JP2012191795A

JP2012191795A - 自励式スイッチング電源回路

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Publication number: JP2012191795A
Application number: JP2011054259A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Okitsu; 克彦興津; Toshihiro Amei; 俊裕飴井; Kenji Hatano; 健二波多野; Yoshitaka Kimura; 宜隆木村
Original assignee: SMK Corp; Canon Electronics Inc
Current assignee: SMK Corp; Canon Electronics Inc
Priority date: 2011-03-11
Filing date: 2011-03-11
Publication date: 2012-10-04
Anticipated expiration: 2031-03-11
Also published as: JP5246285B2; CN102710140B; US20120230063A1; US8582320B2; CN102710140A; EP2501029A2

Abstract

【課題】定電圧制御下で安定動作しても、特定周波数で高調波ノイズが発生せず、良好な雑音端子電圧特性が得られる自励式スイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】トランスの一次巻線に励磁電流を流さないオフ動作期間中に帰還巻線に発生するフライバック電圧で周期制御用コンデンサを充電し、一次巻線に励磁電流を流すオン動作期間中に、充電速度でオン動作期間が変化するオフ制御コンデンサを周期制御用コンデンサの充電電圧で充電する。周期制御用コンデンサの充電電圧を発振周期Ｔｏより充分に長い循環周期Ｔｃで変化させ、連続発振動作する発振周期Ｔｏを循環周期Ｔｃで可変させ、高調波の周波数を分散させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、トランスの帰還巻線に表れる電圧を駆動信号としてスイッチング素子の制御端子に正帰還させて連続発振動作を行う自励式スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、出力の雑音端子特性を改善する自励式スイッチング電源回路に関する。

スイッチング電源回路は、安定化電源として、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられ、出力側に接続されるこれらの負荷の大きさにかかわらず、出力電圧を所定の設定電圧に安定させる定電圧制御を行っている（例えば、特許文献１）。

以下、この従来の定電圧制御を行う自励式スイッチング電源回路１００を、図５と図６を用いて説明すると、１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｃは、トランス２の二次出力巻線、２ｂ、２ｄは、トランス２の一次側に設けられた第１帰還巻線と第２帰還巻線であり、第１帰還巻線２ｂは一次巻線２ａと同一方向に、第２帰還巻線２ｄは、一次巻線２ａと逆方向に巻回されている。

３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより両者の接続点Ｊ１で直流電源１の電圧を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようになっている。

１２は、帰還抵抗２３とともにオン駆動回路を構成し、第１帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続されるオン制御コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをＦＥＴ３のゲートへ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続したオフ制御トランジスタである。

第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と出力制御用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成される。整流ダイオード５４は、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で出力制御用コンデンサ５５が充電される充電方向を順方向として配設される。

整流ダイオード５４と出力制御用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９を介してオフ制御トランジスタ５のベースＪ３に接続し、ベースＪ３と低圧側端子１ｂ間にオフ制御コンデンサ５３が接続されている。

オフ制御トランジスタ５のベースＪ３は、充放電抵抗５０を介して、ＦＥＴ３とシャント抵抗５１の接続点Ｊ４へも接続し、一次巻線電流がシャント抵抗５１に流れることによるシャント抵抗５１に発生する電圧でオフ制御コンデンサ５３を充電し、ベースＪ３のベース電圧がオフ制御トランジスタ５の動作電圧に達すると、オフ制御トランジスタ５のコレクタ、エミッタ間が導通するようになっている。

フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へ出力制御用コンデンサ５５からの放電電流をその受光量に応じて流す。

二次出力巻線２ｃ側に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。

高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間には、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その分圧点３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、反転入力端子に出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較するための基準電圧を入力している。基準電圧は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の定電圧制御する所定の設定電圧を分圧抵抗３０、３１で分圧した電圧としているので、誤差増幅器３３の出力は、設定電圧に対する出力電圧の差電圧を表す。

誤差増幅器３３の出力側には、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、誤差増幅器３３の出力値により点滅するフォトカプラ発光素子３５が接続されている。従って、フォトカプラ発光素子３５は、上記差電圧応じた発光量で発光し、フォトカプラ発光素子３５にフォトカップルする一次側のフォトカプラ受光素子３９は、接続点Ｊ２からＪ３へ差電圧に応じた電流を流す。

このように構成された自励式スイッチング電源回路１００は、始めに、直流電源１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂに直流電圧が加えられると、起動用抵抗２１を介してオン制御コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、オン制御コンデンサ１２の充電電圧は、徐々に上昇する。オン制御コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。

ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。このとき、一次巻線２ａに流れる電流によりシャント抵抗５１のＦＥＴ３側の接続点Ｊ４に発生する電圧は、充放電抵抗５０を介してオフ制御コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる電流は、ターンオン後の経過時間に比例して上昇し、これによりオフ制御コンデンサ５３の充電電圧がオフ制御トランジスタ５の動作電圧に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態となり、ＦＥＴ３がターンオフする（以下、ＦＥＴ３がターンオンしてからターンオフするまでをオン動作期間、ターンオフしてから次にターンオンするまでをオフ動作期間という）。

ＦＥＴ３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。

一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧によって、オン制御コンデンサ１２が充電される（図５において下の電極が＋で上が一の極性）。

このオフ動作期間中は、オフ制御コンデンサ５３から充放電抵抗５０とシャント抵抗５１を放電電流が流れ、その充電電圧すなわちオフ制御トランジスタ５のベース電圧が低下し、動作電圧以下となる。また、オフ制御トランジスタ５のベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用し、オン制御コンデンサ１２は、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧で、シャント抵抗５１から充放電抵抗５０、オフ制御トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を充電路として充電される。

二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し、それまでオン制御コンデンサ１２に保持されていた充電電圧により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨを越え、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。

ここで、一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３のオン動作期間の二乗にほぼ比例し、二次側の出力電圧が設定電圧に達しない状態では、フォトカプラ発光素子３５が発光していないのでオフ制御コンデンサ５３の充電速度に関与せず、シャント抵抗５１の抵抗値により定まる最大オン時間で動作する。最大オン時間は、トランス２に蓄積されるエネルギーが、定格消費電力の負荷と自励式スイッチング電源回路１００のスイッチング動作で消費するエネルギーの和よりやや大きいものとなるように設定され、その結果、出力電圧は、発振を繰り返しながら設定電圧まで上昇し、設定電圧を越えると、定電圧出力制御下での通常の連続自励発振動作に移行する。

ＦＥＴ３のオフ動作期間中は、出力制御用コンデンサ５５も、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧により、整流ダイオード５４を介して充電され、ＦＥＴ３がターンオンしたときに、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えていると、その差電圧に応じた光量でフォトカプラ発光素子３５が発光し、フォトカップリングするフォトカプラ受光素子３９は、出力制御用コンデンサ５５から差電圧に比例する放電電流を接続点Ｊ２から接続点Ｊ３へ流す。

その結果、ＦＥＴ３がターンオンした直後に、一次巻線２ａの励磁電流によるシャント抵抗５１の電圧降下で充電されていたオフ制御コンデンサ５３は、出力制御用コンデンサ５５の充電電圧からも充電され、その充電が加速されることにより最大オン時間より早く、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が動作電位に達する。

これにより、ＦＥＴ３のゲートと低圧側端子１ｂ間は、オフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態となり、ＦＥＴ３はターンオン後速やかにターンオフする。その結果、一発振周期でのオン動作期間が短縮制御され、トランス２に蓄積されるエネルギーが低下するので、出力電圧が低下し、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。

特許第３６９１４９８号公報（明細書の項目００３３乃至項目００６６、図１）

この従来の自励式スイッチング電源回路１００では、定電圧制御が各発振周期毎に行われ、出力電圧が所定の設定電圧に達した後に安定した連続発振動作を行っている間は、定電圧制御により変化するオン動作期間はわずかである。一方、オン動作期間が一定で負荷による消費電力が変化しない限り、各発振周期でのオフ動作期間も一定であり、定電圧制御下で出力電圧が設定電圧近傍に安定した後は、図６に示すように、ほぼ固定した発振周波数で動作する。

例えば、直流電源電圧が２４０Ｖで、負荷への出力電圧が１６Ｖ、出力電流が１．２Ａに定電圧制御された自励式スイッチング電源回路１００は、出力電圧が設定電圧１６Ｖに達した後は、各発振周期Ｔｏのオン動作期間とオフ動作期間がほぼ一定で変化せず、１６０ｋＨｚの固定発振周期で連続発振動作を行い、これにより、出力線２０ａ、２０ｂ間に、その二次以降の高調波による高調波ノイズが発生する。

自励式スイッチング電源回路の出力に表れる雑音電圧特性について、情報技術装置（ＩＴＥ）の国際規格ＣＩＳＰＲ２２のｃｌａｓｓＢでは、図７に示すように、０．１５ＭＨｚから３０ＭＨｚまでの周波数帯において、ＱＰモード（順尖頭値検波）とＡＶＲモード（平均値検波）での各上限値が規定され、１６０ｋＨｚの固定発振周期で連続動作する自励式スイッチング電源回路１００の出力には、その整数倍の３２０ｋＨｚ、４８０ｋＨｚ、６４０ｋＨｚ等で二次以降の高調波ノイズが表れ、これらの特定な周波数において、国際規格で規定する上限値（１）（２）とのマージンが減少し、実測値（４）（５）が上限値を超える恐れが生じていた。

高調波のノイズ成分は、発振周波数に対する次数が小さいほど大きいので、発振周波数を低下させることが求められるが、そのために自励式スイッチング電源回路１００が大型化するものであった。また、出力側の電源線に大容量のフィルターを介在させる手段も講じられたが、全体で高価なものとなっていた。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、定電圧制御下で安定動作しても、特定周波数で高調波ノイズが発生しない自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、請求項１の自励式スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線と第１帰還巻線と第２帰還巻線を有するトランスと、直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上である間、オン動作する発振用電界効果トランジスタと、直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、一側が直流電源の低圧側端子に接続する第１帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加するオン制御コンデンサと、発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、制御端子電圧が動作電圧以上である間、ゲートと低圧側端子間を導通させ、発振用電界効果トランジスタをオフ制御するドライバー素子と、発振用電界効果トランジスタと低圧側端子間に接続されるシャント抵抗と、ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中に、一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧で充電され、制御端子電圧を動作電圧以上に引き上げるオフ制御コンデンサとを備え、発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中に、オフ制御コンデンサの充電電圧で発振用電界効果トランジスタをターンオフし、発振用電界効果トランジスタのオフ動作期間中に、オン制御コンデンサの充電電圧で発振用電界効果トランジスタをターンオンし、所定の発振周期でオン動作期間とオフ動作期間を繰り返す自励式スイッチング電源回路であって、
ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続される周期制御用コンデンサと、
第２帰還巻線と周期制御用コンデンサの間に接続され、発振用電界効果トランジスタのオフ動作期間中に、第２巻線に発生するフライバック電圧で周期制御用コンデンサを充電する充電電流を流す逆流防止素子と、第２帰還巻線と直流電源の低圧側端子間に、周期制御用コンデンサと直列に接続され、周期制御用コンデンサの充電速度を調整する時定数抵抗と、周期制御用コンデンサと並列に接続され、前記発振周期より充分に長い循環周期で、周期制御用コンデンサの充電電圧が所定電圧に達する毎に、周期制御用コンデンサの両端を短絡する短絡回路とを更に備え、シャント抵抗の電圧とともに、周期制御用コンデンサの充電電圧でオフ制御コンデンサを充電し、ドライバー素子が発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるまでのオン動作期間を短縮制御することを特徴とする。

周期制御用コンデンサは、オン動作期間中にオフ制御コンデンサを充電する放電電流を流しながら、オフ動作期間中に第２巻線に発生するフライバック電圧で充電され、各発振周期を繰り返す毎に充電電圧が上昇する。周期制御用コンデンサの充電電圧が上昇すると、オフ制御コンデンサの充電速度が上昇し、発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるまでのオン動作期間が短縮されるので、オフ動作期間中のフライバック電圧が消失するまでの時間も短縮し、オフ動作期間も短縮する。その結果、オン動作期間にオフ動作期間を加えた各発振周期は徐々に短縮し、発振用電界効果トランジスタの発振周期より充分に長い循環周期で、周期制御用コンデンサの充電電圧が所定電圧に達すると、短絡回路により周期制御用コンデンサに充電されていた電荷が放電され、充電電圧は一循環周期前の電位まで低下し、発振周期は一循環周期前の発振周期に戻る。

従って、定電圧制御下で安定発振動作を行っていても、循環周期毎に、徐々に上昇する発振周波数がもとの発振周波数に戻り、固定発振周波数で連続発振しない。その結果、特定周波数の高調波ノイズが出力線に重畳することがない。

請求項２の自励式スイッチング電源回路は、直列に接続された周期制御用コンデンサと時定数抵抗は、第２帰還巻線と直流電源の低圧側端子間に、トランスの第２帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される出力制御用コンデンサと並列に接続され、出力制御用コンデンサは、オン動作期間中に、設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、出力制御用コンデンサの充電電圧でオフ制御コンデンサを充電することを特徴とする。

オフ制御コンデンサは、出力電圧が設定電圧を超える差電圧に応じて出力制御用コンデンサから充電される充電速度が増し、オン動作期間が短縮されるので、出力電圧は定電圧制御される。定電圧制御に用いる第２帰還巻線を、発振周波数を変化させる回路に兼用できる。

請求項３の自励式スイッチング電源回路は、短絡回路は、周期制御用コンデンサの両側に直列に接続された一組の分圧抵抗と、周期制御用コンデンサの両側にコレクタとエミッタを、ベースを一組の分圧抵抗の分圧点に接続させたＮＰＮ型トランジスタとからなることを特徴とする。

周期制御用コンデンサの充電電圧を分圧した分圧抵抗の分圧点の分電圧がＮＰＮ型トランジスタの動作電圧に達すると、コレクタとエミッタ間が導通状態となり、周期制御用コンデンサの両端が短絡される。各発振周期毎に上昇する周期制御用コンデンサの充電電圧は、循環周期毎にその分電圧がＮＰＮ型トランジスタの動作電圧に達して全て放電される。

請求項４の自励式スイッチング電源回路は、短絡回路が、周期制御用コンデンサの両側に直列に接続された一組の分圧抵抗と、一組の分圧抵抗の分圧点にトリガ端子を接続させ、周期制御用コンデンサの両側に出力端子の両端をそれぞれ接続させたサイリスタ、もしくはトライアックからなることを特徴とする。

請求項５のスイッチング電源装置の制御方法は、制御端子を有すると共にトランスの一次巻線に直列に接続されて前記トランスの帰還巻線に発生する電圧によって前記制御端子の電圧が閾値電圧に達するとオン動作し、オフ制御コンデンサの充電電圧により制御端子の電圧が閾値電圧未満に制御されるとオフ動作する発振用電界効果トランジスタからなるスイッチング素子により、前記トランスの一次側への電圧印加又はその遮断を制御し、前記トランスの二次側に電力を伝達して電圧出力を行うスイッチング電源装置の制御方法であって、前記トランスの一次巻線に励磁電流を流さないオフ動作中には、スイッチング素子の一発振周期より充分に長い間隔で充電電圧が変化する周期制御用コンデンサを前記トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電する一方で、前記トランスの一次巻線に励磁電流を流すオン動作中には、前記オフ制御コンデンサを前記周期制御用コンデンサの充電電圧で充電し、前記周期制御用コンデンサの充電電圧によって前記オフ制御コンデンサの充電速度を変化させ、スイッチング素子の発振周期を変化させることを特徴とする。

請求項６のスイッチング電源装置の制御方法は、前記周期制御用コンデンサの充電電圧によって前記オフ制御コンデンサの充電速度を加速し、スイッチング素子がオフ動作するまでのオン動作期間を短縮制御することを特徴とする。

請求項１の発明によれば、定電圧制御下で安定した連続発振動作を行っていても、発振周波数が循環周期で変化するので、出力線に発生する雑音電圧は分散され、出力線にフィルターを介在させる等の対策を講じることなく、雑音電圧特性について規定する国際規格を遵守できる。

請求項２の発明よれば、出力制御用コンデンサを充電する為の第２帰還巻線を利用して周期制御用コンデンサが充電されるので、周期制御用コンデンサの充電手段を別に設けずに発振周波数を変化させることができる。

また、第２帰還巻線の出力は出力負荷の変動でオフ動作期間のデューティ比が変化する。この第２帰還巻線を利用して周期制御用コンデンサの充電を行うことで、出力負荷変動によっても周期制御用コンデンサの充電速度が変化し、循環周期自体も変動するので、実動作において、より効果的な雑音電圧対策を期待できる。

請求項３の発明よれば、一組の分圧抵抗の抵抗値を調整して、周期制御用コンデンサを短絡させる周期制御用コンデンサの充電電圧を設定できるので、一組の分圧抵抗を交換するだけで、循環周期を任意に調整できる。

請求項４の発明によれば、短絡回路にサイリスタ又はトライアックのトリガ素子を用いるので、短絡回路を簡略化できる。

本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の回路図である。図１の（ア）の電圧を示す波形図である。定電圧制御下で連続自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０の、（ａ）は、ＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電圧波形を、（ｂ）は、ＦＥＴ３のドレイン−ソース間に流れる一次巻線電流を、それぞれ示す波形図である。自励式スイッチング電源回路１０の出力に表れる雑音電圧特性を、国際規格ＣＩＳＰＲ２２の上限値と比較して表す波形図であり、（１）は、ＱＰモードでの国際規格の上限値、（２）は、ＡＶＲモードでの国際規格の上限値、（３）は、出力に表れる雑音電圧のピーク値（４）は、ＱＰモードでの出力に表れる雑音電圧、（５）は、ＡＶＲモードでの出力に表れる雑音電圧を、示す波形図である。従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。定電圧制御下で連続自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１００の、（ａ）は、ＦＥＴ３のドレイン−ソース間の電圧波形を、（ｂ）は、ＦＥＴ３のドレイン−ソース間に流れる一次巻線電流を、それぞれ示す波形図である。自励式スイッチング電源回路１００の出力に表れる雑音電圧特性を、国際規格ＣＩＳＰＲ２２の上限値と比較して表す波形図であり、（１）は、ＱＰモードでの国際規格の上限値、（２）は、ＡＶＲモードでの国際規格の上限値、（３）は、出力に表れる雑音電圧のピーク値（４）は、ＱＰモードでの出力に表れる雑音電圧、（５）は、ＡＶＲモードでの出力に表れる雑音電圧を、示す波形図である。

以下、本発明の一実施の形態について図１乃至図４を用いて詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図５に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その詳細な説明を省略する。

図１に示すように、トランス２は、一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂと、一次巻線２ａと逆方向に巻回された第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。

一次巻線２ａは、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に、直流電源１に対して接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作によって、一次巻線２ａに流れる励磁電流がオンオフ制御される。ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次巻線電流検出のためのシャント抵抗５１を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。

また、ゲートは、直流入力電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介して接続している。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、１４．１ＭΩと７５０ｋΩであり、これにより起動用抵抗２１による電力消費を低下させている。

起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と、第１帰還巻線２ｂの間には、ＦＥＴ３のオン動作に作用するオン制御コンデンサ１２及び帰還抵抗２３が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続している。

起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧を低下させてオフ制御するドライバー素子５が配置されている。ここでは、ドライバー素子５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型のオフ制御トランジスタを用いている。オフ制御トランジスタ５のベースは、オフ制御コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続するとともに、充放電抵抗５０を介してシャント抵抗５１の高圧側に接続し、シャント抵抗５１による電圧降下が一定値以上となると、オフ制御コンデンサ５３の充電電圧であるベース電圧が上昇し、オフ制御トランジスタ５がオン動作するようになっている。

第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と出力制御用コンデンサ５５を介して直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成される。整流ダイオード５４は、出力制御用コンデンサ５５との接続方向を順方向として配設され、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で出力制御用コンデンサ５５が充電されるようになっている。整流ダイオード５４と出力制御用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９を介してオフ制御トランジスタ５のベースへの接続点Ｊ３に接続している。

フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光している間に、出力制御用コンデンサ５５から放電される放電電流をその受光量に比例して流す。

本実施の形態では、従来の回路と異なり、図１に示すように、第２帰還巻線２ｄの一側と低圧側端子１ｂ間に、更にＣＲローパスフィルタを構成する電気抵抗３７とコンデンサ３８が直列に接続され、コンデンサ３８と並列に、整流ダイオード６、時定数抵抗７、放電保護抵抗８及び周期制御用コンデンサ９が順に直列に接続されている。

整流ダイオード６は、時定数抵抗７との接続方向を順方向とし、これにより、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で出力制御用コンデンサ５５の他に周期制御用コンデンサ９も充電されるようになっている。一度の発振周期Ｔｏ毎に発生するフライバック電圧で充電される周期制御用コンデンサ９の充電速度は、周期制御用コンデンサ９の容量と直列に接続された時定数抵抗７及び放電保護抵抗８の抵抗値による時定数で定まり、この時定数で定まる過渡期間は、連続発振動作する自励式スイッチング電源回路１０の発振周期Ｔｏより充分に長い時間に設定されている。

放電保護抵抗８は、後述するＰＮＰトランジスタ１４とＮＰＮトランジスタ１５とからなる短絡回路１１によって周期制御用コンデンサ９の両端が短絡された際に、過大な短絡電流が発生しないように周期制御用コンデンサ９に直列に接続されている。

時定数抵抗７と放電保護抵抗８の接続点Ｊ５は、放電抵抗１６を介してオフ制御トランジスタ５のベースへ接続している。従って、短絡回路１１が短絡動作していない間は、周期制御用コンデンサ９から放電保護抵抗８と放電抵抗１６を、オフ制御コンデンサ５３を充電する充電電流が流れる。

短絡回路１１を構成するＮＰＮトランジスタ１５のエミッタは、直流入力電源１の低圧側端子１ｂに接続し、コレクタは、コレクタ抵抗１９を介して接続点Ｊ５に接続すると共に、ＰＮＰトランジスタ１４のベースに接続している。また、ＰＮＰトランジスタ１４のエミッタは、接続点Ｊ５に接続し、コレクタは、バイアス抵抗を介してＮＰＮトランジスタ１５のベースと、接続点Ｊ５と低圧側端子１ｂ間に直列に接続された一組の分圧抵抗２７、２８による分圧点に接続している。これにより、周期制御用コンデンサ９の充電電圧が一定電位に達すると、分圧抵抗２７、２８によるその分電圧がＮＰＮトランジスタ１５の動作電圧に達して、そのコレクタ−エミッタ間が導通状態となると共に、コレクタ抵抗１９にコレクタ電流が流れて、ＰＮＰトランジスタ１４のコレクターエミッタ間も導通状態となり、短絡回路１１を接続点Ｊ５と低圧側端子１ｂ間の短絡回路１１に流れる短絡電流が増大して、周期制御用コンデンサ９に蓄積されていた電荷が速やかに放電される。

周期制御用コンデンサ９は、ＦＥＴ３がオン、オフ動作する一発振周期Ｔｏ内のオフ動作期間に第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で充電され、オン動作期間にオフ制御コンデンサ５３の充電電流を流す充放電を繰り返しながら、図２に示すように、充電電圧が徐々に上昇し、ＦＥＴ３の発振周期Ｔｏより充分に長い循環周期Ｔｃで、充電電圧（Ｊ５の電位）の分電圧がＮＰＮトランジスタ１５の動作電圧に達するように、分圧抵抗２７、２８の各抵抗値が設定される。これにより、短絡回路１１は循環周期Ｔｃで短絡動作を繰り返し、周期制御用コンデンサ９の充電電位は、循環周期Ｔｃで図２に示すように変化を繰り返す。

トランスの二次出力巻線２ｃには、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオードと、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサとからなる出力側整流平滑回路２６が接続され、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続される負荷へ整流平滑化した直流電源を出力している。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０では、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧と出力電流を設定電圧と設定電流に制御するための出力電圧監視回路１７と出力電流監視回路１８を備えている。

出力電圧監視回路１７は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が所定の値に設定した設定電圧となったときに、直列に接続された分圧抵抗３０、３１の分圧抵抗３１による電圧降下によってＮＰＮトランジスタ４１が能動状態で動作するように、分圧抵抗３０、３１の各抵抗値が定められている。従って、出力電圧が設定電圧を超えると、その差電圧に比例する電流がフォトカプラ発光素子３５に流れ、フォトカプラ発光素子３５は、差電圧に応じた発光量で発光する。

出力電流監視回路１８は、低圧側出力線２０ｂにシャント抵抗４２が直列に接続され、シャント抵抗４２に流れる出力電流が所定の値に設定した設定電流となったときに、シャント抵抗４２による電圧降下によってＮＰＮトランジスタ４３が能動状態で動作するように定められている。従って、出力電流が設定電流を超えると、その差電流に比例する電流がフォトカプラ発光素子３５に流れ、フォトカプラ発光素子３５は、差電流に応じた発光量で発光する。

前述したようにフォトカプラ発光素子３５は、トランス２の一次側のフォトカプラ受光素子３９とフォトカップリングし、出力電流が設定電流を越え、若しくは出力電圧が設定電圧を超えると、ＦＥＴ３のオン動作期間中に、オフ動作期間中に充電されていた出力制御用コンデンサ５５から、その超えた値に応じた放電電流でオフ制御コンデンサ５３を充電する。これにより、オフ制御コンデンサ５３の充電が加速され、オフ制御コンデンサ５３が速やかにオン動作することによりＦＥＴ３のオン動作期間が短縮される。その結果、オン動作期間中にトランス２に蓄積されるエネルギーが減少し、設定値を超えていた出力電圧若しくは出力電流は、設定電圧若しくは設定電流となるように下降制御される。

出力線２０ａ、２０ｂ間に負荷が接続されると、自励式スイッチング電源回路１０は、連続発振動作を繰り返しながら、出力電流が設定電流となるまで上昇し、出力電流を設定電流とした定電流制御下で出力電圧が設定電圧となるまで上昇する。その後、負荷による消費電力が一定であれば、出力電圧を設定電圧とする定電圧制御下で、出力電流は負荷の消費電力に見合う電流まで低下し、その状態で一発振周期Ｔｏでトランス２に発生するエネルギーが負荷の消費電力と見合うものとなるので、ほぼ一定の発振周期Ｔｏで発振動作を繰り返す。

しかしながら、本発明では、このように定電圧制御下で一定の発振周期Ｔｏで発振動作が安定しても、各発振周期Ｔｏをこれより充分に長い循環周期Ｔｃで変化させ、発振周波数が固定しないようにしている。以下、この自励式スイッチング電源回路１０の発振動作を詳述する。

一発振周期Ｔｏのオフ動作期間に、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧は、整流ダイオード６の順方向に働くので、周期制御用コンデンサ９は、フライバック電圧によって、直列に接続された時定数抵抗７及び放電保護抵抗８との時定数で定まる充電速度で緩やかに充電される。このフライバック電圧の立ち上がりには、ＦＥＴ３がターンオフすることによるスイッチングノイズが重畳するが、電気抵抗３７とコンデンサ３８からなるローパスフィルターで取り除かれる。

第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧が消失し、トランス２の各巻線の極性が反転すると、オフ制御コンデンサ５３から充放電抵抗５０とシャント抵抗５１を放電電流が流れて、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が低下し、そのコレクタ−エミッタ間が遮断され、ＦＥＴ３がターンオンする。ＦＥＴ３がターンオンした後のオン動作期間中は、オフ動作期間に充電された周期制御用コンデンサ９の充電電圧が、オフ制御コンデンサ５に加わり、オフ制御コンデンサ５を充電する充電電流が放電保護抵抗８と放電抵抗１６に流れる。従って、オフ制御コンデンサ５は、シャント抵抗５１の両端から流れる充電電流に、周期制御用コンデンサ９の放電電流が加わり、オフ制御トランジスタ５が速やかにオン動作することにより、発振周期Ｔｃが短縮される。

図３に示すように、各発振周期Ｔｃでのオン動作期間は、オフ動作期間に比べて極めて短く、一発振周期Ｔｃでオフ動作期間中に周期制御用コンデンサ９に蓄積される電荷は、オン動作期間中に放出される電荷より多いので、発振動作を繰り返すことによりその充電電圧は徐々に上昇する。一方、各発振周期Ｔｃのオン動作期間に、周期制御用コンデンサ９からオフ制御コンデンサ５を充電する充電電流は、周期制御用コンデンサ９の充電電圧に比例するので、発振動作を繰り返す毎にオン動作期間が短縮され、発振周期Ｔｃも徐々に短縮される。すなわち、自励式スイッチング電源回路１０の発振周波数は、徐々に上昇する。

周期制御用コンデンサ９の充電電圧が所定の電圧（図２では２．８Ｖ）まで上昇すると、分圧抵抗２７、２８で分圧された分電圧がＮＰＮトランジスタ１５の動作電圧に達し、コレクタ抵抗１９にコレクタ電流が流れることにより、ＰＮＰトランジスタ１４のコレクターエミッタ間も導通状態となり、接続点Ｊ２と低圧側端子１ｂ間が導通状態となる。すなわち、ＮＰＮトランジスタ１５とＰＮＰトランジスタ１４で構成される短絡回路１１が短絡動作することにより、周期制御用コンデンサ９に蓄積されていた電荷が放電され、充電電圧は上昇前の電位まで低下する。その結果、次のオン動作期間では、周期制御用コンデンサ９からオフ制御コンデンサ５を充電する充電電流が減少し、発振周期Ｔｃは一循環周期Ｔｃ前の周期に延長される。その後、再び発振毎に周期制御用コンデンサ９の充電電圧が上昇し、発振周期Ｔｃが徐々に短縮される動作を繰り返す。

図３に示すように、本実施の形態においては、時定数抵抗７、周期制御用コンデンサ９、分圧抵抗２７、２８等の各回路定数を調整して、短絡回路１１が短絡する循環周期Ｔｃを５６．２５μｓｅｃとしている。図３（ａ）に示すように、短絡回路１１が短絡動作して周期制御用コンデンサ９の充電電圧が最低電位となった直後は、オン動作期間が１．３８μｓｅｃであり、オン動作期間に比例する図３（ｂ）に示す一次巻線電流は、０．４１２Ａまで上昇する。従って、トランス２に蓄積されるエネルギーが大きく、オフ動作期間も５．５４μｓｅｃと長く、一発振周期Ｔｃは６．９２μｓｅｃ、発振周波数が１４４．５ｋＨｚとなっている。

その後、発振動作を繰り返す毎に、周期制御用コンデンサ９の充電電圧が上昇して発振周期Ｔｃが徐々に短縮され、充電電圧が２．８Ｖ付近まで上昇し、短絡回路１１が短絡動作する直前の発振周期では、オン動作期間が０．７９μｓｅｃまで短縮され、図３（ｂ）に示すように一次巻線電流は、０．２９４Ａまで低下する。その結果、フライバック電圧も速やかに消失してオフ動作期間も４．２５μｓｅｃとなり、発振周期Ｔｃが５．０４μｓｅｃまで短縮され、その発振周波数は１９８．４ｋＨｚまで上昇する。

つまり、自励式スイッチング電源回路１０は、定電圧制御下で安定した連続発振動作を行っている間であっても、５６．２５μｓｅｃの循環周期Ｔｃで発振周波数は１４４．５ｋＨｚから１９８．４ｋＨｚの間で変化し、固定周波数で発振しないので、図４に示すように、出力線２０ａ、２０ｂ間に表れる高調波ノイズが特定の周波数に集中せず、情報技術装置（ＩＴＥ）の国際規格ＣＩＳＰＲ２２のｃｌａｓｓＢで規定するＱＰモード（順尖頭値検波）とＡＶＲモード（平均値検波）の各上限値（１）（２）に対して実測値（４）（５）は充分なマージンが得られる。

上述の通り、循環周期Ｔｃは、分圧抵抗２７、２８の抵抗値を可変させることにより容易に調整できるが、循環周期Ｔｃを発振周期Ｔｃに接近する１０μｓｅｃ以下とすると、高調波ノイズの周波数を充分に分散させることができず、また、６６．５μｓｅｃ以上とすると１５０ｋＨｚ以下の可聴音域に入り、異音が発生する恐れが生じるので、この間の周期に設定するのが望ましい。

上述の実施の形態では、定電圧制御と定電流制御に用いる帰還巻線２ｄを利用して、周期制御用コンデンサ９を充電するものであるが、他の帰還巻線に発生するフライバック電圧で周期制御用コンデンサ９を充電するものであってもよい。

また、上述の実施の形態において、短絡回路１１として、ＰＮＰトランジスタ１４及びＮＰＮトランジスタ１５を用いているが、周期制御用コンデンサ９と並列に、例えば、接続点Ｊ５と低圧側端子１ｂ間に、一対の出力端子の両端をそれぞれ接続し、トリガ端子を一組の分圧抵抗２７、２８の分圧点に接続させたサイリスタ又はトライアックなどのトリガ素子で構成してもよい。

本発明は、出力電圧を定電圧制御する自励式スイッチング電源回路に適している。

１直流電源
１ａ高圧側端子
１ｂ低圧側端子
２トランス
２ａ一次巻線
２ｂ帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ二次出力巻線
２ｄ帰還巻線（第２帰還巻線）
３発振用電界効果トランジスタ
５オフ制御トランジスタ（ドライバー素子）
６整流ダイオード（逆流防止素子）
７時定数抵抗
９加速制御用コンデンサ
１１短絡回路
１２オン制御コンデンサ
１５ＮＰＮ型トランジスタ
２１起動用抵抗
２７分圧抵抗
２８分圧抵抗
５０充放電抵抗
５１シャント抵抗
５３オフ制御コンデンサ
５５出力制御用コンデンサ

Claims

一次巻線と二次出力巻線と第１帰還巻線と第２帰還巻線を有するトランスと、
直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧Ｖ_ＴＨ以上である間、オン動作する発振用電界効果トランジスタと、
直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、
一側が直流電源の低圧側端子に接続する第１帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加するオン制御コンデンサと、
発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、制御端子電圧が動作電圧以上である間、ゲートと低圧側端子間を導通させ、発振用電界効果トランジスタをオフ制御するドライバー素子と、
発振用電界効果トランジスタと低圧側端子間に接続されるシャント抵抗と、
ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中に、一次巻線の励磁電流が流れるシャント抵抗の電圧で充電され、制御端子電圧を動作電圧以上に引き上げるオフ制御コンデンサとを備え、
発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中に、オフ制御コンデンサの充電電圧で発振用電界効果トランジスタをターンオフし、発振用電界効果トランジスタのオフ動作期間中に、オン制御コンデンサの充電電圧で発振用電界効果トランジスタをターンオンし、所定の発振周期でオン動作期間とオフ動作期間を繰り返す自励式スイッチング電源回路であって、
ドライバー素子の制御端子と低圧側端子間に接続される周期制御用コンデンサと、
第２帰還巻線と周期制御用コンデンサの間に接続され、発振用電界効果トランジスタのオフ動作期間中に、第２帰還巻線に発生するフライバック電圧で周期制御用コンデンサを充電する充電電流を流す逆流防止素子と、
第２帰還巻線と直流電源の低圧側端子間に、周期制御用コンデンサと直列に接続され、周期制御用コンデンサの充電速度を調整する時定数抵抗と、
周期制御用コンデンサと並列に接続され、前記発振周期より充分に長い循環周期で、周期制御用コンデンサの充電電圧が所定電圧に達する毎に、周期制御用コンデンサの両端を短絡する短絡回路とを更に備え、
発振用電界効果トランジスタのオン動作期間中に、シャント抵抗の電圧とともに、周期制御用コンデンサの充電電圧でオフ制御コンデンサを充電し、ドライバー素子が発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるまでのオン動作期間を短縮制御することを特徴とする自励式スイッチング電源回路。
直列に接続された周期制御用コンデンサと時定数抵抗は、第２帰還巻線と直流電源の低圧側端子間に、トランスの第２帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電される出力制御用コンデンサと並列に接続され、
出力制御用コンデンサは、オン動作期間中に、設定電圧を超える出力電圧と設定電圧の差電圧に応じて、出力制御用コンデンサの充電電圧でオフ制御コンデンサを充電することを特徴とする請求項１に記載の自励式スイッチング電源回路。
短絡回路は、周期制御用コンデンサの両側に直列に接続された一組の分圧抵抗と、周期制御用コンデンサの両側にコレクタとエミッタを、ベースを一組の分圧抵抗の分圧点に接続させたＮＰＮ型トランジスタとからなることを特徴とする請求項１又は２に記載の自励式スイッチング電源回路。
短絡回路は、周期制御用コンデンサの両側に直列に接続された一組の分圧抵抗と、一組の分圧抵抗の分圧点にトリガ端子を接続させ、周期制御用コンデンサの両側に出力端子の両端をそれぞれ接続させたサイリスタ、もしくはトライアックからなることを特徴とする請求項１又は２に記載の自励式スイッチング電源回路。
制御端子を有すると共にトランスの一次巻線に直列に接続されて前記トランスの帰還巻線に発生する電圧によって前記制御端子の電圧が閾値電圧に達するとオン動作し、オフ制御コンデンサの充電電圧により制御端子の電圧が閾値電圧未満に制御されるとオフ動作する発振用電界効果トランジスタからなるスイッチング素子により、前記トランスの一次側への電圧印加又はその遮断を制御し、前記トランスの二次側に電力を伝達して電圧出力を行うスイッチング電源装置の制御方法であって、
前記トランスの一次巻線に励磁電流を流さないオフ動作中には、スイッチング素子の一発振周期より充分に長い間隔で充電電圧が変化する周期制御用コンデンサを前記トランスの帰還巻線に発生するフライバック電圧で充電する一方で、前記トランスの一次巻線に励磁電流を流すオン動作中には、前記オフ制御コンデンサを前記周期制御用コンデンサの充電電圧で充電し、
前記周期制御用コンデンサの充電電圧によって前記オフ制御コンデンサの充電速度を変化させ、スイッチング素子の発振周期を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
前記周期制御用コンデンサの充電電圧によって前記オフ制御コンデンサの充電速度を加速し、スイッチング素子がオフ動作するまでのオン動作期間を短縮制御することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置の制御方法。