DE69911671T2 - Schaltnetzteil - Google Patents

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Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil, das wünschenswerterweise bei sogenannten AC-DC-Umrichtern sowie DC-Umrichtern und anderen Bauteilen verwendet wird.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Es wird in weiter Verbreitung ein Schaltnetzteil verwendet, das in tragbaren elektronischen Geräten kleiner Größe eingesetzt wird und eine durch Gleichrichten und Glätten einer Netzwechselspannung erhaltene Gleichspannung oder eine Gleichspannung von einer Batterie unter Verwendung einer hohen Frequenz von z. B. ungefähr einigen hundert kHz schaltet, um sie effizient unter Verwendung eines kleinen Transformators in eine gewünschte Spannung umzusetzen.
  • Als typische Konstruktion eines derartigen Schaltnetzteils wird in weiter Verbreitung ein solches gemäß dem Impulsbreitenmodulations(PWM)-System verwendet, wobei die sekundärseitige Ausgangsspannung durch eine Spannungsdetektorschaltung erfasst wird und eine Steuerschaltung die Schaltimpulsbreite des Hauptschaltelements entsprechend den Erfassungsergebnissen steuert, um eine gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung zu erzielen.
  • Darüber hinaus wurde als andere typische Konstruktion eines Schaltnetzteils ein solches gemäß dem Wandlersystem mit abklingendem Drosselstrom (RCC = ringing choke converter) in weitem Umfang verwendet, bei dem Anregungsenergie, die sich während der Ein-Periode des Hauptschaltelements im Transformator angesammelt hat, während der Aus-Periode an eine sekundärseitige Schaltung ausgegeben wird, wobei bei Abschluss der Ausgabe ein in der Steuerwicklung des Transformators erzeugter abklingender Impuls über einen die Gleichspannung abtrennenden Kondensator an den Steueranschluss des Hauptschaltelements rückgeführt wird, damit dieses erneut aktiviert wird.
  • Beim oben genannten Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System werden, wenn die Last höher wird, die oben genannte Aus- und die Ein-Periode automatisch länger, d. h., dass die Schaltfrequenz abnimmt, so dass die sekundärseitige Ausgangsspannung auf einer vorbestimmten Konstantspannung gehalten wird; daher ist keine komplizierte Steuerschaltung, wie bei einem Schaltnetzteil gemäß dem PWM-System, erforderlich, und ebenfalls ist keine Spannungsquellenschaltung zum Erzeugen einer die Basis für die Impulsbreite bildenden Spannung erforderlich, was beides dazu beiträgt, eine billige Spannungsquelle zu erzielen.
  • Die 27 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines typichen Schaltnetzteils 1 gemäß dem RCC-System. Eine durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung durch eine nicht dargestellte Hauptspannungsquelle erhaltene Gleichspannung wird zwischen Eingangsanschlüssen p1 und p2 eingegeben. Diese Gleichspannung wird durch einen Glättungskondensator c11 geglättet, und zwischen einer Hauptspannungsquellenleitung 2 auf der Seite des hohen Pegels und einer Hauptspannungsquellenleitung 3 auf der Seite des niedrigen Pegels wird vom Glättungskondensator c11 eine Hauptspannungsquelle-Spannung ausgegeben.
  • Zwischen die oben genannten Spannungsquellenleitungen 2 und 3 ist eine Reihenschaltung aus der Primärwicklung n11 eines Transformators n und einem Hauptschaltelement q geschaltet. Das oben genannte Reflexions-Brechungs-Einrichtung q besteht z. B. aus einem Bipolartransistor und eine Feldeffekttransistor, und die 27 zeigt den Fall, dass ein Feldeffekttransistor verwendet ist. Eine Startschaltung 4 aus Spannungsteilungswiderständen r3 und r5 ist zwischen die Hauptspannungsquellenleitungen 2 und 3 geschaltet.
  • Nach dem Anlegen einer Spannung, d. h. wenn zwischen die Eingangsanschlüsse p1 und p2 eine Quellenspannung gelegt ist, steigt die Ausgangsspannung des Glättungskondensators c11, d. h. die Hauptspannungsquelle-Spannung an, und wenn der Spannungsteilungswert auf Grund der Spannungsteilungswiderstände r3 und r5 nicht kleiner als die Schwellenspannung des Hauptschaltelements q wird, z. B. nicht kleiner als 3 V, wird das Hauptschaltelement q ausgeschaltet; so wird eine Spannung in der Aufwärtsrichtung in der 27 an die Primärwicklung n11 angelegt, damit sich in dieser Anregungsenergie sammelt. Wenn das Hauptschaltelement q auf eine später beschriebene Weise ausgeschaltet wird, wird in der Sekundärwicklung n21 durch die oben genannten Anregungsenergie eine Spannung in der Richtung nach oben induziert.
  • Darüber hinaus wird eine Schwingung, wie sie durch eine Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung n11 und den anderen Wicklungen n21 und n12 beim Ausschalten erzeugt wird, durch eine Überspannungs-Schutzschaltung 5 aus einer Reihenschaltung eines Widerstands r11 und eines Kondensators c12, mit Parallelschaltung zwischen den Drain und die Source des Hauptschaltelements q, absorbiert und beseitigt.
  • Der in der oben genannten Sekundärwicklung n21 induzierte Gleichstrom wird über eine Diode d12 an einen Glättungskondensator c13 geliefert, und nach einer Glättung durch diesen wird er von Ausgangsanschlüssen p3 und p4 über die Spannungsquelle-Ausgangsleitungen 6 und 7 an eine Lastschaltung ausgegeben. Zwischen die oben genannten Spannungsquelle-Ausgangsleitungen 6 und 7 ist eine Spannungsdetektorschaltung 8 eingefügt. Diese Spannungsdetektorschaltung 8 besteht aus Spannungsteilungswiderständen, einem Optokoppler pc1 usw., und eine Licht emittierende Diode 13 des Optokopplers pc1 wird so angesteuert, dass sie mit einer der Ausgangsspannung entsprechenden Leuchtstärke leuchtet, und der Wert der Ausgangsspannung wird auf die Primärseite rückgeführt.
  • Nach dem Einschalten des Hauptschaltelements q wird in der Steuerwicklung n12 eine Spannung in derselben Aufwärtsrichtung wie in der Primärwicklung n11 induziert, und der zugehörige induzierte Strom wird über den Kondensator c1 zum Abtrennen einer Gleichspannung und den Vorwiderstand r2 an das Gate des Hauptschaltelements q gelegt, wodurch das Gatepotenzial desselben weiter ansteigt, so dass es im EIN-Zustand gehalten wird.
  • Darüber hinaus wird der nach dem Einschalten des Hauptschaltelements q in der Steuerwicklungen n12 induzierte Strom vom Kondensator c1 und vom Vorwiderstand r2 über einen Fototransistor tr11 des oben genannten Optokopplers pc1 an einen der Anschlüsse des Kondensators c14 gegeben. Der andere Anschluss des Kondensators c14 ist mit der oben genannten Hauptspannungsquellenleitung auf niedrigem Pegel verbunden; daher ist der Ladestrom umso höher, je höher die sekundärseitige Ausgangsspannung wird, was es ermöglicht, dass die Anschlussspannung des Kondensators c14 schnell ansteigt. Die Ladespannung des Kondensators c14 wird an die Basis des zwischen das Gate und die Source des Hauptschaltelements q eingefügten Steuertransistors tr12 geliefert, und wenn die Ausgangsspannung die Schwellenspannung des Steuertransistors tr12 überschreitet, die z. B. nicht kleiner als 0,6 V ist, kann der Steuertransistor tr12 leiten, wodurch die Gatespannung des Hauptschaltelements q abrupt fällt, was zur Folge hat, dass es abschaltend angesteuert wird.
  • Daher steigt die Ladespannung des Kondensators c14 umso schneller an, je höher die sekundärseitige Ausgangsspannung wird, d. h., je geringer die Last wird, mit dem Ergebnis, dass das Hauptschaltelement q schneller ausschaltend angesteuert wird. Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung n12 induzierte Strom über den Widerstand r12 an den Kondensator c14 geliefert. Die Reihenschaltung aus diesem Widerstand r12 und dem Kondensator c14 ist parallel zur Steuerwicklung n12 geschaltet, um eine Überstrom-Schutzschaltung zu bilden. Mittels dieser Überstrom-Schutzschaltung wird, selbst dann, wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators c13 auf der Sekundärseite wegen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen p3 und p4 usw. niedrig ist, die Ein-Zeit des Hauptschaltelements q auf eine vorbestimmte Periode beschränkt, was es ermöglicht, dasselbe zu schützen.
  • Wenn hierbei angenommen wird, dass die Anzahl der Windungen der Steuerwicklung n12 und diejenige der Sekundärwicklung n21 durch dieselben Zahlen wie die Bezugszahlen repräsentiert sind und die Ausgangsspannung auf der Sekundärseite vo ist, wird die Spannung (n12/n21)vo in der Steuerwicklung n12 in der Abwärtsrichtung der 27 induziert, wenn das Hauptschaltelement q ausgeschaltet wird; demgemäß wird, da der induzierte Strom durch den Widerstand r12 fließen kann, die Ladung des Kondensators c14 abgezogen, und es wird ein Rücksetzvorgang für den nächsten Ein-Betrieb des Hauptschaltelements q ausgeführt.
  • Wenn nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements q die Anregungsenergie, die sich in der Hauptwicklung n11 auf der Primärseite angesammelt hat, an die Sekundärseite ausgegeben wurde, tritt zwischen der parasitären Kapazität c15, die hauptsächlich durch die Steuerwicklung n12 gebildet wird und der Steuerwicklung n12 eine abklingende Schwingung auf, die elektrostatische Energie, die sich in der parasitären Kapazität c15 mit der Spannung (n12/n21)vo angesammelt hat, entladen, es erfolgt eine Umwandlung der Anregungsenergie der Steuerwicklung n12 nach 1/4 Schwingungsperiode, und dann wird in der Steuerwicklung n12 eine elektromotorische Spannung vom Wert (n12/n21)vo in der Aufwärtsrichtung erzeugt, um erneut die parasitäre Kapazität c15 zu laden. Die elektromotorische Spannung, die einem abklingenden Impuls entspricht, wird auf nicht weniger als die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements q eingestellt; so wird das Hauptschaltelement q durch die elektromotorische Spannung erneut eingeschaltet. Auf diese Weise wird das Hauptschaltelement q auf Grundlage der der Last entsprechenden Schalt frequenz automatisch ein-/ausschaltend angesteuert, was es ermöglicht, für eine gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung zu sorgen.
  • Im Schaltnetzteil werden die meisten Verluste durch die Energie verursacht, die dazu erforderlich ist, die elektrische Ladung abzuziehen, die sich in der parasitären Kapazität zwischen dem Drain und der Source des Hauptschaltelements angesammelt hat, sowie Kernverluste im Transformator, und diese Verluste steigen im Allgemeinen mit höherer Schaltfrequenz an. Daher steigt, wie es oben beschrieben ist, im Schaltnetzteil 1, da die Schaltfrequenz höher wird, wenn die Last abnimmt, der Anteil der Verluste in Bezug zur umgesetzten Energie an, wenn die Last geringer wird, was zu einem Problem bei der Verringerung des Energiewandlungs-Wirkungsgrads führt.
  • Als andere herkömmliche Techniken zum Lösen des oben genannten Problems werden beispielhaft die japanische Patentoffenlegungsveröffentlichung Nr. 47023/1997 (Tokukaihei 9-47023) und die Veröffentlichung Nr. 3039391 zu einem geprüften japanischen Gebrauchsmuster aufgelistet. Die in der japanischen Patentoffenlegungsveröffentlichung Nr. 47023/1997 beschriebene herkömmliche Technik verfügt über die folgende Konstruktion: es ist ein weiterer Steuertransistor parallel zum Steuertransistor zum Ausschalten des Hauptschaltelements installiert; im Fall einer geringen Last wird die in der Steuerwicklung beim Ausschalten des Hauptschaltelements erzeugte Induktionsspannung momentan über einen Transistor, der auf das Hauptschaltelement hin ausgeschaltet wird, in einen Kondensator übernommen; der andere Steuertransistor wird durch den Kondensator eingeschaltet, so dass der Ausschaltzustand des Hauptschaltelements erhalten bleibt, um die Schaltfrequenz zu verringern.
  • Daher ist zum Verringern des Energieverbrauchs eine komplizierte Konstruktion erforderlich, was zu hohen Kosten und auch dazu führt, dass es nicht gelingt, die Vorteile des CC-Systems zu nutzen; demgemäß hängt der Ladeprozess für Kondensatoren von der Speicherzeit der Transistoren ab, was zu großen Streuungen zwischen den Bauteilen und Schwierigkeiten bei der Konzeptionserstellung führt.
  • Darüber hinaus verfügt die in der Veröffentlichung Nr. 3039391 zu einem geprüften japanischen Gebrauchsmuster beschriebene Technik über eine Anordnung, bei der ein Verzögerungskondensator zum Abrunden eines abklingenden Impulses parallel zum Steuertransistor eingefügt wird, wenn eine geringe Last vorliegt.
  • Daher wird, wie es in der Spalte 0025, Zeilen 7–8 der oben genannten offiziellen Zeitschrift beschrieben ist, der Schaltzyklus nur für diejenige Periode verlängert, in der die abklingende Schwingung auftritt, mit dem Ergebnis, dass es nicht möglich ist, die Schaltfrequenz bei geringer Last im Vergleich zur Schaltfrequenz bei großer Last stark zu senken.
  • Darüber hinaus kann sich selbst dann, wenn die Schaltfrequenz bei geringer Last im starkem Ausmaß im Vergleich zur Schaltfrequenz bei hoher Last (bei Normalbetrieb) unter Verwendung der herkömmlichen Technik abgesenkt wird, wie sie in der oben genannten Patentoffenlegungsveröffentlichung Nr. 47023/1997 (Tokukaihei 9-47023) usw. beschrieben ist, der folgende Nachteil entstehen, da die Bemessung jedes Bauteils des Schaltnetzteils auf Grundlage des Betriebs bei hoher Last ausgewählt wird.
  • Die 28 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein herkömmliches Schaltnetzteil 1a zeigt, wie es in der oben genannten Patentoffenlegungsveröffentlichung Nr. 47023/1997 (Tokukaihei 9-47023) offenbart ist, bei dem die Schaltfrequenz bei geringer Last im Vergleich zu derjenigen bei hoher Last stark abgesenkt werden kann. Hierbei zeigt, da der oben genannte Nachteil unabhängig von die Schaltfrequenz verringernden Konstruktionen entsteht, die 28 typischerweise eine Steuerschaltung 9 als Konstruktion, die die Schaltfrequenz unter Bedingungen wie einer Spannungsverringerung und geringer Last absenkt. Die Steuerschaltung 9 ist über einen Startwiderstand r3 zwischen die Hauptspannungsquellenleitungen 2 und 3 geschaltet.
  • Darüber hinaus ist das Schaltnetzteil 1a mit der folgenden Konstruktion versehen, um die Schaltfrequenz im Bereitschaftszustand, d. h. bei geringer Last, eines Geräts, in dem das Schaltnetzteil 1a installiert ist, abzusenken. An einen Steueranschluss p5 wird seitens des oben genannten Geräts ein Steuersignal geliefert, und zwischen diesen Steueranschluss p5 und eine Spannungsquelle-Ausgangsleitung 7 auf der Seite niedrigen Pegels ist eine Reihenschaltung aus einer Licht emittierenden Diode d14 des Optokopplers p2 und de Widerstand r13 geschaltet. Daher leuchtet die Licht emittierende Diode d14, wenn das Steuersignal bei hoher Last, d. h. im Nicht-Bereitschaftszustand, auf hohen Pegel geht, wodurch die Primärseite über den Zustand hoher Last informiert wird.
  • Auf der Primärseite ist der Fototransistor tr13 des oben genannten Optokopplers pc2 innerhalb der Steuerschaltung 9 installiert und bei hoher Last wird der Fototransistor tr13 eingeschaltet, so dass die Schwingungsfrequenz-Einschränkungswirkung der Steuerschaltung 9 aufgehoben wird und der abklingende Impuls an das Hauptschaltelement q geliefert wird, was zur Folge hat, dass der oben genannten normale RCC-Betrieb ausgeführt wird. Demgegenüber geht das Steuersignal für den Steueranschluss p5 bei niedriger Last auf niedrig, die Licht emittierende Diode d14 erlöscht und der Steuertransistor tr12 wird eingeschaltet; so wird ein Schwingungsfrequenz-Beschränkungsvorgang ausgeführt, der Steuertransistor tr12 bleibt eingeschaltet, so dass der abklingende Impuls umgeleitet wird, und nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit wird der Steuertransistor tr12 ausgeschaltet, so dass das Hauptschaltelement q durch einen Teilspannungswert innerhalb der Steuerschaltung 9, der durch den oben genannten Starttransistor r3 hergeleitet wird, eingeschaltet wird.
  • Auf diese Weise wird die Schwingungsfrequenz bei geringer Last reduziert, und es kann der Energieverbrauch verringert werden, der dazu erforderlich ist, die elektrische Ladung abzuziehen, die sich in einer parasitären Kapazität zwischen dem Drain und der Source des Hauptschaltelements q angesammelt hat und es können die Kernverluste im Transformator 11 verringert werden; so ist es möglich, den Wirkungsgrad bei der Spannungswandlung zu verbessern.
  • Außerdem besteht bei der Konstruktion gemäß der japanischen Patentanmeldungs-Offenlegung Nr. 47023/1997 (Tokukaihei 9-47023) ein Teil des oben genannten Widerstands r12 aus einer Reihenschaltung eines Widerstands und einer Zenerdiode sowie einem Widerstand, der parallel zur Reihenschaltung platziert ist; so ist der durch die Zenerdiode fließende Strom umso höher, je höher die Hauptspannungsquelle-Spannung, d. h. die Ausgangsspannung des Glättungskondensators c11 ist, wodurch Änderungen der Ausgangsspannung kompensiert werden. Daher ist, für die vorliegende Beschreibung, die Hauptspannungsquelle-Spannung konstant gemacht, um die Erläuterung zu vereinfachen und eine derartige Konstruktion ist durch den Widerstand r12 ersetzt.
  • Beim Schaltnetzteil 1a mit der oben genannten Konstruktion wird die Ein-Periode des Hauptschaltelements q durch die Zeit bestimmt, in der die angesammelte Ladung mit einer Polarität umgekehrt zu der der 28 entladen wurde und ein erneutes Laden auf 0,6 V mit der in der 28 dargestellten Polarität erfolgte.
  • Jedoch ist bei hoher Last die oben genannte Ladezeit eine relativ lange Zeitperiode, während der, nachdem das Hauptschaltelement eingeschaltet wurde, die angesammelte Ladung der umgekehrten Polarität abgezogen wird und ein Ladevorgang erfolgt, um die positive Polarität zu liefern.
  • Demgegenüber ist bei geringer Last die Zeit sehr lang, während der, nachdem der Steuertransistor tr12 ausgeschaltet wurde, der den abklingenden Impuls umleitete, der vom Startwiderstand r3 gewonnene Teilspannungswert innerhalb der Steuerschaltung 9 ansteigt, so dass das Hauptschaltelement q erneut einschaltend angesteuert wird, d. h., dass für eine Betriebsaussetzzeit gesorgt ist, so dass die oben genannte Ladezeit kürzer als die bei hoher Last wird.
  • Daher wird bei geringer Last der Strombegrenzungswert der Überstrom-Schutzschaltung kleiner als bei hoher Last, mit dem Ergebnis, dass die innerhalb des Transformators n anzusammelnde Energie kleiner wird; dadurch gelingt es nicht, die Schaltfrequenz ausreichend abzusenken, um einen für die Sekundärseite erforderlichen Spannungswert zu liefern.
  • Diesbezüglich ist es möglich, die Schaltfrequenz, auf die zunächst abgezielt wurde, unter Verwendung von Teilen mit hohen Stromnennwerten als jeweilige Bauteile zu verringern, um die Strombegrenzungswerte in den beiden Betriebsmodi mit geringer und mit hoher Last insgesamt anzuheben; jedoch ist dies aus dem Kostengesichtspunkt nicht bevorzugt.
  • Außerdem erfolgte, betreffend die 28, die Erläuterung durch Veranschaulichen eines Falls, bei dem, hinsichtlich der Last, die Last des Schaltnetzteils 1a selbst ein Steuersignal zum Anzeigen, ob es sich im Zustand mit niedriger Last befindet oder nicht, an sich liefert; jedoch kann das Schaltnetzteil so konzipiert sein, dass es beurteilt, ob die Last niedrig oder hoch ist.
  • Die 29 ist ein elektrisches Schaltbild, das ein Schaltnetzteil 1b für diesen Fall zeigt. Bei diesem Schaltnetzteil 1b sind ein Messwiderstand rs, eine Diode d21, ein Kondensator c21, ein Komparator a21 und eine Bezugsspannungsquelle e21 auf der Sekundärseite installiert und das Ausgangssignal des Komparators a21 wird von der Licht emittierenden Diode 14 des Optokopplers pc2 über den Fototransistor tr13 an eine Steuerschaltung 9b geliefert. Der Messwiderstand rs führt für den durch die Ausgangsspannungsquellen-Leitung 7 fließenden Strom eine Strom-Spannungs-Wandlung aus, und er liefert seine Anschlussspannung über die Diode d21 und den Kondensator c21 an den Komparator a21. Hierbei überwacht der Komparator a21 den Laststrom durch Vergleichen der Anschlussspannung mit der von der Bezugsspannungsquelle e21 hergeleiteten Bezugsspannung vref.
  • Wenn der Laststrom größer wird, wird die Anschlussspannung des Messwiderstands rs höher als die Bezugsspannung vref, so dass der Komparator a21 über den Optokoppler pc2 ein Hochlastsignal an die Steuerschaltung 9b ausgibt, wodurch diese einen normalen RCC-Betrieb ausführen kann. Wenn dagegen der Laststrom kleiner wird, wird die Anschlussspannung des Messwiderstands rs kleiner als die Bezugsspannung vref, so dass der Komparator a21 ein Niederlastsignal an die Steuerschaltung 9b ausgibt, wodurch diese die Schaltfrequenz absenken kann. Auf diese Weise wird selbst bei einer übermäßig niedrigen Last jenseits der Lastschwankungen im Normalbetrieb, wie im Bereitschaftszustand, die Schaltfrequenz abgesenkt, so dass es möglich ist, den Energiewandlungs-Wirkungsgrad zu verbessern.
  • Bei einem anderen herkömmlichen Schaltnetzteil 1c ist eine zum Erfassen des Lastzustands verwendete Schaltung auf der Primärseite installiert, wie es in der 30 dargestellt ist. Genauer gesagt, wird der zu Erfassungszwecken verwendete Sourcestrom des Hauptschaltelements q durch einen Messwiderstand rs, der in Reihe zum Hauptschaltelement q geschaltet ist, einer Strom-Spannungs-Wandlung unterzogen, und die Anschlussspannung wird über eine Diode D21 und einen Kondensator C21 an einen Komparator A21 geliefert und mit der Bezugsspannung vref von der Bezugsspannungquelle E21 verglichen, um überwacht zu werden. So kann, wenn der Sourcestrom des Hauptschaltelements auf Grund eines Niederlastzustands kleiner wird, der Komparator A21 ein Niederlastsignal an die Steuerschaltung 9C ausgeben.
  • Bei den Schaltnetzteilen 1B und 1C mit dem oben genannten Aufbau besteht ein Problem dahingehend, dass ein vergleichsweise großer Strom durch den Messwiderstand rs fließt, mit dem Ergebnis, dass ein großer Spannungsverlust auftritt. Darüber hinaus ist es erforderlich, den Primärkreis und den Sekundärkreis vollständig zu trennen, um Erfordernissen hinsichtlich des Sicherheitsstandards zu genügen; daher ist im Schaltnetzteil 1B die Konstruktion zum Erfassen des Lastzustands, wie der Messwiderstands rs, auf der Sekundärseite installiert, und der Optokoppler PC2 wird dazu verwendet, das Messergebnis an die Steuerschaltung 4 zu übertragen; dies führt zum Problem hoher Kosten.
  • JP 6153505 offenbart einen Wandler mit abklindendem Drosselstrom, der so konfiguriert ist, dass er die Schwankung am Abfallpunkt der zurückgefalteten Stromcharakteristik, wozu es durch eine Schwankung der Eingangsspannung kommt, unterdrückt, und zwar betreffend eine RCC-Schaltung unter Verwendung eines MOSFET. US 5,675,479 betrifft ein Schaltnetzteil unter Verwendung eines Wandlungsverfahrens mit abklingendem Drosselstrom. JP 9093934 offenbart ein Schaltnetzteil, das darauf abzielt, seinen Wirkungsgrad zu verbessern, und bei dem ein Überstrom durch ein Verfahren unterdrückt wird, bei dem der Nulldurchgangs-Energieverlust verringert wird, wie er erzeugt wird, wenn ein Schalt-FET ein- und ausgeschaltet wird. JP 9233817 offenbart ebenfalls ein Schaltnetzteil, das so ausgebildet ist, dass es den Spannungswandlungs-Wirkungsgrad hoch hält, wenn die Last an ihm niedrig ist, und JP 9285114 offenbart eine Überspannungs-Schutzschaltung, die den Betriebspunkt für eine Überspannung einstellt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Es ist wünschenswert, ein Schaltnetzteil zu schaffen, mit dem der Spannungswandlungs-Wirkungsgrad unter Verbesserung eines einfachen Aufbaus verbessert werden kann. Es ist auch wünschenswert, ein Schaltnetzteil zu schaffen, das in ausreichender Weise die Schaltfrequenz bei niedriger Last unter Verwendung einer billigen Konstruktion verringern kann, ohne dass Teile mit unnötig hohen Nennwerten zu verwenden wären. Darüber hinaus ist es wünschenswert, ein Schaltnetzteil zu schaffen, das so konzipiert ist, dass es die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert, und das ferner so verbessert ist, dass der Lastpegel leicht mit nur kleinem Verlust beurteilt werden kann.
  • Demgemäß ist ein Schaltnetzteil geschaffen, wie es im Anspruch 1 beansprucht ist.
  • Bei der oben genannten Konstruktion arbeitet das Schaltnetzteil, das ein solches gemäß dem Wandlersystem mit abklingendem Drosselstrom ist, auf die folgende Weise: bei hoher Last wird der abklingende Impuls über den ersten Kondensator und den Vorwiderstand an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert, so dass der normale Schaltvorgang zum einschaltenden Ansteuern des Hauptschaltelements ausgeführt wird; dagegen wird bei niedriger Last durch eine Spannung, wie sie während der Ein-Periode des Hauptschaltelements in der Steuerwicklung induziert wird, eine Last angesammelt, und wenn nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements ein abklingender Impuls erzeugt wird und sich die Erregungsenergie entladen hat, wird der abklingende Impuls um einen Wert in der Gegenrichtung vorgespannt, der der Ladespannung des ersten Kondensators entspricht, wodurch es ermöglicht ist, das einschaltende Ansteuern des Hauptschaltelements zu verhindern.
  • Daher wird bei niedriger Last das neue Starten des Hauptschaltelements unter Verwendung des abklingenden Impulses, wie dies bei hoher Last ausgeführt wird, gestoppt und wenn das Hauptschaltelement bei niedriger Last einmal einen Schaltvorgang ausführt, wird der nächste Schaltvorgang auf gleichmäßige Weise auf dieselbe Weise wie beim Anlegen der Spannung ausgeführt, wodurch es möglich ist, die Schaltfrequenz bei niedriger Last abzusenken. So wird es möglich, Verluste zu verringern, die proportional zur Schaltfrequenz ansteigen, wie die Energie, die dazu erforderlich ist, Ladungen, die sich in der potenzialfreien Kapazität zwischen dem Drain und der Source im Hauptschaltelement angesammelt haben, abzuziehen, wodurch selbst bei niedriger Last ein höherer Spannungswandlungs-Wirkungsgrad erzielt werden kann.
  • Hierbei kann eine derartige Verringerung der Schaltfrequenz bei niedriger Last unter Verwendung einer einfachen, billigen Konstruktion erzielt werden, die aus einem Vorwiderstand, der für eine hohe Impedanz für den Ladevorgang zwischen dem ersten Kondensator und dem Hauptschaltelement sorgt, und einer Reihenschaltung besteht, die aus einem eine Rückwärtsvorspannung einstellenden Widerstand und einem Steuerschaltelement zum Reduzieren des Schaltelements besteht, und die den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kondensator und dem Vorwiderstand mit der Hauptspannungsquelle-Leitung verbindet.
  • Zusätzlich sind für das Schaltnetzteil gemäß dem Wandlersystem mit abklingendem Drosselstrom verschiedene Konstruktionen vorgeschlagen: z. B. ist es im Fall der Unterspannungsquelle-Schaltung aus einer Gleichrichterdiode zum Abziehen eines Ausgangssignals von einem der Anschlüsse der Steuerwicklung des Transformators, einer Drosselspule, eine die das Ausgangssignal der Gleichrichterdiode geliefert wird, einem Glättungskondensator zum Glätten des durch die Drosselspule laufenden Stroms sowie einer Schwungraddiode zum Verbinden des Verbindungspunkts zwischen der Gleichrichterdiode und der Drosselspule mit dem anderen Anschluss der Steuerspule möglich, das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz unter Verwendung der Ladespannung des Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung zu steuern.
  • In diesem Fall kann, da der Glättungskondensator der Unterspannungsquelle-Schaltung durch ein Impedanzelement wie die Drosselspule geladen wird, und das eine Ladespannung dem Wert des sekundärseitigen Ausgangsstroms entspricht, der Pegel der Last aus dem Ladestrom beurteilt werden, um das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz zu steuern.
  • Daher ist es möglich, das Erfordernis der Installation einer speziellen Konstruktion zum Erfassen des Betriebsmodus einer installierten Einrichtung zu beseitigen und auch das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz automatisch dadurch zu steuern, dass eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels nur unter Verwendung der Primärseite erfolgt, was eine Kostenabsenkung erlaubt.
  • Gemäß einer anderen Erscheinungsform der Erfindung ist ein Schaltnetzteil, das ein solches gemäß dem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem ist, geschaffen, das Folgendes aufweist: ein Schaltnetzteil, bei dem es sich um ein Schaltnetzteil gemäß einem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem handelt und das Folgendes aufweist: einen Transformator zum Ansammeln von Erregungsenergie während einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements; eine Ausgangsschaltung zum Ausgeben der so während einer Aus-Periode des Hauptschaltelements angesammelten Erregungsenergie, wobei die Ausgangsschaltung auf der Sekundärseite des Transformators platziert ist; und einen ersten Kondensator, der zwischen einer Steuerwicklung des Transformators und dem Steueranschluss des Hauptschaltelements platziert ist und einen Schwingungsimpuls rückführt, der in der Steuerwicklung bei Abschluss der Ausgabe der Anregungsenergie an den Steueranschluss auftritt, nachdem eine zugehörige Gleichspannungskomponente abgetrennt wurde, so dass das Hauptschaltelement einschaltend angesteuert wird; einen zweiten Kondensator, der durch einen Strom, der durch eine in der Steuerwicklung des Transformators über einen Konstantwiderstand induzierten Spannung erhalten wird, und einen Rückführstrom von der Sekundärseite geladen wird; ein ausschaltend ansteuerndes Steuerschaltelement zum ausschaltenden Ansteuern des Steueranschlusses des Hauptschaltelements, wenn die Ladespannung des zweiten Kondensators zu einer vorbestimmten Spannung geworden ist; und eine Schaltfrequenz-Schalteinrichtung zum Verringern der Schaltfrequenz des Hauptschaltelements bei kleiner Last im Vergleich zum Fall bei großer Last; und eine Ladungskompensationseinrichtung zum Kompensieren einer Verringerung der angesammelten Ladung des zweiten Kondensators aufgrund einer Verringerung der Schaltfrequenz bei kleiner Last in Bezug auf eine Überstrom-Schutzschaltung, die aus einer Reihenschaltung des konstanten Widerstands und des zweiten Kondensa tors, mit Parallelschaltung zur Steuerwicklung, besteht.
  • Bei einem Schaltnetzteil gemäß dem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem, bei dem der zweiten Kondensator durch einen Strom geladen wird, der über den Konstantwiderstand von einer in der Steuerspule des Transformators beim Einschalten des Hauptschaltelements induzierten Spannung und einem Rückkopplungsstrom von der Sekundärseite erhalten wird, und bei dem dann, wenn die Ladespannung zu einer vorbestimmten Spannung wurde, der Steueranschluss des Hauptschaltelements über das ausschaltend ansteuernde Steuerschaltelement ausschaltend angesteuert wird, und bei dem der sich ergebende abklingende Impuls dazu verwendet wird, das Hauptschaltelement erneut einschaltend anzusteuern, ist die oben genannten Konstruktion so konzipiert, dass, beim Versuch, die Schaltfrequenz des Hauptschaltelements bei niedriger Last im Vergleich zu hoher Last abzusenken, obwohl eine Ladung mit umgekehrter Polarität, die sich im zweiten Kondensator auf Grund der umgekehrten elektromotorischen Spannung angesammelt hat, wie sie während der Auszeit des Hauptschaltelements in der Steuerwicklung erzeugt wird, angesammelt hat, während der Betriebsaussetzperiode bei niedriger Last entladen und abgesenkt wird, wobei die Ladungskompensationseinrichtung die Absenkung hinsichtlich der Überstrom-Schutzschaltung kompensiert, die aus einer Reihenschaltung aus dem Konstantwiderstand und dem zweiten Kondensator besteht und parallel zur Steuerwicklung geschaltet ist.
  • Daher wird die Zeitperiode, die dazu erforderlich ist, dass der zweite Kondensator durch die Spannung mit positiver Polarität geladen wird, wie sie auf das Einschalten des Hauptschaltelements hin in der Steuerwicklung induziert wird, so dass sie die vorbestimmte Spannung mit positiver Polarität aufweist, die ausreichend hoch ist, um das ausschaltende Ansteuern des Steuerschaltelements einschaltend anzusteuern, bei niedriger Last praktisch auf denselben Wert wie bei hoher Last eingestellt; so ist es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte für das Hauptschaltelement bei niedriger Last und bei hoher Last praktisch gleich zu machen, und es kann auch die Schaltfrequenz bei niedriger Last ausreichend niedrig gemacht werden, ohne dass es erforderlich wäre, dass Teile über unnötig hohe Nennwerte verfügen.
  • Hierbei kann die oben genannte Unterspannungsquelle-Schaltung, ohne dass eine Beschränkung auf ein Schaltnetzteil gemäß dem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem bestünde, die Konstruktion zum Vornehmen eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels auf Grundlage der Ladespannung des Glättungskondensators bei der oben genannten Unterspannungsquelle-Schaltung unter Verwendung der Drosselspule in weitem Umfang auf jedes beliebige Schaltnetzteil angewandt werden, solange es sich um ein solches handelt, das die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert. Genauer gesagt, ist das erfindungsgemäße Schaltnetzteil, das die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert, um die dritte Aufgabe zu lösen, dadurch gekennzeichnet, dass es Folgendes aufweist: eine in einem Transformator installierte Messwicklung, einen Glättungskondensator, eine Gleichrichtereinrichtung zum Gleichrichten der in der Messwicklung induzierten Spannung zum Zuführen des sich ergebenden Stroms zum Glättungskondensator, ein Impedanzelement, das zwischen die Gleichrichtereinrichtung und den Glättungskondensator eingefügt ist und eine Entscheidungseinrichtung zum Treffen einer Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels auf Grundlage der Ausgangsspannung des Glättungskondensators.
  • Bei der oben genannten Konstruktion ist es bei einem Schaltnetzteil, das so konzipiert ist, dass es die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert, um Verluste zu verringern, die proportional zur Schaltfrequenz ansteigen, und um selbst bei niedriger Last einen höheren Spannungswandlungs-Wirkungsgrad zu erzielen, wenn ein Impedanzelement in einen Schaltkreis zum Gleichrichten der induzierten Spannung in der Messwicklung im Transformator und zum Laden des Glättungskondensators eingefügt wird, möglich, die Tatsache zu nutzen, dass die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite entsprechen kann, wenn versucht wird, den Lastpegel zu beurteilen.
  • Daher kann die Konstruktion zum Vornehmen einer Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels dadurch bereitgestellt werden, dass eine einfache Konstruktion lediglich auf der Primärseite mit kleinem Verlust installiert wird.
  • Für ein vollständigeres Verständnis der Art und der Vorteile der Erfindung ist auf Ausführungsformen derselben in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug zu nehmen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß einem RCC-System entsprechend der ersten Ausführungsform der Erfindung.
  • 2(a) bis 2(c) sind Signalverlaufsdiagramme zum Erläutern des Betriebs in einem Bereitschaftszustand des in der 1 dargestellten Schaltnetz teils; die 2(a) zeigt die Drain-Source-Spannung eines Hauptschaltelements; die 2(b) zeigt das elektrische Potenzial am Verbindungspunkt zwischen einem Vorwiderstand und einem Kondensator, eingefügt zwischen das Hauptschaltelement und eine Steuerwicklung; die 2(c) zeigt die Gate-Source-Spannung des Hauptschaltelements.
  • 3(a) bis 3(c) sind Signalverlaufsdiagramme zum Erläutern des Betriebs in einem Nicht-Bereitschaftszustand des in der 1 dargestellten Schaltnetzteils; die 3(a) zeigt die Drain-Source-Spannung eines Hauptschaltelements; die 3(b) zeigt das elektrische Potenzial am Verbindungspunkt zwischen einem Vorwiderstand und einem Kondensator, eingefügt zwischen das Hauptschaltelement und eine Steuerwicklung; die 3(c) zeigt die Gate-Source-Spannung des Hauptschaltelements.
  • 4 ist ein Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß einem RCC-System entsprechend der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
  • 5 ist ein Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß einem RCC-System entsprechend der dritten Ausführungsform der Erfindung.
  • 6(a) bis 6(c) sind Zeichnungen zum Vergleichen des Schaltbetriebs des Hauptschaltelements bei einer Lastvariation im Bereitschaftszustand hinsichtlich der in den 1 und 4 dargestellten Schaltnetzteile und dem in der 5 dargestellten Schaltnetzteil; die 6(a) zeigt einen Schaltvorgang in jedem Schaltnetzteil in einem Zustand mit relativ niedriger Last; die 6(b) zeigt einen Schaltvorgang in jedem Schaltnetzteil, wie sie in den 1 und 4 dargestellt sind in einem Zustand mit relativ hoher Last; und die 6(c) zeigt einen Schaltvorgang im in der 5 dargestellten Schaltnetzteil in einem Zustand mit relativ hoher Last.
  • 7 ist ein Ersatzschaltbild zum Erläutern des Betriebs einer Unterspannungsquelle im in der 5 dargestellten Schaltnetzteils.
  • 8 ist ein Signalverlaufsdiagramm zum Erläutern des Betriebs des Schaltnetzteils der 5.
  • 9 ist ein Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß einem RCC-System entsprechend der vierten Ausführungsform der Erfindung.
  • 10 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schalt netzteils gemäß dem RCC-System entsprechend der fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 11 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der sechsten Ausführungsform der Erfindung.
  • 12 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der siebten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 13 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der achten Ausführungsform der Erfindung.
  • 14 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der neunten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 15 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der zehnten Ausführungsform der Erfindung.
  • 16 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der elften Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 17 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der zwölften Ausführungsform der Erfindung.
  • 18 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 19 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der vierzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • 20 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 21 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der sechzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • 22 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß der siebzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 23 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schalt netzteils gemäß der achtzehnte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 24 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß dem RCC-System entsprechend der neunten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 25 ist ein elektrisches Schaltbild zum Erläutern eines anderen Beispiels einer Unterspannungsquelle-Schaltung im in der 24 dargestellten Schaltnetzteil.
  • 26 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils gemäß dem PWM-System entsprechend der zwanzigsten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • 27 ist ein elektrisches Schaltbild eines typischen bekannten Schaltnetzteils gemäß dem RCC-System.
  • 28 ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein anderes typisches Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System zeigt.
  • 29 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau noch eines anderen typischen Schaltnetzteils gemäß dem RCC-System zeigt.
  • 30 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau des anderen bekannten Schaltnetzteils zeigt.
  • BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Unter Bezugnahme auf die 1 bis 3(c) erörtert die folgende Beschreibung die erste Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 1 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 11 gemäß dem RCC-System entsprechend der ersten Ausführungsform der Erfindung. Ein Gleichstrom, der durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung unter Verwendung einer nicht dargestellten Hauptspannungsquelle-Schaltung erhalten wurde, wird zwischen Eingangsanschlüssen p1 und p2 eingegeben. Die Gleichspannung wird durch einen Glättungskondensator c11 geglättet, und zwischen einer Hauptspannungsquelle-Leitung 12 auf der Hochpegelseite und einer Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite wird vom Glättungskondensator c11 eine Hauptspannungsquelle-Spannung ausgegeben.
  • Zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 ist eine Reihenschaltung aus einer Primär-Hauptwicklung N11 eines Transformators N und einem Hauptschaltelement Q geschaltet. Das Hauptschaltelement Q ist unter Verwendung z. B. eines Bipolartransistors oder eines elektrischen Feldeffekttransistors realisiert, und beim Beispiel der 1 ist ein elektrischer Feldeffektransistor verwendet. Darüber hinaus ist eine Startschaltung 14 aus einem Kondensator C2, Spannungswiderständen R3 bis R5 und einer Diode D4 zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 geschaltet. Hierbei ist innerhalb der Startschaltung 14 eine Reihenschaltung aus dem Kondensator C2 und den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 zwischen die oben genannten Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 geschaltet.
  • Beim Anlegen einer Spannung, d. h. beim Anlegen einer Quellenspannung zwischen Eingangsanschlüsse P1 und P2 steigt die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C11, d. h. die Hauptquellenspannung an, und wenn der spannungsgeteilte Wert zwischen den Spannungsteilungs-Widerständen R4 und R5 der Startschaltung 14 die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q, z. B. nicht weniger als 3 V erreicht, wird das Hauptschaltelement Q eingeschaltet, so dass an die Primär-Hauptwicklung N11 eine Spannung in der Aufwärtsrichtung in der 1 angelegt wird und sich in diesem Erregungsenergie ansammelt. Wenn das Hauptschaltelement Q auf eine Weise ausgeschaltet wird, wie sie später beschrieben wird, wird in der Sekundär-Hauptwicklung N21 durch die Erregungsenergie eine Spannung in der Aufwärtsrichtung induziert. Ferner wird eine Schwingung, die durch die Streuinduktivität zwischen der Primär-Hauptwicklung N11 und den anderen Wicklungen (N12, N13, N21 und N22 im Transformator N in der 1, wie es später beschrieben wird) beim Ausschalten erzeugt wird, durch eine Überspannungs-Schutzschaltung 15 absorbiert und beseitigt, die aus einer Reihenschaltung eines Widerstands R11 und einen Kondensators C12 besteht und parallel zwischen den Drain und die Source des Hauptschaltelements Q geschaltet ist.
  • Der in den oben genannten Sekundär-Hauptwicklung N21 induzierte Gleichstrom wird über die Diode D12 an den Glättungskondensator C13 geliefert, und nachdem sie durch diesen geglättet wurde, wird sie von den Ausgangsanschlüssen P3 und P4 über die Ausgangsstromquelle-Leitungen 16 und 17 an eine nicht dargestellte Lastschaltung ausgegeben. Zwischen die oben genannten Ausgangsspannungsquellen-Leitungen 16 und 17 ist eine Spannungserfassungsschaltung 18 eingefügt. Diese Spannungserfassungsschaltung 18 besteht aus Spannungsteilungs-Widerständen, dem Optokoppler PC1 usw., und die Licht emittierende Diode D13 des Optokopplers PC1 wird so angesteuert, dass sie mit einer der Ausgangsspannung entsprechenden Leuchtkraft leuchtet, und der Wert der Ausgangsspannung wird auf der Primärseite rückgeführt.
  • Nach dem Einschalten des Hauptschaltelements Q wird in der Steuerwicklung N12 in derselben Aufwärtsrichtung wie in der Primär-Hauptwicklung N11 eine Spannung induziert, und der zugehörige induzierte Strom wird über den Kondensator C1 zum Abschneiden der Gleichspannung und dem Vorwiderstand R2 an das Gate des Hauptschaltelements Q geliefert; so wird das Gatepotenzial des Hauptschaltelements Q weiter angehoben, so dass dieses im EIN-Zustand gehalten wird.
  • Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung N12 beim Einschalten des Hauptschaltelements Q induzierte Strom vom Kondensator C1 und vom Vorwiderstand R2 über den Fototransistor TR11 des oben genannten Optokopplers TC1 an einen der Anschlüsse des Kondensators C14 geliefert. Der andere Anschluss des Kondensators C14 ist mit der oben genannten Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf niedrigem Pegel verbunden; daher wird der Ladestrom umso stärker, je höher die sekundärseitige Ausgangsspannung über einer vorbestimmten eingestellten Spannung liegt, wodurch die Anschlussspannung des Kondensators C14 schnell ansteigen kann. Die Ladespannung des Kondensators C14 wird an die Basis des Steuertransistors TR12 geliefert, der zwischen das Gate und die Source des Hauptschaltelements Q eingefügt ist, und wenn die Ausgangsspannung die Schwellenspannung des Steuertransistors TR12 überschreitet, z. B. nicht weniger als 0,6 V, kann dieser leiten, wodurch die Gatespannung des Hauptschaltelements Q abrupt fällt, mit dem Ergebnis, dass es ausschaltend angesteuert wird.
  • Daher steigt die Ladespannung des Kondensators C14 umso schneller an, je größer die sekundärseitige Ausgangsspannung über der oben genannten Einstellspannung liegt, mit dem Ergebnis, dass das Hauptschaltelement Q schneller ausschaltend angesteuert wird. Je weiter die sekundärseitige Ausgangsspannung unter der oben genannten Einstellspannung liegt, d. h., je höher die Last ist, desto länger wird die Ladezeit des Kondensators C14, mit dem Ergebnis, dass die EIN-Zeit des Hauptschaltelements Q länger wird. Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung N12 induzierte Strom über den Widerstand R12 an den Kondensator C14 geliefert. Durch diese Anordnung ist, selbst wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C13 auf der Sekundärseite wegen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen P3 und P4 usw. niedrig ist, die EIN-Zeit des Hauptschaltelements Q auf eine vorbestimmte Periode beschränkt, wodurch es möglich ist, das Hauptschaltelement Q zu schützen.
  • Hierbei wird, wenn angenommen wird, dass die Windungszahlen der Steuerwicklung N12 und der Sekundär-Hauptwicklung N21 durch dieselben Zahlen wie die Bezugszahlen repräsentiert sind und die Ausgangsspannung auf der Sekundärseite Vo ist, die Spannung (N12/N21)Vo in der Steuerwicklung N12 in der in der 1 dargestellten Abwärtsrichtung induziert, wenn das Schaltnetzteil Q ausgeschaltet wird; so wird die Ladung des Kondensators C14 abgezogen, und es wird ein Rücksetzvorgang für den nächsten Einschaltvorgang des Hauptschaltelements Q ausgeführt.
  • Wenn nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements Q die Erregungsenergie, die sich in der Primär-Hauptwicklung N11 angesammelt hat, auf die Sekundärseite ausgegeben wird, tritt zwischen der parasitären Kapazität C15, die hauptsächlich durch die Steuerwicklung N12 gebildet wird, eine abklingende Schwingung auf, und die elektrostatische Energie, die sich in der parasitären Kapazität C15 mit der Spannung (N12/N21)Vo angesammelt hat, wird entladen, diese wird nach einer 1/4 Schwingungsperiode in Anregungsenergie der Steuerwicklung N12 umgewandelt, und dann wird in der Steuerwicklung N12 eine elektromotorische Spannung vom Wert (N12/N21)Vo in der Aufwärtsrichtung erzeugt, um die parasitäre Kapazität C15 erneut zu laden. Die elektromotorische Spannung, die ein abklingender Impuls ist, wird auf nicht weniger als die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q eingestellt; so wird das Hauptschaltelement Q durch die elektromotorische Spannung erneut eingeschaltet. Auf diese Weise wird das Hauptschaltelement Q auf Grundlage der der Last entsprechenden Schaltfrequenz kontinuierlich automatisch ein/ausschaltend angesteuert, wodurch es möglich ist, für eine gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung zu sorgen.
  • Beim Schaltnetzteil 11 der vorliegenden Ausführungsform wird bei schwerer Last eines Geräts mit dem Schaltnetzteil 11, d. h. in einem Nicht-Bereitschaftszustand eines derartigen Geräts, der oben genannten normale RCC-Betrieb ausgeführt, und bei niedriger Last des Geräts im Schaltnetzteil 11, d. h. in dessen Bereitschaftszustand, wird die Schaltfrequenz durch eine Anordnung abgesenkt, bei der: ein Steuersignal vom Gerät an den Steueranschluss P5 geliefert wird, eine Reihenschaltung aus der Licht emittierenden Diode D14 des Optokopplers PC2 und des Widerstands R13 zwischen den Steueranschluss P5 und die Ausgangsspannungsquelle-Leitung 17 auf der Niederpegelseite geschaltet ist, wobei dann, wenn das Steuersignal im Nicht-Bereit schaftszustand auf hoch geht, die Licht emittierende Diode D14 aufleuchtet, um dadurch die Primärseite über das Ausgangssignal über den Zustand hoher Last zu informieren.
  • Auf der Primärseite ist eine Reihenschaltung aus der Diode D11 zum Verhindern eines Rückwärtsstroms, der Zenerdiode D15, dem Widerstand R1 und dem Steuertransistor Tr1 zwischen dem Verbindungspunkt P6 zwischen dem Kondensator C1 und dem Vorwiderstand R2 und die Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite geschaltet. Der Kollektor des Fototransistors TR13 des oben genannten Optokopplers PC2 ist mit der Basis des oben genannten Steuertransistors TR1 verbunden. Ferner wird die Quellenspannung von einer Unterspannungsquelle-Schaltung 19, die später beschrieben wird, durch den Widerstand R14 und den oben genannten Fototransistor TR13 spannungsmäßig geteilt, und die geteilte Quellenspannung wird an die Basis des oben genannten Steuertransistors TR1 gelegt.
  • Daher wird im oben genannten Nicht-Bereitschaftszustand der Fototransistor TR13 eingeschaltet, und der Steuertransistor TR1 wird ausgeschaltet, so dass der oben genannte normale RCC-Betrieb ausgeführt wird, ohne dass irgendein nachteiliger Effekt aus der oben genannten Reihenschaltung bestünde.
  • Demgemäß geht im Bereitschaftszustand des oben genannten Geräts das Steuersignal an den Steueranschluss P5 auf niedrig, so dass die Licht emittierende Diode D14 ausgeschaltet wird, der Fototransistor TR13 ausgeschaltet wird und der Steuertransistor TR1 eingeschaltet wird, wodurch die Reihenschaltung zwischen dem oben genannten Verbindungspunkt P6 und der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 angeschlossen wird. Der oben genannten Vorwiderstand R2 wird mit z. B. 680 Ω ausgewählt, und der Widerstand R1 wird mit z. B. 150 Ω ausgewählt. Daher fließt, während der EIN-Zeit des Hauptschaltelements Q, viel Strom durch die Reihenschaltung, während der EIN-Zustand des Hauptschaltelements Q aufrechterhalten bleibt; demgemäß sammelt sich Ladung im Kondensator C1 an, wobei die Seite der Steuerwicklung N12 als positive Seite dient.
  • Daher wird selbst dann, wenn während der Bereitschaftszeit ein abklingender Impuls auftritt, derselbe entsprechend einem Wert in der Rückwärtsrichtung vorgespannt, der der Anschluss-Anschluss-Spannung des Kondensators C1 entspricht, und er wird an das Hauptschaltelement Q geliefert. Demgemäß wird in die EIN-Aktivierung des Hauptschaltelements Q eingegriffen, und durch die Startschaltung 14 wird, wie es später beschrieben wird, eine Neuaktivierung ausgeführt.
  • Bei dieser Anordnung ermöglicht es die Schaltnetzteil 11 der vorliegenden Ausführungsform, im Vergleich zur oben genannten herkömmlichen Schaltnetzteil 1, bei der die Schaltfrequenz, die während des Nicht-Bereitschaftszustands auf z. B. ungefähr 80 kHz gehalten wird, auf z. B. 400 bis 500 kHz, d. h. ungefähr einige hundert kHz, während des Bereitschaftszustands ansteigt, den Wert auf ungefähr einige kHz abzusenken und demgemäß den Spannungswandlungs-Wirkungsgrad im Bereitschaftszustand in großem Ausmaß einfach dadurch zu verbessern, dass eine einfache Konstruktion aus dem Widerstand R1 und dem Steuertransistor TR1 hinzugefügt wird.
  • Darüber hinaus ist bei der vorliegenden Ausführungsform die Unterspannungsquelle-Wicklung N13 im oben genannten Transformator N installiert. In der oben genannten Unterspannungsquelle-Wicklung N13 wird, auf dieselbe Weise wie in der oben genannten Sekundär-Hauptwicklung N21, während der AUS-Zeit des Hauptschaltelements Q eine Spannung in der Aufwärtsrichtung induziert, und die Spannung wird durch die oben genannte Unterspannungsquelle-Schaltung 19 aus der Diode D16 und dem Glättungskondensator C16 geglättet und dann zur Verwendung bei der Ansteuerung des Steuertransistors TR1 über den oben genannten Widerstand R14 ausgegeben und sie wird auch an den Verbindungspunkt P7 zwischen den Spannungsteilungs-Widerständen R3 und R4 der oben genannten Steuerschaltung 14 über die zum Verhindern eines Rückstroms verwendete Diode D1 ausgegeben. Demgemäß ist der oben genannte Kondensator C2 der Startschaltung 14 installiert.
  • Daher wird, beim Anlegen einer Spannung, bei der die Anschluss-Anschluss-Spannung des oben genannten Kondensators C2 praktisch null ist, an das Gate des Hauptschaltelements Q eine Spannung angelegt, die durch die Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 der Hauptspannungsquelle spannungsmäßig geteilt wurde und die z. B. bis zu einigen hundert V erreicht.
  • Nachdem eine vorbestimmte Zeit ab dem Anlegen der Spannung verstrichen ist, wird der Kondensator C16 auf eine vorbestimmte Quellenspannung, z. B. ungefähr 10 V, geladen, und der Kondensator C2 wird auf eine Spannung geladen, die der Differenz zwischen der oben genannten Quellenspannung und der Ausgangsspannung der Unterquellenschaltung 19 entspricht. Daher kann selbst dann, wenn auf Grund des abklingenden Impulses während des Bereitschaftszustands keine Aktivierung des Hauptschaltelements Q ausgeführt wird und von der Startschaltung 14 eine Spannung zur Aktivierung ausgegeben wird, der Stromfluss von der Seite der Hauptspannungsquelle zu den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 gesperrt werden, was es ermöglicht, das Hauptschaltelement Q unter Verwendung einer vergleichsweise niedrigen Spannungsteilungsspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle 19 anzusteuern. So wird es möglich, den Energieverbrauch durch die Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 zu beschneiden und demgemäß hohen Wirkungsgrad zu erzielen.
  • Hierbei ist, zwischen dem Verbindungspunkt P8 des oben genannten Kondensators C2 und dem Spannungsteilungs-Widerstand R3 und der Hauptquellenleitung 13 auf der Niederpegelseite, die Entladediode D4 parallel zu den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 in Rückwärtsvorspannungsrichtung installiert. Daher werden, wenn die Hauptquellenspannung abfällt, die folgenden Entladungspfade für den Kondensator C2 gebildet: ein Pfad vom Glättungskondensator C12 – Hauptspannungsquelle-Leitung 13 – Spannungsteilungs-Widerstände R5 bis R13- Kondensator C2 – Hauptspannungsquelle-Leitung 12 zum Glättungskondensator C11 sowie Pfad vom Glättungskondensator C11- Hauptspannüngsquelle-Leitung 13 – Diode D4 – Kondensator C2 – Hauptspannungsquelle-Leitung 12 zum Glättungskondensator C11. So wird selbst dann, wenn die Zeit ab dem Abschalten der Spannungsquelle bis zum Neuanlegen derselben kurz ist, der Kondensator C2 sicher entladen, so dass das Potenzial am Verbindungspunkt P8 so ansteigt, dass es praktisch mit dem der Hauptquellenspannung übereinstimmt, was es ermöglicht, das Hauptschaltelement Q sicher zu aktivieren.
  • Darüber hinaus ist bei der vorliegenden Ausführungsform der oben genannte Transformator N mit einer Sekundär-Unterwicklung N22 versehen. Hinsichtlich dieser Sekundär-Unterwicklung N22 ist der Steuertransistor TR2 zwischen die Ausgangsspannungsquelle-Leitungen 16 und 17 in Reihe mit der oben genannten Spannungserfassungsschaltung 18 geschaltet. Auf dieselbe Weise wie hinsichtlich der Steuerwicklung N12 wird in der Sekundär-Unterwicklung N22 auf den EIN-Zeitpunkt des Hauptschaltelements Q hin eine Spannung induziert, die über die Vorspannungsschaltung aus der Diode D17 und dem Widerstand R15 an die Basis des oben genannten Steuertransistors TR2 gelegt wird. Die Basis des Steuertransistors TR2 ist über den Widerstand R16 auch mit der Ausgangsspannungsquelle-Leitung 17 auf der Niederpegelseite verbunden.
  • Daher wird während der EIN-Periode des Hauptschaltelements Q, d. h. nur während der Periode, in der Erfassungsdaten zur Steuerung benötigt werden, die Spannungserfassungsschaltung aktiviert, was es ermöglicht, den Energieverbrauch in den Spannungsteilungs-Widerständen und der Licht emittierenden Diode D13 des Optokopplers PC1 zu senken und auch den Spannungswandlungs-Wirkungsgrad weiter zu verbessern.
  • Die 2(a) bis 3(c) sind Signalverlaufsdiagramme zum Erläutern des Betriebs des Schaltnetzteils 11 mit der oben genannten Anordnung. Die 2(a) bis 2(c) zeigen den Bereitschaftszustand, und die 3(a) bis 3(c) zeigen den Nicht-Bereitschaftszustand. Die 2(a) und 3(a) repräsentieren die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelements Q, die 2(b) und 3(b) repräsentieren das Potenzial am Verbindungspunkt P6 zwischen dem Widerstand R2 und dem Kondensator C1, und die 2(c) und 3(c) repräsentieren die Gate-Source-Spannung des Hauptschaltelements Q.
  • Gemäß den 2(a) bis 2(c) wird das Hauptschaltelement Q eingeschaltet, wenn die Gate-Source-Spannung desselben zu einem Zeitpunkt t0 die oben genannten Schwellenspannung Vth erreicht. So wird die Drain-Source-Spannung des Hauptschaltelements Q null. Darüber hinaus kann, da in das Gate des Hauptschaltelements Q von der Steuerwicklung N12 über den Kondensator C1 und den Vorwiderstand R2 ein Strom eingeleitet wird, die Gatespannung des Hauptschaltelements Q auf Grundlage der Integration des Gatestroms erhöht werden, die durch die potenzialfreie Kapazität des Hauptschaltelements Q und den Vorwiderstand R2 ausgeführt wird. Ferner fließt auch ein Strom vom Verbindungspunkt P6 zur Seite des Steuertransistors TR1; so wird der Kondensator C1 mit einem größeren Ladestrom geladen, so dass die Anschluss-Anschluss-Spannung größer wird, mit dem Ergebnis, dass das Potenzial am oben genannten Verbindungspunkt P6 zum oben genannten Zeitpunkt t0 abrupt ansteigt und dann abfällt.
  • Wenn der oben genannte Steuertransistor TR12 zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet wird, fällt die Gatespannung des Hauptschaltelements Q abrupt ab, so dass es ausgeschaltet wird. Dabei ist das Potenzial am oben genannten Verbindungspunkt p6 durch die Summe aus der in der negativen Richtung auf Grund der Steuerwicklung N12 induzierten Spannung und der Ladespannung des oben genannten Kondensators C1 repräsentiert, wodurch eine starke Verringerung im Vergleich zum Hochlastzustand erzielt ist. Danach wird, während die Entladung des Erregungsenergie während der Periode T2 ausgeführt wird, die elektrische Ladung des Kondensators C1 allmählich über den Spannungsteilungs-Widerstand R5 mit hohem Widerstandswert entladen, und das Potenzial des Verbindungspunkts P6 steigt allmählich an.
  • Bei Abschluss der Entladung der Erregungsenergie zum Zeitpunkt T2 tritt während einer Periode T3 bis zum Zeitpunkt T3 eine abklingende Schwingung auf. Da jedoch durch den oben genannten Kondensator C1 eine Sperrvorspannung vorliegt, wird der Vorgang während einer auf den Zeitpunkt T3 folgenden Periode T4 selbst dann zum Stillstand gebracht, obwohl der Spitzenwert des abklingenden Impulses die Schwellenspannung Vth nicht erreicht.
  • Nach dem oben genannten Zeitpunkt T2 werden ein Entlade- und ein Ladevorgang in der umgekehrten Richtung über die folgenden Pfade im Kondensator C1 ausgeführt: Pfad vom Kondensator C1 – Steuerwicklung N12 – Hauptspannungsquelle-Leitung 13 – Spannungsteilungs-Widerstand R5 – Vorwiderstand R21 zum Kondenator C1 sowie Pfad vom Kondensator C1 – Steuerwicklung N12 – Glättungskondensator C16 – Diode D1 – Spannungsteilungs-Widerstand R4 – Vorwiderstand R2 zum Kondensator C1. Da jedoch die Spannungsteilungs-Widerstände R4 und R5 hohe Widerstandswerte aufweisen, laufen diese Lade- und Entladeprozesse allmählich ab, wodurch die Gatespannung des Hauptschaltelements Q und das Potenzial am Verbindungspunkt P6 allmählich ansteigt. Danach wird, zum Zeitpunkt to, wenn die Gatespannung erneut die Schwellenspannung Vth erreicht, das Hauptschaltelement Q eingeschaltet, mit dem Ergebnis, dass der gesamte Vorgang, wie er oben beschrieben ist, ausgeführt wird.
  • Im Nicht-Bereitschaftszustand, wie er durch die 3(a) bis 3(c) veranschaulicht ist, verfügt das Hauptschaltelement Q über eine Ein-Periode T1 vom Zeitpunkt t0 bis zum Zeitpunkt t1, eine Entladeperiode T1 für Erregungenergie vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2 sowie eine Abklingimpuls-Erzeugungsperiode T3 vom Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t0. Daher wird das Hauptschaltelement Q durch den abklingenden Impuls einschaltend angesteuert.
  • Wie oben beschrieben, kann die Ladespannung des Kondensators C1 während der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q, d. h. die Rückwärtsvorspannung, durch Variieren des Widerstandswerts des Widerstands R1 variiert werden. Ferner können die Lade- und Entladeströme über die oben genannten zwei Pfade dadurch variiert werden, dass die Widerstandswerte der Spannungsteilungs-Widerstände R4 und R5 variiert werden; so können die Gatespannung am Hauptschaltelement Q und der Gradient eines Potenzialanstiegs am Verbindungspunkt P6 variiert werden, was es ermöglicht, die Schaltfrequenz zu variieren.
  • Zum Beispiel werden im Fall einer für den Bereitschaftszustand benötigten hohen Leistung die Widerstände der Spannungsteilungs-Widerstände R4 und R5 abgesenkt, und die Zeitkonstante für das Laden und Entladen während der Stillstandsperioden T3 und T4 wird verringert; dies erlaubt es, dass die Gate-Source-Spannung des Hauptschaltelements Q schnell die Schwellenspannung Vth erreicht, was es ermöglicht, die Schaltfrequenz zu verkürzen und sie demgemäß zu erhöhen. Im Gegensatz hierzu wird im Fall niedriger erforderlicher Leistung die Schaltfrequenz dadurch abgesenkt, dass die Widerstandswerte der Spannungsteilungs-Widerstände R4 und R5 erhöht werden. Darüber hinaus wird dann, wenn die Stillstandsperiode so lang ist, dass die Schaltfrequenz mit dem Audiofrequenzbereich überlappt, der Kapazitätswerte des Kondensators C14 verringert, oder es wird der Widerstandswert des Widerstands R12 verringert. So wird die Ladespannung des Kondensators C14 schnell angehoben und die Ein-Periode des Hauptschaltelements Q wird verkürzt, so dass es möglich wird, die Erregungsenergie zu minimieren, wie sie für jeden Schaltvorgang im Transformator N angesammelt wird, und es wird demgemäß ermöglicht, die Schaltgeräusche nicht stärker zu machen, als es der Hörschwelle entspricht.
  • In diesem Fall können die Widerstandswerte der oben genannten Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 wie folgt bestimmt werden: wenn angenommen wird, dass die Eingangsspannung an den Eingangsanschlüssen P1 und P2 den Wert Vin hat, die Ladespannung E0 des Glättungskondensators C16, d. h. die Ausgangsspannung der Unterquelleschaltung 19 den Wert Vs hat, die Widerstandswerte der Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 dieselben wie die jeweiligen Bezugszahlen sind, gilt beim Starten des Betriebs beim Anlegen der Spannung die folgende Ungleichung: Vin × [R5/(R3 + R4 + R5)] > Vth (1)und bei Stationärbetrieb im Bereitschaftszustand gilt die folgende Ungleichung: Vs × (R5/(R4 + R5)] > Vth (2)
  • Wenn in diesem Fall der Steuertransistor TR1 im Bereitschaftszustand eingeschaltet wird, nimmt der Widerstandswert des Spannungsteilungs-Widerstands R5 denselben Wert wie die Parallelschaltung zwischen der Reihenschaltung aus dem Vorwiderstand R2 und dem Widerstand R1 und dem oben genannten Spannungsteilungs-Widerstand R5 ein, wodurch diese Ungleichungen 1 und 2 nicht erfüllt sind. Demgemäß ist die oben genannte Zenerdiode 15 als kompensierende Zenerdiode installiert, um diesen Nachteil zu verhindern. Daher wird die Zenerspannung auf einen Wert eingestellt, der nicht kleiner als der oben genannte Schwellenwert Vth ist, und auch nicht höher als die Spannung, wie sie in der Steuerwicklung N12 beim Einschalten des Hauptschaltelements Q induziert wird. Wenn jedoch die oben genannten Ungleichungen durch geeignetes Konzipieren der Spezifikationen selbst im Bereitschaftszustand erfüllt sind, kann die Zenerdiode weggelassen werden, d. h., dass zwischen der Diode D11 und dem Widerstand R1 ein Kurzschluss besteht.
  • Darüber hinaus ist die Diode D11 zum Verhindern von Rückwärtsströmen installiert, um zu verhindern, dass während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements Q im Bereitschaftszustand, d. h. während der Periode T2 bis T4 in den 2(a) bis 2(c) ein Strom über einen Pfad vom Steuertransistor TR1 über den Widerstand R1 zur Zenerdiode D15 zum Verbindungspunkt D6 fließt, mit Aufhebung der Negativvorspannung für das Hauptschaltelement Q.
  • Daher kann, wenn es möglich ist, den Stromfluss durch den oben genannten Pfad während der Aus-Periode T2 bis T4 sicher dadurch zu verhindern, dass die Vorstrom-Zuführschaltung angewandt wird, z. B. eine solche Vorrichtung, die die Zufuhr des Basisstroms zum Steuertransistor TR1 mit Ausnahme der Ein-Periode T1 des Hauptschaltelements Q stoppt, wobei der Basisstrom während der restlichen Aus-Periode T2 bis T4 gezogen wird, die oben genannten Diode D11 zum Verhindern von Rückwärtsströmen weggelassen werden.
  • Außerdem wird die oben genannte Anordnung, bei der der Steuertransistor TR2 zwischen die Ausgangsspannungsquelle-Leitungen 16 und 17 in Reihe mit der Spannungserfassungsschaltung 18 eingefügt ist und die in der Sekundär-Unterwicklung N22 über die Diode D17 und die Widerstände R15 und R16 an den Steuertransistor TR2 geliefert wird, so dass die Spannungserfassungsschaltung 18 nur während der Periode aktiviert wird, in der Erfassungsdaten zur Steuerung benötigt werden, vorzugsweise nicht nur bei einem Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System, wie dem Schaltnetzteil 11 angewandt, sondern auch bei Schaltnetzteilen anderer Systeme, wie dem oben genannten PWM-System, um als Maßnahme zum Senken des Energieverbrauchs zu dienen.
  • Unter Bezugnahme auf die 4 wird in der folgenden Beschreibung die zweite Ausführungsform der Erfindung erörtert.
  • Die 4 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 21 gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung. Das Schaltnetzteil 21 ist dem oben genannten Schaltnetzteil 11 ähnlich, und entsprechende Teile sind durch dieselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Es wird darauf hingewiesen, dass das Schaltnetzteil 21 über eine modifizierte Startschaltung verfügt und dass diese Startschaltung 14a statt mit dem Kondensator C2 in der oben genannten Startschaltung 14 mit einem Transistor TR14, einem Widerstand R6 und einem Kondensator C13 versehen ist.
  • Der Transistor TR14 vom pnp-Typ bildet gemeinsame mit den oben genannten Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 eine Reihenschaltung, und er ist zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 eingefügt. Der Emitter des Transistors TR14 ist mit der Hauptspannungsquelle-Leitung 12 auf der Hochpegelseite verbunden, der Kollektor desselben ist mit dem Spannungsteilungs-Widerstand R3 verbunden, und seine Basis ist über eine Reihenschaltung aus dem Widerstand R6 und dem Kondensator C3 mit der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite verbunden. Darüber hinaus ist der Verbindungspunkt P9 zwischen dem Widerstand R6 und dem Kondensator C3 über die Entladediode D5, die mit der oben genannten Diode D4 übereinstimmt, mit der Hauptspannungsquelle-Leitung 12 auf der Hochpegelseite verbunden.
  • So wird, wenn Spannung angelegt wird, eine Hauptspannungsquelle-Spannung angelegt und die Basis des Transistors TR14 wird durch den Kondensator C3, der entladen wurde, auf praktisch 0 V vorgespannt; so wird der Transistor TR14 eingeschaltet und die Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung Vin wird an das Gate des Hauptschaltelements Q angelegt, wie es durch die Gleichung 1 angegeben ist, was es ermöglicht, das Hauptschaltelement Q einzuschalten. Darüber hinaus wird, gleichzeitig mit dem Anlegen der Spannung, das Laden des Kondensators C3 gestartet, und nachdem die oben genannten vorbestimmte Zeitperiode verstrichen ist, in der der oben genannte Glättungskondensator C16 in der Unterspannungsquelle-Schaltung 19 auf eine vorbestimmte Ladespannung geladen wurde, entspricht die Anschluss-Anschluss-Spannung des Kondensators C3 praktisch der Hauptspannungsquelle-Spannung. So wird der Transistor TR14 ausgeschaltet, und im Bereitschaftszustand steht eine Aktivierung des Hauptschaltelements Q unter Verwendung der Teilspannung der Ladespannung des Glättungskondensators C16, wie bereits beschrieben, zur Verfügung.
  • Beim Abschalten der Spannung wird, wenn die Ausgangsspannung des Glättungs kondensators C11 abnimmt, ein Entladepfad für den Kondensator C13 gebildet, d. h. ein Pfad vom Glättungskondensator C11 – Hauptspannungsquelle-Leitung 13, Kondensator C3 – Diode D5 – Hauptspannungsquelle-Leitung 12 zum Glättungskondensator C11, und der oben genannte Rücksetzvorgang wird in Vorbereitung für das nächste Anlegen der Spannung ausgeführt.
  • In der Startschaltung 14a mit dem oben genannten Aufbau kann, wenn angenommen wird, dass der Stromverstärkungsfaktor des Transistors TR14 den Wert hfe hat, die Kapazität des Kondensators C3 auf 1/hfe der Kapazität des oben genannten Kondensators C2 eingestellt werden, was es ermöglicht, den Kondensator in der Startschaltung zu miniaturisieren.
  • Unter Bezugnahme auf die 5 bis 8 erörtert die folgende Beschreibung die dritte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 5 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 31 der dritten Ausführungsform der Erfindung. Das Schaltnetzteil 31 ist den oben genannten Schaltnetzteilen 11 und 21 ähnlich, und entsprechende Teile sind durch dieselben Bezugszahlen gekennzeichnet und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen.
  • Beim Schaltnetzteil 31 sind der Steuertransistor TR2, die Sekundär-Unterwicklung N22 zum Ansteuern desselben sowie die Vorrichtung zum ein-/ausschaltenden Ansteuern desselben sowie die Vorrichtung zum ein-/ausschaltenden Ansteuern der Spannungserfassungsschaltung 18 aus der Diode D17 und den Widerständen R15 und R16 aus den oben genannten Schaltnetzteilen 11 und 21 gelassen. Daher ist zwar der Energieverbrauch der Spannungserfassungsschaltung 18 erhöht, jedoch erfolgt vorteilhafte Anwendung bei einem billigen Aufbau, und es ist auch möglich, eine Erhöhung der Anzahl der Abgriffe am Transformator Na im Schaltnetzteil 31 zu vermeiden.
  • Darüber hinaus besteht beim Schaltnetzteil 31 die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a aus dem oben genannten Glättungskondensator C16, den zwei Dioden D2 und D3 sowie einer Drosselspule L. Die Diode D2 zieht von einem der Anschlüsse der Steuerwicklung N12 in der Ein-Periode des Hauptschaltelements Q einen induzierten Strom, und sie lädt den Glättungskondensator C16 über die Drosselspule L. Die Schwungraddiode D2 verbindet den Verbindungspunkt P10 zwischen der Drosselspule 11 und der Diode D2 mit dem anderen Anschluss der oben genannten Steuerwicklung N12. Daher schaltet, wenn das Hauptschaltelement Q ausgeschaltet wird und die Polaritätsrichtung der induzierten Spannung der Steuerwicklung N12 invertiert wird, die Diode D2 aus, so dass der Erregungsstrom innerhalb der Drosselspule L den Glättungskondensator C16 über die Schwungraddiode D3 lädt. Die Induktivität der Drosselspule L wird so ausgewählt, dass der Erregungsstrom bis zum nächsten Ein-Zeitpunkt des Hauptschaltelements im Nicht-Bereitschaftszustand auf null gehalten wird.
  • Die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a mit der oben genannten Anordnung ermöglicht es, die oben genannte Unterspannungsquelle-Wicklung N13 aus dem Transformator Na wegzulassen und auf die Anzahl der Abgriffe zu verringern.
  • Darüber hinaus ist in der oben genannten Unterspannungsquelle-Schaltung 19, da der Glättungskondensator C16 mittels des Schwungradsystems geladen wird und da die Gleichrichtungsspannung der Unterspannungsquelle-Wicklung N13 direkt an den Glättungskondensator C16 gelegt wird, die Ladespannung E0 des oben genannten Glättungskondensator C16 nicht für eine Beeinflussung durch die Ausgangsstromstärke auf die Sekundärseite anfällig. Hierbei weist die Ladespannung E0, wenn angenommen wird, dass die Windungszahlen der Sekundärwicklung N21 und der Unterspannungsquelle-Wicklung N13 mit den jeweiligen Bezugszahlen übereinstimmen, einen konstanten Wert auf, der wie folgt repräsentiert ist: E0 = Vo × (N13/N21) (3)
  • Demgemäß ist die Schaltfrequenz während des Bereitschaftszustand praktisch auf einen konstanten Wert eingestellt, ohne dass sich der Einfluss von Lastvariationen auf der Sekundärseite widerspiegelt.
  • Demgegenüber steigt bei der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a, da der Glättungskondensator C16 durch die Steuerwicklung N12 über die Drosselspule L geladen wird, die oben genannte Ladespannung E0 an, wenn die Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite ansteigt, d. h., wenn die Ein-Periode des Hauptschaltelements Q länger wird, was es ermöglicht, die Schaltfrequenz zu erhöhen.
  • Anders gesagt, zeigt die 6(a) für den Bereitschaftszustand, in dem der Steuertransistor TR1 eingeschaltet ist, den Schaltvorgang des Hauptschaltelements Q im Fall einer vergleichsweise niedrigen Last, und wenn die Last geringfügig höher wird, wird der Glättungskondensator C16 durch die gleichgerichtete Spannung der Unterspannungsquelle-Entwicklung N13 in den oben genannten Schaltnetzteilen 11 und 21 direkt geladen, und da die Ladespannung E0 einen konstanten Wert aufweist, wie er durch die oben genannte Gleichung 3 angegeben ist, ist die Ein-Periode verlängert, während die Schaltfrequenz konstant ist. Wenn die Ein-Zeit in einen Zustand gelangt, in dem eine Einschränkung hinsichtlich des oben genannten Widerstands R12 besteht, wie es in der 6(b) angegeben ist, steht kein geeignetes Ansprechverhalten zur Verfügung, wenn die Last noch höher wird.
  • Demgegenüber wird beim Schaltnetzteil 31, da der Glättungskondensator C16 durch eine Spannung geladen wird, die mittels der Ausgangsspannung der Steuerwicklung N12 über die Drosselspule L angelegt wird, die oben genannten Ladespannung E0 höher, wenn die Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite höher wird, wie es später detailliert beschrieben wird, und es steigt auch die Schaltfrequenz an, wie es in der 6(c) dargestellt ist, wenn die Ein-Periode länger wird, bis zum Zustand, in dem die Einschränkung durch den oben genannten Widerstand R12 besteht. Daher ist es selbst im Bereitschaftszustand möglich, geeignet auf Lastschwankungen zu reagieren.
  • Die 7 ist ein Ersatzschaltbild zum Erläutern des Betriebs der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a. Hierbei sind in der 7 die Startschaltung 17 und der Steuertransistor TR12 sowie der Widerstand R14, die elektrische Ströme aufnehmen, durch einen Widerstand R0 repräsentiert, und der von ihnen aufgenommene Strom ist durch I0 repräsentiert. Wenn angenommen wird, dass für einen positiven Impuls von der Steuerwicklung N12, d. h. für einen in der Vorwärtsrichtung in Bezug auf die Diode D2 in der 7 erzeugten Impuls, ein Ausgabezeitpunkt TIN besteht, die Spannung EIN ist, die Schaltperiode des Hauptschaltelements Q TS ist und die Ladespannung des Glättungskondensators C16 der oben genannte Wert E0 ist, sind der in der Steuerwicklung N12 erzeugte Impuls EIN und der Strom IL, der durch die Drosselspule L in den Glättungskondensator C16 fließt, so, wie es durch die 8 angegeben ist. Ferner sei angenommen, dass die Induktivität der Drosselspule L mit ihrer Bezugszahl übereinstimmt, und der Mittelwert ILAV des oben genannten Stroms IL ergibt sich aus den folgenden Gleichungen:
  • Figure 00310001
  • Hierbei ist der vom Glättungskondensator C16 zum Konstantwiderstand R0 fließende Strom I0 wie folgt repräsentiert: I0 = E0/R0 (5)und wenn die Ladespannung E0 vom Glättungskondensator C16 stabil ist, gilt ILAV = I0; daher wird aus den Gleichungen 4 und 5 die folgende Gleichung erhalten: E0 = EIN – (2 × L × TS)/(TIN 2 × EIN × R0) (6)
  • Daher ist erkennbar, dass die Ladespannung E0 des Glättungskondensators C16 ansteigt, da die Periode TIN länger wird, während der das Hauptschaltelement Q eingeschaltet gehalten wird. Auf diese Weise ist die Ein-Periode, wie bereits beschrieben, umso länger, je größer die Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite ist, und die Schaltfrequenz ist umso größer; daher ist es möglich, selbst im Bereitschaftszustand korrekt auf Lastschwankungen zu reagieren.
  • Obwohl die oben genannte Erläuterung beispielhaft einen Fall veranschaulicht, bei dem, wie es in der 8 dargestellt ist, der durch die Drosselspule 11 fließende Strom während der Aus-Periode des positiven Impulses von der Steuerwicklung N12 verschwindet, steigt der Ladestrom I0 des Glättungskondensators C16 auch dann mit ansteigender Last an, wenn der Strom nicht verschwindet.
  • Unter Bezugnahme auf die 9 erörtert die folgende Beschreibung die vierte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 9 zeigt das elektrische Schaltbild einer Schaltnetzteil 41 gemäß der vierten Ausführungsform der Erfindung. Das Schaltnetzteil 41 ist dem oben genannten Schaltnetzteil 31 ähnlich und entsprechende Teile sind mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Hierbei verfügt das Schaltnetzteil 41 über dieselbe Konstruktion wie ein Schaltnetzteil 131, das später beschrieben wird, wenn an Stelle einer Steuerschaltung 132 eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R1 und einem Transistor TR1 sowie die Startschaltung 14 verwendet werden, um die Schaltfrequenz bei niedriger Last abzusenken.
  • Im Schaltnetzteil 41 wird, wenn in Betracht gezogen wird, dass der Glät tungskondensator C16 der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a beim oben genannten Schaltnetzteil 31 durch eine der sekundärseitigen Ausgangsstromstärker entsprechende Spannung geladen wird, die Ein/Aus-Ansteuerung des Steuertransistors TR1 auf Grundlage der Ausgangsspannung dieses Glättungskondensators C16 ausgeführt.
  • Genauer gesagt, ist die Basis des Steuertransistors TR1 durch den Widerstand TR15 statt den Fototransistor TR13 des oben genannten Optokopplers PC2 mit der Niederpegelseite der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 verbunden, und die Ausgangsspannung des oben genannten Glättungskondensators C16 wird über die Zenerdiode D18 und den Widerstand R17 an die Basis des Transistors TR15 geliefert.
  • Daher fließt, wenn die Last auf der Sekundärseite höher wird, wenn die Ladespannung des Glättungskondensators C16 höher wird und die Zenerspannung der Zenerdiode D18 überschreitet, ein Strom zur Basis des Transistors TR15, um diesen einzuschalten. Damit geht die Basis des Transistors TR1 auf niedrig, und er wird ausgeschaltet, so dass der Betrieb im normalen Betriebsmodus im Nicht-Bereitschaftszustand ausgeführt wird.
  • Demgegenüber wird, wenn die Last auf der Sekundärseite niedriger wird, wobei die Ladespannung niedriger als die Zenerspannung ist, der Basisstrom des Transistors TR15 null, und dieser wird ausgeschaltet; so wird die Basis des Transistors TR1 durch den Widerstand R14 vorgespannt, und daher wird der Transistor TR1 eingeschaltet, so dass der Betrieb im Betriebsmodus im Bereitschaftszustand ausgeführt wird.
  • Auf diese Weise wird der Steuertransistor TR1 dadurch automatisch gesteuert, dass eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels allein unter Verwendung der Primärseite erfolgt; daher wird es möglich, das Erfordernis zu beseitigen, eine spezielle Konstruktion zum Erfassen des Betriebsmodus der installierten Einrichtung, wie den Steueranschluss P5, wegzulassen, und demgemäß die Kosten zu senken.
  • Unter Bezugnahme auf die 10 erörtert die folgende Beschreibung die fünfte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 10 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 51 gemäß dem RCC-System entsprechend der fünften Ausführungsform der Erfindung. Eine Gleichspannung, die durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung unter Verwendung einer Hauptspannungsquelle-Schaltung (nicht dargestellt) erhalten wurde, wird zwischen Eingangsanschlüssen P1 und P2 eingegeben. Die Gleichspannung wird durch einen Glättungskondensator C11 geglättet und zwischen einer Hauptspannungsquelle-Leitung 12 auf der Hochpegelseite und einer Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite wird vom Glättungskondensator C11 eine Hauptspannungsquelle-Spannung ausgegeben.
  • Zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 ist eine Reihenschaltung aus der Primär-Hauptwicklung N11 eines Transformators Na und einem Hauptschaltelement Q geschaltet. Das Hauptschaltelement Q wird unter Verwendung z. B. eines Bipolartransistors oder eines elektrischen Feldeffekttransistors realisiert und beim Beispiel der 10 ist ein elektrischer Feldeffekttransistor verwendet. Darüber hinaus ist eine Steuerschaltung 59 über einen Startwiderstand R13 zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 geschaltet.
  • Beim Anlegen einer Spannung, d. h. beim Anlegen einer Quellenspannung zwischen die Eingangsanschlüsse P1 und P2 steigt die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C11, d. h. die Hauptquellenspannung an, und wenn der spannungsgeteilte Wert vom Startwiderstand R3 in der Steuerschaltung 59 die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q erreicht, z. B. nicht weniger als 3 V, wird das Hauptschaltelement Q eingeschaltet, so dass die Spannung in der Aufwärtsrichtung in der 10 an die Primär-Hauptwicklung N11 gelegt wird und in dieser Erregungsenergie angesammelt wird. Wenn das Hauptschaltelement Q auf eine Weise ausgeschaltet wird, wie sie später beschrieben wird, wird in der Primär-Hauptwicklung N11 durch die angesammelte Erregungsenergie eine elektromotorische Kraft mit der Abwärtsrichtung erzeugt, um dadurch in der Sekundär-Hauptwicklung N21 eine Spannung mit der Aufwärtsrichtung zu induzieren.
  • Die in der oben genannten Sekundär-Hauptwicklung N21 induzierte Gleichspannung wird über die Diode D12 an den Glättungskondensator C13 geliefert, und nach einer Glättung durch diesen wird die von Ausgangsanschlüssen P3 und P4 über die Ausgangsspannungsquelle-Leitungen 16 und 17 an einen nicht dargestellten Lastkreis ausgegeben. Zwischen die oben genannten Ausgangsspannungsquelle-Leitungen 16 und 17 ist eine Spannungserfassungsschaltung 18 eingefügt. Diese Spannungserfassungsschaltung 18 besteht aus Spannungsteilungs-Widerständen, dem Optokoppler PC1 usw., und eine Licht emittierende Diode D13 des Optokopplers PC1 wird so angesteuert, dass sie mit einer der Ausgangsspannung entsprechenden Leuchtstärke leuchtet, und der Wert der Ausgangsspannung wird auf die Primärseite rückgeführt.
  • Beim Einschalten des Hauptschaltelements Q wird in der Steuerwicklung N12 eine Spannung in derselben Aufwärtsrichtung wie in der Primär-Hauptwicklung N11 induziert, und der zugehörige induzierte Strom wird über den Kondensator C1 zum Abtrennen einer Gleichspannung, den Vorwiderstand R12 und die Steuerschaltung 59 an das Gate des Hauptschaltelements Q gegeben; so wird das Gatepotenzial des Hauptschaltelements Q weiter erhöht, so dass es im EIN-Zustand gehalten wird.
  • Darüber hinaus wird der beim Einschalten des Hauptschaltelements Q in der Steuerwicklung N12 induzierte Strom von der Steuerschaltung 59 über den Fototransistor TR11 des oben genannten Optokopplers PC1 an einen der Anschlüsse des Kondensators C14 geliefert. Der andere Anschluss des Kondensators C14 ist mit der oben genannten Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf niedrigem Pegel verbunden. Daher wird der oben genannte Kondensator C14 mit positiver Polarität geladen, wie es in der 10 dargestellt ist, und der Ladestrom ist umso größer, je höher die sekundärseitige Ausgangsspannung wird, was es erlaubt, die Anschlussspannung des Kondensators C14 schnell zu erhöhen. Die Ladespannung des Kondensators C14 wird über die Steuerschaltung 59 an die Basis des Steuertransistors TR12 gelegt, der zwischen das Gate und die Source des Hauptschaltelements Q eingefügt ist, und wenn die Ausgangsspannung die Schwellenspannung des Steuertransistors TR12 überschreitet, z. B. nicht weniger als 0,6 V, kann der Steuertransistor TR12 leiten, wodurch dafür gesorgt wird, dass die Gatespannung des Hauptschaltelements Q schnell abfällt, mit dem Ergebnis, dass dieses ausschaltend angesteuert wird.
  • Daher steigt die Ausgangsspannung des Kondensators CR14 umso schneller an, je höher die sekundärseitige Ausgangspannung wird, d. h., je niedriger die Last ist, mit dem Ergebnis, dass das Hauptschaltelement Q schneller ausschaltend angesteuert wird. Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung N12 induzierte Strom über zwei Teilerwiderstände R15 und R52 an den Kondensator C14 geliefert. Die Reihenschaltung aus den Teilerwiderständen R51 und R52 sowie dem Kondensator C14 ist parallel zur Steuerwicklung N12 geschaltet, um dadurch eine Überstrom-Schutzschaltung zu bilden. Selbst wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C13 auf der Sekundärseite wegen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen P3 und P4 usw. niedrig ist, ermöglicht es die Überstrom-Schutzschaltung, die Ein-Periode des Hauptschaltelements Q auf eine vorbestimmte Periode zu begrenzen, um es dadurch zu schützen.
  • Hierbei wird, wenn angenommen wird, dass die Windungszahlen der Steuerwicklung N12 und der Sekundär-Hauptwicklung N21 durch dieselben Zahlen wie ihre Bezugszahlen repräsentiert sind und die Ausgangsspannung auf der Sekundärseite Vo ist, die Spannung (N12/N21)Vo in der Abwärtsrichtung der 10 in der Steuerwicklung N12 induziert, wenn das Hauptschaltelement Q ausgeschaltet wird; so wird, wenn der induzierte Strom durch die Teilerwiderstände R51 und R52 fließt, die Ladung des Kondensators C14 abgezogen, so dass dieser mit einer Polarität umgekehrt zu der in der 10 dargestellten geladen wird, und es wird ein Rücksetzvorgang für den nächsten Ein-Vorgang des Hauptschaltelements Q ausgeführt.
  • Wenn nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements Q die Erregungsenergie, die sich in der Primär-Hauptwicklung N11 angesammelt hat, auf die Sekundärseite ausgegeben wird, tritt zwischen der parasitären Kapazität C15, die hauptsächlich durch die Steuerwicklung N12 gebildet wird, und der Steuerwicklung N12 eine abklingende Schwingung auf, und es wird die elektrostatische Energie entladen, die sich in der parasitären Kapazität C15 mit der Spannung (N12/N21)Vo angesammelt hat, diese wird in Anregungsenergie der Steuerwicklung N12 nach 1/4 Schwingungsperiode umgewandelt, und dann wird in der Steuerwicklung N12 eine elektromotorische Spannung vom Wert (N12/N21)Vo in der Aufwärtsrichtung erzeugt, um die parasitäre Kapazität C15 erneut zu laden. Die elektromotorische Spannung, die ein abklingender Impuls ist, wird nicht kleiner als die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q eingestellt; so wird das Hauptschaltelement Q durch die elektromotorische Spannung erneut eingeschaltet. Auf diese Weise wird das Hauptschaltelement Q auf Grundlage der der Last entsprechenden Schaltfrequenz automatisch und kontinuierlich ein-/ausschaltend angesteuert, was es ermöglicht, für die gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung zu sorgen.
  • Zusätzlich zur oben genannten normalen Konstruktion eines Schaltnetzteils gemäß dem RCC-System ist das Schaltnetzteil 51 mit der folgenden Konstruktion versehen, um die Schaltfrequenz bei niedriger Last eines Geräts abzusenken, das die Schaltnetzteil 51 enthält und sich im Bereitschaftszustand befindet: vom Gerät wird ein Steuersignal an den Steueranschluss P5 geliefert. Zwischen den Steueranschluss P5 und die Ausgangsspannungsquelle-Leitung 17 auf der Niederpegelseite ist eine Reihenschaltung auf der Licht emittierenden Diode D14 des Optokopplers PC2 und dem Widerstand R13 geschaltet. Daher leuchtet die Licht emittierende Diode D14 auf, wenn das Steuersignal bei Empfang einer hohen Last auf hoch geht, um dadurch die Primärseite mittels des Ausgangssignals über den Hochlastzustand zu informieren.
  • Auf der Primärseite sind in der Steuerschaltung 59 der Fototransistor TR13 des oben genannten Optokopplers PC2, der Widerstand R53 zum Umgehen des Verbindungspunkts P51 der oben genannten Teilerwiderstände R51 und R52 zur Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite sowie der Steuertransistor TR51 installiert. Bei hoher Last schaltet der Fototransistor TR13 ein, der Schwingungsfrequenz-Beschränkungsbetrieb der Steuerschaltung 29 wird aufgehoben und der oben genannte abklingende Impuls wird an das Hauptschaltelement Q geliefert; daher wird der oben genannte normale RCC-Betrieb ausgeführt, während der Steuertransistor TR15 ausgeschaltet ist, was es erlaubt, den Kondensator C14 mit einem vergleichsweise hohen Ladestrom mit der in der 10 dargestellten positiven Polarität zu laden.
  • Demgegenüber geht bei niedriger Last das Steuersignal an den Steueranschluss P5 auf niedrig, die Licht emittierende Diode 14 schaltet aus, der Schwingungsfrequenz-Beschränkungsbetrieb wird ausgeführt, und der Steuertransistor TR12 wird eingeschaltet gehalten, so dass der abklingende Impuls umgeleitet wird; dann schaltet, nach eine vorbestimmten Zeit, der Steuertransistor TR12 aus, so dass das Hauptschaltelement Q durch den spannungsgeteilten Wert in der Steuerschaltung 59 vom Startwiderstand R3 eingeschaltet wird.
  • Darüber hinaus wird bei niedriger Last auch der Steuertransistor TR51 eingeschaltet, und es wird ein Teil des Ladestroms zum Kondensator C14 umgeleitet, was es erlaubt, den Kondensator C14 mit einem vergleichsweise kleinen Ladestrom mit der in der 10 dargestellten positiven Polarität zu laden.
  • Daher kann selbst dann, wenn das Ableiten des abklingenden Impulses im Hauptschaltelement Q eine Betriebstotzeit hervorruft und das Entladen des Ladepotenzials des Kondensators C14 fortschreitet, was das Aus-Timing für die elektrische Ladung mit umgekehrter Polarität zu der in der 10 dargestellten verringert, wobei diese Ladung im Kondensator C14 verbleiben soll, die entsprechende Verringerung der elektrischen Ladung dadurch kompensiert werden, dass der Ladestrom mit positiver Polarität, wie in der 10 dargestellt, zur Ein-Zeit durch den Widerstand R53 und den Steuertransistor TR51 geteilt und umgeleitet wird und der Ladestrom unterdrückt wird. Daher ist die Zeitperiode, während der der Kondensator C14 durch die Spannung mit positiver Polarität geladen wird, wie sie an der Steuerwicklung N12 beim Einschalten des Hauptschaltelements Q induziert wird, um die oben genannte Schwellenspannung mit positiver Polarität zu bilden, die dazu ausreicht, den Steuertransistor TR12 einzuschalten, selbst bei niedriger Last praktisch dieselbe wie bei hoher Last. Die oben genannte Zeit entspricht der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q, und sie entspricht dem durch dieses fließenden Strom, wie einem Strom mit dreieckigem Signalverlauf, der bei einer Zunahme der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q ansteigt. Daher ist es möglich, den Überstrom-Grenzwert für das Hauptschaltelement bei niedriger Last praktisch gleich mit dem bei hoher Last zu machen.
  • Wie oben beschrieben, besteht bei der vorliegenden Ausführungsform der zum Überstromschutz verwendete Widerstand aus den Teilwiderständen R51 und R52, und die zugehörige Verbindungsstelle P51 wird durch den Transistor TR51 umgangen. So ist bei niedriger Last der Ladestrom mit positiver Polarität, der während der Ein-Zeit von der Steuerwicklung N12 her fließt, verringert, so dass die Ladezeit auf die vorbestimmte Spannung verlängert ist; daher ermöglicht es die Steuerschaltung 59, die Schaltfrequenz dadurch ausreichend abzusenken, dass der Überstrom-Begrenzungswert des Hauptschaltelements Q praktisch gleich groß wie der bei hoher Last gemacht wird.
  • Wie oben beschrieben, besteht bei der vorliegenden Ausführungsform der zum Überstromschutz verwendete Widerstand aus den Teilerwiderständen R51 und R52, und der zugehörige Verbindungspunkt P51 wird durch den Transistor TR51 umgangen. So ist bei niedriger Last der Ladestrom mit positiver Polarität, der während der Ein-Zeit von der Steuerwicklung N12 her fließt, verringert, so dass die Ladezeit auf die vorbestimmte Spannung verlängert ist; daher ermöglicht es die Steuerschaltung 59, die Schaltfrequenz ausreichend abzusenken, damit der überstrom-Grenzwert des Hauptschaltelements Q praktisch mit dem bei hoher Last übereinstimmt.
  • Im Ergebnis wird beim Schaltnetzteil 51 gemäß dem RCC-System beim Versuch zum Absenken der Schaltfrequenz bei niedriger Last, um den Spannungswandlungs-Wirkungsgrad zu verbessern, hinsichtlich des Kondensators C14, der den Steuertransistor TR12 zur ausschaltenden Ansteuerung des Hauptschaltelements Q aktiviert, wenn seine Ladespannung eine vorbestimmte Spannung erreicht hat, die angesammelte Ladung mit umgekehrter Polarität, die während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements Q in ihn floss, während der Be triebsaussetzperiode entladen; dieser entladene Anteil wird kompensiert, so dass die Überstrom-Grenzwerte bei niedriger Last und bei hoher Last praktisch gleich sind.
  • Auf diese Weise kann, wenn dafür gesorgt ist, die Schwingungsfrequenz bei niedriger Last abzusenken, um den Spannungswandlungswirkungsgrad durch Verringern des Energieverbrauchs zu verbessern, der zum Ziehen des elektrischen Potenzials erforderlich ist, das sich in der parasitären Kapazität zwischen dem Drain und der Source des Hauptschaltelements Q angesammelt hat, und auch durch Verringern des Kernverlusts des Transformators Na, die Funktion jedes Bauteils selbst bei niedriger Last bis in die Nähe des Nennwerts verbessert werden; daher ist es nicht erforderlich, Teile mit unnötig hohen Netzwerten zu verwenden, und es ist möglich, niedrige Kosten zu erzielen.
  • Unter Bezugnahme auf die 11 erörtert die folgende Beschreibung die sechste Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 11 zeigt ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung. Der Grundaufbau dieses Schaltnetzteils 52 ist bei der vorliegenden Ausführungsform dieselbe wie die Konstruktion, wie sie bei den oben genannten Ausführungsformen 1 bis 4 erläutert wurde. Ferner ist der Aufbau zum Unterdrücken eines Ladestroms zur Kapazität C14 bei niedriger Last derselbe wie beim oben genannten Schaltnetzteil 51; daher sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen.
  • Eine Startschaltung 14 aus dem Kondensator C2, den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 und der Diode D4 ist zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 geschaltet. Beim Anlegen einer Spannung, d. h., wenn eine Spannungsquellenspannung zwischen die Eingangsanschlüsse P1 und P2 gelegt wird, steigt die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C11, d. h. die Hauptquellenspannung, an, und wenn der spannungsgeteilte Wert zwischen den Spannungsteilungs-Widerständen R4 und R5 der Startschaltung 14 nicht niedriger als die oben genannte Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q geworden ist, wird dieses einschaltend angesteuert.
  • Zwischen den Drain und die Source des Hauptschaltelements Q ist eine Überspannungs-Schutzschaltung 15 aus einer Reihenschaltung des Widerstands R11 und den Kondensators C12 parallel geschaltet. Diese Überspannungs-Schutz schaltung 15 absorbiert und beseitigt Schwingungen, wie sie auf Grund einer Streuinduktivität zwischen der Primär-Hauptwicklung N11 und anderen Wicklungen N12 und N21 zum Ein-Zeitpunkt des Zeitpunkts Q auftritt.
  • Ein in der Steuerwicklung N12 zum Ein-Zeitpunkt des Hauptschaltelements Q induzierter Strom wird über den Gleichspannungs-Abtrennkondensator C1 und den Vorwiderstand R2 am Gate des Hauptschaltelements Q eingegeben. Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung N12 zum Ein-Zeitpunkt des Hauptschaltelements Q induzierte Strom an einem der Anschlüsse des Kondensators C14 vom oben genannten Kondensator C1 und vom Vorwiderstand R2 über den Fototransistor TR12 des Optokopplers PC1 eingegeben. Die Ladespannung des Kondensators C14 wird an der Basis des Steuertransistors TR12 eingegeben, der zwischen das Gate und die Source des Hauptschaltelements Q eingefügt ist.
  • Zwischen den Verbindungspunkt P6 zwischen dem Kondensator C1 und dem Vorwiderstand R2 und der Spannungsquellenleitung 13 auf der Niederpegelseite ist eine Reihenschaltung aus der Diode D11 zum Verhindern von Rückwärtsströmen, der Zenerdiode D15, dem Widerstand R1 und dem Steuertransistor TR1 geschaltet. Der Verbindungspunkt P52 zwischen dem Steuertransistor TR1, der ebenfalls die Funktion des oben genannten Steuertransistors TR51 aufweist, und dem Widerstand R1 ist über den Widerstand R53 mit dem Verbindungspunkt P51 zwischen den oben genannten Teilerwiderständen R51 und R52 verbunden.
  • An die Basis des Steuertransistors TR1 wird von der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a, die eine der sekundärseitigen Ausgangsstromstärke entsprechende Spannung erzeugt, wie dies später beschrieben wird, über den Widerstand R14 eine Quellenspannung geliefert. Der Transistor TR15 ist zwischen die Basis des Steuertransistors TR1 und die Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite eingefügt, und die Quellenspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a wird über den Widerstand R17 und die Zenerdiode D18 an der Basis des Transistors TR15 eingegeben.
  • Anders gesagt, steuert, an Stelle des oben genannten Fototransistors TR13 des Optokopplers PC2, der Transistor TR15 die Basis des Steuertransistors TR1 an; daher fließt, wenn die Last auf der Sekundärseite höher wird, so dass die Quellenspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a nicht kleiner als die Zenerspannung der Zenerdiode D18 wird, ein Strom durch die Basis des Transistors TR15, um diesen einzuschalten. Demgemäß geht die Basis des Steuertransistors TR1 auf niedrig, und dieser wird ausgeschaltet, um dadurch einen Betrieb im Hochlast-Betriebsmodus auszuführen.
  • Wenn dagegen die Last auf der Sekundärseite niedrig wird, so dass die Ladespannung niedriger als die Zenerspannung wird, wird der Basisstrom des Transistors TR15 null, wodurch er ausgeschaltet wird; so wird die Basis des Steuertransistors TR1 durch den oben genannten Widerstand TR14 vorgespannt, so dass er einschaltet, um dadurch einen Betrieb im Niederlast-Betriebsmodus auszuführen.
  • Auf diese Weise wird der Steuertransistor TR1 dadurch automatisch gesteuert, dass eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels nur durch die Verwendung der Primärseite erfolgt; daher ist es nicht erforderlich, eine spezielle Konstruktion zum Erfassen des Betriebsmodus installierter Vorrichtungen, wie den Steueranschluss P5, zu installieren, und es ist möglich, die Kosten zu senken.
  • Die oben genannte Hauptspannungsquelle-Schaltung 19a besteht aus dem Glättungskondensator C16, den zwei Dioden D2 und D3 sowie der Drosselspule L. Die Diode D2 zieht einen induzierten Strom von einem der Anschlüsse der Steuerwicklung N12, während das Hauptschaltelement Q eingeschaltet ist, und sie lädt den Glättungskondensator C16 über die Drosselspule L. Die Schwungraddiode D3 verbindet den Verbindungspunkt P10 der Drosselspule L und der Diode D2 mit dem anderen Anschluss der oben genannten Steuerwicklung N12. Daher schaltet die Diode D2 aus, wenn das Hauptschaltelement Q ausschaltet, und es wird die Polaritätsrichtung der induzierten Spannung in der Steuerwicklung N12 invertiert, was es erlaubt, dass ein Erregungsstrom innerhalb der Drosselspule L den Glättungskondensator C16 über die Schwungraddiode D3 lädt. Die Induktivität der Drosselspule L wird so ausgewählt, dass der oben genannte Erregungsstrom beim nächsten Ein-Zeitpunkt des Hauptschaltelements bei schwerer Last null wird.
  • Bei diesem Aufbau wird der Glättungskondensator C16 auf eine Spannung entsprechend der Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite geladen, wie es oben beschrieben ist, so dass es möglich ist, die ein-/ausschaltende Ansteuerung des Steuertransistors TR1 auf Grundlage der Ausgangsspannung des Glättungskondensators C16 auszuführen.
  • Beim Schaltnetzteil 52 mit dem oben genannten Aufbau schaltet der Transistor TR15 bei hoher Last ein, und der Transistor TR1 schaltet aus, mit dem Ergebnis, dass der oben genannte normale RCC-Betrieb ausgeführt wird, ohne dass er irgendwelchen Einflüssen durch die oben genannte Reihenschaltung aus der Diode D11 zum Verhindern von Rückwärtsströmen, der Zenerdiode D15, dem Widerstand R1 und dem Steuertransistor TR1 unterliegen würde.
  • Demgegenüber schaltet der Transistor TR15 bei niedriger Last aus, und der Transistor TR1 schaltet ein, mit dem Ergebnis, dass die Reihenschaltung zwischen dem oben genannten Verbindungspunkt P6 und die Hauptspannungsquelle-Leitung 13 geschaltet ist. Zum Beispiel wird der Widerstandswert des Vorwiderstands R2 auf 680 Ω eingestellt, und der Widerstandswert des Widerstands R1 wird auf z. B. 150 Ω eingestellt. Daher kann während der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q ein größerer Strom durch die Reihenschaltung fließen, während das Hauptschaltelement Q im Ein-Zustand gehalten wird, so dass sich eine Ladung im Kondenator C1 ansammelt, wobei die Seite der Steuerwicklung N12 positiv ist.
  • Daher wird bei niedriger Last selbst dann, wenn ein abklingender Impuls auftritt, derselbe durch eine Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators C1 in der Rückwärtsrichtung vorgespannt, und er wird an das Hauptschaltelement Q geliefert, wobei ein einschaltendes Ansteuern desselben vermieden wird. Im Vergleich mit dem oben genannten herkömmlichen Schaltnetzteil 1, wird dieses Schaltnetzteil 52 lediglich dadurch aufgebaut, dass eine einfache Konstruktion aus dem Widerstand R1 und dem Steuertransistor TR1 hinzugefügt wird, mit Ausnahme der Zenerdiode D15 und der Diode D11 zum Verhindern von Rückwärtsströmen, die keine wesentlichen Vorteile sind, wie dies später beschrieben wird. Genauer gesagt, steigt die Schaltfrequenz, die bei hoher Last auf z. B. ungefähr 80 kHz gehalten wurde, beim oben genannten Schaltnetzteil 1 bei niedriger Last in dem Bereich von 400 kHz bis 500 kHz an; demgegenüber ermöglicht es das Schaltnetzteil 52, dies auf ungefähr einige kHz zu verringern, so dass demgemäß der Spannungswandlungs-Wirkungsgrad bei hoher Last stark verbessert werden kann. Ferner benötigt das oben genannte Schaltnetzteil 51 in der Steuerschaltung 59 eine relativ komplizierte Konstruktion; jedoch wird, wie oben beschrieben, dieses Schaltnetzteil 51 praktisch nur um den Widerstand R1 und den Steuertransistor TR1 vergrößert, wobei der Steuertransistor TR1 auch die Funktion des oben genannten Steuertransistors TR51 aufweist; dies ermöglicht es, für einen derartigen extrem einfachen Aufbau zu sorgen.
  • Die Spannungsquellenspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a wird auch an den Verbindungspunkt P7 der Spannungsteilungs-Widerstände R3 und R4 der oben genannten Startschaltung 14 ausgegeben. Demgemäß ist der oben genannte Kondensator C2 in der Startschaltung 14 installiert.
  • Daher wird beim Anlegen einer Spannung, bei der die Spannung zwischen den Anschlüssen des Kondensators C2 praktisch null ist, die Teilspannung durch die Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 der Hauptspannungsquelle-Spannung, die z. B. den hohen Wert von einigen hundert V aufweist, an das Gate des Hauptschaltelements Q angelegt.
  • Demgegenüber wird, nachdem ab dem Anlegen der Spannung eine vorbestimmte Zeit verstrichen ist, der Glättungskondensator C16 auf eine vorbestimmte Spannungsquellenspannung, z. B. ungefähr 10 V, geladen, und der Kondensator C2 wird auf eine Spannung geladen, die der Differenz zwischen der oben genannten Hauptspannungsquelle-Spannung und der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a entspricht. Daher kann, wie bereits beschrieben, selbst dann, wenn das einschaltende Ansteuern des Hauptschaltelements Q durch den abklingenden Impuls auf Grund der niedrigen Last nicht ausgeführt wird und die Startschaltung 15 eine Spannung für das einschaltende Ansteuern ausgeben kann, der Stromfluss von der Seite der Hauptspannungsquelle zu den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5 verhindert werden, und das Hauptschaltelement Q kann durch die geteilte Spannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a, die eine vergleichsweise niedrige Spannung ist, angesteuert werden. So ist es möglich, den Energieverbrauch durch die Spannungsteilungs-Widerstände R3 bis R5 zu beschneiden und demgemäß hohen Wirkungsgrad zu erzielen.
  • Hierbei ist die zur Entladung verwendete Diode D4 zwischen dem Verbindungspunkt P8 des oben genannten Kondensators C2 und dem Spannungsteilungs-Widerstand R3 und der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite parallel zu den Spannungsteilungs-Widerständen R3 bis R5, für Ausrichtung in der umgekehrten Vorspannungsrichtung, installiert. Daher werden, wenn die Hauptspannungsquelle-Spannung abfällt, für den Kondensator C2 die folgenden Entladungspfade gebildet: ein Pfad vom Glättungskondensator C11 – Hauptspannungsquelle-Leitung 13 – Spannungsteilungs-Widerstände R5 bis R3 – Kondensator C2 – Hauptspannungsquelle-Leitung 12 zum Glättungskondensator C11 und Pfad vom Glättungskondensator C11, Hauptspannungsquelle-Leitung 13 – Diode D4 – Kondensator C2 – Hauptspannungsquelle-Leitung 12 zum Glättungskondensator C11. Mittels dieser Pfade kann selbst dann, wenn die Zeit vom Ausschalten der Spannungsquelle bis zu erneutem Anlegen zu kurz ist, der Kondensator C2 sicher geladen werden, so dass das elektrische Potenzial des Verbindungspunkts P8 bis praktisch auf denselben Pegel wie dem der Hauptspannungsquelle-Spannung ansteigt; daher ist es möglich, das Hauptschaltelement Q sicher zu starten.
  • Außerdem werden, auf dieselbe Weise wie bei der ersten Ausführungsform, die Widerstandswerte der Teilerwiderstände R3 bis R5 sowie die Zenerspannung der Zenerdiode D15 auf Grundlage der Gleichung (1), der Gleichung (2) usw. bestimmt. Darüber hinaus kann die Zenerdiode D15 weggelassen werden, wenn die Gleichung (1) und die Gleichung (2) bei niedriger Last erfüllt werden können. Ferner ist es auch möglich die zum Verhindern von Rückwärtsströmen verwendete Diode D11 wegzulassen, wenn während der Aus-Periode des Hauptschaltelements Q z. B. durch Modifizieren der Basisstrom-Zuführschaltung usw. keine negative Spannung an das Gate des Hauptschaltelements Q ausgegeben wird.
  • Unter Bezugnahme auf die 12 erörtert die folgende Beschreibung die siebte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 12 ist ein Blockdiagramm eines Schaltnetzteils 61 gemäß der siebten Ausführungsform der Erfindung. Da dieses Schaltnetzteil 61 dem oben genannten Schaltnetzteil 51 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente durch dieselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Innerhalb des Schaltnetzteils 61 ist ein Steuertransistor TR51 parallel zum Teilerwiderstand R52 platziert. Daher steuert die Steuerschaltung 59 diesen Transistor TR51 in solcher Weise, dass er bei hoher Last eingeschaltet ist, um einen Kurzschluss zwischen den Anschlüssen des Teilerwiderstands R52 herbeizuführen, was es ermöglicht, dass der induzierte Strom in der Steuerwicklung N12 den Kondenator C14 bei vergleichsweise niedrigem Widerstandwert lädt, und in solcher Weise, dass er bei niedriger Last ausgeschaltet ist, um die Anschlüsse des Teilewiderstands R52 freizugeben, was es ermöglicht, den induzierten Strom mit vergleichsweise großem Widerstandswert an den Kondenator C14 zu liefern.
  • Auch auf diese Weise ist es möglich, dafür zu sorgen, dass eingeschränkte Werte hinsichtlich übermäßiger Ströme durch das Hauptschaltelement Q sowohl bei niedriger als auch bei hoher Last praktisch gleich sind, da der Kondensator C14 hinsichtlich seines entladenen Anteils der angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität auf Grund der Betriebsstoppperiode des Hauptschaltelements Q bei niedriger Last kompensiert wird. Hierbei ist es selbstverständlich, dass der Steuertransistor TR51 parallel zum Teilerwiderstand R51 platziert werden kann.
  • Unter Bezugnahme auf die 13 erörtert die folgende Beschreibung die achte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 13 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 62 gemäß der achten Ausführungsform der Erfindung. Da dieses Schaltnetzteil 62 den oben genannten Schaltnetzteilen 52 und 61 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Bei diesem Schaltnetzteil 62 ist, im Versuch, die Tatsache zu nutzen, dass bei hoher Last der Transistor TR1 ausgeschaltet ist, wobei sein Kollektorpotenzial hoch ist und dass er bei niedriger Last ausgeschaltet ist, während sein Kollektorpotenzial niedrig ist, die Basis des Steuertransistors TR51 mit dem Kollektor des Steuertransistors TR1 verbunden. Auch bei dieser Anordnung kennen, auf dieselbe Weise wie beim oben genannten Schaltnetzteil 61, die Anschlüsse des Teilerwiderstands R52 bei hoher Last kurzgeschlossen sein und bei niedriger Last geöffnet sein.
  • Unter Bezugnahme auf die 14 erörtert die folgende Beschreibung die neunte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 14 ist ein Blockdiagramm eines Schaltnetzteils 71 gemäß der neunten Ausführungsform der Erfindung. Da dieses Schaltnetzteil 71 dem oben genannten Schaltnetzteil 51 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Bei diesem Schaltnetzteil 71 sind zwei Teilerwiderstände R51 und R52 parallel zueinander platziert, und der oben genannte Transistor TR51 ist in Reihe mit einem derselben geschaltet (mit dem Teilerwiderstand R52 beim Beispiel der 14).
  • Daher schaltet die Steuerschaltung 59 den Transistor TR51 bei hoher Last ein, um den zusammengesetzten Widerstand der Spannungsteilungs-Widerstände R51 und R52 zu minimieren, um dadurch den induzierten Strom von der Steuerwicklung N12 bei relativ kleinem Widerstand zum Kondensator C14 zu liefern. Bei niedriger Last schaltet sie den Transistor TR51 aus, um dadurch den Kondensator C14 bei relativ hohem Widerstand zu versorgen. Auch auf diese Weise ist es möglich, eingeschränkte Werte übermäßiger Ströme durch das Hauptschaltelement Q bei sowohl niedriger als auch hoher Last praktisch gleich zu machen, in dem der Kondensator C14 bei niedriger Last hinsichtlich einer Verringerung der in ihm angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität kompensiert wird.
  • Unter Bezugnahme auf die 15 erörtert die folgende Beschreibung die zehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 15 ist ein elektrisches Schaltbild eines Schaltnetzteils 72 gemäß der zehnten Ausführungsform der Erfindung. Da dieses Schaltnetzteil 72 den oben genannten Schaltnetzteilen 52 und 71 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Beim Schaltnetzteil 72 ist der Steuertransistor TR51 in Reihe mit einem der zwei Teilerwiderstände R51 und R52, die parallel zueinander geschaltet sind, verbunden, und seine Basis ist dem Kollektor des oben genannten Steuertransistors TR1 verbunden.
  • Auch bei dieser Konstruktion wird der Steuertransistor TR1 bei hoher Last ausgeschaltet, wobei sein Kollektor hoch liegt, was es erlaubt, dass der Steuertransistor TR51 einschaltet, so dass der induzierte Strom in der Steuerwicklung N12 den Kondensator C14 bei relativ kleinem Widerstand laden kann. Demgegenüber wird der Steuertransistor TR1 bei niedriger Last eingeschaltet, während sein Kollektor niedrig liegt, was es ermöglicht, dass der Steuertransistor 51 ausschaltet, so dass der induzierte Strom den Kondensator C40 bei relativ hohem Widerstand laden kann.
  • Unter Bezugnahme auf die 16 erörtert die folgende Beschreibung die elfte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 16 ist ein Blockdiagramm, das ein Schaltnetzteil 81 gemäß der elften Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 81 dem oben genannten Schaltnetzteil 51 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Beim Schaltnetzteil 81 ist ein Konstantwiderstand R12 an Stelle der oben genannten Teilerwiderstände R51 und R52 verwendet, der Kondensator C14 ist in zwei Teilkondensatoren C81 und C82 unterteilt, die in Reihe miteinander geschaltet sind, und der oben genannte Steuertransistor TR51 ist parallel entweder zum Teilkondensator C81 oder zum Teilkondensator C82 geschaltet (zu C82 beim Beispiel der 16). Die Kapazität des Teilwiderstands C81 ist so ausgewählt, dass sie der des oben genannten Kondensators C14 entspricht.
  • Daher schalter die Steuerschaltung 59 bei niedriger Last den Steuertransis tor TR61 ein, um den Teilkondensator C82 zu umgehen, damit der induzierte Strom von der Steuerwicklung N12 den Teilkondensator C81 mit vergleichsweise großer Kapazität laden kann. Dagegen schaltet die Steuerschaltung 59 bei hoher Last den Steuertransistor TR51 aus, damit der induzierte Strom die relativ kleine zusammengesetzte Kapazität laden kann, die dadurch erzeugt wird, dass die Teilkondensatoren C81 und C82 in Reihe miteinander geschaltet werden.
  • Auf diese Weise ist es möglich, den Teilkondensator C81 hinsichtlich einer Verringerung der in ihm angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität bei niedriger Last durch Minimieren der Kapazität der Kondensatoren zu kompensieren und demgemäß eingeschränkte Werte hinsichtlich übermäßiger Ströme durch das Hauptschaltelement Q bei sowohl niedriger als auch hoher Last praktisch gleich zu machen.
  • Unter Bezugnahme auf die 17 erörtert die folgende Beschreibung die zwölfte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 17 ist ein elektrisches Schaltbild, das ein Schaltnetzteil 82 gemäß der zwölften Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 82 den oben genannten Schaltnetzteilen 52 und 81 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Auch bei diesem Schaltnetzteil 82 ist der oben genannte Kondensator C14 in zwei Teilkondensatoren C81 und C82 aufgeteilt, und der Steuertransistor TR1 schließt die Anschlüsse des Teilkondensators C82 kurz oder öffnet sie.
  • Unter Bezugnahme auf die 18 erörtert die folgende Beschreibung die dreizehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 18 ist ein Blockdiagramm, das ein Schaltnetzteil 91 gemäß der dreizehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 91 den oben genannten Schaltnetzteilen 71 und 81 ähnlich ist, sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Beim Schaltnetzteil 91 sind die oben genannten Kondensatoren C81 und C82 parallel zueinander platziert, und der oben genannte Steuertransistor TR51 ist in Reihe zu einem der Kondensatoren (Teilkondensator C82 beim Beispiel der 18) geschaltet. Die Kapazität des Teilkondensators C81 ist gleich groß wird die des oben genannten Kondensators C14 eingestellt.
  • Die Steuerschaltung 59 schaltet den Steuertransistor TR51 bei hoher Last aus, damit nur die Kapazität des Teilkondensators C81 wirkt, und sie schaltet bei niedriger Last auch den Steuertransistor TR51 ein, um dadurch den zusammengesetzten Kapazitätswert der Teilkondensatoren C81 und C82 zu erhöhen, damit sich die Ladegeschwindigkeit der Teilkondensatoren C81 und C82 verringert. Auch auf dieses Weise ist es möglich, eingeschränkte Werte betreffende übermäßige Ströme durch das Hauptschaltelement Q bei sowohl niedriger als auch hoher Last praktisch gleich zu machen.
  • Unter Bezugnahme auf die 19 erörtert die folgende Beschreibung die vierzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 19 zeigt ein elektrisches Schaltbild, das ein Schaltnetzteil 92 gemäß der vierzehnten Ausführungsform der Erfindung darstellt. Da dieses Schaltnetzteil 92 den oben genannten Schaltnetzteilen 72 und 82 ähnlich ist, sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Auch beim Schaltnetzteil 92 ist der oben genannten Kondensator C14 in Teilkondensatoren C81 und C82 aufgeteilt, die parallel zueinander angeordnet sind, und bei niedriger Last wird der Teilkondensator C82 mittels des Steuertransistors TR1 parallel zum oben genannten Teilkondensator TR81 geschaltet.
  • Unter Bezugnahme auf die 20 erörtert die folgende Beschreibung die fünfzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 20 ist ein Blockdiagramm, das ein Schaltnetzteil 101 gemäß der fünfzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 101 dem oben genannten Schaltnetzteil 51 ähnlich ist, sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Beim Schaltnetzteil 101 ist eine Reihenschaltung aus einem Entladungswiderstand R101 und dem oben genannten Steuertransistor TR51 parallel zum Kondensator C14 installiert. Bei hoher Last schaltet die Steuerschaltung 59 den Steuertransistor TR51 aus, während sie bei niedriger Last denselben einschaltet, um einen Teil eines Ladestroms, der von der oben genannten Steuerwicklung N12 zum Kondenator C14 fließt, über den Konstantwiderstand R12 umzuleiten.
  • Daher ist es, da nämlich bei niedriger Last ein Teil des Ladestroms umgeleitet wird, möglich, den Kondensator C14 hinsichtlich einer Verringerung seiner angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität bei niedriger Last zu kompensieren und demgemäß die Überstrom-Begrenzungswerte betreffend das Hauptschaltelement Q bei niedriger und hoher Last praktisch gleich zu machen.
  • Unter Bezugnahme auf die 21 erörtert die folgende Beschreibung die sechzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 21 ist ein elektrisches Schaltbild, das ein Schaltnetzteil 102 der sechszehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 102 den oben genannten Schaltnetzteilen 52 und 101 ähnlich ist, sind entsprechende Teile durch dieselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Auch bei diesem Schaltnetzteil 102 ist ein Entladungswiderstand R101 parallel zum oben genannten Kondenator C14 geschaltet, und er ist über den oben genannten Steuertransistor TR1 mit der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite verbunden. Auch diese Anordnung ermöglicht es, einen Teil des Ladestroms des Kondensators C14 bei niedriger Last umzuleiten.
  • Unter Bezugnahme auf die 22 erörtert die folgende Beschreibung die siebzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 22 ist ein Blockdiagramm, das ein Schaltnetzteil 111 gemäß der siebzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Der Grundaufbau dieses Schaltnetzteils 111 ist dem des oben genannten Schaltnetzteils 51 ähnlich; jedoch wird im Gegensatz zur Tatsache, dass bei jeder der Schaltnetzteile 61, 71, 81, 91, 101, einschließlich des Schaltnetzteils 51, der Versuch unternommen wird, die Überstrom-Begrenzungswerte betreffend das Hauptschaltelement Q bei niedriger und bei hoher Last dadurch praktisch gleich zu machen, dass die Ladungsmenge für den Kondensator C14 oder C81 und C82, wie sie durch den induzierten Strom der Steuerwicklung N12 erzeugt wird, während der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q praktisch gleich zu machen, bei diesem Schaltnetzteil 111 der Versuch unternommen, die oben genannten überstrom-Begrenzungswerte dadurch einander gleich zu machen, dass der Ladestrom mit umgekehrter Polarität zum Kondensator C14 während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements Q eingestellt wird.
  • Aus diesem Grund ist auf der Seite der Steuerwicklung N12 eine Diode D111 in der Durchlassrichtung in Bezug auf den Ladestrom mit positiver Polarität während der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q in Reihe zum oben genannten Kondensator C14 geschaltet. Der Widerstand R111 ist parallel zu dieser Diode D111 platziert, und damit ist auch eine Reihenschaltung aus dem Widerstand R112 und dem oben genannten Steuertransistor TR51 verbunden. Hierbei ist der Kollektor des Steuertransistors TR51 mit der Seite der Steuerwicklung N12, d. h. der Kathodenseite der Diode D111 verbunden, und sein Emitter ist mit der Seite des Kondensators C14 verbunden. Außerdem können der Widerstand R112 und der Steuertransistor TR51 gegeneinander vertauscht werden.
  • Daher lädt der induzierte Strom der Steuerwicklung N12, während der Ein-Seite des Hauptschaltelements Q, den Kondensator 14 auf normale Weise über die Diode D111 mit positiver Polarität. Demgegenüber wird der Steuertransistor TR51 während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements Q bei niedriger Last eingeschaltet, mit dem Ergebnis, dass der induzierte Strom mit umgekehrter Polarität durch die Steuerwicklung N12 den Kondensator C14 über den relativ kleinen Parallelwiderstand der zwei Widerstände R111 und R112 mit der umgekehrten Polarität lädt, während der Steuertransistor TR51 bei hoher Last ausgeschaltet wird, mit dem Ergebnis, dass der induzierte Strom der umgekehrten Polarität dem Kondensator C14 über den relativ hohen Widerstandswert nur des Widerstands R111 mit der umgekehrten Polarität lädt.
  • Daher wird bei niedriger Last im Vergleich zu hoher Last eine höhere Ladung mit umgekehrter Polarität im Kondensator C14 eingespeichert; dies ermöglicht es, vorab eine Kompensation hinsichtlich einer Erhöhung der Entladungsmenge durch die oben genannte Betriebsaussetzperiode des Hauptschaltelements Q auszuführen. Auf diese Weise ist es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte betreffend das Hauptschaltelement Q bei niedriger und hoher Last praktisch gleich zu machen.
  • Außerdem ist die Diode D112 zwischen den Emitter des Steuertransistors TR12 und die Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite eingefügt. Diese Diode D112 ist installiert, um den Betrieb des Steuertransistors TR12 entgegen einer Verschiebung seines Basis-Vorspannungspegels zur Hochpotenzialseite auf Grund der Einfügung der oben genannten Diode D111 zu gewährleisten.
  • Unter Bezugnahme auf die 23 erörtert die folgende Beschreibung die achtzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 23 ist ein Blockdiagramm, das ein Schaltnetzteil 121 gemäß der achtzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 121 dem oben genannten Schaltnetzteil 111 ähnlich ist, sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Bei diesem Schaltnetzteil 121 ist die oben genannte Diode D111 in Reihe mit dem Konstantwiderstand R12 platziert. Daher ist, hinsichtlich der Reihenschaltung aus der Diode D111 und dem Konstantwiderstand R12 die Reihenschaltung aus der Diode D121 und dem Widerstand R111 installiert, und der oben genannte Steuertransistor TR51 ist in Reihe zum Widerstand R112 geschaltet, der parallel zum Widerstand R111 platziert ist.
  • Die Steuerschaltung 59 schaltet den Steuertransistor TR51 bei niedriger Last ein, um dadurch den Ladestrom mit umgekehrter Polarität zum Kondensator C14 zu erhöhen, auf dieselbe Weise wie beim oben genannten Schaltnetzteil 111. Auch auf diese Weise ist es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte betreffend das Hauptschaltelement Q bei niedriger und hoher Last praktisch gleich zu machen.
  • Selbstverständlich kann dieselbe Konstruktion wie bei den oben genannten Schaltnetzteilen 111 und 121 auch bei den Schaltnetzteilen gemäß der ersten bis vierten Ausführungsform der Erfindung angewandt werden.
  • Wenn bei der oben genannten vierten Ausführungsform usw. das Schaltnetzteil die Schwingungsfrequenz absenkt oder die zum Laden des Kondensators C13 (C82 und C83) verwendete Zeitkonstante ändert, führt es eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels auf Grundlage der Anschlussspannung der Drosselspule L auf der Seite der Diode D1 in der auf der Primärseite platzierten Unterspannungsquelle-Schaltung 19a aus. Hierbei kann die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a unabhängig von den oben genannten Anwendungen verwendet werden, solange sie zum Zweck des Identifizierens des Lastpegels verwendet wird. Die folgende Beschreibung erörtert Fälle, bei denen die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a für andere Anwendungen als die oben beschriebenen verwendet wird.
  • Unter Bezugnahme auf die 24 und 25 erörtert die folgende Beschreibung die neunzehnte Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 24 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils 131 gemäß dem RCC-System entsprechend der neunzehnten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Zwischen Eingangsanschlüssen P1 und P2 wird eine Gleichspannung eingegeben, die durch Gleichrichten einer Netzwechselspannung unter Verwendung einer Hauptspannungsquelle-Schaltung (nicht dargestellt) erhalten wurde. Die Gleichspannung wird durch den Glättungskondensator C11 geglättet, und zwischen einer Hauptspannungsquelle-Leitung 12 auf der Hochpegelseite und einer Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite wird vom Glättungskondensator C11 eine Hauptspannungsquelle-Spannung ausgegeben.
  • Zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 ist eine Reihenschaltung aus der Primär-Hauptwicklung N11 eines Transformators Na und einem Hauptschaltelement Q geschaltet. Das Hauptschaltelement Q ist unter Verwendung z. B. eines Binpolartransistors oder eines elektrischen Feldeffekttransistors realisiert, und beim Beispiel der 24 ist ein elektrischer Feldeffekttransistor verwendet. Darüber hinaus ist eine Steuerschaltung 132 über einen Widerstand R3 zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen 12 und 13 geschaltet.
  • Beim Anlegen einer Spannung, d. h. beim Anlegen einer Quellenspannung zwischen die Eingangsanschlüsse P1 und P2, steigt die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C11, d. h. die Hauptquellenspannung, an, und wenn die Ausgangsspannung einer Startschaltung, die durch Teilerwiderstände in der Steuerschaltung 132 realisiert ist, die Schwellenspannung Vth des Hauptschaltelements Q, z. B. nicht weniger als 3 V überschreitet, wird das Hauptschaltelement Q eingeschaltet, so dass eine Spannung in der Aufwärtsrichtung in der 24 an die Primär-Hauptwicklung N11 gelegt wird und sich in dieser Erregungsenergie ansammelt. Wenn das Hauptschaltelement Q auf eine später beschriebene Weise ausgeschaltet wird, wird eine Spannung in der Aufwärtsrichtung auf Grund der Erregungsenergie in der Sekundär-Hauptwicklung N21 induziert. Die in der oben genannten Sekundärwicklung N21 induzierte Gleichspannung wird über die Diode D12 an den Glättungskondensator C13 geliefert, und nach einer Glättung durch diesen wird sie von Ausgangsanschlüssen P3 und P4 über die Spannungsquelle-Ausgangsleitungen 16 und 17 an einen Lastkreis, der nicht dargestellt ist, ausgegeben.
  • Zwischen die oben genannten Spannungsquelle-Ausgangsleitungen 16 und 17 ist eine Spannungserfassungsschaltung 18 eingefügt. Diese Spannungserfassungsschaltung 18 besteht aus Teilerwiderständen, einem Optokoppler C1 usw., und eine Licht emittierende Diode D13 des Optokopplers PC1 wird so angesteuert, dass sie mit einer der Ausgangsspannung entsprechenden Leuchtstärke leuchtet, und der Wert der Ausgangsspannung wird auf die Primärseite rückge führt.
  • Beim Einschalten des Hauptschaltelements Q wird in der Steuerwicklung N12 in derselben Aufwärtsrichtung wie in der Primär-Hauptwicklung N11 eine Spannung induziert, und der zugehörige induzierte Strom wird über den Kondensator C1 zum Abtrennen der Gleichspannung sowie den Vorwiderstand R2 an das Gate des Hauptschaltelements Q gelegt; so wird das Gatepotenzial des Hauptschaltelements Q weiter angehoben, so dass dieses im EIN-Zustand gehalten wird.
  • Darüber hinaus wird der beim Einschalten des Hauptschaltelements Q in der Steuerwicklung N12 induzierte Strom vom Kondensator C1 und vom Vorwiderstand R2 über den Fototransistor TR11 des oben genannten Optokopplers PC1 an einen der Anschlüsse des Kondensators C14 geliefert. Der andere Anschluss des Kondensators C14 ist mit der oben genannten Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf niedrigem Pegel verbunden; daher wird der Ladestrom umso höher, je größer die sekundärseitige Ausgangsspannung wird, was es ermöglicht, dass die Anschlussspannung des Kondensators C14 schnell ansteigt. Die Ladespannung des Kondensators C14 wird an die Basis des Steuertransistors TR12 gelegt, der zwischen das Gate und die Source des Hauptschaltelements Q eingefügt ist, und wenn die Ausgangsspannung die Schwellenspannung des Steuertransistors TR12, z. B. nicht weniger als 0,6 V, überschreitet, kann der Steuertransistor TR12 leiten, wodurch die Gatespannung des Hauptschaltelements Q abrupt fällt, mit dem Ergebnis, dass es ausschaltend angesteuert wird.
  • Daher steigt die Ausgangsspannung des Kondensators C14 umso schneller an, je höher die sekundärseitige Ausgangsspannung wird, d. h., je niedriger die Last ist, mit dem Ergebnis, dass das Hauptschaltelement Q schneller ausschaltend angesteuert wird. Darüber hinaus wird der in der Steuerwicklung N12 induzierte Strom über den Widerstand R12 an den Kondensator C14 geliefert. Mit dieser Anordnung ist es selbst dann, wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators C13 auf der Sekundärseite wegen eines Kurzschlusses zwischen den Ausgangsanschlüssen P3 und P4, usw. niedrig ist, möglich, die Ein-Periode des Hauptschaltelements Q auf eine vorbestimmte Periode zu beschränken, um es dadurch zu schützen.
  • Hierbei wird, wenn angenommen wird, dass die Windungszahlen der Steuerwicklung N12 und der Sekundär-Hauptwicklung N21 durch dieselben Zahlen wie die Bezugszahlen repräsentiert sind, und die Ausgangsspannung auf der Sekundär seite Vo ist, die Spannung (N12/N21)Vo in der Steuerwicklung N12 in der Abwärtsrichtung der 24 beim Ausschalten des Hauptschaltelements Q induziert; so wird die Ladung des Kondensators C4 abgezogen, und es wird ein Rücksetzvorgang für den nächsten Ein-Vorgang des Hauptschaltelements Q ausgeführt.
  • Wenn, nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements Q, die Erregungsenergie, die sich in der Primär-Hauptwicklung N11 angesammelt hat, auf die Sekundärseite ausgegeben wurde, tritt zwischen der hauptsächlich durch die Steuerwicklung N12 gebildeten parasitären Kapazität C15 und der Steuerwicklung N12 eine abklingende Schwingung auf, es wird die elektrostatische Energie, die sich mit der Spannung (N12/N21)Vo in der parasitären Kapazität C15 angesammelt hat, entladen, diese wird nach 1/4 Schwingungsperiode in Erregungsenergie der Steuerwicklung N12 umgewandelt und dann wird in der Steuerwicklung N12 eine elektromotorische Spannung des Werts (N12/N21)Vo in der Aufwärtsrichtung erzeugt, um erneut die parasitäre Kapazität C15 zu laden. Die elektromotorische Spannung, die ein abklingender Impuls ist, wird so eingestellt, dass sie nicht kleiner als die Schwellenspannung des Hauptschaltelements Q ist; so wird dieses durch die elektromotorische Spannung erneut eingeschaltet. Auf diese Weise wird das Hauptschaltelement Q mit der der Last entsprechenden Schaltfrequenz automatisch und kontinuierlich ein/ausschaltend angesteuert, um dadurch RCC-Betrieb zum Ausgeben einer gewünschten sekundärseitigen Ausgangsspannung zu erzielen.
  • Zusätzlich zur Konstruktion zum Ausführen von normalem RCC-Betrieb, wie oben beschrieben, bei hoher Last, wobei sich das mit dem Schaltnetzteil 131 versehene Gerät im Nicht-Bereitschaftszustand befindet, ist die Erfindung mit einer Unterspannungsquelle-Schaltung 19a und einer Entscheidungsschaltung 20 zusätzlich zur als Erfassungswicklung dienenden Steuerwicklung N12 versehen, um die Schaltfrequenz bei niedriger Last zu verringern, wobei sich das mit dem Schaltnetzteil 131 versehene Gerät im Bereitschaftszustand befindet.
  • Die oben genannte Unterspannungsquelle-Schaltung 19a besteht aus dem Glättungskondensator C16, den Dioden D1, D2 und D3 sowie der Drosselspule L. Die Diode D2 zieht einen induzierten Strom von einem der Anschlüsse der Steuerwicklung N12, während das Hauptschaltelement Q eingeschaltet ist, und sie lädt den Glättungskondensator C16 über die Drosselspule L. Die Schwungraddiode D3 verbindet den Verbindungspunkt P10 der Drosselspule L und der Diode D2 mit dem anderen Anschluss der oben genannten Steuerwicklung N12.
  • Daher schaltet, wenn das Hauptschaltelement Q ausschaltet und die Polaritätsrichtung der induzierten Spannung in der Steuerwicklung N12 umgekehrt wird, die Diode D12 aus, so dass ein Erregungsstrom innerhalb der Drosselspule L den Glättungskondensator C16 über die Schwungraddiode D3 laden kann. Die Induktivität der Drosselspule L wird so ausgewählt, dass der oben genannte Erregerstrom zum nächsten Ein-Zeitpunkt des Hauptschaltelements bei hoher Last null wird.
  • In der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a mit dem oben genannten Aufbau ist die als Impedanzelement dienende Drosselspule L zwischen die Diode D2, die eine Gleichrichtungseinrichtung ist, und den Glättungskondensator C16 eingefügt, so dass die Ladespannung E0 des oben genannten Glättungskondensators C16 höher wird, wenn die Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite ansteigt, d. h., wenn die Ein-Periode des Hauptschaltelements Q länger wird. Die Ladespannung E0 wird an den Spannungsquelle-Eingangsanschluss Vcc der Steuerschaltung 132 und auch über die Diode D1 an die Entscheidungsschaltung 20 geliefert.
  • Die Entscheidungsschaltung 20 besteht aus den Widerständen R21 und R22, dem Transistor TR21 und der Zenerdiode D21. Die oben genannte Ladespannung EO wird über den Widerstand R21 und die Zenerdiode D21 an die Basis des Transistors TR21 geliefert, und sie wird über den Widerstand R22 an den Kollektors des Transistors TR21 geliefert, der mit dem Steuereingangsanschluss CONT der Steuerschaltung 132 verbunden ist, wobei der Emitter mit der Hauptspannungsquelle-Leitung 13 auf der Niederpegelseite verbunden ist.
  • Daher liest, wenn die Last auf der Sekundärseite größer wird und die Ladespannung EO des Glättungskondensators C16 höher wird, so dass sie nicht kleiner als die Zenerspannung der Zenerdiode D21 ist, ein Strom durch die Basis des Transistors TR21, um ihn einzuschalten. Demgemäß geht der Steuereingangsanschluss CONT der Steuerschaltung 132 auf niedrig, wodurch diese einen Betriebsablauf im Normalbetriebsmodus bei hoher Last ausführen kann.
  • Demgegenüber wird, wenn die Last auf der Sekundärseite niedriger wird und die Ladespannung EO des Glättungskondensators C16 niedriger als die Zenerspannung wird, der Basisstrom des Transistors TR21 null, so dass dieser ausgeschaltet wird. Demgemäß geht der Steuereingangsanschluss CONT der Steuerschaltung 132 auf hoch, wodurch diese einen Betriebsablauf im Betriebsmodus mit niedriger Last ausführen kann.
  • Im Betriebsmodus mit hoher Last führt die Steuerschaltung 132 den normalen RCC-Betrieb aus, wie bereits beschrieben, und im Betriebsmodus mit niedriger Last verhindert sie, dass der abklingende Impuls in das Gate des Hauptschaltelements Q gelangt, so dass durch den Widerstand R3 und eine Startschaltung in der Steuerschaltung 132 eine Neuaktivierung ausgeführt wird, wodurch ein Schaltbetrieb unter Verwendung einer Frequenz zugelassen wird, die ausreichend niedriger als die bei RCC-Betrieb ist.
  • Wie oben beschrieben, arbeitet die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a mit dem oben genannten Aufbau als Ersatzschaltung, wie sie in der 7 dargestellt ist; daher steigt, wie es durch die Gleichung (4) bis (6) angegeben ist, die Ladespannung E0 des Glättungskondensators C16 an, wenn die Periode TIN zunimmt, während der das Hauptschaltelement Q eingeschaltet gehalten wird. In diesem Fall entspricht der in der 7 dargestellte Konstantwiderstand R0 der Steuerschaltung 132, den Widerständen R21 und R22 sowie dem Steuertransistor TR12. Demgemäß trifft die Entscheidungsschaltung 20 unabhängig von der Konstruktion zum Steuern der Schaltfrequenz, eine Beurteilung hinsichtlich des Pegels der Last auf Grundlage der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a, um dadurch die Schaltfrequenz der Steuerschaltung 132 zu steuern.
  • Wie oben beschrieben, führt bei der vorliegenden Ausführungsform beim Schaltnetzteil 131, bei dem die Steuerschaltung 132 die Ein/Aus-Perioden des Hauptschaltelements Q auf die von der Spannungserfassungsschaltung 18 erfasste sekundärseitige Ausgangsspannung hin so steuert, dass eine gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung erzielt wird, die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a eine Gleichrichtung und Glättung der induzierten Spannung in der Wicklung N12 zur Erfassung aus, damit die Entscheidungsschaltung 20 eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels auf Grundlage ihrer Ausgangsspannung treffen kann.
  • Wenn bei diesem Aufbau der Versuch unternommen wird, Verluste zu verringern, wie sie mit einer Erhöhung der Schaltfrequenz auf Grund einer Ladung zunehmen, die vom Knoten des Hauptschaltelements Q usw. abgezogen wird, ist es möglich, auf einfache Weise einen Aufbau zum Treffen einer Entscheidung hinsichtlich des Lastpegels bei geringen Verlusten zu erzielen.
  • Wie oben beschrieben, ist es möglich, eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels zu treffen, ohne dass größere Verluste auf Grund z. B. einer Reihenschaltung aus einem Stromerfassungswiderstand für das Hauptschaltelement Q oder eine zugehörige Installation in einer Leitung mit vergleichsweise großem Stromfluss, wie z. B. der Spannungsquellenleitung 12, 13, 16 oder 17, größere Verluste hervorgerufen werden, und bei einfachem Aufbau nur in der primärseitigen Schaltung, wo nur einfache Isolierung erforderlich ist. Darüber hinaus wird es möglich, da die Steuerwicklung N12 zum Erzeugen eines abklingenden Impulses als Erfassungswicklung verwendet wird, eine Beurteilung des Lastpegels vorzunehmen, ohne dass eine Zunahme der Anzahl der Wicklungen und der Abgriffe im Transformator N hervorgerufen werden.
  • Außerdem macht die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a die Erzeugungsperiode TIN für den positiven Impuls hinsichtlich einer Lastzunahme länger, obwohl sie im sogenannten Vorwärtssystem konzipiert ist, das während der Ein-Zeit des Hauptschaltelements Q einen positiven Impuls in der Steuerwicklung N12 erzeugt, auch mit dem Rücklaufsystem, das während der zugehörigen Aus-Zeit einen positiven Impuls erzeugt; daher ist es möglich, eine Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels auf Grundlage der Ladespannung E0 des Glättungskondensators C16 zu treffen. Im Fall einer Konstruktion unter Verwendung des Rücklaufsystems ist es möglich, die Schwankung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a hinsichtlich einer Schwankung der Spannungsquelle-Eingangsspannung zu verringern.
  • Obwohl sich die oben genannte Erläuterung mit einem Fall beschäftigt, bei dem der durch die Drosselspule 11 fließende Strom während der Aus-Periode des positiven Impulses der Steuerwicklung N12 verschwindet, wie es in der 8 dargestellt ist, ist es auch dann, wenn er nicht verschwindet, möglich, die Ladespannung E0 des Glättungskondensators C16 bei einer Lasterhöhung zu erhöhen.
  • Die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a kann praktisch dieselbe Betriebsweise realisieren, wie die in der 25 dargestellte Unterspannungsquelle-Schaltung 19b. Anders gesagt, wird der in der Steuerwicklung N12 erzeugte positive Impuls über die Diode D2 und den Widerstand R an den oben genannten Glättungskondensator C16 geliefert. Da bei diesem Aufbau der Widerstand R als Impedanzelement verwendet ist, ist es möglich, die oben genannte Drosselspule L und die Schwungraddiode D3 wegzulassen, wobei jedoch auf Grund des Widerstands R geringfügige Verluste auftreten; so wird diese Konstruktion vorzugsweise für einen Fall verwendet, bei dem niedrige Kosten erforderlich sind.
  • Darüber hinaus wird es, wenn am Transformator Na eine spezielle Unterwicklung als Erfassungswicklung für die sekundärseitige Last angebracht wird, möglich, die Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung 19a (19b) auf einen optimalen Wert, unabhängig von anderen Designeinschränkungen für das Schaltnetzteil, einzustellen.
  • Unter Bezugnahme auf 26 erörtert die folgende Beschreibung die zwanzigste Ausführungsform der Erfindung.
  • Die 26 ist ein Blockdiagramm, das den elektrischen Aufbau eines Schaltnetzteils 201 gemäß der zwanzigsten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Da dieses Schaltnetzteil 201 dem oben genannten Schaltnetzteil 131 ähnlich ist, sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und die zugehörige Beschreibung wird weggelassen. Hierbei ist auch zu beachten, dass das Schaltnetzteil 201 kein Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System ist, wie das Schaltnetzteil 131, sondern ein Schaltnetzteil gemäß dem System mit Impulsbreitenmodulation (PWM).
  • Wenn beim Schaltnetzteil 201 eine Spannungsquellenspannung zwischen Eingangsanschlüsse P1 und P2 gelegt wird, wird die PWM-Steuerschaltung 202 durch die Spannung aktiviert, wie sie durch eine Hilfs-Spannungsquellenschaltung 203 geliefert wird, und sie steuert die Schaltimpulsbreite des Hauptschaltelements Q entsprechend dem Erfassungsergebnis für die sekundärseitige Ausgangsspannung durch die Spannungserfassungsschaltung 18, so dass die gewünschte sekundärseitige Ausgangsspannung erhalten wird. Die Schaltfrequenz wird auch entsprechend dem an den Steueranschluss CONT gelieferten Entscheidungsergebnis von der Entscheidungsschaltung 20 variiert.
  • Hierbei stoppt, wenn die Unterspannungsquelle-Schaltung 19a (19b) aktiviert wird und damit beginnt, Spannung an die PWM-Steuerschaltung 202 zu liefern, die Hilfs-Spannungsquellenschaltung 203 das Anlegen einer Spannung, und sie wird in einem angehaltenen Zustand im Bereitschaftsbetrieb gehalten.
  • Auf diese Weise wird die Erfindung auch bei einem Schaltnetzteil gemäß dem PWM-System angewandt.
  • Wie es bei der ersten bis vierten Ausführungsform der Erfindung beschrieben wurde, ist das Schaltnetzteil (11, 21, 31, 41), das einer Schaltnetzteil gemäß dem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem entspricht, bei dem Erregungs energie, die während einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements (g) in einem Transformator (N, Na) angesammelt wurde, während einer Aus-Periode an eine Ausgangsschaltung (C13) auf der Sekundärseite ausgegeben wird, und ein abklingender Impuls, der bei Abschluss eines Ausgabevorgangs in einer Steuerwicklung (N12) des Transformators erzeugt wird, an den Steueranschluss (G) über einen ersten Kondensator (C1) zum Abschneiden einer Gleichspannung an den Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements rückgeführt wird, damit dieses einschaltend angesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass es eine Reihenschaltung aus einem Rückvorspannungs-Einstellwiderstand (R1) und einem Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz (TR1) aufweist, mit Verbindung zur Ausgangsseite des ersten Kondensators, und mit einem Vorwiderstand (R2), der zwischen den ersten Kondensator und das Hauptschaltelement eingefügt ist, wobei das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz bei niedriger Last einschaltend angesteuert wird und im ersten Kondensator eine Ladung auf Grund einer Spannung angesammelt wird, die in der Steuerwicklung während der Ein-Periode des Hauptschaltelements bei niedriger Last angesammelt wird, wobei beim Auftreten eines abklingenden Impulses durch die Ladung, die sich im ersten Kondensator angesammelt hat, eine Rückvorspannung erzeugt wird, um das einschaltende Ansteuern des Hauptschaltelements zu verhindern.
  • Durch die oben genannten Anordnung wird bei hoher Last, die eine normale Last ist, das Steuerschaltelement zum Absenken der Steuertransistor ausgeschaltet gehalten, und der abklingende Impuls wird für den ersten Kondensator und den Vorwiderstand an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert, ohne dass er dem Einfluss der Reihenschaltung unterliegt; so wird das das Hauptschaltelement einschaltend angesteuert, so dass der Schaltvorgang kontinuierlich ausgeführt wird.
  • Demgegenüber ist bei niedriger Last die oben genannten Reihenschaltung zwischen den ersten Kondensator und den Vorwiderstand geschaltet, so dass mehr des in der Steuerwicklung induzierten Stroms durch den ersten Kondensator fließen kann, wodurch sich Ladung ansammelt. In diesem Fall wird das elektrische Potenzial des Steueranschlusses des Hauptschaltelements durch den Vorwiderstand aufrechterhalten, so dass selbst dann, wenn die Reihenschaltung durch die Aktivierung des Steuerschaltelements zum Absenken der Schaltfrequenz eingefügt wird, das Hauptschaltelement seinen eingeschalteten Zustand behalten kann. Wenn nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements ein abklingender Impuls erzeugt wird und die Anregungsenergie entladen wurde, wird der abklingende Impuls um einen Wert in der Rückwärtsrich tung vorgespannt, der der Ladespannung des ersten Kondensators entspricht, und er wird über den Vorwiderstand an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert, was es ermöglicht, das einschaltende Ansteuern desselben auf Grund des abklingenden Impulses zu sperren.
  • Daher wird, wenn das Hauptschaltelement einmal bei niedriger Last einen Schaltvorgang ausführt, der nächste Schaltvorgang auf dieselbe Weise ausgeführt, wie er beim Anlegen der Spannung ausgeführt wurde. Genauer gesagt, wird das elektrische Potenzial am Steueranschluss des Hauptschaltelements allmählich durch eine Startspannung geändert, die durch Teilung durch Widerstände usw. von der Hauptspannungsquelle-Spannung hergeleitet wird, und wenn sie die Schwellenspannung erricht, die es ermöglicht, das Hauptschaltelement einzuschalten, wird dieses eingeschaltet.
  • Auf diese Weise wird bei niedriger Last das Neustarten des Hauptschaltelements unter Verwendung des abklingenden Impulses, wie dies bei hoher Last ausgeführt wird, gestoppt, und es wird ein gleichmäßiger Neustartvorgang auf dieselbe Weise ausgeführt, wie es beim Anlegen der Spannung ausgeführt wurde, was es ermöglicht, die Schaltfrequenz bei niedriger Last abzusenken. So wird es möglich, Verluste zu verringern, die proportional zur Schaltfrequenz zunehmen, wie Energie, die dazu erforderlich ist, Ladung abzuziehen, die sich in der potenzialfreien Kapazität zwischen dem Drain und der Source im Hauptschaltelement angesammelt hat, und demgemäß selbst bei niedriger Last einen höheren Spannungswandlungs-Wirkungsgrad zu erzielen.
  • Hierbei kann eine derartige Verringerung der Schaltfrequenz bei niedriger Last unter Verwendung einer billigen Konstruktion mit nur einer Reihenschaltung aus dem Rückvorspannungs-Einstellwiderstand und dem Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz, und einem zweiten Widerstand, erzielt werden.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der ersten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das oben genannte Schaltnetzteil, das mit einer Startschaltung 14 aus einer Reihenschaltung eines Kondensators (C2) und eines ersten bis dritten Startwiderstands (R3 bis R5) versehen ist und zwischen Hauptspannungsquelle-Leitungen (12, 13) eingefügt ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dem dritten Startwiderstand mit dem Steueranschluss des Hauptschaltelements verbunden ist, ferner mit einer Unterspannungsquelle-Wicklung (N13) im Transformator, einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19) zum gleichrichtenden Glätten des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Wicklung sowie einer Diode zum Verhindern eines Rückwärtsstroms (D1), die das Ausgangssignal der Unterspannungsquelle-Schaltung an den Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Startwiderstand liefert, vorzugsweise so ausgebildet, dass während des Verstreichens einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Startschaltung eingeschaltet wird und es nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung eingeschaltet wird.
  • Wenn beim oben genannten Aufbau nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung eine ausreichende Spannung zum Aktivieren des Hauptschaltelements erreicht hat, ist der Kondensator (C2) mit einer Spannung versorgt, die praktisch der Differenz zwischen der Hauptspannungsquelle und der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung in diesem Zustand entspricht; so ist es möglich, das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung einzuschalten und auch den eingehenden Strom von der Hauptspannungsquelle zu sperren.
  • Daher wird selbst dann, wenn der Aufbau so konzipiert ist, dass die Neuaktivierung des Hauptschaltelement durch die Hauptspannungsquelle-Spannung, die durch den ersten bis dritten Startwiderstand geteilt wurde, auf dieselbe Weise wie beim Anlegen der Spannung ausgeführt wird, das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Hauptspannungsquelle, die z. B. bis zu einigen hundert v erreicht, nur beim Anlegen der Spannung eingeschaltet und nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit kann das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung eingeschaltet werden, die z. B. den kleinen Wert von 10 V aufweist. So wird es möglich, auch den Energieverbrauch des ersten bis dritten Startwiderstands zu verringern, die Spannungsteilungs-Widerstände sind, und demgemäß einen höheren Wirkungsgrad zu erzielen.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der dritten oder vierten Ausführungsform beschrieben ist, das oben genannte Schaltnetzteil, das mit einer Startschaltung versehen ist, die aus einer Reihenschaltung eines Kondensators (C2) und eines ersten bis dritten Startwiderstands besteht und zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen eingefügt ist, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten und dem dritten Startwiderstand mit dem Steueran schluss des Hauptschaltelements verbunden ist, ferner mit einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) aus einer Gleichrichterdiode (D2), die das Ausgangssignal einer der Anschlüsse der Steuerwicklung des Transformators (Na) erhält, einer Drosselspule (L), an die das Ausgangssignal der Gleichrichterdiode geliefert wird, einem Glättungskondensator (C16) zum Glätten des die Drosselspule durchlaufenden Stroms sowie einer Schwungraddiode (D3) zum Verbinden des Verbindungspunkts zwischen der Gleichrichterdiode und der Drosselspule mit dem anderen Anschluss der Drosselspule, und einer Rückstrom-Sperrdiode (D1), die das Ausgangssignal der Unterspannungsquelle-Schaltung an den Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Startwiderstand liefert, vorzugsweise so konzipiert, dass während des Verstreichens einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Startschaltung eingeschaltet wird und es nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung eingeschaltet wird.
  • Beim oben genannten Aufbau sammelt sich während der Ein-Periode des Hauptschaltelements im Glättungskondensator über die Gleichrichterdiode und die Drosselspule eine Ladung an, und während der Aus-Periode des Hauptschaltelements kann der Erregungsstrom innerhalb der Drosselspule den Glättungskondensator über die Schwungraddiode laden.
  • Daher ist, wenn nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung eine ausreichende Spannung zum Aktivieren des Hauptschaltelements erreicht hat, der Kondensator (C2) mit einer Spannung versehen, die praktisch der Differenz zwischen der Hauptspannungsquelle und der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung in diesem Zustand entspricht; so ist es möglich, das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung einzuschalten und auch den eingehenden Strom von der Hauptspannungsquelle zu sperren.
  • Daher wird selbst dann, wenn der Aufbau so konzipiert ist, dass eine Neuaktivierung des Hauptschaltelements durch die Hauptspannungsquelle-Spannung, die durch den ersten bis dritten Startwiderstand geteilt wurde, auf dieselbe Weise wie beim Anlegen der Spannung ausgeführt wird, das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Hauptspannungsquelle, die z. B. bis zu einigen hundert V erreicht, nur beim Anlegen der Spannung eingeschaltet und nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit kann das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung ausgeschaltet werden, die z. B. nur 10 V beträgt. So wird es möglich, den Energieverbrauch des ersten bis dritten Startwiderstands, die Spannungsteilungs-Widerstände sind, zu verringern und demgemäß einen höheren Wirkungsgrad zu erzielen.
  • Hierbei wird der Glättungskondensator durch die Stärke des sekundärseitigen Ausgangsstroms beeinflusst, da er durch ein Impedanzelement wie eine Drosselspule geladen wird. Zum Beispiel wird die Ladespannung höher, wenn die sekundärseitige Ausgangsstromstärke zunimmt. Daher wird, wenn die Last groß wird und die Ein-Periode des Hauptschaltelements verlängert ist, was bewirkt, dass die sekundärseitige Ausgangsstromstärke groß wird, die Spannung, die von der Unterspannungsquelle-Schaltung geliefert wird, um das Hauptschaltelement einzuschalten, hoch, so dass das Ein-Timing für das Hauptschaltelement schneller wird und auch die Schaltfrequenz höher wird. Auf diese Weise ist es möglich, geeignet bei niedriger Last auf große Lastschwankungen zu reagieren. Darüber hinaus ist es nicht erforderlich, die Anzahl der Abgriffe im Transformator zu erhöhen, um Spannung an die Unterspannungsquelle-Schaltung zu liefern.
  • Ferner ist, wie es bei der ersten Ausführungsform oder der dritten Ausführungsform der Erfindung angegeben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise so konzipiert, dass es über eine Entladediode (D4) verfügt, die parallel zum ersten bis dritten Startwiderstand in der Sperrrichtung installiert ist.
  • Wenn beim oben genannten Aufbau nach dem Abtrennen der Spannung die Spannungsquellenspannung des Schaltnetzteils abfällt, werden die folgenden Entladungspfade für den Kondensator (C2) gebildet: ein Pfad vom Schaltnetzteil – dritter bis erster Widerstand – Kondensator (C2) zum Schaltnetzteil sowie Pfad vom Schaltnetzteil – Entladungsdiode (D4) – Kondensator (C2) zum Schaltnetzteil.
  • Daher kann, selbst wenn die Zeit vom Abschalten der Spannung bis zum Neuanlegen kurz ist, der Kondensator (C2) sicher entladen werden und beim Neuanlegen der Spannung kann ein sichereres Einschalten nicht nur durch die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung, die abgefallen ist, sondern auch durch die oben genannte Teilspannung der Hauptspannungsquelle usw. erfolgen.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der zweiten Ausführungsform der Erfindung angegeben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise so konzipiert, dass an Stelle des Kondensators (C2) ferner ein Transistor (TR14), der zwischen einer der Hauptspannungsquelle-Leitungen und dem Startwiderstand platziert ist, eine Reihenschaltung, die aus einem Basiswiderstand (R6) und einem Kondensator (C3) besteht und die Basis des Transistor mit der anderen Hauptspannungsquelle-Leitung verbindet, und eine Entladediode (D5), die den Verbindungspunkt zwischen dem Basiswiderstand und dem Kondensator (C3) mit einer der Hauptspannungsquelle-Leitungen verbindet, installiert sind.
  • Beim oben genannten Aufbau ist, wenn angenommen wird, dass die Stromverstärkungsrate des Transistors (TR14) hfe ist, der Ladestrom des Kondensators (C3) durch 1/hfe hinsichtlich des Ladestroms des Kondensators (C2) repräsentiert.
  • Daher kann der Kondensator mit kleiner Größe ausgebildet werden.
  • Darüber hinaus wird, wenn nach dem Abschalten der Spannung die Spannungsquellenspannung des Schaltnetzteils abfällt, der folgende Entladepfad für den Kondensator (C3) gebildet: ein Pfad vom Schaltnetzteil – Kondensator (C3) – Entladediode (D5) zum Schaltnetzteil.
  • Daher kann selbst dann, wenn die Zeit vom Abschalten der Spannung bis zum Neuanlegen kurz ist, der Kondensator (C3) sicher entladen werden, und beim Neuanlegen der Spannung kann ein sicheres Einschalten nicht nur durch die Ausgangsspannung vom Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung, die abgefallen ist, sondern auch durch die oben genannte Teilspannung der Hauptspannungsquelle usw. erfolgen.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der vierten Ausführungsform der Erfindung angegeben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise so konzipiert, dass das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz unter Verwendung einer Ladespannung im Glättungskondensator der oben genannten Unterspannungsquelle-Schaltung gesteuert wird.
  • Beim oben genannten Aufbau kann, da der Glättungskondensator der Unterspannungsquelle-Schaltung durch das Impedanzelement wie die Drosselspule geladen wird und da seine Ladespannung dem Wert des sekundärseitigen Ausgangsstroms entspricht, der Lastpegel durch die Ladespannung beurteilt werden, um das Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz zu steuern. Daher ist es möglich, das Erfordernis zu beseitigen, eine spezielle Kon struktion zum Erkennen des Betriebsmodus einer installierten Einrichtung zu installieren, und es kann auch das Steuerschaltelement zum automatischen Absenken der Schaltfrequenz unter Verwendung einer Beurteilung zum Lastpegel nur unter Verwendung der Primärseite gesteuert werden, was eine Kostenverringerung ermöglicht.
  • Ferner ist, wie es bei der ersten oder zweiten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil, bei dem eine Spannungserfassungsschaltung die sekundärseitige Ausgangsspannung im Transformator erfasst und das Hauptschaltelement den Primärstrom des Transformators abhängig vom Erfassungsergebnis so schaltet, dass ein gewünschter Sekundärstrom mit konstanter Spannung erhalten wird, so konzipiert, dass es ferner ein zur Timingsteuerung verwendetes Schaltelement (TR2) aufweist, das zwischen die sekundärseitigen Ausgangsleitungen in Reihe mit der Spannungserfassungsschaltung eingefügt ist, und mit einer Vorspannungsschaltung (D17, R15, R16) zum Liefern des Ausgangssignals der Sekundärwicklung des Transformators an den Steueranschluss des zur Timingssteuerung verwendeten Schaltelements.
  • Wenn beim oben genannten Aufbau eine Ausgangsspannung auf der Sekundärseite induziert wird, wird durch die Vorspannungsschaltung eine zur Timingsteuerung verwendete Vorspannung an den Steueranschluss des Schaltelements geliefert, so dass die Spannungserfassungsschaltung zwischen die sekundärseitigen Ausgangsleitungen geschaltet ist.
  • Daher wird die Spannungserfassungsschaltung nur für eine Minimalperiode betrieben, die zur Erfassung der sekundärseitigen Ausgangsspannung benötigt wird; daher ist es möglich, den Energieverbrauch in der Spannungserfassungsschaltung zu senken, die mit Licht emittierenden Dioden des Optokopplers und mit Teilerwiderständen versehen ist, und demgemäß kann der Spannungswandlungswirkungsgrad verbessert werden.
  • Wie es bei der fünften bis achtzehnten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, ist das Schaltnetzteil, das ein solches gemäß dem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem ist, bei dem Anregungsenergie während der Ein-Periode eines Hauptschaltelements in einem Transformator angesammelt wird; ein zweiter Kondensator (C14, C81·C82) durch einen Strom geladen wird, der in einem Konstantwiderstand (R51·R52, R12) aus einer in der Steuerwicklung im Transformator induzierten Spannung und aus einem Rückführungsstrom von der Sekundärseite erhalten wird; wobei dann, wenn die Ladespan nung eine vorbestimmte Spannung erreicht, ein ausschaltend ansteuerndes Steuerschaltelement (TR12) ein ausschaltendes Ansteuern am Steueranschluss des Hauptschaltelements ausführt; wobei die im Transformator angesammelte Erregungsenergie während der Aus-Periode an eine Ausgangsschaltung auf der Sekundärseite ausgegegen wird; wobei bei Abschluss des Ausgabevorgangs ein in der Steuerwicklung des Transformators auftretende abklingender Impuls über den ersten, eine Gleichspannung abschneidenden Kondensator (C1) an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert wird, so dass dieses erneut einschaltend angesteuert wird, mit einer Schaltfrequenz-Schalteinrichtung (59, TR1, R1, R2) zum Absenken der Schaltfrequenz des Hauptschaltelements bei niedriger Last gegenüber der bei hoher Last sowie einer Ladungskompensationseinrichtung (TR51, R53, R101, D111, R111, R112, D111 und D121) versehen, die eine Überstrom-Schutzschaltung kompensiert, die aus einer Reihenschaltung aus dem Konstantwiderstand und dem zweiten Kondensator besteht und parallel zur Steuerwicklung geschaltet ist, um die angesammelte Ladung im zweiten Kondensator auf Grund einer Absenkung der Schaltfrequenz bei niedriger Last zu verringern.
  • Während des normalen RCC-Betriebs bei hoher Last wird der zweite Kondensator durch die in der Steuerwicklung in der Aus-Zeit des Hauptschaltelements erzeugte elektromotorische Umkehrspannung mit umgekehrter Polarität geladen, während bei niedriger Last während der Betriebsaussetzperiode vom Zeitpunkt, zu dem das Hauptschaltelement einmal ein-/ausgeschaltet, bis zum Zeitpunkt, zu dem es erneut eingeschaltet wird, die angesammelte Ladung mit umgekehrter Polarität im zweiten Kondensator durch das Absenken der Schaltfrequenz durch die Schaltfrequenz-Schalteinrichtung verringert wird; daher ermöglicht es die Ladungskompensationseinrichtung mit dem oben genannten Aufbau, die Verringerung der Ladung zu kompensieren.
  • Daher ist die Zeitperiode, die dazu benötigt wird, dass der zweite Kondensator durch die Spannung mit positiver Polarität, wie sie beim Einschalten des Hauptschaltelements in der Steuerwicklung induziert wird, die vorbestimmte Spannung mit positiver Polarität aufweist, die ausreichend groß ist, das ausschaltend angesteuerte Steuerschaltelement einschaltend anzusteuern, bei niedriger Last praktisch auf dieselben Wert wie bei hoher Last eingestellt. Die Zeitperiode bildet die Ein-Zeit des Hauptschaltelements, und sie entspricht Strömen wie solchen mit Dreiecksverläufen, die durch das Hauptschaltelement fließen und mit zunehmender Ein-Zeit deselben zunehmen. Daher ist es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements bei niedriger und hoher Last praktisch gleich zu machen. So kann das Funktionsvermögen jedes Bauteils bis in die Nähe des Nennwerts verbessert werden, selbst wenn eine niedrige Last vorliegt. Demgemäß wird es möglich, die Schaltfrequenz bei niedriger Last ausreichend niedrig zu machen, ohne dass Teile mit unnötig hohen Nennwerten erforderlich wären.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der fünften oder sechsten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einer Konstruktion versehen, bei der der oben genannte Konstantwiderstand (R51·R52) in zwei Teile unterteilt ist und die Ladungskompensationseinrichtung über eine Umgehungseinrichtung (TR51, R53) zum Umleiten des Ladestroms ausgehend vom Teilungspunkt des Konstantwiderstands bei niedriger Last zum zweiten Kondensator umzuleiten.
  • Durch den oben genannten Aufbau leitet die Umleitungseinrichtung, die über den Konstantwiderstand auf zwei Teilwiderständen verfügt und aus einer Reihenschaltung eines Transistors, eines Widerstands usw. besteht, den Ladestrom bei niedriger Last ausgehend vom Teilungspunkt zum zweiten Kondensator um, um dadurch den Ladestrom zu verringern, der in positiver Richtung von der Steuerwicklung zum zweiten Kondensator geliefert wird.
  • Daher wird bei niedriger Last der von der Steuerwicklung in positiver Richtung an den zweiten Kondensator gelieferte Ladestrom kleiner als bei hoher Last, um die Verringerung der angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität im zweiten Kondensator während der Betriebsaussetzperiode zu kompensieren; so wird es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements einander praktisch gleich zu machen.
  • Ferner ist, wie es bei der siebten bis zehnten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einem Aufbau versehen, bei dem der Konstantwiderstand in zwei Teile unterteilt ist, die oben genannten Ladungskompensationseinrichtung in Zuordnung zu den zwei Teilwiderständen platziert ist und eine Betriebsschalteinrichtung zum Umschalten des Widerstandswerts des Konstantwiderstands zwischen den Fällen niedriger und hoher Last vorhanden ist.
  • Beim oben genannten Aufbau besteht der Konstantwiderstand aus den zwei Teilwiderständen, und wenn diese in Reihe miteinander geschaltet sind, ist die Betriebsschalteinrichtung (TR51), die aus einem Transistor usw. besteht, so platziert, dass sie die Anschlüsse eines der Teilwiderstände kurzschließt. So sind die Anschlüsse bei hoher Last kurzgeschlossen, so dass der Ladestrom über einen relativen kleinen zusammengesetzten Widerstand zugeführt wird, während bei niedriger Last die Anschlüsse offen sind, so dass der Ladestrom über einen relativ großen zusammengesetzten Widerstand geliefert wird. In diesem Fall ist, wenn die zwei Teilwiderstände parallel zueinander platziert sind, die Betriebsschalteinrichtung in Reihe zu einem der Teilwiderstände eingefügt, so dass sie bei hoher Last leiten kann und bei niedriger Last sperren kann.
  • Daher ist bei niedriger Last der von der Steuerwicklung in der positiven Richtung an den zweiten Kondensator gelieferte Ladestrom kleiner als bei hoher Last, um die Verringerung der angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität im zweiten Kondensator während der Betriebsaussetzperiode zu kompensieren; so wird es möglich, die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements einander praktisch gleich zu machen.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der elften bis vierzehnten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einer Konstruktion versehen, bei der der zweiten Kondensator (C81·C82) in zwei Teile unterteilt ist und die oben genannten Ladungskompensationseinrichtung in Zuordnung zu den zwei Teilkondensatoren platziert ist, wobei eine Betriebsschalteinrichtung zum Schalten des Kapazitätswerts des zweiten Kondensators zwischen den Fällen niedriger und hoher Last installiert ist.
  • Beim oben genannten Aufbau besteht der zweite Kondensator aus den zwei Teilkondensatoren, und wenn z. B. diese zwei Teilkondensatoren in Reihe miteinander geschaltet sind, ist die Betriebsschalteinrichtung so platziert, dass sie die Anschlüsse eines der Kondensatoren kurzschließt; so sind die Anschlüsse bei hoher Last offen, so dass der Ladestrom mit einem relativ kleinen zusammengesetzten Kapazitätswert geliefert wird, während die Anschlüsse bei niedriger Last kurzgeschlossen sind, so dass der Ladestrom bei einem relativ großen zusammengesetzten Kapazitätswert geliefert wird. In diesem Fall ist, wenn die zwei Teilkondensatoren parallel zueinander platziert sind, die Betriebsschalteinrichtung in Reihe mit einem der Teilkondensatoren eingefügt, so dass sie bei hoher Last ausgeschaltet ist und bei niedriger Last leiten kann.
  • Daher ist die Kapazität des zweiten Kondensators bei niedriger Last größer als bei hoher Last, um die Verringerung der angesammelten Ladung mit umgekehrter Polarität im zweiten Kondensator während der Betriebsaussetzperiode zu kompensieren; so wird es möglich, die Strom-Begrenzungswerte des Haupt schaltelements einander praktisch gleich zu machen.
  • Ferner ist, wie es bei fünfzehnten oder sechzehnten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einem Aufbau versehen, bei dem die Ladungskompensationseinrichtung über einen Entladewiderstand (R101), der parallel zum zweiten Kondensator (C14) eingefügt ist und eine Betriebsschalteinrichtung verfügt, die in Zuordnung zum Entladewiderstand platziert ist und die den Ladewiderstand abhängig von niedriger oder hoher Last anschließen oder abtrennen kann.
  • Beim oben genannten Aufbau kann die Betriebsschalteinrichtung bei niedriger Last leiten, so dass der Entladewiderstand parallel zum zweiten Kondensator geschaltet ist, und bei hoher Last ist die Betriebsschalteinrichtung offen, so dass der Entladewiderstand abgetrennt ist.
  • Daher wird bei niedriger Last mit kleinerer angesammelter Ladung mit umgekehrter Polarität ein Teil des Ladestroms mit positiver Polarität durch den Ladewiderstand umgeleitet, mit dem Ergebnis, dass es möglich ist, die Verringerung der angesammelten Ladung zu kompensieren, so dass die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements einander praktisch gleich gemacht werden können.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der siebzehnte Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einer Konstruktion versehen, bei der die oben genannten Ladungskompensationseinrichtung über eine erste Diode (D111), die zwischen den zweiten Kondensator und die Steuerwicklung eingefügt ist und in der Vorwärtsrichtung hinsichtlich des Stroms ausgerichtet ist, der während der Ein-Periode des Hauptschaltelements von der Steuerwicklung her fließt, einem Paar aus einem ersten und einem zweiten Widerstand (R111·R112) die parallel zur ersten Diode eingefügt sind, und einer Betriebsschalteinrichtung versehen, die in Reihe mit einem der Widerstände eingefügt ist und den Widerstand abhängig von niedriger oder hoher Last anschließt oder abtrennt.
  • Beim oben genannten Aufbau ist die erste Diode so eingefügt, dass sie in der Durchlassrichtung in Bezug auf den Strom ausgerichtet ist, der während der Ein-Periode des Hauptschaltelements zum zweiten Kondensator fließt, d. h. betreffend den Strom, der den zweiten Kondensator mit positiver Polarität lädt; daher führt die erste Diode einen Abtrennvorgang hinsichtlich des Stroms mit umgekehrter Polarität aus, wie er während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements erzeugt wird. Aus diesem Grund ist das Paar aus dem ersten und zweiten Widerstand parallel zur ersten Diode platziert, und die Betriebsschalteinrichtung ist in Reihe mit einem der Widerstände eingefügt. Die oben genannte Betriebsschalteinrichtung wird bei hoher Last geöffnet, so dass sie verhindert, dass der Ladestrom mit umgekehrter Polarität zum zweiten Kondensator fließt, und sie kann bei niedriger Last leiten, so dass mehr des Ladestroms mit umgekehrter Polarität geliefert wird.
  • Daher wird bei niedriger Last eine höhere Ladung mit umgekehrter Polarität angesammelt, und selbst wenn eine höhere Ladung mit umgekehrter Polarität auf Grund der Betriebsaussetzperiode entladen wird, wurde der entsprechende Entladungsanteil vorab kompensiert, so dass die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements einander praktisch gleich sind.
  • Ferner ist, wie es bei der achten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einer Konstruktion versehen, bei der die oben genannte Ladungskompensationseinrichtung über Folgendes verfügt: eine erste Diode, die in Reihe mit dem Konstantwiderstand eingefügt ist und in der Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Strom ausgerichtet ist, wie er während der Ein-Periode des Hauptschaltelements von der Steuerwicklung her fließt, eine Reihenschaltung, die parallel zur Reihenschaltung aus dem Konstantwiderstand (R12) und der ersten Diode eingefügt ist und aus einer zweiten Diode (D121) mit umgekehrter Polarität zur ersten Diode und dem ersten Widerstand besteht einen zweiten Widerstand, der parallel zum ersten Widerstand eingefügt ist und eine Betriebsschalteinrichtung, die in Reihe mit dem zweiten Widerstand eingefügt ist und diesen abhängig von niedriger oder hoher Last anschließt oder abtrennt.
  • Beim oben genannten Aufbau wird der zweite Kondensator während der Ein-Periode des Hauptschaltelements durch die erste Diode normal mit positiver Polarität geladen, und während der Aus-Periode trennt die erste Diode den Ladestrom mit umgekehrter Polarität ab. Aus diesem Grund ist das Paar aus dem ersten und zweiten Widerstand parallel zur Reihenschaltung aus der ersten Diode und dem Konstantwiderstand platziert, und die Betriebsschalteinrichtung ist in Reihe mit dem zweiten Widerstand installiert. Während der Aus-Zeit des Hauptschaltelements kann die Betriebsschalteinrichtung bei niedriger Last leiten, damit ein größerer Ladestrom als bei hoher Last geliefert wird.
  • Daher wird bei niedriger Last eine höhere Ladung mit umgekehrter Polarität angesammelt, und selbst wenn auf Grund der Betriebsaussetzperiode eine höhere Ladung mit umgekehrter Polarität entladen wird, wurde der entsprechende Entladungsanteil vorab kompensiert, wodurch die Überstrom-Begrenzungswerte des Hauptschaltelements einander praktisch gleich werden.
  • Ferner ist, wie es z. B. bei der sechsten, achten, zehnten, zwölften, vierzehnten oder sechzehnten Ausführungsform beschrieben ist, das Schaltnetzteil vorzugsweise mit einer Konstruktion versehen, bei der die oben genannte Schaltfrequenz-Schalteinrichtung über Folgendes verfügt: einen Vorwiderstand, der in Reihe zwischen das ausschaltend ansteuernde Steuerschaltelement und den ersten Kondensator geschaltet ist, und eine Reihenschaltung, die zwischen den Verbindungspunkt des Vorwiderstands und des ersten Kondensators und die Steuerwicklung eingefügt ist und aus dem Rückwärtsvorspannung-Einstellwiderstand und dem zum Absenken der Schaltfrequenz verwendeten Steuerschaltelement besteht, wobei das zum Absenken der Schaltfrequenz verwendet Steuerschaltelement bei niedriger Last während der Ein-Periode des Hauptschaltelements bei niedriger Last einschaltend angesteuert wird, eine Ladung auf Grund der in der Steuerwicklung induzierten Spannung im ersten Kondensator angesammelt wird und beim Auftreten eines abklingenden Impuls durch die angesammelte Ladung im ersten Kondensator eine Rückwärts-Vorspannung erzeugt wird, um das einschaltende Ansteuern des Hauptschaltelements zu sperren.
  • Beim oben genannten Aufbau wird bei hoher Last das zum Absenken der Schaltfrequenz verwendete Steuerschaltelement ausgeschaltet gehalten, und es unterliegt keinem Einfluss durch die Reihenschaltung, mit dem Ergebnis, dass der abklingende Impuls über den ersten Kondensator und den Vorwiderstand an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert wird, so dass dieses einschaltend angesteuert wird und der Schaltvorgang kontinuierlich ausgeführt wird.
  • Demgegenüber wird das zum Absenken der Schaltfrequenz der Reihenschaltung verwendete Steuerschaltelement einschaltend angesteuert, mit dem Ergebnis, dass ein durch die Steuerwicklung induzierter größerer Strom durch den ersten Kondensator fließt, so dass sich eine Ladung ansammelt. In diesem Fall wird das elektrische Potenzial am Steueranschluss des Hauptschaltelements durch einen Strom aufrechterhalten, der von der Steuerwicklung über den Rückwärtsvorspannungs-Einstellwiderstand fließt. Nach dem Ausschalten des Hauptschaltelements und nach Abschluss der Entladung der Erregungsenergie tritt ein abklingender Impuls auf, der um einen Wert in der Rückwärts richtung vorgespannt wird, der der Ladespannung des ersten Kondensator entspricht, und der über den Vorwiderstand an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert wird; so ist es möglich, zu verhindern, dass der abklingende Impuls das Hauptschaltelement einschaltend ansteuert.
  • Daher wird, wenn das Hauptschaltelement einmal bei niedriger Last einen Schaltvorgang ausführt, der nächste Schaltvorgang auf dieselbe Weise ausgeführt, wie er beim Anlegen der Spannung ausgeführt wurde. Genauer gesagt, wird das elektrische Potenzial am Steueranschluss des Hauptschaltelements allmählich durch eine Startspannung geändert, die aus der durch Widerstände usw. geteilten Hauptspannungsquelle-Spannung hergeleitet wird, und wenn sie die Schwellenspannung erreicht, die ein einschaltendes Hauptschaltelements erlaubt, wird dieses eingeschaltet.
  • Auf diese Weise wird bei niedriger Last das Neustarten des Hauptschaltelements unter Verwendung des abklingenden Impulses, wie dies bei hoher Last ausgeführt wird, gestoppt, und es wird ein gleichmäßiger Neustartvorgang auf dieselbe Weise ausgeführt, wie er beim Anlegen der Spannung ausgeführt wurde, was es ermöglicht, die Hauptschaltelement bei niedriger Last abzusenken. So wird es möglich, Verluste zu verringern, die proportional zur Schaltfrequenz zunehmen, wie die Energie, die dazu erforderlich ist, Ladung abzuziehen, die sich in der potenzialfreien Kapazität zwischen dem Drain und der Source im Hauptschaltelement angesammelt hat, so dass selbst bei niedriger Last ein höherer Spannungswandlungs-Wirkungsgrad erzielt werden kann.
  • Hierbei kann eine derartige Absenkung der Schaltfrequenz bei niedriger Last unter Verwendung einer einfachen, billigen Konstruktion mit nur einer Reihenschaltung aus dem Rückwärtsvorspannungs-Einstellwiderstand und dem Steuerschaltelement zum Absenken der Schaltfrequenz sowie einem zweiten Widerstand erzielt werden.
  • Darüber hinaus ist, wie es bei der vierten, sechsten, achten, zehnten, zwölften, vierzehnten, sechzehnten, neunzehnten oder zwanzigsten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil, das so konzipiert ist, dass es die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert, vorzugsweise mit Folgendem versehen: einer in einem Transformator ausgebildeten Erfassungsspule (N12), einem Glättungskondensator (C16), einer Gleichrichtungseinrichtung (D2) zum Gleichrichten der in der Erfassungsspule induzierte Spannung und zum Liefern derselben an den Glättungskondensa tor, einem Impedanzelement (L, R), das zwischen die Gleichrichtungseinrichtung und den Glättungskondensator eingefügt ist, und einer Entscheidungseinrichtung (20) zum Treffen einer Beurteilung des Lastpegels auf Grund der Ausgangsspannung des Glättungskondensators.
  • Mit der oben genannten Konstruktion ist es im Schaltnetzteil, das so konzipiert ist, dass die Schaltfrequenz abhängig vom Lastpegel variiert wird, um Verluste zu verringern, die proportional mit der Schaltfrequenz zunehmen, wie die Energie, die zum Abziehen einer Ladung benötigt wird, die sich in der potenzialfreien Kapazität zwischen dem Drain und der Source im Hauptschaltelement angesammelt hat, und um selbst bei niedriger Last einen höheren Spannungswandlungs-Wirkungsgrad zu erzielen, wenn ein Impedanzelement in eine Schaltung zum Gleichrichten der in der Erfassungspule im Transformator induzierten Spannung und zum Entladen des Glättungskondensators eingesetzt ist, möglich, die Tatsache zu nutzen, dass die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Ausgangsstromstärke auf der Sekundärseite entsprechen kann, wenn versucht wird, eine Beurteilung des Lastpegels vorzunehmen.
  • Daher kann die Konstruktion zum Treffen einer Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels dadurch geschaffen werden, dass eine einfache Konstruktion mit kleinen Verlusten nur auf der Primärseite installiert wird.
  • Ferner kann, wie es bei der vierten, sechsten, achten, zehnten, zwölften, vierzehnten, sechzehnten oder neunzehnten Ausführungsform der Erfindung beschrieben ist, das Schaltnetzteil als solches gemäß dem Schwingkreisel-Wandlersystem ausgebildet sein, bei dem während der Aus-Periode des Hauptschaltelements die Erregungsenergie, die sich während der Ein-Periode im Transformator angesammelt hat, an eine Ausgangsschaltung auf der Sekundärseite ausgegeben wird, wobei bei Abschluss des Ausgabevorgangs ein in der Steuerwicklung des Transformators auftretender abklingender Impuls an den Steueranschluss des Hauptschaltelements geliefert wird, so dass dieses erneut einschaltend angesteuert wird, wodurch die Steuerwicklung als Erfassungswicklung dient.
  • Beim oben genannten Aufbau wird beim Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System die Steuerwicklung, die für den RCC-Betrieb installiert ist, als Erfassungswicklung verwendet.
  • Daher ist es nicht erforderlich, die Anzahl der Wicklungen und Abgriffe des Transformators zu erhöhen, so dass eine billige Vorrichtung erhalten werden kann.
  • Ferner kann Schaltnetzteil so konzipiert sein, dass es über einen Aufbau verfügt, bei dem die Gleichrichtungseinrichtung eine Gleichrichterdiode (D2) zum Abziehen eines Ausgangssignals von einem der Anschlüsse der Steuerwicklung des Transformators ist; das Impedanzelement eine Drosselspule (L) ist, an die das Ausgangssignal der Gleichrichterdiode geliefert wird; ferner eine Schwungraddiode (D3) zum Verbinden des Verbindungspunkts der Gleichrichterdiode und der Drosselspule mit dem anderen Anschluss der Steuerwicklung installiert ist; diese Gleichrichterdiode, die Drosselspule, die Schwungraddiode und der oben genannte Schaltnetzteil eine Unterspannungsquelle-Schaltung bilden; eine Startschaltung aus einer Reihenschaltung eines Kondensators und eines ersten bis dritten Startwiderstands installiert ist, die zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen eingefügt ist, wobei der Verbindungspunkt zwischen und dem dritten Startwiderstand mit dem Steueranschluss des Hauptschaltelements verbunden ist; und ferner eine einen Rückwärtsstrom verhindernde Diode (D1) installiert ist, die das Ausgangssignal der Unterspannungsquelle-Schaltung an den Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Startwiderstands liefert. Bei diesem Aufbau wird das Hauptschaltelement während des Verstreichens einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Startschaltung eingeschaltet, und nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung wird das Hauptschaltelement durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung eingeschaltet.
  • Beim oben genannten Aufbau lädt, während der Ein-Periode des Hauptschaltelements, die Unterspannungsquelle-Schaltung den Glättungskondensator über die Gleichrichterdiode und die Drosselspule, und während der Aus-Periode des Hauptschaltelements kann der Erregungsstrom innerhalb der Drosselspule den Glättungskondensator über die Schwungraddiode laden.
  • Daher ist, wenn die Ausgangsspannung des Glättungskondensators der Unterspannungsquelle-Schaltung nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung eine ausreichende Spannung zum Aktivieren des Hauptschaltelements erreicht hat, der Kondensator der Startschaltung mit einer Spannung versehen, die praktisch der Differenz zwischen der Hauptspannungsquelle und der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung in diesem Zustand entspricht; so ist es möglich, das Hauptschaltelement durch die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung einzuschalten und auch den von der Hauptspannungsquelle eingehenden Strom zu sperren.
  • Daher wird bei einem Schaltnetzteil gemäß dem RCC-System selbst dann, wenn der Aufbau so konzipiert ist, dass eine Neuaktivierung des Hauptschaltelements durch dieselbe Startschaltung ausgeführt wird, wie sie bei dem Anlegen der Spannung verwendet wird (z. B. der erste bis dritte Startwiderstand, die die Hauptspannungsquelle-Spannung einer Spannungsteilung unterziehen), das Hauptschaltelement durch eine relativ hohe Spannung, wie die Teilspannung der Hauptspannungsquelle, die z. B. einige hundert V erreicht, nur beim Anlegen der Spannung eingeschaltet, und nach dem verstreichen der vorbestimmten Zeit kann das Hauptschaltelement durch eine relativ niedrige Spannung, wie die Teilspannung der Ausgangsspannung der Unterspannungsquelle-Schaltung, die z. B. den kleinen Wert von einigen zehn V aufweist, eingeschaltet werden. So wird es möglich, auf den Energieverbrauch des ersten bis dritten Startwiderstands, die Hauptspannungsquellestände sind, zu verringern, und demgemäß kann ein höherer Wirkungsgrad erzielt werden.
  • Hierbei wird, da der Glättungskondensator durch den Wert des sekundärseitigen Ausgangsstroms beeinflusst wird, die Ladespannung höher, wenn die sekundärseitige Ausgangsstromstärke ansteigt. Daher wird, wenn die Last groß wird und die Ein-Periode des Hauptschaltelements verlängert ist, was bewirkt, dass die sekundärseitige Ausgangsstromstärke groß wird, die Spannung, die von der Unterspannungsquelle-Schaltung geliefert wird, um das Hauptschaltelement einzuschalten, hoch, so dass das Ein-Timing des Hauptschaltelements schnelle wird und auch die Schaltfrequenz hoch wird. Auf diese Weise ist es möglich, geeignet auf große Lastschwankungen bei niedriger Last zu reagieren und es auch zu ermöglichen, dass die Unterspannungsquelle-Schaltung als ein Teil der Konstruktion zum Treffen einer Beurteilung hinsichtlich des Lastpegels dient. Dies ermöglicht es, die Kosten weiter zu senken.

Claims (21)

  1. Schaltnetzteil, bei dem es sich um ein Schaltnetzteil (11, 21, 31, 41) gemäß einem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem handelt und das Folgendes aufweist: – einen Transformator (N, Na) zum Ansammeln von Erregungsenergie während einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements (Q); – eine Ausgangsschaltung (C13) zum Ausgeben der so während einer Aus-Periode des Hauptschaltelements (Q) angesammelten Erregungsenergie, wobei die Ausgangsschaltung (C13) auf der Sekundärseite des Transformators (N, Na) platziert ist; und – einen ersten Kondensator (C1), der zwischen einer Steuerwicklung (N12) des Transformators (N, Na) und dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) platziert ist und einen Schwingungsimpuls rückführt, der in der Steuerwicklung (N12) bei Abschluss der Ausgabe der Anregungsenergie an den Steueranschluss (G) auftritt, nachdem eine zugehörige Gleichspannungskomponente abgetrennt wurde, so dass das Hauptschaltelement (Q) einschaltend angesteuert wird; – eine Reihenschaltung, die aus einem Sperrvorspannung-Einstellwiderstand (R1) und einem Steuerschaltelement zum Verringern der Schaltfrequenz (TR1) besteht; und – einen Vorbelastungswiderstand (R2), der zwischen den ersten Kondensator (C1) und das Hauptschaltelement (Q) eingefügt ist; dadurch gekennzeichnet, dass – einer der Anschlüsse der Reihenschaltung mit der Ausgangsseite des ersten Kondensators (C1) verbunden ist; und – eine Beurteilungseinrichtung (PC2, 19a, R17, C14, TR15) vorhanden ist, um zu beurteilen, ob die Last groß oder klein ist und um bei kleiner Last das Steuerschaltelement einschaltend anzusteuern und es bei großer Last einschaltend anzusteuern; – wobei dann, wenn das Steuerschaltelement zum Verringern der Schaltfrequenz (TR1) bei kleiner Last einschaltend angesteuert wird, während der Ein-Periode des Hauptschaltelements (Q) bei kleiner Last im ersten Kondensator (C1) eine Ladung mittels einer Spannung eingesammelt wird, die in der Steuerwicklung (N12) induziert wird; und beim Auftreten des Schwingungspulses durch die angesammelte Ladung im ersten Kondensator (C1) eine Sperrvorspannung erzeugt wird, um ein einschaltendes Ansteuern des Hauptschaltelements (Q) zu verhindern.
  2. Schaltnetzteil (11) nach Anspruch 1, ferner mit: einer Starterschaltung (14) aus einer Reihenschaltung mit einem Kondensator (C2) und einem ersten bis dritten Startwiderstand (R3 bis R5), die zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen (12, 13) eingefügt ist, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten (R4) und dem dritten Startwiderstand (R5) mit dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) verbunden ist; – einer Unterspannungsquelle-Wicklung (N13), die im Transformator (N) installiert ist; – einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19) zum Gleichrichten und Glätten des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Wicklung (N13); und – einer Rückstrom-Sperrdiode (D1) zum Liefern des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Schaltung (19) an einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Startwiderstand (R3) und dem zweiten Startwiderstand (R2); – wobei während des Ablaufs einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement (Q) durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Starterschaltung (14) einschaltend angesteuert wird und es nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit ab Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung (19) einschaltend angesteuert wird.
  3. Schaltnetzteil (31) nach Anspruch 1, ferner mit: – einer Starterschaltung (14) aus einer Reihenschaltung mit einem Kondensator (C2) und einem ersten bis dritten Startwiderstand (R3 bis R5), die zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen (12, 13) eingefügt ist, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten (R4) und dem dritten Startwiderstand (R5) mit dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) verbunden ist; – einer Unterspannungsquelle-Wicklung (N13), die im Transformator (N) installiert ist; – einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) mit einer Gleichrichterdiode (D2) zum Ziehen des Ausgangssignals von einem von Anschlüssen der Steuerwicklung (N12) des Transformators (Na), einer Drosselspule (L), an die das Ausgangssignal der Gleichrichterdiode (D2) geliefert wird, einem Glättungskondensator (C16) zum Glätten des durch die Drosselspule (11) fließenden Stroms sowie einer Schwungraddiode (D3) zum Verbinden eines Verbindungspunkts zwischen der Gleichrichterdiode (D2) und der Drosselspule (L) mit dem anderen Anschluss der Steuerwicklung (N12); und – einer Rückstrom-Sperrdiode (D1) zum Liefern des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) an einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Startwiderstand (R3) und dem zweiten Startwiderstand (R4); – wobei während des Ablaufs einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement (Q) durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Starterschaltung (14) einschaltend angesteuert wird und es nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit ab Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) einschaltend angesteuert wird.
  4. Schaltnetzteil (11, 31) nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, ferner mit einer Entladediode (D4), die parallel zum ersten bis dritten Startwiderstand (R3 bis R5) so platziert ist, dass sie in der Sperrvorspannungsrichtung ausgerichtet ist.
  5. Schaltnetzteil (21) nach Anspruch 1, ferner mit: – einer Starterschaltung (14) aus einer Reihenschaltung mit einem Transistor (TR14) und einem ersten bis dritten Startwiderstand (R3 bis R5), die zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen (12, 13) eingefügt ist, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten (R4) und dem dritten Startwiderstand (R5) mit dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) verbunden ist; – einer Reihenschaltung aus einem Basiswiderstand (R6) und einem Kondensator (C3), die zwischen der Basis des Transistors (TR14) und der Hauptspannungsquelle-Leitung (13) auf der Seite des dritten Startwiderstands (5) platziert ist; – einer Entladediode (D5) zum Verbinden eines Verbindungspunkts zwischen dem Basiswiderstand (R6) und dem Kondensator (C3) mit der Hauptspannungsquelle-Leitung (12) auf der Seite des Transistors (TR14); – einer Unterspannungsquelle-Wicklung (N13), die im Transformator (N) installiert ist; – einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19) zum Gleichrichten und Glätten des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Wicklung (N13); und – einer Rückstrom-Sperrdiode (D1) zum Liefern des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Schaltung (19) an einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Startwiderstand (R3) und dem zweiten Startwiderstand (R4); – wobei während des Ablaufs einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement (Q) durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Starterschaltung (14a) einschaltend angesteuert wird und es nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit ab Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung (19) einschaltend angesteuert wird.
  6. Schaltnetzteil (41) nach Anspruch 1, ferner mit: – einer Starterschaltung (14) aus einer Reihenschaltung mit einem Transistor (TR14) und einem ersten bis dritten Startwiderstand (R3 bis R5), die zwischen die Hauptspannungsquelle-Leitungen (12, 13) eingefügt ist, wobei ein Verbindungspunkt zwischen dem zweiten (R4) und dem dritten Startwiderstand (R5) mit dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) verbunden ist; – einer Reihenschaltung aus einem Basiswiderstand (R6) und einem Kondensator (C3), die zwischen der Basis des Transistors (TR14) und der Hauptspannungsquelle-Leitung (13) auf der Seite des dritten Startwiderstands (5) platziert ist; – einer Entladediode (D5) zum Verbinden eines Verbindungspunkts zwischen dem Basiswiderstand (R6) und dem Kondensator (C3) mit der Hauptspannungsquelle-Leitung (12) auf der Seite des Transistors (TR14); – einer Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) mit einer Gleichrichterdiode (2) zum Ziehen des Ausgangssignals von einem von Anschlüssen der Steuerwicklung (N12) des Transformator (Na), einer Drosselspule (L), an die das Ausgangssignal der Gleichrichterdiode (D2) geliefert wird, einem Glättungskondensator (C16) zum Glätten des durch die Drosselspule (11) fließenden Stroms und einer Schwungraddiode (D3) zum Verbinden eines Verbindungspunkts zwischen der Gleichrichterdiode (D2) und der Drosselspule (L) mit dem anderen Anschluss der Steuerwicklung (N12); und – einer Rückstrom-Sperrdiode (D1) zum Liefern des Ausgangssignals der Unterspannungsquelle-Schaltung (19a an einen Verbindungspunkt zwischen dem ersten Startwiderstand (R3) und dem zweiten Startwiderstand (R4); – wobei während des Ablaufs einer vorbestimmten Zeit ab dem Anlegen der Spannung das Hauptschaltelement (Q) durch eine Teilspannung der Hauptspannungsquelle-Spannung von der Starterschaltung (14a) einschaltend angesteuert wird und es nach dem Verstreichen der vorbestimmten Zeit ab Anlegen der Spannung durch eine Teilspannung von der Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) einschaltend angesteuert wird.
  7. Schaltnetzteil (41) nach Anspruch 3 oder Anspruch 6, bei dem die Steuerung des Steuerschaltelements zum Verringern der Schaltfrequenz (TR1) unter Verwendung einer Ladespannung des Glättungskondensators (C16) in der Unterspannungsquelle-Schaltung (19a) ausgeführt wird.
  8. Schaltnetzteil, bei dem es sich um ein Schaltnetzteil (51, 52, 61, 62, 71, 72, 81, 82, 91, 92, 101, 102, 111, 121) gemäß einem Schwingkreisdrossel-Wandlersystem handelt und das Folgendes aufweist: – einen Transformator (Na) zum Ansammeln von Erregungsenergie während einer Ein-Periode eines Hauptschaltelements (Q); – eine Ausgangsschaltung (C13) zum Ausgeben der so während einer Aus-Periode des Hauptschaltelements (Q) angesammelten Erregungsenergie, wobei die Ausgangsschaltung (C13) auf der Sekundärseite des Transformators (Na) platziert ist; und – einen ersten Kondensator (C1), der zwischen einer Steuerwicklung (N12) des Transformators (Na) und dem Steueranschluss (G) des Hauptschaltelements (Q) platziert ist und einen Schwingungsimpuls rückführt, der in der Steuerwicklung (N12) bei Abschluss der Ausgabe der Anregungsenergie an den Steueranschluss (G) auftritt, nachdem eine zugehörige Gleichspannungskomponente abgetrennt wurde, so dass das Hauptschaltelement (Q) einschaltend angesteuert wird; – einen zweiten Kondensator (C14, C81, C82), der durch einen Strom, der durch eine in der Steuerwicklung (N12) des Transformators (Na) über einen Konstantwiderstand (R51, R52, R12) induzierten Spannung erhalten wird, und einen Rückführstrom von der Sekundärseite geladen wird; – ein ausschaltend ansteuerndes Steuerschaltelement (TR12) zum ausschaltenden Ansteuern des Steueranschlusses (G) des Hauptschaltelements (Q), wenn die Ladespannung des zweiten Kondensators (C14, C81, C82) zu einer vorbestimmten Spannung geworden ist; und – eine Schaltfrequenz-Schalteinrichtung (59, TR1, R1, R2) zum verringern der Schaltfrequenz des Hauptschaltelements (Q) bei kleiner Last im Vergleich zum Fall bei großer Last; gekennzeichnet durch – eine Ladungskompensationseinrichtung (TR51, R53, R101, D111, R111, R112, D111, D121) zum Kompensieren einer Verringerung der angesammelten Ladung des zweiten Kondensators (C14, C81, C82) aufgrund einer Verringerung der Schaltfrequenz bei kleiner Last in Bezug auf eine Überstrom-Schutzschaltung, die aus einer Reihenschaltung des konstanten Widerstands (R51, R52, R12) und des zweiten Kondensators, mit Parallelschaltung zur Steuerwicklung (N12), besteht.
  9. Schaltnetzteil (51, 52) nach Anspruch 8, bei dem der Konstantwiderstand (R51, R52) in zwei Teile unterteilt ist und die Ladungskompensationseinrichtung (TR51, R53) mit einer Nebenschlusseinrichtung (TR51, R53) zum Vorbeileiten eines Ladestroms zum zweiten Kondensator (C14) ausgehend von einem Teilungspunkt des Konstantwiderstands (R51, R52) bei kleiner Last versehen ist.
  10. Schaltnetzteil (51, 52) nach Anspruch 9, bei dem der Konstantwiderstand (R51, R52) in zwei Teilwiderstände (R51, R52) unterteilt ist, die in Reihe zueinander geschaltet sind, und die Nebenschlusseinrichtung ein Schaltelement (TR51) aufweist, dessen eines Ende mit dem Verbindungspunkt der zwei Teilwiderstände (R51, R52) verbunden ist und das bei kleiner Last leiten kann.
  11. Schaltnetzteil (61, 62, 71, 72) nach Anspruch 8, bei dem der Konstantwiderstand (R51, R52) in zwei Teile unterteilt ist und die Ladungskompensationseinrichtung (TR51) mit einer Betriebsschalteinrichtung (TR51) zum Schalten des Widerstandswerts des Konstantwiderstands (R51, R52) zwischen den Fällen kleiner und großer Last versehen ist, wobei diese Betriebsschalteinrichtung (TR51) in Zuordnung zu den zwei Teilwiderständen (R51, R52) installiert ist.
  12. Schaltnetzteil (61, 62) nach Anspruch 11, bei dem der Konstantwiderstand (R51, R52) in zwei Teilwiderstände (R51, R52) aufgeteilt ist, die miteinander in Reihe geschaltet sind, und die Betriebsschalteinrichtung (TR51) ein Schaltelement (TR51) aufweist, das parallel zu einem der zwei Teilwiderstände (R51, R52) platziert ist und bei kleiner Last ausgeschaltet wird.
  13. Schaltnetzteil (71, 72) nach Anspruch 11, bei dem der Konstantwiderstand (R51, R52) in zwei Teilwiderstände (R51, R52) aufgeteilt ist, die parallel zueinander geschaltet sind, und die Betriebsschalteinrichtung (TR51) ein Schaltelement (TR51) aufweist, das parallel zu einem der zwei Teilwiderstände (R51, R52) platziert ist und bei kleiner Last leiten kann.
  14. Schaltnetzteil (81, 82, 91, 92) nach Anspruch 8, bei dem der zweite Kondensator (C81, C82) in zwei Teile unterteilt ist und die Ladungskompensationseinrichtung (TR51) eine Betriebsschalteinrichtung (TR51) zum Schalten der Kapazität des zweiten Kondensators (C81, C82) zwischen den Fällen kleiner und großer Last aufweist, wobei diese Betriebsschalteinrichtung (TR51) in Zuordnung zu den zwei Teilkondensatoren (C81, C82) platziert ist.
  15. Schaltnetzteil (81, 82) nach Anspruch 14, bei dem der zweite Kondensator (C81, C82) in zwei Teilkondensatoren (C81, C82) unterteilt ist, die in Reihe miteinander geschaltet sind, und die Betriebsschalteinrichtung (TR51) ein Schaltelement (TR51) aufweist, das parallel zu einem der zwei Teilkondensatoren (C81, C82) platziert ist und bei kleiner Last leiten kann.
  16. Schaltnetzteil (91, 92) nach Anspruch 14, bei dem der zweite Kondensator (C81, C82) in zwei Teilkondensatoren (C81, C82) unterteilt ist, die parallel zueinander geschaltet sind, und die Betriebsschalteinrichtung (TR51) ein Schaltelement (TR51) aufweist, das in Reihe mit einem der zwei Teilkondensatoren (C81, C82) platziert ist und bei kleiner Last leiten kann.
  17. Schaltnetzteil (101) nach Anspruch 8, bei dem die Ladungskompensationseinrichtung (TR51, R101) einen Entladewiderstand (101), der parallel zum zweiten Kondensator (C14) eingefügt ist, und eine Betriebsschalteinrichtung (TR51) zum Abtrennen oder Anschließen des Ladewiderstands (101) abhängig von den Fällen kleiner oder großer Last aufweist, wobei die Betriebsschalteinrichtung (TR51) in Zuordnung zum Entladewiderstand (101) installiert ist.
  18. Schaltnetzteil (111) nach Anspruch 8, bei dem die Ladungskompensationseinrichtung (TR51, D111, R111, R112) eine erste Diode (D111), die zwischen den zweiten Kondensator (C14) und die Steuerwicklung (N12) eingefügt ist, um in der Durchlassrichtung in Bezug auf einen Strom ausgerichtet zu sein, die während der Ein-Periode des Hauptschaltelements (Q) von der Steuerwicklung (N12) aus fließt, einen ersten und einen zweiten Widerstand (111, R112), die parallel zur ersten Diode (D111) eingefügt sind, und eine Betriebsschalteinrichtung (TR51) zum Anschließen oder Abtrennen eines der Widerstände (111, R112) zwischen den Fällen kleiner und großer Last aufweist, wobei die Betriebsschalteinrichtung (TR51) in Reihe zu einem der Widerstände (111, R112) eingefügt ist.
  19. Schaltnetzteil (121) nach Anspruch 8, bei dem die Ladungskompensationseinrichtung (TR51, D111, D121, R111, R112) Folgendes aufweist: – eine erste Diode (D111), die in Reihe zum Konstantwiderstand (R12) so eingefügt ist, dass sie in der Durchlassrichtung in Bezug auf einen Strom ausgerichtet ist, der während der Ein-Periode des Hauptschaltelements (Q) ausgehend von der Steuerwicklung (N12) fließt; – eine Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (111) und einer zweiten Diode (D121) mit umgekehrter Polarität zur ersten Diode (D111), die parallel zur Reihenschaltung aus dem Konstantwiderstand (R12) und der ersten Diode (D111) platziert ist; – einen zweiten Widerstand (R112), der parallel zum ersten Widerstand (R111) platziert ist; und – eine Betriebsschalteinrichtung (TR51) zum Anschließen oder Abtrennen des zweiten Widerstands (R112) zwischen den Fällen kleiner und großer Last, wobei diese Betriebsschalteinrichtung (TR51) in Reihe mit dem zweiten Widerstand (R112) platziert ist.
  20. Schaltnetzteil (52, 62, 72, 82, 92, 102) nach einem der Ansprüche 8 bis 19, bei dem die Schaltfrequenz-Schalteinrichtung (TR1, R1, R2) Folgendes aufweist: – einen Vorbelastungswiderstand (R2), der in Reihe zwischen das ausschaltend ansteuernde Steuerschaltelement (TR12) und den ersten Kondensator (C1) geschaltet ist; und – eine Reihenschaltung aus einem Sperrvorspannungs-Einstellwidezstand (R1) und einem Steuerschaltelement zum Verringern der Schaltfrequenz (TR1), die zwischen die Steuerwicklung (N12) und einen Verbindungspunkt zwischen dem Vorbelastungswiderstand (R2) und dem ersten Kondensator (C1) eingefügt ist; – wobei das Steuerschaltelement zum Verringern der Schaltfrequenz (TR1) bei kleiner Last einschaltend angesteuert wird; wobei während der Ein-Periode des Hauptschaltelements (Q) bei kleiner Last im ersten Kondensator (C1) eine Ladung durch eine in der Steuerwicklung (N12) induzierte Spannung angesammelt wird; und wobei beim Auftreten des Schwingungspulses durch die im ersten Kondensator (C1) angesammelte Ladung eine Sperrvorspannung erzeugt wird, um zu verhindern, dass das Hauptschaltelement (Q) einschaltend angesteuert wird.
  21. Schaltnetzteil (11, 21, 31, 41) nach Anspruch 1, bei dem das Hauptschaltelement (Q) durch eine Starterschaltung (14, 14a) des Schaltnetzteils bei kleiner Last reaktiviert wird.
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