＰＩＮ ４の波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ１にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、マスタ制御部の時間遅延部により時刻ｔ２まで遅延され、その時刻にマスタスイッチゲートドライバは変化して１次マスタスイッチＱ１を切換える。
【００３３】
図５は、スレーブ制御部の動作の波形を示すグラフである。図５の波形１は、スレーブスイッチドレイン波形であり、図２の波形２と同一である。図５の波形２はスレーブスイッチゲートドライバ、つまり２次スレーブスイッチＱ１０１のゲートＧ２に送出される電圧である。波形３は、スレーブ制御部に送られる２次検知巻線Ｔ１Ｄの端子ピン９での波形であるＴ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形である。波形４は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器の出力である。ゼロ電圧検出器の出力は、波形３として示されるＴ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形がゼロボルトを横切る時刻ｔ３にローに変化する。ゼロ電圧検出器の出力は、スレーブ制御部の時間遅延部により時刻ｔ４まで遅延され、その時刻にスレーブスイッチゲートドライバが変化して２次スレーブスイッチＱ１０１を切換える。
【００３４】
変換装置サイクル
図１に示した本発明の電力変換装置のサイクルを次に詳細に説明する。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオンされると、トランスＴが充電される。１次マスタスイッチＱ１がスイッチオフされると、２次スレーブスイッチＱ１０１の固有容量が放電され、２次スレーブスイッチＱ１０１のゼロ電圧切換え状態が生成される。以下で説明するように設定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされる。２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされると、トランスＴが放電され、最終的に出力コンデンサＣ１０１の電荷が逆流としてトランスＴに流れ込み、トランスを充電する。以下で説明するように、設定された時刻に２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる。１次マスタスイッチＱ１の固有静電容量が放電され、１次マスタスイッチＱ１をスイッチオンしてゼロ電圧切換え状態が生成され、このサイクルが反復される。
【００３５】
スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオンされる時刻の決定
２次スレーブスイッチＱ１０１がオンになる時刻を図２にｔａとして示す。図５に波形３として示される、２次検知巻線Ｔ１Ｄからの信号を使用して、２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオンする時刻が導出される。Ｔ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形は、スレーブ制御部のゼロ電圧検出器に入力され、ゼロ電圧検出器は、Ｔ１Ｄ Ｐｉｎ ９波形がゼロボルトレベルを横切る時刻ｔ３にその出力を変化させる。ゼロ電圧検出器の出力は、時間遅延部に入力され、時刻ｔ４に遅延される。時刻ｔ４に、時間遅延部からの信号がセット／リセットフリップフロップのセット入力に入力される。セット／リセットフリップフロップは、スイッチオンされる２次スレーブスイッチＱ１０１の切換えを制御する信号（図５のスレーブスイッチのゲートドライバ信号の波形２）を出力する。２次スレーブスイッチＱ１０１は、スレーブ制御部が２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフすると決定するまでオンのままである。
【００３６】
スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる時刻の決定
２次スレーブスイッチＱ１０１がオフになる時刻を図２にｔｂとして示す。図２の波形４を参照すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がオンの期間、２次スレーブスイッチＱ１０１を流れる電流は正であり、最初に高いレベルを有するが、徐々に減少して、最終的に負になる。正の電流は、ソースＳ２からドレインＤ２、トランスの２次巻線Ｔ１Ｃ、出力コンデンサＣ１０１へ流れる。図２の波形４に示す２次電流が負のときに、出力コンデンサＣ１０１はトランスＴに放電する。出力コンデンサは非常に大きいコンデンサを考慮すべく十分に大きな値である。
【００３７】
２次電流検知部は、図２で時刻ｔｃとして示される２次スレーブスイッチを流れる電流が負になる時刻を検知する。逆流電流が閾値に達すると、２次スレーブスイッチＱ１０１がスイッチオフされる。より詳細には、２次電流検知部からの出力は、スレーブ制御部に入力され、さらにスレーブ制御部内の比較器に入力される。効果的な電力変換を提供する切換えのための最適レベルであるように設定されている基準レベルを逆流電流が超える場合、比較器は信号を出力してセット／リセットフリップフロップをリセットする。その結果、フリップフロップは信号を出力して２次スレーブスイッチＱ１０１をスイッチオフする。比較器は、非反転入力端子と反転入力端子を有するオペアンプである。２次電流検知部の出力は、比較器の非反転入力端子に入力され、反転入力端子に入力される基準信号と比較される。基準電源は基準ダイオードとして図示されている。基準信号を生成する任意の方法を提供することができる。
【００３８】
図６は、図１に示した実施形態と同様の本発明の別の実施形態を示しているが、本実施形態は、スレーブ制御部の比較器の基準電源を制御する回路も備える。さらに、１次マスタスイッチと２次スレーブスイッチのそれぞれの固有出力静電容量Ｃｄｓ１とＣｄｓ２も示している。
【００３９】
以下の式、すなわち、
Ｉreverse＝
２ラ√(０.５×Ｃｄｓ１×Ｖｉｎ2＋０.５×Ｃｄｓ２×Ｖｏ2)/ＬT1C
により、正確に決定された切換えのための最適な電流で最適な切換え効率を得るための逆電流Ｉreverseの基準レベルを求めることができる。ここで、ＬT1Cは、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃのインダクタンスである。
【００４０】
したがって、基準レベルは、入力電圧に依存する。逆流の量は、１次マスタスイッチＱ１と２次スレーブスイッチＱ１０１との固有静電容量を放電するのに十分でなければならない。そうでない場合、ゼロ電圧切換えは達成できず、エネルギーが無駄になる。
【００４１】
図６は、トランスＴの２次巻線Ｔ１Ｃと、入力電圧がＶｉで出力電圧がＶの伝達関数に接続されたピーク検出器を示している。伝達関数の出力は、スレーブ制御部の比較器の基準電源を制御する。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフの基準（criterion）は、電力変換装置のＶｏとＶｉｎに依存する。出力電圧Ｖｏは、フィードバックループにより調整されるため、通常一定である。しかし、入力電圧Ｖｉｎは変化することがあり、このことは、２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流が、電力変換装置での入力電圧Ｖｉｎにより変化することを意味する。２次巻線Ｔ１Ｃにピーク検出器を追加することで、ＶｏとＶｉｎ／Ｎ（ここでＮは１次巻線Ｔ１Ａと２次巻線Ｔ１Ｃとの間の巻線比である）との和の関数であるピーク検出器の出力における電圧が得られる。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流をピーク検出器の出力電圧の関数として制御することで、スイッチオフの基準を電力変換装置のあらゆる入力電圧（Ｖｉｎ）と出力電圧（Ｖｏ）に合わせることができる。２次スレーブスイッチＱ１０１のスイッチオフ逆電流は、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの両方に対して非線形の関係を有するため、ピーク検出器の出力電圧は、伝達関数（ここではＶ＝ｆ（Ｖｉ）と表される）を通して基準電源に供給されなければならない。
【００４２】
伝達関数は、ダイオード、トランジスタ、または非線形関数を実現する乗算器のようなその他の部品で形成できる。
【００４３】
１次電流検知部と２次電流検知部はそれぞれトランス、抵抗またはホールセンサ、その他の適当な素子で形成できる。
【００４４】
また、１次スイッチと２次スイッチのゼロ電圧切換えと、電力変換装置のトランスの波形に従った２次スイッチとの切換えを備えた電力変換の方法が意図される。２次スレーブスイッチのゼロ電圧切換えを保証するために、遅延後、２次スレーブスイッチは、１次マスタスイッチの立ち下がりエッジに従ってスイッチオンされる。２次スレーブスイッチは、電力変換装置の最適な切換え時間と効率のために設定された閾値レベルを逆流電流が超えたときにスイッチオフされる。
【００４５】
好ましい実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明の精神および範囲内で変形ならびに改変が考えられることは、当業者にとって明らかであろう。図面と好ましい実施形態の説明は、本発明の範囲を制限するものではなく例示するためになされたものであり、本発明の精神および範囲内にそのような変更や改変をすべて網羅することを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、本発明による電力変換装置の概略的なブロック図である。
【図２】 １次マスタスイッチと２次スレーブスイッチのドレイン電圧の波形と、トランスを流れる１次電流と２次電流を示す図である。
【図３】 図１と同様のブロック図であるが、マスタ制御部とスレーブ制御部をより詳細に示している。
【図４】 マスタ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。
【図５】 スレーブ制御部の制御に関連する波形を示すグラフである。
【図６】 本発明の他の実施形態による電力変換装置の概略的なブロック図であり、図１に示す実施形態と同様であるが、スレーブ制御部の電流検知比較器の基準電圧を制御するための回路をさらに備える。
Claims (4)
- 入力端子と、
出力端子と、
１次側及び２次側を有し、前記入力端子に接続された１次側巻線及び前記出力端子に接続された２次側巻線をさらに有するトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの２次電流を検出する２次電流検知部と、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御し、前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチを交互にスイッチオン及びスイッチオフされるように構成されるマスタ制御部と、
前記トランスにより生成された波形を検出する、前記トランスの前記２次側の検知巻線である２次波形検知部と、
前記出力端子及びグランドの間に接続され、逆流電流により前記トランスの２次側巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、前記２次側スイッチをスイッチオフすることで前記トランスを再び正方向に充電する出力コンデンサと、
フォトカプラにより構成され、前記出力端子と前記マスタ制御部の間に接続され、出力フィードバック信号を生成する出力フィードバック回路とを備えた電力変換装置であって、
前記２次側スイッチは、前記２次波形検知部により検出された前記トランスの前記波形に従ってスイッチオンされ、
前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、ゼロ電圧切換え状態中にスイッチオンされ、
前記２次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記１次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記スレーブ制御部は、さらに比較器及びセット／リセットフリップフロップを有し、
前記２次電流検知部は、前記２次電流が負になったときに、出力信号を前記比較器に伝達し、
前記比較器は、前記２次電流検知部の前記出力信号を電流基準レベルと比較して、前記２次電流検知部の前記出力信号が前記電流基準レベルを超えるときにリセット信号を前記セット／リセットフリップフロップに出力し、かつ
前記セット／リセットフリップフロップは、前記リセット信号を受信したときに前記２次側スイッチをスイッチオフし、
前記マスタ制御部は、オンタイマ、時間遅延回路、ゼロ電圧検出器、及び誤差増幅器をさらに有し、
前記出力フィードバック信号は前記誤差増幅器に供給され、前記誤差増幅器は増幅誤差信号を生成し、
前記増幅誤差信号は前記オンタイマに供給され、前記オンタイマは前記１次側スイッチの切換えを制御する
電力変換装置。 - 入力端子と、
出力端子と、
１次側及び２次側を有し、前記入力端子に接続された１次側巻線及び前記出力端子に接続された２次側巻線をさらに有するトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御し、前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチを交互にスイッチオン及びスイッチオフされるように構成されるマスタ制御部と、
フォトカプラにより構成され、前記出力端子と前記マスタ制御部との間に接続され、出力フィードバック信号を生成する出力フィードバック回路と、
前記トランスにより生成された波形を検出する、前記トランスの２次側の検知巻線である２次波形検知部と、
前記出力端子及びグランドの間に接続され、逆流電流により前記トランスの２次側巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、前記２次側スイッチをスイッチオフすることで前記トランスを再び正方向に充電する出力コンデンサとを備えた電力変換装置であって、
前記２次側スイッチは、前記２次波形検知部により検出された前記トランスの前記波形に従ってスイッチオンされ、
前記２次側スイッチのスイッチオフは、前記２次側スイッチにおいて検出された２次電流に応じて達成され、
前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、ゼロ電圧切換え状態中にスイッチオンされ、
前記２次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記１次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記マスタ制御部は、オンタイマ、時間遅延回路、ゼロ電圧検出器、及び誤差増幅器をさらに有し、
前記出力フィードバック信号は前記誤差増幅器に供給され、前記誤差増幅器は増幅誤差信号を生成し、かつ
前記増幅誤差信号は前記オンタイマに供給され、前記オンタイマは前記１次側スイッチの切換えを制御する
電力変換装置。 - １次側及び２次側を有するトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、
前記２次側スイッチの２次電流を検出する２次電流検知部と、
前記トランスにより生成された波形を検出する、前記トランスの前記２次側の検知巻線である２次波形検知部と、
前記トランスの２次側巻線及びグランドの間に接続され、逆流電流により前記トランスの２次側巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、前記２次側スイッチをスイッチオフすることで前記トランスを再び正方向に充電する出力コンデンサとを備えた電力変換装置であって、
前記スレーブ制御部は、前記２次波形検知部により検出された前記トランスの前記波形に従って前記波形のゼロレベルを検出した後、所定の時間遅延以内に前記２次側スイッチをスイッチオンするように構成され、
前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、ゼロ電圧切換え状態中にスイッチオンされ、
前記２次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記１次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記スレーブ制御部は、さらに比較器及びセット／リセットフリップフロップを有し、
前記２次電流検知部は、前記２次電流が負になったときに、出力信号を前記比較器に伝達し、
前記比較器は、前記２次電流検知部の前記出力信号を電流基準レベルと比較して、前記２次電流検知部の前記出力信号が前記電流基準レベルを超えるときにリセット信号を前記セット／リセットフリップフロップに出力し、かつ
前記セット／リセットフリップフロップは、前記リセット信号を受信したときに前記２次側スイッチをスイッチオフし、
前記マスタ制御部は、前記トランスの２次側巻線からフォトカプラを介して得られた出力フィードバック信号に基づき前記１次側スイッチの切換えを制御する
電力変換装置。 - １次側及び２次側を有するトランスと、
１次側スイッチと、
２次側スイッチと、
前記２次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、
前記１次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、
フォトカプラにより構成され、前記トランスの２次側巻線と前記マスタ制御部との間に接続され、出力フィードバック信号を生成する出力フィードバック回路と、
前記トランスにより生成された波形を検出する、前記トランスの前記２次側の検知巻線である２次波形検知部と、
前記トランスの２次側巻線及びグランドの間に接続され、逆流電流により前記トランスの２次側巻線を逆方向に特定のレベルまで充電し、前記２次側スイッチをスイッチオフすることで前記トランスを再び正方向に充電する出力コンデンサとを備えた電力変換装置であって、
前記スレーブ制御部は、前記２次波形検知部により検出された前記トランスの前記波形に従って前記波形のゼロレベルを検出した後、所定の時間遅延以内に前記２次側スイッチをスイッチオンするように構成され、
前記２次側スイッチのスイッチオフは、前記２次側スイッチにおいて検出された２次電流に応じて達成され、
前記１次側スイッチ及び前記２次側スイッチは、ゼロ電圧切換え状態中にスイッチオンされ、
前記２次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記１次側スイッチは、さらに固有出力静電容量を有し、前記固有出力静電容量が放電されるときに前記ゼロ電圧切換え状態が生成され、
前記マスタ制御部は、オンタイマ、時間遅延回路、ゼロ電圧検出器、及び誤差増幅器をさらに有し、
前記出力フィードバック信号は前記誤差増幅器に供給され、前記誤差増幅器は増幅誤差信号を生成し、かつ
前記増幅誤差信号は前記オンタイマに供給され、前記オンタイマは前記１次側スイッチの切換えを制御する
電力変換装置。
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