CN102710140A - 自激式开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种自激式开关电源电路，其即使在恒定电压控制下稳定动作，也不在特定频率发生高次谐波噪音，能够得到良好的噪音端子电压特性。在变压器的一次线圈中不流过励磁电流的关断动作期间中，用在反馈线圈中发生的回扫电压对周期控制电容器进行充电，在一次线圈中流过励磁电流的导通动作期间中，以周期控制电容器的充电电压对导通动作期间随充电速度变化的关断控制电容器进行充电。以比振荡周期To足够长的循环周期Tc使周期控制电容器的充电电压变化，以循环周期Tc使进行连续振荡动作的振荡周期To改变，使高次谐波的频率分散。

Description

自激式开关电源电路

技术领域

本发明涉及自激式开关电源电路，其把在变压器的反馈线圈上表现出的电压作为驱动信号正反馈到开关元件的控制端子来进行连续振荡动作，更详细说，涉及改善输出的噪音端子特性的自激式开关电源电路。

背景技术

开关电源电路，作为稳定化电源，在蓄电池充电器或者AC适配器等中使用，进行不管在输出侧连接的这些负载的大小，使输出电压稳定在预定的设定电压的恒定电压控制(例如专利文献1)。

下面，使用图5和图6说明该现有的进行恒定电压控制的自激式开关电源电路100。1是电压有可能变动的不稳定的直流电源，1a是其高压侧端子，1b是低压侧端子。另外，2a是变压器2的一次线圈，2c是变压器2的二次输出线圈，2b、2d是在变压器2的一次侧设置的第一反馈线圈和第二反馈线圈，第一反馈线圈2b和一次线圈2a以同一方向卷绕，第二反馈线圈2d和一次线圈2a以反方向卷绕。

3是振荡电场效应晶体管(下面记为FET)。21是起动电阻，用于在电路起动时在该FET3的栅极上施加正向偏压(换言之，阈值电压VTH以上的栅极电压)，在起动电阻21上串联连接的电阻25具有比起动电阻21小的电阻值，由此，在两者的连接点J1处对直流电源1的电压进行分压，在输出低的直流电压的情况下不使电路起动。

12是导通控制电容器，其与反馈电阻23一起构成导通驱动电路，在第一反馈线圈2b和FET3的栅极之间串联连接，24是用于阻止向栅极的过大输入的电阻，5是将集电极连接到FET3的栅极、将发射极连接到低压侧端子1b的关断控制晶体管。

第二反馈线圈2d的一侧，通过串联连接的整流二极管54和输出控制电容器55连接在直流电源1的低压侧端子1b上，另外，另一侧直接连接在直流电源1的低压侧端子1b上，由此形成闭合回路。以用在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压对输出控制电容器55进行充电的充电方向作为正向，设置整流二极管54。

整流二极管54和输出控制电容器55的连接点J2通过光耦合受光元件39连接在关断控制晶体管5的基极J3上，在基极J3和低压侧端子1b之间连接关断控制电容器53。

关断控制晶体管5的基极J3通过充放电电阻50还连接在FET3和分流电阻51的连接点J4上，用通过一次线圈电流流过分流电阻51在分流电阻51上发生的电压对关断控制电容器53充电，当基极J3的基极电压达到关断控制晶体管5的动作电压时，关断控制晶体管5的集电极、发射极之间导通。

光耦合受光元件39与变压器2的二次侧的光耦合发光元件35进行光耦合来动作，所以在接收到来自光耦合发光元件35的光时，与其受光量对应地从连接点J2向J3流过来自输出控制电容器55的放电电流。

在二次输出线圈2c侧表示的4和13分别是构成整流滤波电路的整流二极管和滤波电容器，对二次输出线圈2c的输出进行整流滤波后，在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间输出。

在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间串联连接分压电阻30、31，将其分压点连接在误差放大器33的反相输入端子上，在反相输入端子上输入了成为输出电压的分压的输出检测电压。在误差放大器33的同相输入端子和低压侧输出线20b之间连接基准电源34，在同相输入端子上输入了用于与输出检测电压比较的基准电压。基准电压，作为用分压电阻30、31对高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间的进行恒定电压控制的预定的设定电压进行分压而得的电压，所以误差放大器33的输出表示输出电压相对于设定电压的差电压。

在误差放大器33的输出侧连接了经由电阻36在高压侧输出线20a上连接的、通过误差放大器33的输出值点亮熄灭的光耦合发光元件35。因此，光耦合发光元件35以与上述差电压对应的发光量发光，与光耦合发光元件35光耦合的一次侧的光耦合受光元件39从连接点J2向J3流过与差电压对应的电流。

这样构成的自激式开关电源电路100，起初，当在直流电源1的高压侧端子1a和低压侧端子1b上施加直流电压时，通过起动电阻21对导通控制电容器12充电(图中下面的电极为+、上面的电极为-的极性)，导通控制电容器12的充电电压慢慢上升。当导通控制电容器12的充电电压达到阈值电压VTH时，在FET3的栅极上施加正向偏压，FET3导通(漏极-源极间导通)。

当FET3导通，在串联连接的一次线圈2a内从直流电源1开始流过励磁电流时，在变压器2的各线圈上产生感应电动势，在变压器2中积蓄励磁能量。此时，通过在一次线圈2a内流动的电流在分流电阻51的FET3侧的连接点J4上发生的电压，通过充放电电阻50对关断控制电容器53充电。一次线圈2a内流动的电流与导通后的经过时间成比例地上升，由此，当关断控制电容器53的充电电压达到关断控制晶体管5的动作电压时，集电极-发射极之间成为导通状态，FET3的栅极通过关断控制晶体管5实质上成为短路状态，FET3关断(以下，把从FET导通开始到关断为止称为导通动作期间，把从关断到下次导通为止称为关断动作期间)。

当FET3关断，流过变压器的电流实质上被切断时，在各线圈中发生所谓的回扫电压(感应反电动势)。此时，在二次输出线圈2c中发生的回扫电压，通过由整流二极管4和电容器13形成的滤波整流电路被整流滤波，作为供给在输出线20a、20b之间连接的负载的电力而被输出。

另一方面，在第一反馈线圈2b中发生的回扫电压，与通过在输出侧连接的负载而在二次线圈2c中发生的回扫电压有比例关系，通过在反馈线圈2b中发生的回扫电压，导通控制电容器12被充电(在图5中，下面的电极为+、上面的电极为-的极性)。

在该关断动作期间中，放电电流从关断控制电容器53流过充放电电阻50和分流电阻51，其充电电压即关断控制晶体管5的基极电压降低，成为动作电压以下。另外，关断控制晶体管5的基极、集电极间作为等价二极管而发挥作用，关断控制电容器12，以在第一反馈线圈2b中发生的回扫电压，把从分流电阻51经由充放电电阻50、从关断控制晶体管5的基极经由集电极、反馈电阻23作为充电路径被充电。

当在二次输出线圈2c中积蓄的电能的释放结束时，对于栅极作为反偏压而起作用的反馈线圈2b的回扫电压下降，通过此前在导通控制电容器12中保持的充电电压，FET3的栅极电压超过阈值电压V_TH，FET3再次导通，这样重复一系列振荡动作。

这里，在一次振荡周期中在变压器2中积蓄的能量大体与FET3的导通动作期间的平方成比例，在二次侧的输出电压未达到设定电压的状态下，因为光耦合发光元件35不发光，所以与关断控制电容器53的充电速度无关，以通过分流电阻51的电阻值决定的最大导通时间动作。设定最大导通时间，以使在变压器2中积蓄的能量比额定消耗电力的负载和由自激式开关电源电路100的开关动作消耗的能量的和稍大，其结果，输出电压一边重复振荡一边上升到设定电压，当超过设定电压时转移到恒定电压输出控制下的通常的连续自激振荡动作。

在FET3的关断动作期间中，输出控制电容器55也通过在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压经由整流二极管54被充电，在FET3导通时，当高压侧输出线20a和低压侧输出线20b间的输出电压超过设定电压时，光耦合发光元件35以与其差电压对应的光量发光，进行光耦合的光耦合受光元件39从输出控制电容器55出发，从连接点J2向连接点J3流过与差电压成比例的放电电流。

其结果，FET3导通后不久，由于通过一次线圈2a的励磁电流引起的分流电阻51的电压下降被充电的关断控制电容器53也从输出控制电容器55的充电电压被充电，使其充电加速，由此，关断控制晶体管5的基极电压比最大导通时间快地达到动作电位。

由此，FET3的栅极和低压侧端子1b间通过关断控制晶体管5实质上成为短路状态，在FET3导通后迅速关断。其结果，因为一个振荡周期中的导通动作期间被控制为缩短，在变压器2中积蓄的能量降低，所以输出电压降低，经过这样的过程进行输出电压的恒定电压控制。

在该现有的自激式开关电源电路100中，在每一振荡周期中进行恒定电压控制，在输出电压达到预定的设定电压后进行稳定的连续振荡动作期间，通过恒定电压控制而变化的导通动作期间很短。另一方面，只要导通动作期间一定，负载消耗电力不变化，则各振荡周期中的关断动作期间也一定，在恒定电压控制下输出电压在设定电压附近稳定后，如图6所示，以大体固定的振荡频率动作。

例如，进行恒定电压控制使直流电源电压成为240V、对于负载的输出电压成为16V、输出电流成为1.2A的自激式开关电源电路100，在输出电压达到设定电压16V后，各振荡周期To的导通动作期间和关断动作期间几乎一定而不变化，以160kHz的固定振荡周期进行连续振荡动作，由此，在输出线20a、20b之间发生基于其二次以上的高次谐波的高次谐波噪音。

关于在自激式开关电源电路的输出中表现出的噪音电压特性，在信息技术装置(ITE)的国际标准CISPR22的class B中，如图7所示，在从0.15MHz到30MHz的频带内规定QP方式(准峰值检波)和AVR方式(平均值检波)中的各上限值，在以160kHz的固定振荡周期连续动作的自激式开关电源电路100的输出中，以其整数倍的320kHz、480kHz、640kHz等表现出二次以上的高次谐波噪音，在这些特定的频率和国际标准中规定的上限值(1)(2)的余量减小，实测值(4)(5)有可能超过上限值。

因为对于振荡频率的次数越小，高次谐波的噪音成分越大，所以要求降低振荡频率，但是因此自激式开关电源电路100大型化。另外，也采取在输出侧的电源线上插入大容量的滤波器的手段，但是整体价格高。

专利文献1：日本特许第3691498号公报(说明书的第0033到第0066段，图1)

发明内容

鉴于这样的间题而做出本发明，其目的是提供一种自激式开关电源电路，其即使在恒定电压控制下进行稳定动作，也不在特定频率下发生高次谐波噪音。

为实现上述目的，第1方式的自激式开关电源电路具有：变压器，其具有一次线圈、二次输出线圈、第一反馈线圈和第二反馈线圈；振荡电场效应晶体管，其与一次线圈串联地连接在直流电源上，在栅极电压在阈值电压V_TH以上的期间进行导通动作；起动电阻，其连接在直流电源的高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极间；导通控制电容器，其连接在一侧与直流电源的低压侧端子连接的第一反馈线圈的另一侧和振荡电场效应晶体管的栅极之间，向栅极施加对振荡电场效应晶体管进行导通控制的电压；驱动元件，其连接在振荡电场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子间，在控制端子电压在动作电压以上的期间，使栅极和低压侧端子之间导通，对振荡电场效应晶体管进行关断控制；分流电阻，其连接在振荡电场效应晶体管和低压侧端子间；以及关断控制电容器，其连接在驱动元件的控制端子和低压侧端子间，在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，用流过一次线圈的励磁电流的分流电阻的电压充电，把控制端子电压提升到动作电压以上，在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，用关断控制电容器的充电电压关断振荡电场效应晶体管，在振荡电场效应晶体管的关断动作期间中，用导通控制电容器的充电电压导通振荡电场效应晶体管，以预定的振荡周期重复导通动作期间和关断动作期间，其中，还具有：周期控制电容器，其连接在驱动元件的控制端子和低压侧端子之间；防逆流元件，其连接在第二反馈线圈和周期控制电容器之间，在振荡电场效应晶体管的关断动作期间中，流过用在第二反馈线圈中发生的回扫电压对周期控制电容器进行充电的充电电流；时间常数电阻，其在第二反馈线圈和直流电源的低压侧端子之间与周期控制电容器串联连接，调整周期控制电容器的充电速度；和短路电路，其与周期控制电容器并联连接，在比上述振荡周期充分长的循环周期中，每当周期控制电容器的充电电压达到预定电压时，将周期控制电容器的两端短路，在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，与分流电阻的电压一起，用周期控制电容器的充电电压对关断控制电容器进行充电，对直到驱动元件使振荡电场效应晶体管关断为止的导通动作期间进行缩短控制。

周期控制电容器，在导通动作期间中，一边流过对关断控制电容器进行充电的放电电流，一边用在关断动作期间中在第二线圈中发生的回扫电压充电，每次重复各振荡周期时充电电压上升。当周期控制电容器的充电电压上升时，因为关断控制电容器的充电速度上升，直到使振荡电场效应晶体管关断为止的导通动作期间被缩短，所以直到关断动作期间中的回扫电压消失为止的时间也缩短，关断动作期间也缩短。其结果，在导通动作期间上加上关断动作期间而得的各振荡周期慢慢缩短，当用比振荡电场效应晶体管的振荡周期充分长的循环周期，周期控制电容器的充电电压达到预定电压时，通过短路电路将周期控制电容器中所充电的电荷放电，充电电压降低到一循环周期前的电位，振荡周期返回到一循环周期前的振荡周期。

因此，即使在恒定电压控制下进行稳定的振荡动作，在每一循环周期，慢慢上升的振荡频率也返回原来的振荡频率，不以固定振荡频率连续振荡。其结果，特定频率的高次谐波噪音不重叠在输出线上。

第2方式的自激式开关电源电路中，串联连接的周期控制电容器和时间常数电阻，在第二反馈线圈和直流电源的低压侧端子之间，与用在变压器的第二反馈线圈中发生的回扫电压充电的输出控制电容器并联连接，输出控制电容器，在导通动作期间中，根据超过设定电压的输出电压和设定电压的差电压，用输出控制电容器的充电电压对关断控制电容器进行充电。

关断控制电容器，根据输出电压超过设定电压的差电压，从输出控制电容器充电的充电速度增加，导通动作期间被缩短，所以对输出电压进行恒定电压控制。可以把恒定电压控制中使用的第二反馈线圈兼用于使振荡频率变化的电路。

第3方式的自激式开关电源电路中，短路电路由一组分压电阻和NPN型晶体管组成，所述一组分压电阻串联连接在周期控制电容器的两侧，所述NPN型晶体管的集电极和发射极连接在周期控制电容器的两侧，基极连接在一组分压电阻的分压点。

当对周期控制电容器的充电电压分压而得的分压电阻的分压点的分电压达到NPN型晶体管的动作电压时，集电极和发射极之间成为导通状态，周期控制电容器的两端被短路。在每一振荡周期中上升的周期控制电容器的充电电压，在每一循环周期中其分电压达到NPN型晶体管的动作电压而被全部放电。

第4方式的自激式开关电源电路中，短路电路由一组分压电阻和晶闸管或者双向可控硅组成，所述一组分压电阻串联连接在周期控制电容器的两侧，所述晶闸管或者双向可控硅的触发端子连接在一组分压电阻的分压点，输出端子的两端分别连接在周期控制电容器的两侧。

第5方式的开关电源装置的控制方法，通过由振荡电场效应晶体管组成的开关元件，控制对于变压器的一次侧的电压施加或其切断，向上述变压器的二次侧传递电力来进行电压输出，所述振荡电场效应晶体管具有控制端子，并且串联连接在上述变压器的一次线圈上，当通过在上述变压器的反馈线圈中发生的电压使得上述控制端子的电压达到阈值电压时进行导通动作，在通过关断控制电容器的充电电压将控制端子的电压控制成不到阈值电压时进行关断动作，所述开关电源装置的控制方法中，在上述变压器的一次线圈中不流过励磁电流的关断动作中，用在上述变压器的反馈线圈中发生的回扫电压，对充电电压以比开关元件的一个振荡周期足够长的间隔变化的周期控制电容器进行充电，另一方面，在上述变压器的一次线圈中流过励磁电流的导通动作中，用上述周期控制电容器的充电电压对上述关断控制电容器进行充电，通过上述周期控制电容器的充电电压使上述关断控制电容器的充电速度变化，使开关元件的振荡周期变化。

第6方式的开关电源装置的控制方法，其中，通过上述周期控制电容器的充电电压加速上述关断控制电容器的充电速度，对直到开关元件进行关断动作为止的导通动作期间进行缩短控制。

根据第1方式的发明，即使在恒定电压控制下进行稳定的连续振荡动作，振荡频率也以循环周期变化，因此，在输出线上发生的噪音电压被分散，不用采取在输出线上插入滤波器等的对策，能够遵守关于噪音电压特性进行规定的国际标准。

根据第2方式的发明，利用用于对输出控制电容器进行充电的第二反馈线圈对周期控制电容器充电，所以不另外设置周期控制电容器的充电单元就能够使振荡频率变化。

另外，第二反馈线圈的输出，随输出负荷的变动，其关断动作期间的占空比变化。通过利用该第二反馈线圈进行周期控制电容器的充电，周期控制电容器的充电速度也根据输出负荷变动而变化，循环周期自身也变动，所以在实际动作中可以期待更有效的噪音电压对策。

根据第3方式的发明，可以调整一组分压电阻的电阻值来设定使周期控制电容器短路的周期控制电容器的充电电压，所以仅更换一组分压电阻就能够任意调整循环周期。

根据第4方式的发明，在短路电路中使用晶闸管或者双向可控硅的触发元件，所以能够简化短路电路。

附图说明

图1是本发明的一种实施方式的自激式开关电源电路10的电路图。

图2是表示图1的(ア)的电压的波形图。

图3是在恒定电压控制下进行连续自激振荡动作的自激式开关电源电路10的波形图，(a)是表示FET3的漏极-源极间的电压波形的波形图，(b)是表示流过FET3的漏极-源极间的一次线圈电流的波形图。

图4是比较自激式开关电源电路10的输出中表现的噪音电压特性与国际标准CISPR22的上限值来表示的波形图，

(1)是表示QP方式中的国际标准的上限值的波形图，

(2)是表示AVR方式中的国际标准的上限值的波形图，

(3)是表示输出中表现的噪音电压的峰值的波形图，

(4)是表示QP方式中的输出中表现的噪音电压的波形图，

(5)是表示AVR方式中的输出中表现的噪音电压的波形图。

图5是现有的自激式开关电源电路100的电路图。

图6是在恒定电压控制下进行连续自激振荡动作的自激式开关电源电路100的波形图，(a)是表示FET3的漏极-源极间的电压波形的波形图，(b)是表示流过FET3的漏极-源极间的一次线圈电流的波形图。

图7是比较自激式开关电源电路100的输出中表现的噪音电压特性与国际标准CISPR22的上限值来表示的波形图，

(1)是表示QP方式中的国际标准的上限值的波形图，

(2)是表示AVR方式中的国际标准的上限值的波形图，

(3)是表示输出中表现的噪音电压的峰值的波形图，

(4)是表示QP方式中的输出中表现的噪音电压的波形图，

(5)是表示AVR方式中的输出中表现的噪音电压的波形图。

符号说明

1   直流电源

1a  高压侧端子

1b  低压侧端子

2   变压器

2a  一次线圈

2b  反馈线圈(第一反馈线圈)

2c  二次输出线圈

2d  反馈线圈(第二反馈线圈)

3   振荡电场效应晶体管

5   关断控制晶体管(驱动元件)

6   整流二极管(防逆流元件)

7   时间常数电阻

9   加速控制电容器

11  短路电路

12  导通控制电容器

15  NPN型晶体管

21  起动电阻

27  分压电阻

28  分压电阻

50  充放电电阻

51  分流电阻

53  关断控制电容器

55  输出控制电容器

具体实施方式

下面使用图1到图4详细说明本发明的一种实施方式。图1是表示本发明的一种实施方式的自激式开关电源电路10的结构的电路图。本实施方式的自激式开关电源电路10因为与图5表示的现有的自激式开关电源电路100主要的电路及电路元件相同，所以对于同一结构附以同一号码，省略其详细的说明。

如图1所示，变压器2在一次侧设置一次线圈2a、与一次线圈2a在同一方向上卷绕的第一反馈线圈2b、与一次线圈2a在反方向上卷绕的第二反馈线圈2d，在二次侧设置二次输出线圈2c。

一次线圈2a与振荡电场效应晶体管(以下称FET)3串联地对于直流电源1连接，通过FET3的导通关断动作对流过一次线圈2a的励磁电流进行导通关断控制。FET3在这里使用MOSFET，将漏极连接到一次线圈2a，将源极通过用于检测一次线圈电流的分流电阻51连接到直流电源1的低压侧端子1b。

另外，栅极通过阻止向栅极的过大输入的电阻24连接到相对于直流电源1串联连接的起动电阻21和电阻25的连接点J1。起动电阻21和电阻25各自的电阻值分别为14.1MΩ和750kΩ，由此降低通过起动电阻21引起的电力消耗。

在起动电阻21和电阻25的连接点J1与第一反馈线圈2b之间，串联连接对于FET3的导通动作起作用的导通控制电容器12以及反馈电阻23，第一反馈线圈2b的另一侧连接到直流输入电源1的低压侧端子1b。

在起动电阻21和电阻25的连接点J1与低压侧端子1b之间配置使FET3的栅极电压降低来进行关断控制的驱动元件5。这里，作为驱动元件5使用NPN型的关断控制晶体管，其集电极连接到连接点J1，发射极连接到低压侧端子1b。关断控制晶体管5的基极通过关断控制电容器53连接到低压侧端子1b，同时通过充放电电阻50连接到分流电阻51的高压侧，当通过分流电阻51引起的电压降成为一定值以上时，作为关断控制电容器53的充电电压的基极电压上升，关断控制晶体管5进行导通动作。

第二反馈线圈2d的一侧通过串联连接的整流二极管54和输出控制电容器55连接到直流输入电源1的低压侧端子1b，另外，另一侧直接连接到直流输入电源1的低压侧端子1b，由此形成闭合回路。把与输出控制电容器55的连接方向作为正向来设置整流二极管54，用在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压给输出控制电容器55充电。整流二极管54和输出控制电容器55的连接点J2，通过光耦合受光元件39连接到关断控制晶体管5的基极的连接点J3。

光耦合受光元件39与变压器2的二次侧的光耦合发光元件35进行光耦合而动作，在接收来自光耦合发光元件35的光的期间，与其受光量成比例地流过从输出控制电容器55放电的放电电流。

在本实施方式中与现有的电路不同，如图1所示，在第二反馈线圈2d的一侧和低压侧端子1b之间，进而串联连接构成CR低通滤波器的电阻37和电容器38，与电容器38并联地依次串联连接整流二极管6、时间常数电阻7、放电保护电阻8以及周期控制电容器9。

整流二极管6把与时间常数电阻7的连接方向作为正向，由此，用在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压在输出控制电容器55之外还对周期控制电容器9充电。用每一次振荡周期To中发生的回扫电压充电的周期控制电容器9的充电速度，由基于周期控制电容器9的电容和串联连接的时间常数电阻7以及放电保护电阻8的电阻值而形成的时间常数决定，用该时间常数决定的过渡期间被设定为比进行连续振荡动作的自激式开关电源电路10的振荡周期To充分长的时间。

放电保护电阻8与周期控制电容器9串联连接，以使在通过由后述的PNP晶体管14和NPN晶体管15组成的短路电路11将周期控制电容器9的两端短路时不发生过大的短路电流。

时间常数电阻7和放电保护电阻8的连接点J5，通过放电电阻16连接到关断控制晶体管5的基极。因此，在短路电路11不进行短路动作的期间，从周期控制电容器9经由放电保护电阻8和放电电阻16流过对关断控制电容器53进行充电的充电电流。

构成短路电路11的NPN晶体管15的发射极连接到直流输入电源1的低压侧端子1b，集电极通过集电极电阻19连接到连接点J5，同时连接到PNP晶体管14的基极。另外，PNP晶体管14的发射极连接到连接点J5，集电极通过偏压电阻连接到NPN晶体管15的基极、和在连接点J5和低压侧端子1b间串联连接的一组分压电阻27、28的分压点。由此，当周期控制电容器9的充电电压达到一定电位时，通过分压电阻27、28得到的其分电压达到NPN晶体管15的动作电压，其集电极-发射极间成为导通状态，同时在集电极电阻19中流过集电极电流，PNP晶体管14的集电极-发射极间也成为导通状态，在连接点J5和低压侧端子1b之间的短路电路11中流过的短路电流增大，在周期控制电容器9内积蓄的电荷迅速放电。

周期控制电容器9，重复在FET3进行导通、关断动作的一振荡周期To内的关断动作期间用在第二反馈线圈2d中发生的电压充电、在导通动作期间流过关断控制电容器53的充电电流的充放电，同时设定分压电阻27、28的各电阻值，使得如图2所示，充电电压慢慢上升，在比FET3的振荡周期To充分长的循环周期Tc内，充电电压(J5的电位)的分电压达到NPN晶体管15的动作电压。由此，短路电路11以循环周期Tc重复短路动作，周期控制电容器9的充电电位以循环周期Tc如图2所示那样重复变化。

在变压器的二次输出线圈2c上连接由与二次输出线圈2c串联的整流二极管、和与二次输出线圈2c并联的滤波电容器组成的输出侧整流滤波电路26，向在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间连接的负载输出整流滤波后的直流电源。在本实施方式的自激式开关电源电路10中，具有用于把输出线20a、20b间的输出电压和输出电流控制为设定电压和设定电流的输出电压监视电路17和输出电流监视电路18。

决定输出电压监视电路17的分压电阻30、31的各电阻值，使在高压侧输出线20a和低压侧输出线20b之间的输出电压成为设定为预定值的设定电压时，通过由串联连接的分压电阻30、31的分压电阻31引起的电压降使NPN晶体管41在有源状态下动作。因此，当输出电压超过设定电压时，与其差电压成比例的电流流过光耦合发光元件35，光耦合发光元件35以与差电压对应的发光量发光。

决定输出电流监视电路18的在低压侧输出线20b上串联连接的分流电阻42，使在分流电阻42中流动的输出电流成为设定为预定值的设定电流时，通过分流电阻42引起的电压降使NPN晶体管43在有源状态下动作。因此，当输出电流超过设定电流时，与其差电流成比例的电流流过光耦合发光元件35，光耦合发光元件35以与差电流对应的发光量发光。

如上所述，光耦合发光元件35与变压器2的一次侧的光耦合受光元件39光耦合，当输出电流超过设定电流或者输出电压超过设定电压时，在FET3的导通动作期间中，从在关断动作期间中充电的输出控制电容器55用与其超过的值对应的放电电流对关断控制电容器53充电。由此，关断控制电容器53的充电加速，通过关断控制电容器53迅速地进行导通动作，缩短FET3的导通动作期间。其结果，在导通动作期间中在变压器2中积蓄的能量减少，控制超过设定值的输出电压或者输出电流下降，使其成为设定电压或者设定电流。

当在输出线20a、20b之间连接负载时，自激式开关电源电路10一边重复连续振荡动作，一边使输出电流在成为设定电流前上升，在把输出电流作为设定电流的恒定电流控制下，输出电压在成为设定电压前上升。其后，如果负载消耗的电力一定，则在把输出电压作为设定电压的恒定电压控制下，输出电流降低到与负载的消耗电力平衡的电流，在该状态下因为在一个振荡周期To中在变压器2中发生的能量与负载的消耗电力平衡，所以以大体一定的振荡周期To重复振荡动作。

但是，在本发明中，即使这样在恒定电压控制下，以一定的振荡周期To振荡动作稳定，也使各振荡周期To以比其充分长的循环周期Tc变化，振荡频率变得不固定。下面详述该自激式开关电源电路10的振荡动作。

在一个振荡周期To的关断动作期间，第二反馈线圈2d中发生的回扫电压在整流二极管6的正向上作用，所以周期控制电容器9通过回扫电压以由串联连接的时间常数电阻7以及放电保护电阻8的时间常数决定的充电速度被缓慢地充电。在该回扫电压的上升沿上重叠通过FET3关断所引起的开关噪音，但是通过由电阻37和电容器38组成的低通滤波器被除去。

当在第二反馈线圈2d中发生的回扫电压消失，变压器2的各线圈的极性反转时，放电电流从关断控制电容器53流过充放电电阻50和分流电阻51，关断控制晶体管5的基极电压降低，其集电极-发射极之间被切断，FET3导通。在FET3导通后的导通动作期间中，在关断动作期间被充电的周期控制电容器9的充电电压施加在关断控制电容器5上，对关断控制电容器5充电的充电电流流过放电保护电阻8和放电电阻16。因此，关断控制电容器5，在从分流电阻51的两端流出的充电电流上加上周期控制电容器9的放电电流，关断控制晶体管5迅速进行导通动作，缩短振荡周期Tc。

如图3所示，因为各振荡周期Tc中的导通动作期间与关断动作期间相比极短，一个振荡周期Tc中在关断动作期间中积蓄在周期控制电容器9中的电荷比导通动作期间中放出的电荷多，所以通过重复振荡动作，其充电电压慢慢上升。另一方面，在各振荡周期Tc的导通动作期间，从周期控制电容器9对关断控制电容器5进行充电的充电电流与周期控制电容器9的充电电压成比例，所以在每次重复振荡动作时导通动作期间被缩短，振荡周期Tc也慢慢被缩短。即自激式开关电源电路10的振荡频率慢慢上升。

当周期控制电容器9的充电电压上升到预定的电压(图2中2.8V)时，用分压电阻27、28分压而得的分电压达到NPN晶体管15的动作电压，在集电极电阻19中流过集电极电流，由此，PNP晶体管14的集电极-发射极之间也成为导通状态，连接点J2和低压侧端子1b之间成为导通状态。即，通过用NPN晶体管15和PNP晶体管14构成的短路电路11进行短路动作，在周期控制电容器9中积蓄的电荷放电，充电电压下降到上升前的电位。其结果，在下一导通动作期间，从周期控制电容器9对关断控制电容器5进行充电的充电电流减少，振荡周期Tc延长到一个循环周期Tc前的周期。其后，再次在每次振荡时重复周期控制电容器9的充电电压上升，振荡周期Tc被慢慢缩短的动作。

如图3所示，在本实施方式中，调整时间常数电阻7、周期控制电容器9、分压电阻27、28等的各电路常数，把短路电路11进行短路的循环周期Tc取为56.25μsec。如图3(a)所示，在短路电路11进行短路动作，周期控制电容器9的充电电压成为最低电位后不久，导通动作期间为1.38μsec，与导通动作期间成比例的图3(b)中表示的一次线圈电流上升到0.412A。因此，在变压器2中积蓄的能量大，关断动作期间也长达5.54μsec，一个振荡周期Tc成为6.92μsec，振荡频率成为144.5kHz。

其后，每次重复振荡动作时，周期控制电容器9的充电电压上升，振荡周期Tc被慢慢缩短，充电电压上升到2.8V附近，在短路电路11进行短路动作之前不久的振荡周期中，导通动作期间缩短到0.79μsec，如图3(b)所示，一次线圈电流降低到0.294A。其结果，回扫电压迅速消失，关断动作期间也成为4.25μsec，振荡周期Tc被缩短到5.04μsec，其振荡频率上升到198.4kHz。

即，自激式开关电源电路10即使在恒定电压控制下进行稳定的连续振荡动作的期间，因为振荡频率以56.25μsec的循环周期Tc在144.5kHz到198.4kHz之间变化，不以固定频率振荡，所以如图4所示，在输出线20a、20b之间表现出的高次谐波噪音不集中于特定的频率，相对于信息技术装置(ITE)的国际标准CISPR22的class B中规定的QP方式(准峰值检波)和AVR方式(平均值检波)的各上限值(1)(2)，实测值(4)(5)得到充分的余量。

如上所述，通过使分压电阻27、28的电阻值可变，可以容易地调整循环周期Tc，但是当将循环周期Tc设为接近振荡周期Tc的10μsec以下时，无法使高次谐波噪音的频率充分分散，另外，当设为66.5μsec以上时，进入150kHz以下的可听音域内，有可能发生异常噪音，所以希望设定为这之间的周期。

在上述的实施方式中，利用在恒定电压控制和恒定电流控制中使用的反馈线圈2d对周期控制电容器9进行充电，但是也可以用在其他反馈线圈中发生的回扫电压对周期控制电容器9进行充电。

另外，在上述实施方式中，作为短路电路11使用了PNP晶体管14以及NPN晶体管15，但是也可以用与周期控制电容器9并联地例如在连接点J5和低压侧端子1b之间分别连接一对输出端子的两端，将触发端子连接在一组分压电阻27、28的分压点的晶闸管或者双向可控硅等触发元件构成。

本发明适合于对输出电压进行恒定电压控制的自激式开关电源电路。

Claims (6)

1.一种自激式开关电源电路，具有：

变压器，其具有一次线圈、二次输出线圈、第一反馈线圈和第二反馈线圈；

振荡电场效应晶体管，其与一次线圈串联地连接在直流电源上，在栅极电压在阈值电压V_TH以上的期间进行导通动作；

起动电阻，其连接在直流电源的高压侧端子和振荡电场效应晶体管的栅极间；

导通控制电容器，其连接在一侧与直流电源的低压侧端子连接的第一反馈线圈的另一侧和振荡电场效应晶体管的栅极之间，向栅极施加对振荡电场效应晶体管进行导通控制的电压；

驱动元件，其连接在振荡电场效应晶体管的栅极和直流电源的低压侧端子间，在控制端子电压在动作电压以上的期间，使栅极和低压侧端子之间导通，对振荡电场效应晶体管进行关断控制；

分流电阻，其连接在振荡电场效应晶体管和低压侧端子间；以及

关断控制电容器，其连接在驱动元件的控制端子和低压侧端子间，在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，用流过一次线圈的励磁电流的分流电阻的电压充电，把控制端子电压提升到动作电压以上，

在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，用关断控制电容器的充电电压关断振荡电场效应晶体管，在振荡电场效应晶体管的关断动作期间中，用导通控制电容器的充电电压导通振荡电场效应晶体管，以预定的振荡周期重复导通动作期间和关断动作期间，

其特征在于，还具有：

周期控制电容器，其连接在驱动元件的控制端子和低压侧端子之间；

防逆流元件，其连接在第二反馈线圈和周期控制电容器之间，在振荡电场效应晶体管的关断动作期间中，流过用在第二反馈线圈中发生的回扫电压对周期控制电容器进行充电的充电电流；

时间常数电阻，其在第二反馈线圈和直流电源的低压侧端子之间与周期控制电容器串联连接，调整周期控制电容器的充电速度；和

短路电路，其与周期控制电容器并联连接，在比上述振荡周期充分长的循环周期中，每当周期控制电容器的充电电压达到预定电压时，将周期控制电容器的两端短路，

在振荡电场效应晶体管的导通动作期间中，与分流电阻的电压一起，用周期控制电容器的充电电压对关断控制电容器进行充电，对直到驱动元件使振荡电场效应晶体管关断为止的导通动作期间进行缩短控制。

2.根据权利要求1所述的自激式开关电源电路，其特征在于，

串联连接的周期控制电容器和时间常数电阻，在第二反馈线圈和直流电源的低压侧端子之间，与用在变压器的第二反馈线圈中发生的回扫电压充电的输出控制电容器并联连接，

输出控制电容器，在导通动作期间中，根据超过设定电压的输出电压和设定电压的差电压，用输出控制电容器的充电电压对关断控制电容器进行充电。

3.根据权利要求1或2所述的自激式开关电源电路，其特征在于，

短路电路由一组分压电阻和NPN型晶体管组成，所述一组分压电阻串联连接在周期控制电容器的两侧，所述NPN型晶体管的集电极和发射极连接在周期控制电容器的两侧，基极连接在一组分压电阻的分压点。

4.根据权利要求1或2所述的自激式开关电源电路，其特征在于，

短路电路由一组分压电阻和晶闸管或者双向可控硅组成，所述一组分压电阻串联连接在周期控制电容器的两侧，所述晶闸管或者双向可控硅的触发端子连接在一组分压电阻的分压点，输出端子的两端分别连接在周期控制电容器的两侧。

5.一种开关电源装置的控制方法，通过由振荡电场效应晶体管组成的开关元件，控制对于变压器的一次侧的电压施加或其切断，向上述变压器的二次侧传递电力来进行电压输出，所述振荡电场效应晶体管具有控制端子，并且串联连接在上述变压器的一次线圈上，当通过在上述变压器的反馈线圈中发生的电压使得上述控制端子的电压达到阈值电压时进行导通动作，在通过关断控制电容器的充电电压将控制端子的电压控制成不到阈值电压时进行关断动作，所述开关电源装置的控制方法的特征在于，

在上述变压器的一次线圈中不流过励磁电流的关断动作中，用在上述变压器的反馈线圈中发生的回扫电压，对充电电压以比开关元件的一个振荡周期足够长的间隔变化的周期控制电容器进行充电，另一方面，在上述变压器的一次线圈中流过励磁电流的导通动作中，用上述周期控制电容器的充电电压对上述关断控制电容器进行充电，

通过上述周期控制电容器的充电电压使上述关断控制电容器的充电速度变化，使开关元件的振荡周期变化。

6.根据权利要求5所述的开关电源装置的控制方法，其特征在于，

通过上述周期控制电容器的充电电压加速上述关断控制电容器的充电速度，对直到开关元件进行关断动作为止的导通动作期间进行缩短控制。

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