JP2005006477A - 自励式スイッチング電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】発振用電界効果トランジスタ（３）がターンオンする際に、発生する放電電流を減少させ、その結果、スイッチングの際のエネルギー損失が少なく、ノイズが発生しない自励式スイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】帰還巻線（２ｂ）電圧の極性が反転した状態で、発振用電界効果トランジスタ（３）のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路（１２、２３）の時定数を設定し、一次巻線（２ａ）電圧が電源電圧以下となった後に、発振用電界効果トランジスタ（３）をターンオンさせ、一次巻線（２ａ）間の浮遊容量や発振用電界効果トランジスタ（３）の寄生容量に蓄積されていた電荷を、緩やかに放電させる。
【選択図】 図３
【解決手段】帰還巻線（２ｂ）電圧の極性が反転した状態で、発振用電界効果トランジスタ（３）のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路（１２、２３）の時定数を設定し、一次巻線（２ａ）電圧が電源電圧以下となった後に、発振用電界効果トランジスタ（３）をターンオンさせ、一次巻線（２ａ）間の浮遊容量や発振用電界効果トランジスタ（３）の寄生容量に蓄積されていた電荷を、緩やかに放電させる。
【選択図】 図３
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、トランスの一次巻線の励磁電流を停止させた際に、二次出力巻線からトランスに蓄積されたエネルギーを放出するフライバック型自励式スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、安定化電源として、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられている。スイッチング素子の駆動方式（スイッチング方式）を大別すると、自励発振方式と他励発振方式とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダクタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号としてスイッチング素子の制御端子に正帰還させ、発振動作を行うものである。
【０００３】
そのような自励式スイッチング電源回路として、図４に示すような回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−５１５４６号
以下、この従来の自励式スイッチング電源回路１００を、図４乃至図６を用いて説明すると、図中、１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の一次側に設けられた帰還巻線、２ｃは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧ＶＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより直流電源１の電圧を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようにしたものである。
【０００５】
６は、ゲートへの過大入力を防ぐツェナーダイオード、１２は、帰還抵抗２３とともにオン制御回路を構成し、帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続される帰還コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをゲートへエミッタを低圧側端子１ｂへ接続したオフ制御トランジスタ素子である。また、２２は、オフ制御用コンデンサ１１とともに発振安定化回路を構成する制御用抵抗であり、オフ制御用コンデンサ１１との接続点は、オフ制御トランジスタ素子５のベースに接続している。
【０００６】
二次出力巻線２ｃ側に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００７】
このように構成された自励式スイッチング電源回路１００は、始めに、電源１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂに直流電圧が加えられると、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、帰還コンデンサ１２の充電電圧は、徐々に上昇する。
【０００８】
帰還コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。
【０００９】
ＦＥＴ３がターンオンした後の自励発振動作は、図５、図６を参照し説明する。
【００１０】
図５と図６は、図４に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００に、電源電圧を２００Ｖの直流電源１を加え、起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値を１．５ＭΩと１００ｋΩ、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、０．０１μＦ、１００Ωとして自励発振させた状態で、図４の（１）乃至（６）に示す各部の動作波形を示している。
【００１１】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ（図６のｔ１２からｔ１０間の（５）で示す帰還巻線２ｂの電圧波形参照）、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。このとき、帰還巻線２ｂに発生した駆動信号としての電圧は、制御用抵抗２２を介してオフ制御用コンデンサ１１を充電し、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が上昇する（図５（ａ）のｔ１２からｔ１０）。
【００１２】
また、ｔ１２からｔ１０で表すＦＥＴ３のオン期間中は、帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧（図６の（５））が、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図６の（６））と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧（図６の（２））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧に維持する。このとき、ツェナーダイオード６によって、ゲートへの過大入力が阻止される。
【００１３】
オフ制御用コンデンサ１１が充電され、その充電電圧（オフ制御トランジスタ５のベース電圧）が所定のバイアス電圧以上に達する（図５（ａ）のｔ１０）と、
そのオフ制御トランジスタ５にべース電流が流れてコレクタ−エミッタ間が導通状態になる。その結果、ＦＥＴ３のゲートは、オフ制御トランジスタ５によって実質的に低圧側端子１ｂと短絡状態となり（図５（ｂ）、図６の（２））、ＦＥＴ３はターンオフする。
【００１４】
こうしてＦＥＴ３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図５（ｄ）のｔ１０からｔ１１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００１５】
一方、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図６のｔ１０からｔ１１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電される（図６のｔ１０からｔ１１間の（６）、図４において下の電極が＋で上が一の極性）。
【００１６】
このとき、ツェナーダイオード６は、ＦＥＴ３のゲートに逆バイアスをかけ、かつ、低圧端子１ｂ側から帰還コンデンサ１２を充電する充電電流のパスとして作用する。
【００１７】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わる（図５（ｄ）、図６のｔ１１時）と、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し（図６のｔ１１からｔ１２間の（５））、それまで帰還コンデンサ１２に保持されていた充電電圧（図６の（６））により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え（図５（ｂ）及び図６の（２）のｔ１２）、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の自励式スイッチング電源回路１００では、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図６のｔ１０からｔ１１間の（５））により速やかに帰還コンデンサ１２が充電されるように、帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３からなるオン制御回路の時定数が決定されている。
【００１９】
つまり、トランスに蓄積されたエネルギーが二次出力巻線２ｃから放出されるｔ１１時までに帰還コンデンサ１２がほぼ充電電圧（フライバック電圧）に達するようにオン制御回路の時定数が定められ、これにより、トランスのエネルギーが放出されフライバック電圧が低下すると、ＦＥＴ３は、速やかに次のターンオン動作に移行する。
【００２０】
図５（ｄ）に示すように、ターンオンによりＦＥＴ３のドレイン（一次巻線２ａ側）電圧は、ｔ１２の電源電圧２００Ｖ前後から０Ｖとなり、直流電源１から励磁電流が流れ始める。
【００２１】
一方、一次巻線２ａやＦＥＴ３には、巻線間の浮遊容量やドレイン−ソース間に寄生容量が存在し、これらはオフ期間中の一次巻線２ａの一側を高圧側とするフライバック電圧により充電されているので、ＦＥＴ３のドレイン（一次巻線２ａ側）電圧が２００Ｖ前後と十分に低下していない状態でターンオンすると、急激に放電される。
【００２２】
その結果、図５（ｃ）のＡに示す大きな放電電流が発生し、ＦＥＴ３等のスイッチ素子の損失が大きくなると共に、ノイズの発生原因となっていた。
【００２３】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、発振用電界効果トランジスタがターンオンする際に、発生する放電電流を減少させ、その結果、スイッチングの際のエネルギー損失が少なく、ノイズが発生しない自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明による自励式スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達したときにターンオンする発振用電界効果トランジスタと、直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、帰還巻線と発振用電界効果トランジスタのゲート間に、直列に接続された帰還コンデンサ及び帰還抵抗からなるオン制御回路と、発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがオン動作した後、所定時間後に、ゲートと低圧側端子間を導通し、発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるオフ制御トランジスタを備え、発振用電界効果トランジスタのターンオフ後に、帰還巻線に発生するフライバック電圧により充電した帰還コンデンサの充電電圧で、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨに引き上げ、発振用電界効果トランジスタを再びターンオン制御する自励式スイッチング電源回路において、
トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、少なくとも帰還巻線の電圧の極性が反転した状態で、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする。
【００２５】
トランスに蓄積されるエネルギーが放出されると、発振用電界効果トランジスタの寄生容量、一次巻線間の浮遊容量及び一次巻線のインダクタンスにより電源電圧を中心とする自由振動が始まり、一次巻線電圧に比例する帰還巻線の電圧も極性が反転する。
【００２６】
帰還巻線の電圧の極性が反転した状態では、比例する一次巻線の電圧も、電源電圧以下となり、一次巻線間の浮遊容量や発振用電界効果トランジスタの寄生容量に蓄積されていた電荷は、緩やかに放電を始める。また、一次巻線電圧が電源電圧以下となることにより、発振用電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧も低下する。
【００２７】
従って、このタイミングで、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、発振用電界効果トランジスタがターンオンさせることにより、ターンオンの際に発生する放電電流は減少し、発振用電界効果トランジスタでのエネルギー損失は少なく、ノイズも発生しにくい。
【００２８】
請求項２の自励式スイッチング電源回路は、トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した際に、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする。
【００２９】
トランスに蓄積されるエネルギーが放出されると、発振用電界効果トランジスタの寄生容量、一次巻線間の浮遊容量及び一次巻線のインダクタンスにより電源電圧を中心とする自由振動が始まり、一次巻線電圧に比例する帰還巻線の電圧も極性が反転する。
【００３０】
自由振動は、エネルギー損失により徐々に減衰するので、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した状態で、電源電圧を中心に振動する一次巻線の電圧は、最小電圧となる。
【００３１】
従って、このタイミングで、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、発振用電界効果トランジスタがターンオンさせることにより、最も効果的にターンオンの際に発生する放電電流を減少させることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図４で示した従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その説明を省略する。
【００３３】
図１に示すように、トランス２は、一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂ、及び一次巻線２ａと逆方向に巻回され第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。
【００３４】
一次巻線２ａは、発振用電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に、直流電源１に対して接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作によって、一次巻線２ａに流れる電流がオンオフ制御される。
【００３５】
ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次電流検出抵抗５１を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００３６】
また、ゲートは、直流電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介して接続している。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、図４に示す回路と同様に、１．５ＭΩと１００ｋΩであり、これにより２００Ｖ前後の不安定な直流電源１の電源電圧が著しく低下した場合に、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することなく、発振動作しないようになっている。
【００３７】
起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と、第１帰還巻線２ｂの間には、オン制御回路を構成する帰還コンデンサ１２及び帰還抵抗２３が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００３８】
ここでは、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、１０００ｐＦ、４．７ｋΩとして、図４に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００に比べて４．７倍の長さの時定数としている。
【００３９】
起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧を低下させオフ制御するオフ制御トランジスタ５が配置されている。ここでは、オフ制御トランジスタ５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型トランジスタを用いている。
【００４０】
第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成されている。
【００４１】
整流ダイオード５４は、駆動用コンデンサ５５の充電方向を順方向として配設され、この構成により第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５が充電されるようになっている。
【００４２】
整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９とオフ制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続し、フォトカプラ受光素子３９とオフ制御用コンデンサ５３の直列接続点Ｊ３をオフ制御トランジスタ５のベースへ接続している。
【００４３】
直列接続点Ｊ３、すなわちオフ制御トランジスタ５のベースは、電気抵抗５２を介して、ＦＥＴ３と一次電流検出抵抗５１の接続点Ｊ４へも接続し、一次電流検出抵抗５１による電圧降下が一定値以上となると、ベース電圧が上昇し、オフ制御トランジスタ５がオン動作するようになっている。
【００４４】
フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へその受光量に比例した電流を流す。
【００４５】
トランスの二次出力巻線２ｃは、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオード４と、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサ１３が接続され、出力側の整流平滑化回路を構成している。
【００４６】
この自励式スイッチング電源回路１０においては、出力線２０ａ、２０ｂ間の電圧を監視し、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を安定化させる回路が備えられている。
【００４７】
すなわち、整流平滑回路の高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、反転入力端子に出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。また、誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較するための基準電圧を入力している。
【００４８】
誤差増幅器３３の出力側には、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、誤差増幅器３３の出力値により点滅するフォトカプラ発光素子３５が接続され、このフォトカプラ発光素子３５は、前述したように一次側のフォトカプラ受光素子３９とフォトカップリングしている。
【００４９】
中間タップ３２と誤差増幅器３３の非反転入力端子間には、誤差増幅器３３の出力との間に交流負帰還素子３７、３８が接続されている。
【００５０】
以下、このように構成された自励式スイッチング電源回路１０の動作を、図１乃至図３を用いて説明する。図２と図３は、図５と図６に対応させて、それぞれ自励発振動作中の各部の波形を示すもので、図２（ａ）は、直列接続点Ｊ３の電圧、すなわちオフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、図２（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、図２（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流、すなわち一次巻線２ａに流れる一次巻線電流波形（３）を、図２（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示している。
【００５１】
また、図３の（２）、（５）、（６）で示す電圧波形は、それぞれＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）と、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）と、第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧を基準とした帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）である。
【００５２】
始めに、直流電源１の高圧側端子１ａ、低圧側端子１ｂ間に２００Ｖ程度の直流電圧が発生すると、起動用抵抗２１と電気抵抗２５で１／１６に分圧された電源電圧により、起動用抵抗２１と帰還抵抗２３を介して、帰還コンデンサ１２が充電される（図中下の電極が＋で上が−の極性）。
【００５３】
充電される帰還コンデンサ１２の充電電圧が、徐々に上昇し、ＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンし、ドレイン−ソース間が導通する。
【００５４】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス２にエネルギーが蓄積される。帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧（図３のｔ２からｔ０間の（５））は、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧（図２（ｂ）、図３の（２））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧（オン電圧）に維持する。
【００５５】
このとき、一次巻線２ａに流れる電流により一次電流検出抵抗５１のＦＥＴ３側、接続点Ｊ４に発生する電圧は、電気抵抗５２を介してオフ制御用コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる電流は、ターンオン後の時間と共にほぼ直線的に上昇し、これによりオフ制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇する。
【００５６】
オフ制御トランジスタ５のバイアス電圧に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態（ここでは低圧側端子１ｂの電位で、例えば０ボルト）となり、ＦＥＴ３がターンオフする。
【００５７】
ＦＥＴ３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図２（ｄ）のｔ０からｔ１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００５８】
一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図３のｔ０からｔ１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電され（図３のｔ０からｔ１間の（６）、図１において下の電極が＋で上が一の極性）、次のＦＥＴ３のターンオンが導かれる。
【００５９】
二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧を整流平滑化した高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が、基準電源３４の基準電源で定められる設定電圧に達しない状態（以下、過渡状態という）では、後述するようにフォトカプラ受光素子３９が動作していないので、オフ制御トランジスタ５のベース電圧は、バイアス電圧以下となっている。しかしながら、帰還コンデンサ１２は、オフ制御トランジスタ５のベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用し、一次電流検出抵抗５１から電気抵抗５２、オフ制御トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を、充電電流の経路として第１帰還巻線２ｂから充電される。
【００６０】
図２（ｄ）に示すように、誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出がｔ１時に終わると、一次巻線２ａのＦＥＴ３側の電圧波形（４）は、同図の実線と連続する破線に示すように、ＦＥＴ３の寄生容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量及び一次巻線２ａのインダクタンスによって電源電圧２００Ｖを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。
【００６１】
図３の（５）に示すように、一次巻線電圧の自由振動に比例して振動する第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧も同様に、ゲートに対して逆バイアスとして作用していたフライバック電圧が消滅するｔ１後に、増加して極性が反転し、ＦＥＴ３のゲートに対して順方向のバイアス電圧として作用するようになる。また、それまでに充電された帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えて、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の自励発振動作が繰り返される。
【００６２】
一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３のオン時間、すなわち、ターンオンしてからオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達するまでの時間の二乗にほぼ比例し、二次側の出力電圧が設定電圧に達しない過渡状態では、フォトカプラ３５、３９が動作していないのでベース電圧の上昇に関与せず、一次電流検出抵抗５１の抵抗値により定まる最大オン時間で動作する。その結果、出力電圧は設定電圧に達するまで発振を繰り返す毎に上昇し、設定電圧を越えると、出力を安定化させる回路により制御される以下の通常発振動作に移行する。
【００６３】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３の反転入力端子に入力される中間タップ３２の分圧も上昇し、基準電源３４の基準電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００６４】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光し、フォトカプラ受光素子３９が受光することにより、接続点Ｊ２から接続点Ｊ３（オフ制御トランジスタ５のベース）へ受光量に比例した電流を流す。
【００６５】
ＦＥＴ３がオン動作している間、第２帰還巻線２ｄに発生する誘導起電力は、整流ダイオード５４に逆方向に働くので、オフ制御トランジスタ５のベースには伝達されないが、その直前のＦＥＴ３のオフ動作期間中に第２帰還巻線２ｄに発生したフライバック電圧により駆動用コンデンサ５５が充電されているので、駆動用コンデンサ５５から接続点Ｊ３へ放電電流が流れ、オフ制御用コンデンサ５３を充電すると共に、一次巻線電流が流れることによる一次電流検出抵抗５１に発生する電圧が電気抵抗５２を経由してオフ制御トランジスタ５のベースに加わり、ベース電圧の上昇が加速される。
【００６６】
これによって、オフ制御トランジスタ５は、速やかにターンオンしてＦＥＴ３がターンオフするので、オン時間が短縮され、出力電圧は低下する。一方、出力電圧が設定電圧より低下すると、フォトカプラ発光素子３５は発光しないので、フォトカプラ受光素子３９からの電流が遮断され、オフ制御用コンデンサ５３は、一次電流検出抵抗５１の電圧降下によってのみ充電される。その結果、オフ制御トランジスタ５のターンオンが遅れてＦＥＴ３のオンデューティが増加し、出力電圧が上昇し、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。
【００６７】
この通常発振動作において、図２（ａ）に示すように、オフ制御トランジスタ５は、ＦＥＴ３がターンオフしたｔ０時に、ベース電圧が０．６Ｖのバイアス電圧に達し、コレクタとエミッタは導通して共にほぼ接地電位となっているが、ＦＥＴ３のオフ動作期間に二次側の出力電圧が設定電圧を超えている間にも、ベース電圧はバイアス電圧以上の電圧を保っている。
【００６８】
すなわち、フォトカプラ発光素子３５は、ＦＥＴ３のオフ動作期間中であっても、トランス２に蓄積されたエネルギーが出力線２０ａ、２０ｂ間に接続された負荷により消費され、実際に出力電圧が設定電圧未満となるまで点灯している。従って、フォトカプラ受光素子３９が導通することにより、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧がオフ制御用コンデンサ５３を充電し、その充電電圧がベース電圧をバイアス電圧以上に引き上げている。
【００６９】
ＦＥＴ３のオフ動作期間中であっても、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達している間は、コレクタとエミッタ間は導通しているので、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により、オフ制御トランジスタ５のエミッタからコレクタ、帰還抵抗２３を充電電流の経路として帰還コンデンサ１２が充電される（図１において下の電極が＋で上が一の極性）。
【００７０】
本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０では、この通常発振動作において、オン制御回路を構成する帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が、上述したように従来の自励式スイッチング電源回路１００に比べて４．７倍の長さとなっているので、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図３のｔ０からｔ１間の（５））により緩やかに帰還コンデンサ１２が充電される（図３のｔ０からｔ１間の（６））。
【００７１】
つまり、トランスに蓄積されたエネルギーがｔ１時に二次出力巻線２ｃから放出された後、第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧（図３の（５））が自由振動を開始し、極性が反転して最初の極大値に達したｔ２時に、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わったＦＥＴ３のゲート電圧（図３の（２））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が決定される。尚、図３において、ＦＥＴ３のゲート電圧が、第１帰還巻線２ｂの一側の電圧と帰還コンデンサ１２の充電電圧とを加えた値にならないのは、帰還抵抗２３の電圧降下によるものである。
【００７２】
第１帰還巻線２ｂと一次巻線２ａとは、その巻線比に比例した振幅で自由振動し、またその振幅は徐々に減衰するので、第１帰還巻線２ｂの＋側が最初の極大値に達したｔ２時に、一次巻線２ａのＦＥＴ３側（ＦＥＴ３のドレイン）の電圧は、最小値となる。すなわち、ＦＥＴ３のゲート電圧（図２（ｂ））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えてターンオンするｔ２時に、ＦＥＴ３のドレイン電圧（図２（ｄ））は、１２０Ｖ前後の最小電圧であり、ターンオンの際には、１２０Ｖ前後から０Ｖとなり一次巻線２ａに励磁電流が流れ始める。
【００７３】
従って、一次巻線２ａやＦＥＴ３の巻線間の浮遊容量やドレイン−ソース間に寄生容量にフライバック電圧により蓄積されていた電荷は、自由振動により一次巻線２ａの極性が反転した時点で放出され始め、更にその後、一次巻線の低圧側電圧が最も低下したｔ２時にＦＥＴ３がターンオンして直流電源１の低圧側端子１ｂと短絡するので、緩やかな放電電流となる。
【００７４】
その結果、ターンオンした直後の一次巻線電流には、図２（ｃ）のＢに示すようにわずかな放電電流が表れるのみであり、ＦＥＴ３等のスイッチ素子での損失も小さく、ノイズとなることもない。
【００７５】
尚、上述の過渡状態では、一次電流検出抵抗５１、電気抵抗５２及び帰還抵抗２３を加えた抵抗値と、帰還コンデンサ１２の容量値から決定される時定数で、帰還コンデンサ１２が充電されるので、図３に示す帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）より更に遅れて充電され、第１帰還巻線２ｂの＋側が最初の極大値に達するｔ２時には、必ずしもゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達する充電電圧まで充電されないことがあり、また、通常発振動作であっても、二次側に接続される負荷の大きさによって、フライバック電圧が異なり、ｔ２時の充電電圧が変化するので、確実にターンオンさせるため、オン制御回路の時定数は、第１帰還巻線２ｂの極性が反転した後、最初の極大値に達する前にゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように設定してもよい。
【００７６】
この実施の形態によれば、ターンオンの際に大きな放電電流が発生せず、また、ターンオンさせるための帰還コンデンサ１２への充電は、従来の回路に設けられたツェナーダイオード６のような充電用の経路を用いることなく、オフ制御トランジスタ５を経由して行うことができる。
【００７７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、発振用電界効果トランジスタがターンオンする際に、発生する放電電流を減少し、スイッチングの際のエネルギー損失が少なく、ノイズが発生しない。
【００７８】
これに加えて、請求項２の発明では、電源電圧を中心に自由振動する一次巻線電圧が最小となるタイミングで、発振用電界効果トランジスタをターンオンさせるので、最も効果的にターンオンの際に発生する放電電流を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の回路図である。
【図２】自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を示し、
（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図３】自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。
【図４】従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。
【図５】自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００の各部の波形を示し、
（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図６】自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
１ａ 高圧側端子
１ｂ 低圧側端子
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ 二次出力巻線
３ 発振用電界効果トランジスタ
５ オフ制御トランジスタ
１０ 自励式スイッチング電源回路
１２ 帰還コンデンサ
２１ 起動用抵抗
２３ 帰還抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、自励式スイッチング電源回路に関し、更に詳しくは、トランスの一次巻線の励磁電流を停止させた際に、二次出力巻線からトランスに蓄積されたエネルギーを放出するフライバック型自励式スイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路は、安定化電源として、バッテリーチャージャーやＡＣアダプタなどに用いられている。スイッチング素子の駆動方式（スイッチング方式）を大別すると、自励発振方式と他励発振方式とに分けられ、自励発振方式は、トランスなどのインダクタンス部品の帰還巻線に表れる電圧を、駆動信号としてスイッチング素子の制御端子に正帰還させ、発振動作を行うものである。
【０００３】
そのような自励式スイッチング電源回路として、図４に示すような回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−５１５４６号
以下、この従来の自励式スイッチング電源回路１００を、図４乃至図６を用いて説明すると、図中、１は、電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、１ａは、その高圧側端子、１ｂは、低圧側端子である。また、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の一次側に設けられた帰還巻線、２ｃは、トランス２の二次出力巻線であり、３は、発振用電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）である。２１は、回路起動時において、このＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス（換言すればスレッショルド電圧ＶＴＨ以上のゲート電圧）を与えるために用いられている起動用抵抗であり、起動用抵抗２１に直列に接続された電気抵抗２５は、起動用抵抗２１に対して小さい抵抗値であり、これにより直流電源１の電圧を分圧し、低い直流電圧が出力された場合には、回路が起動しないようにしたものである。
【０００５】
６は、ゲートへの過大入力を防ぐツェナーダイオード、１２は、帰還抵抗２３とともにオン制御回路を構成し、帰還巻線２ｂとＦＥＴ３のゲートとの間に直列に接続される帰還コンデンサ、２４は、ゲートへの過大入力を阻止する為の電気抵抗、５は、コレクタをゲートへエミッタを低圧側端子１ｂへ接続したオフ制御トランジスタ素子である。また、２２は、オフ制御用コンデンサ１１とともに発振安定化回路を構成する制御用抵抗であり、オフ制御用コンデンサ１１との接続点は、オフ制御トランジスタ素子５のベースに接続している。
【０００６】
二次出力巻線２ｃ側に示される４と１３は、それぞれ、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード及び平滑コンデンサであり、二次出力巻線２ｃの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力する。
【０００７】
このように構成された自励式スイッチング電源回路１００は、始めに、電源１の高圧側端子１ａと低圧側端子１ｂに直流電圧が加えられると、起動用抵抗２１を介して帰還コンデンサ１２が充電され（図中下の電極が＋で上が−の極性）、帰還コンデンサ１２の充電電圧は、徐々に上昇する。
【０００８】
帰還コンデンサ１２の充電電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンする（ドレイン−ソース間が導通する）。
【０００９】
ＦＥＴ３がターンオンした後の自励発振動作は、図５、図６を参照し説明する。
【００１０】
図５と図６は、図４に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００に、電源電圧を２００Ｖの直流電源１を加え、起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値を１．５ＭΩと１００ｋΩ、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、０．０１μＦ、１００Ωとして自励発振させた状態で、図４の（１）乃至（６）に示す各部の動作波形を示している。
【００１１】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線には誘導起電力が生じ（図６のｔ１２からｔ１０間の（５）で示す帰還巻線２ｂの電圧波形参照）、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。このとき、帰還巻線２ｂに発生した駆動信号としての電圧は、制御用抵抗２２を介してオフ制御用コンデンサ１１を充電し、オフ制御トランジスタ５のベース電圧が上昇する（図５（ａ）のｔ１２からｔ１０）。
【００１２】
また、ｔ１２からｔ１０で表すＦＥＴ３のオン期間中は、帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧（図６の（５））が、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図６の（６））と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧（図６の（２））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧に維持する。このとき、ツェナーダイオード６によって、ゲートへの過大入力が阻止される。
【００１３】
オフ制御用コンデンサ１１が充電され、その充電電圧（オフ制御トランジスタ５のベース電圧）が所定のバイアス電圧以上に達する（図５（ａ）のｔ１０）と、
そのオフ制御トランジスタ５にべース電流が流れてコレクタ−エミッタ間が導通状態になる。その結果、ＦＥＴ３のゲートは、オフ制御トランジスタ５によって実質的に低圧側端子１ｂと短絡状態となり（図５（ｂ）、図６の（２））、ＦＥＴ３はターンオフする。
【００１４】
こうしてＦＥＴ３がターンオフし、トランスに流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図５（ｄ）のｔ１０からｔ１１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００１５】
一方、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図６のｔ１０からｔ１１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電される（図６のｔ１０からｔ１１間の（６）、図４において下の電極が＋で上が一の極性）。
【００１６】
このとき、ツェナーダイオード６は、ＦＥＴ３のゲートに逆バイアスをかけ、かつ、低圧端子１ｂ側から帰還コンデンサ１２を充電する充電電流のパスとして作用する。
【００１７】
誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わる（図５（ｄ）、図６のｔ１１時）と、ゲートに対して逆バイアスとして作用していた帰還巻線２ｂのフライバック電圧が降下し（図６のｔ１１からｔ１２間の（５））、それまで帰還コンデンサ１２に保持されていた充電電圧（図６の（６））により、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え（図５（ｂ）及び図６の（２）のｔ１２）、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の発振動作が繰り返される。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
この従来の自励式スイッチング電源回路１００では、帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図６のｔ１０からｔ１１間の（５））により速やかに帰還コンデンサ１２が充電されるように、帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３からなるオン制御回路の時定数が決定されている。
【００１９】
つまり、トランスに蓄積されたエネルギーが二次出力巻線２ｃから放出されるｔ１１時までに帰還コンデンサ１２がほぼ充電電圧（フライバック電圧）に達するようにオン制御回路の時定数が定められ、これにより、トランスのエネルギーが放出されフライバック電圧が低下すると、ＦＥＴ３は、速やかに次のターンオン動作に移行する。
【００２０】
図５（ｄ）に示すように、ターンオンによりＦＥＴ３のドレイン（一次巻線２ａ側）電圧は、ｔ１２の電源電圧２００Ｖ前後から０Ｖとなり、直流電源１から励磁電流が流れ始める。
【００２１】
一方、一次巻線２ａやＦＥＴ３には、巻線間の浮遊容量やドレイン−ソース間に寄生容量が存在し、これらはオフ期間中の一次巻線２ａの一側を高圧側とするフライバック電圧により充電されているので、ＦＥＴ３のドレイン（一次巻線２ａ側）電圧が２００Ｖ前後と十分に低下していない状態でターンオンすると、急激に放電される。
【００２２】
その結果、図５（ｃ）のＡに示す大きな放電電流が発生し、ＦＥＴ３等のスイッチ素子の損失が大きくなると共に、ノイズの発生原因となっていた。
【００２３】
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、発振用電界効果トランジスタがターンオンする際に、発生する放電電流を減少させ、その結果、スイッチングの際のエネルギー損失が少なく、ノイズが発生しない自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明による自励式スイッチング電源回路は、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、直流電源に、一次巻線と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達したときにターンオンする発振用電界効果トランジスタと、直流電源の高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、帰還巻線と発振用電界効果トランジスタのゲート間に、直列に接続された帰還コンデンサ及び帰還抵抗からなるオン制御回路と、発振用電界効果トランジスタのゲートと直流電源の低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがオン動作した後、所定時間後に、ゲートと低圧側端子間を導通し、発振用電界効果トランジスタをターンオフさせるオフ制御トランジスタを備え、発振用電界効果トランジスタのターンオフ後に、帰還巻線に発生するフライバック電圧により充電した帰還コンデンサの充電電圧で、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨに引き上げ、発振用電界効果トランジスタを再びターンオン制御する自励式スイッチング電源回路において、
トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、少なくとも帰還巻線の電圧の極性が反転した状態で、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする。
【００２５】
トランスに蓄積されるエネルギーが放出されると、発振用電界効果トランジスタの寄生容量、一次巻線間の浮遊容量及び一次巻線のインダクタンスにより電源電圧を中心とする自由振動が始まり、一次巻線電圧に比例する帰還巻線の電圧も極性が反転する。
【００２６】
帰還巻線の電圧の極性が反転した状態では、比例する一次巻線の電圧も、電源電圧以下となり、一次巻線間の浮遊容量や発振用電界効果トランジスタの寄生容量に蓄積されていた電荷は、緩やかに放電を始める。また、一次巻線電圧が電源電圧以下となることにより、発振用電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の電圧も低下する。
【００２７】
従って、このタイミングで、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、発振用電界効果トランジスタがターンオンさせることにより、ターンオンの際に発生する放電電流は減少し、発振用電界効果トランジスタでのエネルギー損失は少なく、ノイズも発生しにくい。
【００２８】
請求項２の自励式スイッチング電源回路は、トランスに蓄積されるエネルギーが二次出力巻線から放出され、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した際に、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする。
【００２９】
トランスに蓄積されるエネルギーが放出されると、発振用電界効果トランジスタの寄生容量、一次巻線間の浮遊容量及び一次巻線のインダクタンスにより電源電圧を中心とする自由振動が始まり、一次巻線電圧に比例する帰還巻線の電圧も極性が反転する。
【００３０】
自由振動は、エネルギー損失により徐々に減衰するので、帰還巻線の電圧が最初の極大値に達した状態で、電源電圧を中心に振動する一次巻線の電圧は、最小電圧となる。
【００３１】
従って、このタイミングで、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越え、発振用電界効果トランジスタがターンオンさせることにより、最も効果的にターンオンの際に発生する放電電流を減少させることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０は、図４で示した従来の自励式スイッチング電源回路１００と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その説明を省略する。
【００３３】
図１に示すように、トランス２は、一次側に一次巻線２ａと、一次巻線２ａと同一方向に巻回された第１帰還巻線２ｂ、及び一次巻線２ａと逆方向に巻回され第２帰還巻線２ｄが配設され、二次側に二次出力巻線２ｃが配設されている。
【００３４】
一次巻線２ａは、発振用電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴという）３と直列に、直流電源１に対して接続され、ＦＥＴ３のオンオフ動作によって、一次巻線２ａに流れる電流がオンオフ制御される。
【００３５】
ＦＥＴ３は、ここではＭＯＳＦＥＴが用いられ、ドレインを一次巻線２ａに接続し、ソースを一次電流検出抵抗５１を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００３６】
また、ゲートは、直流電源１に対して直列に接続された起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗２４を介して接続している。起動用抵抗２１と電気抵抗２５のそれぞれの抵抗値は、図４に示す回路と同様に、１．５ＭΩと１００ｋΩであり、これにより２００Ｖ前後の不安定な直流電源１の電源電圧が著しく低下した場合に、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達することなく、発振動作しないようになっている。
【００３７】
起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と、第１帰還巻線２ｂの間には、オン制御回路を構成する帰還コンデンサ１２及び帰還抵抗２３が直列に接続され、第１帰還巻線２ｂの他側は、直流電源１の低圧側端子１ｂに接続している。
【００３８】
ここでは、帰還コンデンサ１２の容量と帰還抵抗２３の抵抗値を、１０００ｐＦ、４．７ｋΩとして、図４に示す従来の自励式スイッチング電源回路１００に比べて４．７倍の長さの時定数としている。
【００３９】
起動用抵抗２１と電気抵抗２５の接続点Ｊ１と低圧側端子１ｂ間には、ＦＥＴ３のゲート電圧を低下させオフ制御するオフ制御トランジスタ５が配置されている。ここでは、オフ制御トランジスタ５として、コレクタを接続点Ｊ１へ、エミッタを低圧側端子１ｂへ接続させたＮＰＮ型トランジスタを用いている。
【００４０】
第２帰還巻線２ｄの一側は、直列に接続された整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５を介して直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、また他側は、直接直流電源１の低圧側端子１ｂに接続し、これにより閉ループが形成されている。
【００４１】
整流ダイオード５４は、駆動用コンデンサ５５の充電方向を順方向として配設され、この構成により第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ５５が充電されるようになっている。
【００４２】
整流ダイオード５４と駆動用コンデンサ５５の接続点Ｊ２は、フォトカプラ受光素子３９とオフ制御用コンデンサ５３を介して低圧側端子１ｂに接続し、フォトカプラ受光素子３９とオフ制御用コンデンサ５３の直列接続点Ｊ３をオフ制御トランジスタ５のベースへ接続している。
【００４３】
直列接続点Ｊ３、すなわちオフ制御トランジスタ５のベースは、電気抵抗５２を介して、ＦＥＴ３と一次電流検出抵抗５１の接続点Ｊ４へも接続し、一次電流検出抵抗５１による電圧降下が一定値以上となると、ベース電圧が上昇し、オフ制御トランジスタ５がオン動作するようになっている。
【００４４】
フォトカプラ受光素子３９は、トランス２の二次側のフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子３５からの光を受光した際に、接続点Ｊ２からＪ３へその受光量に比例した電流を流す。
【００４５】
トランスの二次出力巻線２ｃは、二次出力巻線２ｃと直列に整流用ダイオード４と、二次出力巻線２ｃと並列に平滑コンデンサ１３が接続され、出力側の整流平滑化回路を構成している。
【００４６】
この自励式スイッチング電源回路１０においては、出力線２０ａ、２０ｂ間の電圧を監視し、出力線２０ａ、２０ｂ間の出力電圧を安定化させる回路が備えられている。
【００４７】
すなわち、整流平滑回路の高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂとの間に、分圧抵抗３０、３１が直列に接続され、その中間タップ３２を、誤差増幅器３３の反転入力端子に接続し、反転入力端子に出力電圧の分圧となる出力検出電圧を入力している。また、誤差増幅器３３の非反転入力端子と低圧側出力線２０ｂの間には、基準電源３４が接続され、非反転入力端子に、出力検出電圧と比較するための基準電圧を入力している。
【００４８】
誤差増幅器３３の出力側には、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続し、誤差増幅器３３の出力値により点滅するフォトカプラ発光素子３５が接続され、このフォトカプラ発光素子３５は、前述したように一次側のフォトカプラ受光素子３９とフォトカップリングしている。
【００４９】
中間タップ３２と誤差増幅器３３の非反転入力端子間には、誤差増幅器３３の出力との間に交流負帰還素子３７、３８が接続されている。
【００５０】
以下、このように構成された自励式スイッチング電源回路１０の動作を、図１乃至図３を用いて説明する。図２と図３は、図５と図６に対応させて、それぞれ自励発振動作中の各部の波形を示すもので、図２（ａ）は、直列接続点Ｊ３の電圧、すなわちオフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、図２（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、図２（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流、すなわち一次巻線２ａに流れる一次巻線電流波形（３）を、図２（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）をそれぞれ示している。
【００５１】
また、図３の（２）、（５）、（６）で示す電圧波形は、それぞれＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）と、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）と、第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧を基準とした帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）である。
【００５２】
始めに、直流電源１の高圧側端子１ａ、低圧側端子１ｂ間に２００Ｖ程度の直流電圧が発生すると、起動用抵抗２１と電気抵抗２５で１／１６に分圧された電源電圧により、起動用抵抗２１と帰還抵抗２３を介して、帰還コンデンサ１２が充電される（図中下の電極が＋で上が−の極性）。
【００５３】
充電される帰還コンデンサ１２の充電電圧が、徐々に上昇し、ＦＥＴ３のスレッショルド電圧ＶＴＨに達すると、ＦＥＴ３のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、ＦＥＴ３がターンオンし、ドレイン−ソース間が導通する。
【００５４】
ＦＥＴ３がターンオンし、直列に接続された一次巻線２ａに直流電源１から励磁電流が流れ始めると、トランス２の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス２にエネルギーが蓄積される。帰還巻線２ｂに発生する誘起電圧（図３のｔ２からｔ０間の（５））は、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））と重畳され、ＦＥＴ３のゲート電圧（図２（ｂ）、図３の（２））をそのスレッショルド電圧ＶＴＨ以上の電圧（オン電圧）に維持する。
【００５５】
このとき、一次巻線２ａに流れる電流により一次電流検出抵抗５１のＦＥＴ３側、接続点Ｊ４に発生する電圧は、電気抵抗５２を介してオフ制御用コンデンサ５３を充電する。一次巻線２ａに流れる電流は、ターンオン後の時間と共にほぼ直線的に上昇し、これによりオフ制御用コンデンサ５３の充電電圧も上昇する。
【００５６】
オフ制御トランジスタ５のバイアス電圧に達すると、コレクタ−エミッタ間が導通状態になり、ＦＥＴ３のゲートはオフ制御トランジスタ５によって実質的に短絡状態（ここでは低圧側端子１ｂの電位で、例えば０ボルト）となり、ＦＥＴ３がターンオフする。
【００５７】
ＦＥＴ３がターンオフし、トランス２に流れる電流が実質的に遮断されると、各巻線にはいわゆるフライバック電圧（誘導逆起電力）が生じる（図２（ｄ）のｔ０からｔ１）。このとき、二次出力巻線２ｃに発生するフライバック電圧は、整流用ダイオード４とコンデンサ１３とにより形成される平滑整流回路によって整流平滑化され、出力線２０ａ、２０ｂ間に接続される負荷に供給される電力として出力される。
【００５８】
一方、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図３のｔ０からｔ１間の（５））によって、帰還コンデンサ１２が充電され（図３のｔ０からｔ１間の（６）、図１において下の電極が＋で上が一の極性）、次のＦＥＴ３のターンオンが導かれる。
【００５９】
二次巻線２ｃに発生するフライバック電圧を整流平滑化した高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が、基準電源３４の基準電源で定められる設定電圧に達しない状態（以下、過渡状態という）では、後述するようにフォトカプラ受光素子３９が動作していないので、オフ制御トランジスタ５のベース電圧は、バイアス電圧以下となっている。しかしながら、帰還コンデンサ１２は、オフ制御トランジスタ５のベース、コレクタ間が等価ダイオードとして作用し、一次電流検出抵抗５１から電気抵抗５２、オフ制御トランジスタ５のベースからコレクタ、帰還抵抗２３を、充電電流の経路として第１帰還巻線２ｂから充電される。
【００６０】
図２（ｄ）に示すように、誘導逆起電力によって二次出力巻線２ｃに蓄積されていた電気的エネルギの放出がｔ１時に終わると、一次巻線２ａのＦＥＴ３側の電圧波形（４）は、同図の実線と連続する破線に示すように、ＦＥＴ３の寄生容量、一次巻線２ａ間の浮遊容量及び一次巻線２ａのインダクタンスによって電源電圧２００Ｖを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。
【００６１】
図３の（５）に示すように、一次巻線電圧の自由振動に比例して振動する第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧も同様に、ゲートに対して逆バイアスとして作用していたフライバック電圧が消滅するｔ１後に、増加して極性が反転し、ＦＥＴ３のゲートに対して順方向のバイアス電圧として作用するようになる。また、それまでに充電された帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わり、ＦＥＴ３のゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えて、ＦＥＴ３が再びターンオンし、このようにして一連の自励発振動作が繰り返される。
【００６２】
一度の発振周期でトランス２に蓄積されるエネルギーは、ＦＥＴ３のオン時間、すなわち、ターンオンしてからオフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達するまでの時間の二乗にほぼ比例し、二次側の出力電圧が設定電圧に達しない過渡状態では、フォトカプラ３５、３９が動作していないのでベース電圧の上昇に関与せず、一次電流検出抵抗５１の抵抗値により定まる最大オン時間で動作する。その結果、出力電圧は設定電圧に達するまで発振を繰り返す毎に上昇し、設定電圧を越えると、出力を安定化させる回路により制御される以下の通常発振動作に移行する。
【００６３】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３の反転入力端子に入力される中間タップ３２の分圧も上昇し、基準電源３４の基準電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００６４】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光し、フォトカプラ受光素子３９が受光することにより、接続点Ｊ２から接続点Ｊ３（オフ制御トランジスタ５のベース）へ受光量に比例した電流を流す。
【００６５】
ＦＥＴ３がオン動作している間、第２帰還巻線２ｄに発生する誘導起電力は、整流ダイオード５４に逆方向に働くので、オフ制御トランジスタ５のベースには伝達されないが、その直前のＦＥＴ３のオフ動作期間中に第２帰還巻線２ｄに発生したフライバック電圧により駆動用コンデンサ５５が充電されているので、駆動用コンデンサ５５から接続点Ｊ３へ放電電流が流れ、オフ制御用コンデンサ５３を充電すると共に、一次巻線電流が流れることによる一次電流検出抵抗５１に発生する電圧が電気抵抗５２を経由してオフ制御トランジスタ５のベースに加わり、ベース電圧の上昇が加速される。
【００６６】
これによって、オフ制御トランジスタ５は、速やかにターンオンしてＦＥＴ３がターンオフするので、オン時間が短縮され、出力電圧は低下する。一方、出力電圧が設定電圧より低下すると、フォトカプラ発光素子３５は発光しないので、フォトカプラ受光素子３９からの電流が遮断され、オフ制御用コンデンサ５３は、一次電流検出抵抗５１の電圧降下によってのみ充電される。その結果、オフ制御トランジスタ５のターンオンが遅れてＦＥＴ３のオンデューティが増加し、出力電圧が上昇し、このような過程を経て出力電圧の定電圧制御が行われる。
【００６７】
この通常発振動作において、図２（ａ）に示すように、オフ制御トランジスタ５は、ＦＥＴ３がターンオフしたｔ０時に、ベース電圧が０．６Ｖのバイアス電圧に達し、コレクタとエミッタは導通して共にほぼ接地電位となっているが、ＦＥＴ３のオフ動作期間に二次側の出力電圧が設定電圧を超えている間にも、ベース電圧はバイアス電圧以上の電圧を保っている。
【００６８】
すなわち、フォトカプラ発光素子３５は、ＦＥＴ３のオフ動作期間中であっても、トランス２に蓄積されたエネルギーが出力線２０ａ、２０ｂ間に接続された負荷により消費され、実際に出力電圧が設定電圧未満となるまで点灯している。従って、フォトカプラ受光素子３９が導通することにより、第２帰還巻線２ｄに発生するフライバック電圧がオフ制御用コンデンサ５３を充電し、その充電電圧がベース電圧をバイアス電圧以上に引き上げている。
【００６９】
ＦＥＴ３のオフ動作期間中であっても、オフ制御トランジスタ５のベース電圧がバイアス電圧に達している間は、コレクタとエミッタ間は導通しているので、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧により、オフ制御トランジスタ５のエミッタからコレクタ、帰還抵抗２３を充電電流の経路として帰還コンデンサ１２が充電される（図１において下の電極が＋で上が一の極性）。
【００７０】
本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０では、この通常発振動作において、オン制御回路を構成する帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が、上述したように従来の自励式スイッチング電源回路１００に比べて４．７倍の長さとなっているので、第１帰還巻線２ｂに発生するフライバック電圧（図３のｔ０からｔ１間の（５））により緩やかに帰還コンデンサ１２が充電される（図３のｔ０からｔ１間の（６））。
【００７１】
つまり、トランスに蓄積されたエネルギーがｔ１時に二次出力巻線２ｃから放出された後、第１帰還巻線２ｂの帰還コンデンサ１２側の電圧（図３の（５））が自由振動を開始し、極性が反転して最初の極大値に達したｔ２時に、帰還コンデンサ１２の充電電圧（図３の（６））が加わったＦＥＴ３のゲート電圧（図３の（２））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、帰還コンデンサ１２と帰還抵抗２３の時定数が決定される。尚、図３において、ＦＥＴ３のゲート電圧が、第１帰還巻線２ｂの一側の電圧と帰還コンデンサ１２の充電電圧とを加えた値にならないのは、帰還抵抗２３の電圧降下によるものである。
【００７２】
第１帰還巻線２ｂと一次巻線２ａとは、その巻線比に比例した振幅で自由振動し、またその振幅は徐々に減衰するので、第１帰還巻線２ｂの＋側が最初の極大値に達したｔ２時に、一次巻線２ａのＦＥＴ３側（ＦＥＴ３のドレイン）の電圧は、最小値となる。すなわち、ＦＥＴ３のゲート電圧（図２（ｂ））がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えてターンオンするｔ２時に、ＦＥＴ３のドレイン電圧（図２（ｄ））は、１２０Ｖ前後の最小電圧であり、ターンオンの際には、１２０Ｖ前後から０Ｖとなり一次巻線２ａに励磁電流が流れ始める。
【００７３】
従って、一次巻線２ａやＦＥＴ３の巻線間の浮遊容量やドレイン−ソース間に寄生容量にフライバック電圧により蓄積されていた電荷は、自由振動により一次巻線２ａの極性が反転した時点で放出され始め、更にその後、一次巻線の低圧側電圧が最も低下したｔ２時にＦＥＴ３がターンオンして直流電源１の低圧側端子１ｂと短絡するので、緩やかな放電電流となる。
【００７４】
その結果、ターンオンした直後の一次巻線電流には、図２（ｃ）のＢに示すようにわずかな放電電流が表れるのみであり、ＦＥＴ３等のスイッチ素子での損失も小さく、ノイズとなることもない。
【００７５】
尚、上述の過渡状態では、一次電流検出抵抗５１、電気抵抗５２及び帰還抵抗２３を加えた抵抗値と、帰還コンデンサ１２の容量値から決定される時定数で、帰還コンデンサ１２が充電されるので、図３に示す帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）より更に遅れて充電され、第１帰還巻線２ｂの＋側が最初の極大値に達するｔ２時には、必ずしもゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達する充電電圧まで充電されないことがあり、また、通常発振動作であっても、二次側に接続される負荷の大きさによって、フライバック電圧が異なり、ｔ２時の充電電圧が変化するので、確実にターンオンさせるため、オン制御回路の時定数は、第１帰還巻線２ｂの極性が反転した後、最初の極大値に達する前にゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように設定してもよい。
【００７６】
この実施の形態によれば、ターンオンの際に大きな放電電流が発生せず、また、ターンオンさせるための帰還コンデンサ１２への充電は、従来の回路に設けられたツェナーダイオード６のような充電用の経路を用いることなく、オフ制御トランジスタ５を経由して行うことができる。
【００７７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、発振用電界効果トランジスタがターンオンする際に、発生する放電電流を減少し、スイッチングの際のエネルギー損失が少なく、ノイズが発生しない。
【００７８】
これに加えて、請求項２の発明では、電源電圧を中心に自由振動する一次巻線電圧が最小となるタイミングで、発振用電界効果トランジスタをターンオンさせるので、最も効果的にターンオンの際に発生する放電電流を減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路１０の回路図である。
【図２】自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０の各部の波形を示し、
（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図３】自励発振動作を行っている自励式スイッチング電源回路１０のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。
【図４】従来の自励式スイッチング電源回路１００の回路図である。
【図５】自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００の各部の波形を示し、
（ａ）は、オフ制御トランジスタ５のベース電圧波形（１）を、
（ｂ）は、ＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）を、
（ｃ）は、ＦＥＴ３のドレイン電流波形（３）を、
（ｄ）は、ＦＥＴ３のドレイン電圧波形（４）を
それぞれ示す波形図である。
【図６】自励発振動作を行っている従来の自励式スイッチング電源回路１００のＦＥＴ３のゲート電圧波形（２）、帰還コンデンサ１２の第１帰還巻線２ｂ側端子の電圧波形（５）及び帰還コンデンサ１２の充電電圧波形（６）を拡大して示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源
１ａ 高圧側端子
１ｂ 低圧側端子
２ トランス
２ａ 一次巻線
２ｂ 帰還巻線（第１帰還巻線）
２ｃ 二次出力巻線
３ 発振用電界効果トランジスタ
５ オフ制御トランジスタ
１０ 自励式スイッチング電源回路
１２ 帰還コンデンサ
２１ 起動用抵抗
２３ 帰還抵抗
Claims (2)
- 一次巻線（２ａ）と二次出力巻線（２ｃ）と帰還巻線（２ｂ）を有するトランス（２）と、
直流電源（１）に、一次巻線（２ａ）と直列に接続され、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨに達したときにターンオンする発振用電界効果トランジスタ（３）と、
直流電源（１）の高圧側端子（１ａ）と発振用電界効果トランジスタ（３）のゲート間に接続された起動用抵抗（２１）と、
帰還巻線（２ｂ）と発振用電界効果トランジスタ（３）のゲート間に、直列に接続された帰還コンデンサ（１２）及び帰還抵抗（２３）からなるオン制御回路と、
発振用電界効果トランジスタ（３）のゲートと直流電源（１）の低圧側端子（１ｂ）間に接続され、発振用電界効果トランジスタ（３）がオン動作した後、所定時間後に、ゲートと低圧側端子（１ｂ）間を導通し、発振用電界効果トランジスタ（３）をターンオフさせるオフ制御トランジスタ（５）を備え、
発振用電界効果トランジスタ（３）のターンオフ後に、帰還巻線（２ｂ）に発生するフライバック電圧により充電した帰還コンデンサ（１２）の充電電圧で、ゲート電圧をスレッショルド電圧ＶＴＨに引き上げ、発振用電界効果トランジスタ（３）を再びターンオン制御する自励式スイッチング電源回路において、
トランス（２）に蓄積されるエネルギーが二次出力巻線（２ｃ）から放出され、少なくとも帰還巻線（２ｂ）の電圧の極性が反転した状態で、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする自励式スイッチング電源回路。 - トランス（２）に蓄積されるエネルギーが二次出力巻線（２ｃ）から放出され、帰還巻線（２ｂ）の電圧が最初の極大値に達した際に、ゲート電圧がスレッショルド電圧ＶＴＨを越えるように、オン制御回路の時定数を設定したことを特徴とする請求項１記載の自励式スイッチング電源回路。
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