JP2000184711A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置５１にお
いて、電力変換効率の向上のために、軽負荷時における
スイッチング周波数を低下するにあたって、主スイッチ
ング素子Ｑをｏｆｆ駆動する制御トランジスタＴＲ１２
を、充電電圧が所定電圧となることによって起動させる
コンデンサＣ１４に対して、主スイッチング素子Ｑのｏ
ｆｆ時に流入した逆極性の充電電荷が動作休止期間に放
電する放電分を補償し、過電流制限値を重負荷時とほぼ
等しくする。 【解決手段】 過電流保護用の抵抗を分割抵抗Ｒ５１，
Ｒ５２で構成し、その接続点Ｐ５１をトランジスタＴＲ
５１によってバイパスする。これによって、軽負荷時に
は、ｏｎ時の制御巻線Ｎ１２からの正極性の充電電流が
減少して前記所定電圧への充電時間が長くなり、主スイ
ッチング素子Ｑの過電流制限値を重負荷時とほぼ等しく
し、制御回路５９は充分にスイッチング周波数を低下さ
せることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。

【０００３】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、２次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする２次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。

【０００４】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をｏｎ起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。

【０００５】前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、負荷が重くなる程、自動的に前記ｏｆｆ期間および
ｏｎ期間が長く、すなわちスイッチング周波数が低下し
て、２次側出力電圧を所定の定電圧に維持するので、Ｐ
ＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な制御回
路が不要であり、かつ該制御回路を動作させるととも
に、パルス幅の基準となる電圧を発生するための電源回
路も不要であり、低コストな電源装置に好適である。

【０００６】一方、スイッチング電源装置において、損
失の大部分は、主スイッチング素子のドレイン−ソース
間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費電
力や変圧器の鉄損などであり、これらは一般に、スイッ
チング周波数が高くなる程、大きくなる。したがって、
上述のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置では、軽負荷
となる程、スイッチング周波数が高くなるので、変換し
た電力に対する損失の占める割合が増大し、電力変換効
率が低下するという問題がある。

【０００７】そこで、そのような不具合を解決するため
の他の従来技術として、たとえば特開平９−４７０２３
号公報および実用新案登録第３０３９３９１号公報が挙
げられる。前記実用新案登録第３０３９３９１号公報で
示す従来技術では、軽負荷時には、制御トランジスタと
並列に、リンギングパルスを鈍らせるための遅延用コン
デンサを介在するように構成している。

【０００８】したがって、当該公報の第００２５段落の
第７行目〜第８行目に記載されているとおり、リンギン
グが発生している期間だけしかスイッチング周期を延ば
すことができず、軽負荷時のスイッチング周波数を重負
荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下させる
ことができないという問題がある。

【０００９】図１５は、軽負荷時のスイッチング周波数
を重負荷時のスイッチング周波数に比べて、大幅に低下
させることができる前記特開平９−４７０２３号公報で
示す従来技術のスイッチング電源装置１を簡略化して示
すブロック図である。図示しない主電源回路によって商
用交流を整流して得られた直流電流が、入力端子ｐ１，
ｐ２間に入力される。この直流電流は、平滑コンデンサ
ｃ１１によって平滑化され、この平滑コンデンサｃ１１
からは、ハイレベル側の主電源ライン２とローレベル側
の主電源ライン３との間に、主電源電圧が出力される。

【００１０】前記主電源ライン２，３間には、変圧器ｎ
の１次主巻線ｎ１１と、主スイッチング素子ｑとの直列
回路が接続されている。前記主スイッチング素子ｑは、
たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型トランジ
スタなどで実現され、この図１５の例では、電界効果型
トランジスタで示している。前記主電源ライン２，３間
にはまた、起動抵抗ｒ３を介して制御回路９が接続され
ている。

【００１１】電源投入、すなわち入力端子ｐ１，ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサｃ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記起動
抵抗ｒ３から制御回路９内での分圧値が、主スイッチン
グ素子ｑの閾値電圧、たとえば３Ｖ以上となると、該主
スイッチング素子ｑがｏｎし、１次主巻線ｎ１１に、図
１５において上向き方向の電圧が印加されて、励磁エネ
ルギが蓄積される。後述するようにして、該主スイッチ
ング素子ｑがｏｆｆすると、蓄積されていた励磁エネル
ギによって１次主巻線ｎ１１に下向き方向の逆起電力が
発生し、これによって２次主巻線ｎ２１に上向き方向の
電圧が誘起される。

【００１２】前記２次主巻線ｎ２１に誘起された直流電
流は、ダイオードｄ１２を介して平滑コンデンサｃ１３
に与えられ、該平滑コンデンサｃ１３で平滑化された
後、出力電源ライン６，７を介して出力端子ｐ３，ｐ４
から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力電源
ライン６，７間には、電圧検出回路８が介在されてい
る。この電圧検出回路８は、分圧抵抗やフォトカプラｐ
ｃ１などを備えて構成されており、前記フォトカプラｐ
ｃ１の発光ダイオードｄ１３が前記出力電圧に対応した
輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が１次側へフィ
ードバックされる。

【００１３】制御巻線ｎ１２には、主スイッチング素子
ｑのｏｎ時に、１次主巻線ｎ１１と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサｃ１、バイアス抵抗ｒ２および制御回路９を介して
該主スイッチング素子ｑのゲートに与えられ、これによ
って該主スイッチング素子ｑのゲート電位は更に引上げ
られ、該主スイッチング素子ｑはｏｎ状態に維持され
る。

【００１４】また、前記主スイッチング素子ｑのｏｎ時
に制御巻線ｎ１２に誘起された電流は、前記制御回路９
の前記フォトカプラｐｃ１のフォトトランジスタｔｒ１
１を介して、コンデンサｃ１４の一方の端子に与えら
れ、このコンデンサｃ１４の他方の端子は前記ローレベ
ルの主電源ライン３に接続されている。したがって、該
コンデンサｃ１４は、図１５図示の正極性で充電され、
２次側出力電圧が高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサｃ１４の端子間電圧は、速く上昇する。前
記コンデンサｃ１４の充電電圧は、前記制御回路９を介
して、主スイッチング素子ｑのゲート−ソース間に介在
される制御トランジスタｔｒ１２のベースに与えられて
おり、該充電電圧が制御トランジスタｔｒ１２の閾値電
圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジス
タｔｒ１２が導通し、これによって主スイッチング素子
ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素子
ｑはｏｆｆ駆動される。

【００１５】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサｃ１４の出力
電圧が速く上昇し、主スイッチング素子ｑが速くｏｆｆ
駆動される。前記コンデンサｃ１４にはまた、制御巻線
ｎ１２で誘起された電流が抵抗ｒ１２を介して与えられ
ている。これらの抵抗ｒ１２およびコンデンサｃ１４の
直列回路は、制御巻線ｎ１２と並列に接続され、過電流
保護回路を構成している。この過電流保護回路によっ
て、出力端子ｐ３，ｐ４間の短絡などで２次側の平滑コ
ンデンサｃ１３の出力電圧が低くても、主スイッチング
素子ｑのｏｎ期間が所定期間に制限され、該主スイッチ
ング素子ｑの保護が図られている。

【００１６】また、前記制御巻線ｎ１２には、該制御巻
線ｎ１２および前記２次主巻線ｎ２１の巻数を参照符と
同一で示し、２次側出力電圧をｖｏとすると、主スイッ
チング素子ｑがｏｆｆすると、図１５の下向き方向に、
（ｎ１２／ｎ２１）ｖｏの電圧が誘起され、その誘起さ
れた電流が抵抗ｒ１２を介して流れることによって、コ
ンデンサｃ１４の電荷は引抜かれて、該コンデンサｃ１
４は図１５図示とは逆極性に充電され、主スイッチング
素子ｑの次のｏｎ動作のためのリセット動作が行われ
る。

【００１７】この主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、１
次主巻線ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側
への出力が終了すると、主に制御巻線ｎ１２が有する寄
生容量ｃ１５と該制御巻線ｎ１２との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量ｃ１５に電圧（ｎ１２／ｎ２１）
ｖｏで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
１／４周期後には制御巻線ｎ１２の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量ｃ１５を充電するために、
該制御巻線ｎ１２に電圧（ｎ１２／ｎ２１）ｖｏの上向
きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起電
圧は、前記主スイッチング素子ｑの閾値電圧以上となる
ように設定されており、該起電圧によって主スイッチン
グ素子ｑが再びｏｎされる。こうして、自動的に、負荷
に対応したスイッチング周波数で、継続して主スイッチ
ング素子ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とする２次側
出力電圧を出力するように構成されている。

【００１８】以上のような通常のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置の構成に、このスイッチング電源装置１に
は、該スイッチング電源装置１が搭載される機器が待機
状態となった軽負荷時において、スイッチング周波数を
低下するために、以下のような構成が設けられている。
前記機器側からは、制御端子ｐ５に制御信号が与えられ
る。前記制御端子ｐ５と前記ローレベル側の出力電源ラ
イン７との間には、フォトカプラｐｃ２の発光ダイオー
ドｄ１４と抵抗ｒ１３との直列回路が接続されている。
したがって、非待機状態である重負荷時に前記制御信号
がハイレベルとなると、発光ダイオードｄ１４が点灯
し、重負荷状態であることが１次側へ出力される。

【００１９】一方、１次側では、前記制御回路９に前記
フォトカプラｐｃ２のフォトトランジスタｔｒ１３が設
けられており、前記重負荷時には、フォトトランジスタ
ｔｒ１３がｏｎし、該制御回路９の発振周波数抑制動作
が休止して、前記リンギングパルスが主スイッチング素
子ｑに与えられて、前述のような通常のＲＣＣ動作が行
われる。これに対して、前記軽負荷時には、制御端子Ｐ
５への制御信号がローレベルとなって、発光ダイオード
ｄ１４が消灯し、フォトトランジスタｔｒ１３がｏｆｆ
して、発振周波数抑制動作が行われ、制御トランジスタ
ｔｒ１２がｏｎしたままとなってリンギングパルスがバ
イパスされ、所定時間後に制御トランジスタｔｒ１２が
ｏｆｆして、前記起動抵抗ｒ３から制御回路９内での分
圧値によって主スイッチング素子ｑがｏｎする。

【００２０】このようにして、軽負荷時の発振周波数が
低下され、前記主スイッチング素子ｑのドレイン−ソー
ス間の寄生容量に蓄積された電荷の引抜きに要する消費
電力や変圧器ｎの鉄損などを削減し、電力変換効率の改
善が図られている。

【００２１】なお、前記特開平９−４７０２３号公報の
構成では、前記抵抗ｒ１２部分は、抵抗とツェナダイオ
ードとの直列回路と、その直列回路に並列に設けられる
抵抗とによって構成されており、主電源電圧、すなわち
平滑コンデンサｃ１１の出力電圧が高くなる程、ツェナ
ダイオードを流れる電流が増加し、該出力電圧の変化を
補償している。したがって、本件明細書では、説明の簡
略化のために、主電源電圧を一定とし、このような構成
を抵抗ｒ１２で置換えている。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】上述のように構成され
るスイッチング電源装置１において、主スイッチング素
子ｑのｏｎ期間は、コンデンサｃ１４の図１５図示とは
逆極性の充電電荷を放電させ、再び図１５図示の極性で
前記０．６Ｖまで充電される時間によって決定される。

【００２３】ところが、前記充電時間は、重負荷時に
は、主スイッチング素子ｑがｏｎしてから、前記逆極性
の充電電荷を引抜き、正極性に充電するまでの比較的長
い時間である。

【００２４】これに対して、軽負荷時には、リンギング
パルスをバイパスしている制御トランジスタｔｒ１２が
ｏｆｆした後、起動抵抗ｒ３から制御回路９内での分圧
値が上昇し、主スイッチング素子ｑが再びｏｎ駆動され
るまでの時間が長く、すなわち発振周波数を低下させる
ために動作休止期間を設けており、その動作休止期間に
前記コンデンサｃ１４内の逆極性の充電電荷が、抵抗ｒ
１２および制御巻線ｎ１２によって消費されてしまって
おり、前記充電時間は重負荷時に比べて短くなってしま
う。

【００２５】したがって、軽負荷時には、重負荷時に比
べて、過電流保護回路の電流制限値が小さくなってしま
い、変圧器ｎ内に蓄積されるエネルギが少なくなり、２
次側に必要な電力量を供給するために、スイッチング周
波数を充分に引下げることができないという問題があ
る。

【００２６】この点、各構成部品に電流定格の高いもの
を使用し、軽負荷および重負荷の２つの動作モードでの
電流制限値を全体的に引上げることによって、初期の目
的通りにスイッチング周波数を低下させることは可能で
あるけれども、コスト面で望ましくはない。

【００２７】本発明の目的は、各構成部品にむやみに高
い定格を使用することのない経済的な構成で、軽負荷時
にスイッチング周波数を充分に低下させることができる
スイッチング電源装置を提供することである。

【００２８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るス
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間
中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧
器の制御巻線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流お
よび２次側からのフィードバック電流によって第１のコ
ンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると第
１の制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の
制御端子をｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧
器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側の出力回路
に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリ
ンギングパルスを直流カット用の第２のコンデンサを介
して前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主
スイッチング素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギ
ングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置に
おいて、軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング
素子のスイッチング周波数を低下させるスイッチング周
波数切換え手段と、前記定抵抗および第１のコンデンサ
の直列回路から成り、前記制御巻線に並列に接続されて
構成される過電流保護回路に対して、前記軽負荷時のス
イッチング周波数の低下に起因した前記第１のコンデン
サの充電電荷の減少分を補償する電荷補償手段とを含む
ことを特徴とする。

【００２９】上記の構成によれば、重負荷の通常のＲＣ
Ｃ動作時には、主スイッチング素子のｏｆｆ時に制御巻
線に発生した逆起電力によって、第１のコンデンサが逆
極性に充電されるのに対して、軽負荷時には、スイッチ
ング周波数切換え手段によるスイッチング周波数の低下
によって、主スイッチング素子が一旦ｏｎ／ｏｆｆされ
てから再びｏｎされるまでの動作休止期間に、前記第１
のコンデンサの逆極性の充電電荷が減少してしまうの
で、その減少分の電荷を電荷補償手段によって補償す
る。

【００３０】したがって、主スイッチング素子のｏｎに
よって制御巻線に誘起される正極性の電圧で前記第１の
コンデンサが充電され、第１の制御スイッチング素子を
ｏｎ駆動することができる正極性の前記所定電圧となる
までの時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等し
くなる。前記時間は、主スイッチング素子のｏｎ時間と
なり、三角波状などの該主スイッチング素子のｏｎ時間
の増加に伴って増加する該主スイッチング素子を流れる
電流に対応している。したがって、主スイッチング素子
の過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくす
ることができ、各構成部品の能力を軽負荷時においても
定格値付近まで発揮させることができる。これによっ
て、各構成部品の定格値をむやみに大きくすることな
く、軽負荷時のスイッチング周波数を充分に低くするこ
とができる。

【００３１】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記定抵抗は２つに分割され、前記電荷
補償手段は、前記軽負荷時に、前記第１のコンデンサへ
の充電電流を前記定抵抗の分割点から分流してバイパス
する分流手段を備えて構成されることを特徴とする。

【００３２】上記の構成によれば、前記定抵抗を２つの
分割抵抗で構成して、トランジスタと抵抗との直列回路
などで実現される分流手段は、軽負荷時には、前記第１
のコンデンサへの充電電流を分割点から分流してバイパ
スし、制御巻線から第１のコンデンサに供給される正方
向の充電電流を小さくする。

【００３３】したがって、軽負荷時は重負荷時に比べ
て、制御巻線から第１のコンデンサに供給される正方向
の充電電流を小さくすることによって、動作休止期間に
おける該第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減少分
を補償して、主スイッチング素子の過電流制限値をほぼ
等しくすることができる。

【００３４】さらにまた、請求項３の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記定抵抗は２つに分割され、前
記電荷補償手段は、前記２つの分割抵抗に関連して設け
られ、前記軽負荷時と重負荷時とで前記定抵抗の抵抗値
を切換えることができる動作切換え手段を備えて構成さ
れることを特徴とする。

【００３５】上記の構成によれば、前記定抵抗を２つの
分割抵抗で構成して、トランジスタなどで実現される動
作切換え手段は、たとえば前記２つの分割抵抗が相互に
直列に配列される場合には、一方の分割抵抗の端子間を
短絡するように設けられ、重負荷時はその端子間が短絡
されて、比較的小さな合成抵抗値で充電電流が供給さ
れ、軽負荷時には端子間が開放されて、比較的大きな合
成抵抗値で充電電流が供給される。また、２つの分割抵
抗が相互に並列に配列される場合には、動作切換え手段
はいずれか一方の分割抵抗と直列に介在され、重負荷時
には導通され、軽負荷時には遮断される。

【００３６】このようにして、軽負荷時は重負荷時に比
べて、制御巻線から第１のコンデンサに供給される正方
向の充電電流を小さくすることによって、動作休止期間
における該第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減少
分を補償して、主スイッチング素子の過電流制限値をほ
ぼ等しくすることができる。

【００３７】また、請求項４の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記第１のコンデンサは２つに分割さ
れ、前記電荷補償手段は、前記２つの分割コンデンサに
関連して設けられ、前記軽負荷時と重負荷時とで前記第
１のコンデンサの容量値を切換えることができる動作切
換え手段を備えて構成されることを特徴とする。

【００３８】上記の構成によれば、前記第１のコンデン
サを２つの分割コンデンサで構成して、動作切換え手段
は、たとえば前記２つの分割コンデンサが相互に直列に
配列される場合には、一方のコンデンサの端子間を短絡
するように設けられ、重負荷時はその端子間が開放され
て、比較的小さな合成容量値に充電電流が供給され、軽
負荷時には端子間が短絡されて、比較的大きな合成容量
値に充電電流が供給される。また、２つの分割コンデン
サが相互に並列に配列される場合には、動作切換え手段
はいずれか一方の分割コンデンサと直列に介在され、重
負荷時には遮断され、軽負荷時には導通される。

【００３９】このようにして、軽負荷時は重負荷時に比
べて、第１のコンデンサの容量値を大きくすることによ
って、動作休止期間における該第１のコンデンサの逆極
性の充電電荷の減少分を補償して、主スイッチング素子
の過電流制限値をほぼ等しくすることができる。

【００４０】さらにまた、請求項５の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記電荷補償手段は、前記第１の
コンデンサと並列に介在される放電抵抗と、前記放電抵
抗に関連して設けられ、前記軽負荷時と重負荷時とで前
記放電抵抗をそれぞれ接続または遮断することができる
動作切換え手段とを備えて構成されることを特徴とす
る。

【００４１】上記の構成によれば、軽負荷時には、動作
切換え手段が導通して、放電抵抗が第１のコンデンサに
並列に接続されるのに対して、重負荷時には、前記動作
切換え手段が遮断して、放電抵抗は開放される。

【００４２】したがって、逆極性の充電電荷が少ない軽
負荷時には、正極性の充電電流の一部が放電抵抗によっ
てバイパスされることになり、前記充電電荷の減少分を
補償して、主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷
時とほぼ等しくすることができる。

【００４３】また、請求項６の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記電荷補償手段は、前記第１のコンデ
ンサと制御巻線との間に介在され、前記主スイッチング
素子のｏｎ期間中に前記制御巻線から流入する電流に対
して順方向となる第１のダイオードと、前記第１のダイ
オードと並列に介在される第１および第２の２つの抵抗
と、一方の抵抗と直列に介在され、前記軽負荷時と重負
荷時とで前記抵抗をそれぞれ接続または遮断することが
できる動作切換え手段とを備えて構成されることを特徴
とする。

【００４４】上記の構成によれば、第１のコンデンサに
対して、主スイッチング素子のｏｎ期間中に流入する電
流、すなわち該第１のコンデンサを正極性で充電する電
流に対して順方向となるように第１のダイオードが介在
されており、したがって主スイッチング素子のｏｆｆ時
に発生する逆極性の電流に関しては、この第１のダイオ
ードは遮断動作を行う。このため、該第１のダイオード
に対して、並列に第１および第２の２つの抵抗が設けら
れており、かつ一方の抵抗と直列に動作切換え手段が介
在されている。前記動作切換え手段は、重負荷時には遮
断されて、前記第１のコンデンサへの逆極性の充電電流
の流入が抑制され、軽負荷時には導通されて、前記逆極
性の充電電流が多く供給される。

【００４５】したがって、軽負荷時には逆極性の充電電
荷が多く蓄積されることになり、前記動作休止期間のた
めに該逆極性の充電電荷が多く放電されるようになって
も、その放電分は予め補償されており、主スイッチング
素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等しくすることが
できる。

【００４６】さらにまた、請求項７の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記電荷補償手段は、前記定抵抗
と直列に介在され、前記主スイッチング素子のｏｎ期間
中に前記制御巻線から流入する電流に対して順方向とな
る第１のダイオードと、前記定抵抗と第１のダイオード
との直列回路と並列に介在され、前記第１のダイオード
とは逆極性の第２のダイオードと第３の抵抗とから成る
直列回路と、前記第３の抵抗と並列に介在される第４の
抵抗と、前記第４の抵抗と直列に介在され、前記軽負荷
時と重負荷時とで該第４の抵抗をそれぞれ接続または遮
断することができる動作切換え手段とを備えて構成され
ることを特徴とする。

【００４７】上記の構成によれば、主スイッチング素子
のｏｎ期間には、第１のダイオードによって第１のコン
デンサは通常通り正極性に充電され、これに対してｏｆ
ｆ時には、該第１のダイオードは逆極性の充電電流を遮
断する。このため、該第１のダイオードおよび定抵抗の
直列回路と並列に、第３および第４の２つの抵抗が設け
られており、第４の抵抗に対して直列に動作切換え手段
が設けられている。主スイッチング素子のｏｆｆ時にお
いて、軽負荷時にはこの動作切換え手段が導通され、重
負荷時に比べて多くの充電電流が供給される。

【００４８】したがって、軽負荷時には逆極性の充電電
荷が多く蓄積されることになり、前記動作休止期間のた
めに該逆極性の充電電荷が多く放電されるようになって
も、その放電分は予め補償されており、主スイッチング
素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等しくすることが
できる。

【００４９】また、請求項８の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記スイッチング周波数切換え手段は、
前記第１の制御スイッチング素子と第２のコンデンサと
の間に直列に介在される第５の抵抗と、前記第５の抵抗
と第２のコンデンサとの接続点と、制御巻線との間に介
在され、第６の抵抗および第２の制御スイッチング素子
から成る直列回路とを備え、前記第２の制御スイッチン
グ素子は軽負荷時にｏｎ駆動され、該軽負荷時における
主スイッチング素子のｏｎ期間に、前記制御巻線に誘起
される電圧によって前記第２のコンデンサに電荷を蓄積
しておき、前記リンギングパルス発生時に該第２のコン
デンサの充電電荷によって逆バイアスを発生し、前記主
スイッチング素子のｏｎ駆動を阻止することを特徴とす
る。

【００５０】上記の構成によれば、重負荷時には第２の
制御スイッチング素子はｏｆｆしており、直列回路の影
響が生じることなく、リンギングパルスが第２のコンデ
ンサおよび第５の抵抗を介して主スイッチング素子の制
御端子に与えられ、該主スイッチング素子がｏｎ駆動さ
れて、継続してスイッチング動作が行われる。

【００５１】これに対して軽負荷時には、前記直列回路
の第２の制御スイッチング素子がｏｎ駆動されており、
第２のコンデンサには、制御巻線に誘起される電流がよ
り多く流れることになり、電荷が蓄積されてゆく。この
とき、制御巻線から第５の抵抗を介して流れる電流によ
って、主スイッチング素子の制御端子の電位は維持する
ことができる。主スイッチング素子がｏｆｆして励磁エ
ネルギの放出が終了し、リンギングパルスが発生する
と、そのリンギングパルスは第２のコンデンサの充電電
圧だけ逆バイアスされて、第５の抵抗を介して主スイッ
チング素子の制御端子に与えられることになり、該リン
ギングパルスによる主スイッチング素子のｏｎ駆動が阻
止される。

【００５２】したがって、軽負荷時に主スイッチング素
子が一旦スイッチング動作を行うと、次のスイッチング
動作は電源投入時と同様に行われることになる。すなわ
ち、主電源電圧の抵抗分割などによって得られる起動電
圧によって、該主スイッチング素子の制御端子の電位が
緩やかに上昇してゆき、該主スイッチング素子がｏｎす
る閾値電圧となると、該主スイッチング素子がｏｎす
る。

【００５３】このようにして、軽負荷時には、重負荷時
のようなリンギングパルスによる主スイッチング素子の
再起動を停止し、電源投入時と同様にして緩やかに再起
動を行うようにし、軽負荷時におけるスイッチング周波
数を低下することができる。これによって、主スイッチ
ング素子のドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積された
電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波数に
比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時においても高
い電力変換効率を得ることができる。

【００５４】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、第６の抵抗および第２の制御スイッチ
ング素子から成る直列回路と、第５の抵抗との簡易な構
成で実現することができ、低コストな構成で実現するこ
とができる。

【００５５】

【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００５６】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置５１のブロック図であ
る。このスイッチング電源装置５１の基本構成は、前記
図１５で示す特開平９−４７０２３号公報のスイッチン
グ電源装置を用いている。

【００５７】図示しない主電源回路によって商用交流を
整流して得られた直流電流が、入力端子Ｐ１，Ｐ２間に
入力される。この直流電流は、平滑コンデンサＣ１１に
よって平滑化され、この平滑コンデンサＣ１１からは、
ハイレベル側の主電源ライン１２とローレベル側の主電
源ライン１３との間に、主電源電圧が出力される。

【００５８】前記主電源ライン１２，１３間には、変圧
器Ｎａの１次主巻線Ｎ１１と、主スイッチング素子Ｑと
の直列回路が接続されている。前記主スイッチング素子
Ｑは、たとえばバイポーラトランジスタや電界効果型ト
ランジスタなどで実現され、この図１の例では、電界効
果型トランジスタで示している。前記主電源ライン１
２，１３間にはまた、起動抵抗Ｒ３を介して制御回路５
９が接続されている。

【００５９】電源投入、すなわち入力端子Ｐ１，Ｐ２間
に電源電圧が印加されると、平滑コンデンサＣ１１の出
力電圧、すなわち主電源電圧が上昇してゆき、前記起動
抵抗Ｒ３から制御回路５９内での分圧値が、主スイッチ
ング素子Ｑの閾値電圧Ｖｔｈ、たとえば３Ｖ以上となる
と、該主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１次主巻線Ｎ１
１に、図１において上向き方向の電圧が印加されて、励
磁エネルギが蓄積される。後述するようにして、該主ス
イッチング素子Ｑがｏｆｆすると、蓄積されていた励磁
エネルギによって１次主巻線Ｎ１１に下向き方向の逆起
電力が発生し、これによって２次主巻線Ｎ２１に上向き
方向の電圧が誘起される。

【００６０】前記２次主巻線Ｎ２１に誘起された直流電
流は、ダイオードＤ１２を介して平滑コンデンサＣ１３
に与えられ、該平滑コンデンサＣ１３で平滑化された
後、出力電源ライン１６，１７を介して出力端子Ｐ３，
Ｐ４から、図示しない負荷回路へ出力される。前記出力
電源ライン１６，１７間には、電圧検出回路１８が介在
されている。この電圧検出回路１８は、分圧抵抗やフォ
トカプラＰＣ１などを備えて構成されており、前記フォ
トカプラＰＣ１の発光ダイオードＤ１３が前記出力電圧
に対応した輝度で点灯駆動され、前記出力電圧の値が１
次側へフィードバックされる。

【００６１】制御巻線Ｎ１２には、主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時に、１次主巻線Ｎ１１と同一の上向き方向に
電圧が誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデ
ンサＣ１、バイアス抵抗Ｒ２および制御回路５９を介し
て該主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられ、これに
よって該主スイッチング素子Ｑのゲート電位は更に引上
げられ、該主スイッチング素子Ｑはｏｎ状態に維持され
る。

【００６２】また、前記主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
に制御巻線Ｎ１２に誘起された電流は、前記制御回路５
９の前記フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴＲ
１１を介して、コンデンサＣ１４の一方の端子に与えら
れ、このコンデンサＣ１４の他方の端子は前記ローレベ
ルの主電源ライン１３に接続されている。したがって、
該コンデンサＣ１４は、図１図示の正極性で充電され、
２次側出力電圧が高くなる程、充電電流が大きくなり、
該コンデンサＣ１４の端子間電圧は、速く上昇する。前
記コンデンサＣ１４の充電電圧は、前記制御回路５９を
介して、主スイッチング素子Ｑのゲート−ソース間に介
在される制御トランジスタＴＲ１２のベースに与えられ
ており、該充電電圧が制御トランジスタＴＲ１２の閾値
電圧、たとえば０．６Ｖ以上となると、該制御トランジ
スタＴＲ１２が導通し、これによって主スイッチング素
子Ｑのゲート電位が急速に低下し、該主スイッチング素
子Ｑはｏｆｆ駆動される。

【００６３】したがって、２次側出力電圧が高くなる
程、すなわち軽負荷である程、コンデンサＣ１４の出力
電圧が速く上昇し、主スイッチング素子Ｑが速くｏｆｆ
駆動される。前記コンデンサＣ１４にはまた、制御巻線
Ｎ１２で誘起された電流が、２つの分割抵抗Ｒ５１，Ｒ
５２を介して与えられている。これらの分割抵抗Ｒ５
１，Ｒ５２およびコンデンサＣ１４の直列回路は、制御
巻線Ｎ１２と並列に接続され、過電流保護回路を構成し
ている。この過電流保護回路によって、出力端子Ｐ３，
Ｐ４間の短絡などで２次側の平滑コンデンサＣ１３の出
力電圧が低くても、主スイッチング素子Ｑのｏｎ期間が
所定期間に制限され、該主スイッチング素子Ｑの保護が
図られている。

【００６４】また、前記制御巻線Ｎ１２には、該制御巻
線Ｎ１２および前記２次主巻線Ｎ２１の巻数を参照符と
同一で示し、２次側出力電圧をＶｏとすると、主スイッ
チング素子Ｑがｏｆｆすると、図１の下向き方向に、
（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの電圧が誘起され、その誘起さ
れた電流が分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２を介して流れること
によって、コンデンサＣ１４の電荷は引抜かれて、該コ
ンデンサＣ１４は図１図示とは逆極性に充電され、主ス
イッチング素子Ｑの次のｏｎ動作のためのリセット動作
が行われる。

【００６５】この主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、１
次主巻線Ｎ１１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側
への出力が終了すると、主に制御巻線Ｎ１２が有する寄
生容量Ｃ１５と該制御巻線Ｎ１２との間でリンギングが
発生し、前記寄生容量Ｃ１５に電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）
Ｖｏで蓄積されていた静電エネルギが放出され、振動の
１／４周期後には制御巻線Ｎ１２の励磁エネルギに変換
され、その後、再び寄生容量Ｃ１５を充電するために、
該制御巻線Ｎ１２に電圧（Ｎ１２／Ｎ２１）Ｖｏの上向
きの起電圧が発生する。リンギングパルスである該起電
圧は、主スイッチング素子Ｑの前記閾値電圧Ｖｔｈ以上
となるように設定されており、該起電圧によって主スイ
ッチング素子Ｑが再びｏｎされる。こうして、自動的
に、負荷に対応したスイッチング周波数で、継続して主
スイッチング素子Ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動され、所望とす
る２次側出力電圧を出力するように構成されている。

【００６６】以上のような通常のＲＣＣ方式のスイッチ
ング電源装置の構成に、このスイッチング電源装置５１
には、該スイッチング電源装置５１が搭載される機器が
待機状態となった軽負荷時において、スイッチング周波
数を低下するために、以下のような構成が設けられてい
る。前記機器側からは、制御端子Ｐ５に制御信号が与え
られる。前記制御端子Ｐ５と前記ローレベル側の出力電
源ライン１７との間には、フォトカプラＰＣ２の発光ダ
イオードＤ１４と抵抗Ｒ１３との直列回路が接続されて
いる。したがって、重負荷で前記制御信号がハイレベル
となると、発光ダイオードＤ１４が点灯し、重負荷状態
であることが１次側へ出力される。

【００６７】一方、１次側では、前記制御回路５９に前
記フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴＲ１３が
設けられるとともに、前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接
続点Ｐ５１をローレベル側の主電源ライン１３にバイパ
スする抵抗Ｒ５３および制御トランジスタＴＲ５１が設
けられている。前記重負荷時には、フォトトランジスタ
ＴＲ１３がｏｎし、該制御回路５９の発振周波数抑制動
作が休止して、前記リンギングパルスが主スイッチング
素子Ｑに与えられて、前述のような通常のＲＣＣ動作が
行われるとともに、制御トランジスタＴＲ５１がｏｆｆ
して、コンデンサＣ１４は、比較的大きな充電電流で図
１図示の正極性に充電される。

【００６８】これに対して、前記軽負荷時には、制御端
子Ｐ５への制御信号がローレベルとなって、発光ダイオ
ードＤ１４が消灯し、フォトトランジスタＴＲ１３がｏ
ｆｆして、発振周波数抑制動作が行われ、制御トランジ
スタＴＲ１２がｏｎしたままとなってリンギングパルス
がバイパスされ、所定時間後に制御トランジスタＴＲ１
２がｏｆｆして、前記起動抵抗Ｒ３から制御回路５９内
での分圧値によって主スイッチング素子Ｑがｏｎする。

【００６９】また、この軽負荷時には、制御トランジス
タＴＲ５１もｏｎして、コンデンサＣ１４への充電電流
の一部が分流され、該コンデンサＣ１４は、比較的小さ
な充電電流で図１図示の正極性に充電される。

【００７０】したがって、上記のようにリンギングパル
スのバイパスによって主スイッチング素子Ｑに動作休止
期間が発生し、コンデンサＣ１４の充電電荷の放電が進
行して、ｏｆｆタイミングで、コンデンサＣ１４に残存
しているべき図１図示とは逆極性の電荷が減少していて
も、その電荷の減少分は、ｏｎ時の図１図示の正極性の
充電電流を抵抗Ｒ５３および制御トランジスタＴＲ５１
で分流してバイパスし、充電電流を抑制することによっ
て補償される。

【００７１】したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ
によって制御巻線Ｎ１２に誘起される正極性の電圧でコ
ンデンサＣ１４が充電され、制御トランジスタＴＲ１２
をｏｎ駆動することができる正極性の前記閾値電圧とな
るまでの時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等
しくなる。前記時間は、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時
間となり、三角波状などの該主スイッチング素子Ｑのｏ
ｎ時間の増加に伴って増加する該主スイッチング素子Ｑ
を流れる電流に対応している。したがって、主スイッチ
ング素子の過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ
等しくすることができる。

【００７２】このようにして、前記主スイッチング素子
Ｑのドレイン−ソース間の寄生容量に蓄積された電荷の
引抜きに要する消費電力や変圧器Ｎａの鉄損などの削減
による電力変換効率の向上を実現するために、軽負荷時
における発振周波数を低下するにあたって、各構成部品
の能力を軽負荷時においても定格値付近まで発揮させる
ことができ、むやみに定格値の大きい部品を使用する必
要はなく、低コストに実現することができる。

【００７３】本発明の実施の第２の形態について、図２
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００７４】図２は、本発明の実施の第２の形態のスイ
ッチング電源装置５２の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置５２の基本構成は、本件出願人が、先に
特願平１０−４２６５４号で提案したものであり、また
軽負荷時におけるコンデンサＣ１４への充電電流の抑制
のための構成は、前述のスイッチング電源装置５１と同
様であり、対応する部分には同一の参照符号を付して、
その説明を省略する。

【００７５】主電源ライン１２，１３間には、コンデン
サＣ２と、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と、ダイオードＤ４とか
ら成る起動回路１４が接続されている。電源投入、すな
わち入力端子Ｐ１，Ｐ２間に電源電圧が印加されると、
平滑コンデンサＣ１１の出力電圧、すなわち主電源電圧
が上昇してゆき、その起動回路１４の分圧抵抗Ｒ４，Ｒ
５間の分圧値が、前記主スイッチング素子Ｑの前記閾値
電圧Ｖｔｈ以上となると、該主スイッチング素子Ｑがｏ
ｎ駆動される。

【００７６】主スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース
間には、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１２との直列回路か
ら成るスナバー回路１５が並列に設けられている。この
スナバー回路１５は、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ時
に、１次主巻線Ｎ１１と、他の巻線Ｎ１２，Ｎ２１との
間の漏洩インダクタンスによって発生する振動を、吸収
して除去する。

【００７７】主スイッチング素子Ｑのｏｎ時に、制御巻
線Ｎ１２に誘起された電流は、前記直流カット用のコン
デンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２を介して、該主スイ
ッチング素子Ｑのゲートに与えられる。また、前記主ス
イッチング素子Ｑのｏｎ時に制御巻線Ｎ１２に誘起され
た電流は、前記コンデンサＣ１およびバイアス抵抗Ｒ２
から、前記フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＴ
Ｒ１１を介して、コンデンサＣ１４の一方の端子に与え
られる。このコンデンサＣ１４の充電電圧は、主スイッ
チング素子Ｑのゲート−ソース間に介在される制御トラ
ンジスタＴＲ１２のベースに与えられている。

【００７８】前記コンデンサＣ１とバイアス抵抗Ｒ２と
の接続点Ｐ６と、ローレベル側の主電源ライン１３との
間には、逆流防止用のダイオードＤ１１と、ツェナダイ
オードＤ１５と、抵抗Ｒ１と、制御トランジスタＴＲ１
との直列回路が接続されている。前記制御トランジスタ
ＴＲ５１の機能を併せ持つ制御トランジスタＴＲ１と抵
抗Ｒ１との接続点Ｐ５２は、前記抵抗Ｒ５３を介して、
前記分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２の接続点Ｐ５１に接続され
ている。

【００７９】制御トランジスタＴＲ１のベースには、後
述するように２次側出力電流値に対応した電圧となって
いる副電源回路１９ａからの電源電圧が、抵抗Ｒ１４を
介して与えられる。この制御トランジスタＴＲ１のベー
スとローレベル側の主電源ライン１３との間には、トラ
ンジスタＴＲ１５が介在されており、このトランジスタ
ＴＲ１５のベースには、前記副電源回路１９ａからの電
源電圧が、抵抗Ｒ１７およびツェナダイオードＤ１７を
介して与えられる。

【００８０】すなわち、制御トランジスタＴＲ１のベー
スは、前記フォトカプラＰＣ２のフォトトランジスタＴ
Ｒ１３に代えて、トランジスタＴＲ１５によって駆動さ
れることになり、２次側負荷が重くなって前記副電源回
路１９ａからの電源電圧が高くなり、ツェナダイオード
Ｄ１７のツェナ電圧以上となると、トランジスタＴＲ１
５のベースに電流が流れ、該トランジスタＴＲ１５がｏ
ｎする。これによって、制御トランジスタＴＲ１のベー
スはローレベルとなり、該制御トランジスタＴＲ１はｏ
ｆｆとなって、重負荷の動作モードで動作を行う。

【００８１】これに対して、２次側負荷が軽くなって前
記充電電圧がツェナ電圧より低くなると、トランジスタ
ＴＲ１５のベース電流が零となって、該トランジスタＴ
Ｒ１５がｏｆｆし、これによって制御トランジスタＴＲ
１のベースが前記抵抗Ｒ１４によってバイアスされて、
該制御トランジスタＴＲ１がｏｎし、軽負荷の動作モー
ドでの動作を行うことができる。

【００８２】このようにして、１次側のみで負荷の軽重
を判定し、自動的に制御トランジスタＴＲ１を制御する
ことができるので、前記制御端子Ｐ５などの搭載機器の
動作モードを検出するための特別な構成を設ける必要が
なくなり、低コスト化を図ることができる。

【００８３】一方、前記副電源回路１９ａは、平滑コン
デンサＣ１６と、２つのダイオードＤ２，Ｄ３と、チョ
ークコイルＬとを備えて構成されている。ダイオードＤ
２は、主スイッチング素子Ｑがｏｎしている期間に、制
御巻線Ｎ１２の一方の端子から誘起電流を取出し、チョ
ークコイルＬを介して平滑コンデンサＣ１６を充電す
る。フライホイールダイオードＤ３は、チョークコイル
ＬとダイオードＤ２との接続点Ｐ１０を、前記制御巻線
Ｎ１２の他方の端子に接続している。したがって、主ス
イッチング素子Ｑがｏｆｆし、制御巻線Ｎ１２の誘起電
圧の極性方向が反転すると、ダイオードＤ２がｏｆｆ
し、チョークコイルＬ内の励磁電流は、フライホイール
ダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ１６を充電す
る。チョークコイルＬのインダクタンスは、重負荷時に
おける次回の主スイッチング素子のｏｎ時までに、前記
励磁電流が零となるように選ばれている。

【００８４】このようにして、平滑コンデンサＣ１６
は、前述のように２次側出力電流値に対応した電圧に充
電され、該平滑コンデンサＣ１６の出力電圧に基づい
て、制御トランジスタＴＲ１のｏｎ／ｏｆｆ駆動が可能
になる。

【００８５】上述のように構成されるスイッチング電源
装置５２において、前記重負荷時には、トランジスタＴ
Ｒ１５がｏｎし、制御トランジスタＴＲ１がｏｆｆし
て、前記逆流防止用のダイオードＤ１１と、ツェナダイ
オードＤ１５と、抵抗Ｒ１と、該制御トランジスタＴＲ
１との直列回路による影響が生じることなく、前述のよ
うな通常のＲＣＣ動作が行われる。

【００８６】これに対して、前記軽負荷時には、トラン
ジスタＴＲ１５がｏｆｆして、制御トランジスタＴＲ１
がｏｎし、前記直列回路が前記接続点Ｐ６と主電源ライ
ン１３との間に接続されることになる。前記バイアス抵
抗Ｒ２の抵抗値は、たとえば６８０Ωに選ばれ、これに
対して抵抗Ｒ１の抵抗値は、たとえば１５０Ωに選ばれ
る。したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ時に、該
主スイッチング素子Ｑのｏｎ状態を維持したまま、多く
の電流が直列回路を流れ、これによってコンデンサＣ１
には、制御巻線Ｎ１２側を＋として、電荷が蓄積されて
ゆく。

【００８７】したがって、軽負荷時に前記リンギングパ
ルスが発生しても、該リンギングパルスは、コンデンサ
Ｃ１の端子間電圧だけ逆バイアスされて主スイッチング
素子Ｑに与えられることになり、該主スイッチング素子
Ｑのｏｎ起動が阻止される。これによって、前述の従来
技術のスイッチング電源装置１に対して、このスイッチ
ング電源装置５２では、後述する理由から必須の構成要
素ではないツェナダイオードＤ１５および逆流防止用の
ダイオードＤ１１を除き、実質的に、抵抗Ｒ１と制御ト
ランジスタＴＲ１との簡単な構成を追加するだけで、重
負荷時には、たとえば８０ｋＨｚ程度のスイッチング周
波数が、軽負荷時には、前記スイッチング電源装置１で
は４００〜５００ｋＨｚにまで上昇していたのに対し
て、数ｋＨｚ程度まで低下させることができ、軽負荷時
の電力変換効率を大幅に高めることができる。また、前
述のスイッチング電源装置５１では、制御回路５９内の
構成が比較的複雑であるのに対して、このスイッチング
電源装置５２は、前述のように、実質的に、抵抗Ｒ１と
制御トランジスタＴＲ１とが追加されているだけであ
り、しかも制御トランジスタＴＲ１は前記制御トランジ
スタＴＲ５１の機能を併せ持っており、極めて簡単な構
成で実現されている。

【００８８】前記副電源回路１９ａからの電源電圧はま
た、逆流防止用のダイオードＤ１を介して、前記起動回
路１４の分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点Ｐ７に出力され
る。これに対応して、起動回路１４内には、前記コンデ
ンサＣ２が設けられている。

【００８９】したがって、前記コンデンサＣ２の端子間
電圧がほぼ零である電源投入時には、たとえば数百Ｖに
及ぶ主電源電圧の分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５による分圧電圧
が、主スイッチング素子Ｑのゲートに与えられることに
なる。

【００９０】これに対して、電源投入から予め定める時
間だけ経過すると、平滑コンデンサＣ１６は所定の電源
電圧、たとえば十Ｖ程度まで充電され、またコンデンサ
Ｃ２は前記主電源電圧と副電源回路１９ａの出力電圧と
の差にほぼ対応した電圧に充電される。したがって、前
述のように、軽負荷状態となってリンギングパルスによ
る主スイッチング素子Ｑのｏｎ起動が行われず、起動回
路１４から前記ｏｎ起動のための電圧を出力するように
なっても、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５への主電源側からの電流
の流入を阻止することができ、主スイッチング素子Ｑを
比較的低電圧の副電源回路１９ａの出力電圧の分圧電圧
で駆動することができる。これによって、分圧抵抗Ｒ３
〜Ｒ５による電力消費も削減することができ、一層、高
効率化を図ることができる。

【００９１】なお、前記コンデンサＣ２と、分圧抵抗Ｒ
３との接続点Ｐ８と、ローレベル側の主電源ライン１３
との間には、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５と並列に、かつ逆バイ
アス方向となるように、放電用のダイオードＤ４が設け
られている。したがって、主電源電圧が低下すると、平
滑コンデンサＣ１１−主電源ライン１３−分圧抵抗Ｒ５
〜Ｒ３−コンデンサＣ２−主電源ライン１２−平滑コン
デンサＣ１１の経路とともに、平滑コンデンサＣ１１−
主電源ライン１３−ダイオードＤ４−コンデンサＣ２−
主電源ライン１２−平滑コンデンサＣ１１の経路で、コ
ンデンサＣ２の放電経路が形成される。これによって、
電源遮断から再投入までの時間が短くても、コンデンサ
Ｃ２を確実に放電させ、接続点Ｐ８の電位を主電源電圧
にほぼ等しく上昇させることができ、主スイッチング素
子Ｑを確実に起動させることができる。

【００９２】ここで、前記分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値
は、以下のようにして決定することができる。入力端子
Ｐ１，Ｐ２への入力電圧をＶｉｎとし、平滑コンデンサ
Ｃ１６、すなわち副電源回路１９ａの出力電圧をＶｓと
し、分圧抵抗Ｒ３〜Ｒ５の抵抗値をそれぞれ参照符と同
一で示すとき、 電源投入による動作開始時 Ｖｉｎ×［Ｒ５／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（１） 軽負荷状態における定常運転時 Ｖｓ×［Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５）］＞Ｖｔｈ …（２） また、前記ツェナダイオードＤ１５は、軽負荷時に制御
トランジスタＴＲ１がｏｎすると、上記式１，式２にお
いて、分圧抵抗Ｒ５の抵抗値が、バイアス抵抗Ｒ２と抵
抗Ｒ１との直列回路と、該分圧抵抗Ｒ５との並列回路の
値となってしまい、これらの式１，式２を満足すること
ができなくなってしまうことを防止するために設けられ
る補償用のツェナダイオードである。したがって、ツェ
ナ電圧は、前記閾値電圧Ｖｔｈ以上で、主スイッチング
素子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２の誘起電圧以下
に選ばれる。しかしながら、設計仕様により、軽負荷時
においても上記式１，式２を満足することができる場合
には、該ツェナダイオードＤ１５を削除、すなわちダイ
オードＤ１１と抵抗Ｒ１との間を短絡するようにしても
よい。

【００９３】さらにまた、逆流防止用のダイオードＤ１
１は、軽負荷時における主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
期間に、制御トランジスタＴＲ１−抵抗Ｒ１−ツェナダ
イオードＤ１５の経路で接続点Ｐ６に電流が流れ、主ス
イッチング素子Ｑのゲートへの負バイアスが解放される
ことを阻止するために設けられている。

【００９４】したがって、たとえば該制御トランジスタ
ＴＲ１へのベース電流の供給を主スイッチング素子Ｑの
ｏｎ期間以外には停止し、さらに残余のｏｆｆ期間には
ベース電流を引抜く操作を行う等の工夫をベース電流供
給回路に行うことで、前記ｏｆｆ期間に前記経路での電
流が流れることを確実に阻止することができる場合に
は、前記逆流防止用のダイオードＤ１１を省略すること
ができる。

【００９５】本発明の実施の第３の形態について、図３
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００９６】図３は、本発明の実施の第３の形態のスイ
ッチング電源装置６１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置６１は、前述のスイッチング電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置６
１では、制御トランジスタＴＲ５１は、分割抵抗Ｒ５２
と並列に設けられている。したがって、制御回路５９に
よってこのトランジスタＴＲ５１は、重負荷時にはｏｎ
されて分割抵抗Ｒ５２の端子間が短絡され、これによっ
て制御巻線Ｎ１２での誘起電流が、比較的小さい抵抗値
でコンデンサＣ１４を充電することになり、これに対し
て軽負荷時にはｏｆｆされて分割抵抗Ｒ５２の端子間が
開放され、前記誘起電流は比較的大きい抵抗値でコンデ
ンサＣ１４に与えられる。

【００９７】このようにしてもまた、軽負荷時に、主ス
イッチング素子Ｑの動作休止期間によるコンデンサＣ１
４の逆極性の充電電荷の放電分を補償して、主スイッチ
ング素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほ
ぼ等しくすることができる。なお、制御トランジスタＴ
Ｒ５１は、分割抵抗Ｒ５１と並列に設けられてもよいこ
とは言うまでもない。

【００９８】本発明の実施の第４の形態について、図４
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【００９９】図４は、本発明の実施の第４の形態のスイ
ッチング電源装置６２の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置６２は、前述のスイッチング電源装置５
２，６１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。このスイッチング電源装
置６２では、前記制御トランジスタＴＲ１は、重負荷時
にはｏｆｆしてそのコレクタ電位は高く、軽負荷時には
ｏｎしてそのコレクタ電位が低くなることを利用して、
制御トランジスタＴＲ５１のベースは制御トランジスタ
ＴＲ１のコレクタに接続されている。このようにしても
また、前記スイッチング電源装置６１と同様に、分割抵
抗Ｒ５２の端子間を、重負荷時には短絡し、軽負荷時に
は開放することができる。

【０１００】本発明の実施の第５の形態について、図５
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１０１】図５は、本発明の実施の第５の形態のスイ
ッチング電源装置７１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置７１は、前述のスイッチング電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置７
１では、２つの分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は、相互に並列
に配列され、一方の分割抵抗（図５の例では分割抵抗Ｒ
５２）に、直列に前記トランジスタＴＲ５１が介在され
る。

【０１０２】したがって、制御回路５９は、重負荷時に
はトランジスＴＲ５１をｏｎして、分割抵抗Ｒ５１，Ｒ
５２による合成抵抗値を小さくして、制御巻線Ｎ１２か
らの誘起電流を比較的小さな抵抗値でコンデンサＣ１４
に供給し、軽負荷時にはトランジスタＴＲ５１をｏｆｆ
して、比較的大きな抵抗値で供給する。このようにして
も、軽負荷時におけるコンデンサＣ１４の逆極性の充電
電荷の減少分を補償して、主スイッチング素子Ｑの過電
流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくすること
ができる。

【０１０３】本発明の実施の第６の形態について、図６
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１０４】図６は、本発明の実施の第６の形態のスイ
ッチング電源装置７２の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置７２は、前述のスイッチング電源装置５
２，７１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。このスイッチング電源装
置７２では、相互に並列の２つの分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５
２の一方に制御トランジスタＴＲ５１が直列に接続さ
れ、そのベースは、前記制御トランジスタＴＲ１のコレ
クタに接続される。

【０１０５】このようにしても、重負荷時には、制御ト
ランジスタＴＲ１がｏｆｆして、そのコレクタがハイレ
ベルとなって、該制御トランジスタＴＲ５１がｏｎし、
制御巻線Ｎ１２の誘起電流は比較的小さい抵抗値でコン
デンサＣ１４を充電し、これに対して軽負荷時には、制
御トランジスタＴＲ１がｏｎし、そのコレクタはローレ
ベルとなって、該制御トランジスタＴＲ５１がｏｆｆ
し、前記誘起電流は比較的大きい抵抗値でコンデンサＣ
１４を充電する。

【０１０６】本発明の実施の第７の形態について、図７
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１０７】図７は、本発明の実施の第７の形態のスイ
ッチング電源装置８１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置８１は、前述のスイッチング電源装置５
１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を付し
て、その説明を省略する。このスイッチング電源装置８
１では、前述の分割抵抗Ｒ５１，Ｒ５２に代えて定抵抗
Ｒ１２が用いられ、代わって、コンデンサ１４が、相互
に直列に接続される２つの分割コンデンサＣ８１，Ｃ８
２に分割されており、いずれか一方の分割コンデンサ
（図７の例ではＣ８２）と並列に、前記制御トランジス
タＴＲ５１が設けられている。分割コンデンサＣ８１の
容量は、前記コンデンサＣ１４と等しく選ばれる。

【０１０８】したがって、軽負荷時には、制御回路５９
は制御トランジスタＴＲ５１をｏｎして分割コンデンサ
Ｃ８２をバイパスし、前記制御巻線Ｎ１２からの誘起電
流は比較的大きい容量の分割コンデンサＣ８１を充電す
ることになる。これに対して重負荷時には、制御回路５
９は制御トランジスタＴＲ５１をｏｆｆし、これによっ
て前記誘起電流は、分割コンデンサＣ８１，Ｃ８２の直
列接続による比較的小さい合成容量を充電することにな
る。

【０１０９】こうして、軽負荷時における分割コンデン
サＣ８１の逆極性の充電電荷の減少分は、コンデンサの
容量値が小さくなることによって補償され、主スイッチ
ング素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほ
ぼ等しくすることができる。

【０１１０】本発明の実施の第８の形態について、図８
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１１１】図８は、本発明の実施の第８の形態のスイ
ッチング電源装置８２の電気回路図である。このスイッ
チング電源装置８２は、前述のスイッチング電源装置５
２，８１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。このスイッチング電源装
置８２でも、前記コンデンサＣ１４が２つの分割コンデ
ンサＣ８１，Ｃ８２に分割され、分割コンデンサＣ８２
の端子間が制御トランジスタＴＲ１によって短絡／開放
される。

【０１１２】本発明の実施の第９の形態について、図９
に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１１３】図９は、本発明の実施の第９の形態のスイ
ッチング電源装置９１のブロック図である。このスイッ
チング電源装置９１は、前述のスイッチング電源装置７
１，８１に類似し、対応する部分には同一の参照符号を
付して、その説明を省略する。このスイッチング電源装
置９１では、前記分割コンデンサＣ８１，Ｃ８２は相互
に並列に設けられており、一方のコンデンサ（図９の例
では分割コンデンサＣ８２）には、直列に前記制御トラ
ンジスタＴＲ５１が接続される。分割コンデンサＣ８１
の容量は、前記コンデンサＣ１４に等しく形成される。

【０１１４】制御回路５９は、重負荷時には制御トラン
ジスタＴＲ５１をｏｆｆして、分割コンデンサＣ８１の
みの容量を有効とし、軽負荷時には制御トランジスタＴ
Ｒ５１をｏｎして、分割コンデンサＣ８１，Ｃ８２の合
成容量値を大きくすることによって、該分割コンデンサ
Ｃ８１，Ｃ８２の充電速度を遅くする。このようにして
もまた、主スイッチング素子Ｑの過電流制限値を軽負荷
時と重負荷時とでほぼ等しくすることができる。

【０１１５】本発明の実施の第１０の形態について、図
１０に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１１６】図１０は、本発明の実施の第１０の形態の
スイッチング電源装置９２の電気回路図である。このス
イッチング電源装置９２は、前述のスイッチング電源装
置７２，８２に類似し、対応する部分には同一の参照符
号を付して、その説明を省略する。このスイッチング電
源装置９２でも、前記コンデンサＣ１４が相互に並列の
２つの分割コンデンサＣ８１，Ｃ８２に分割され、分割
コンデンサＣ８２は、制御トランジスタＴＲ１によっ
て、軽負荷時に前記分割コンデンサＣ８１に並列に接続
される。

【０１１７】本発明の実施の第１１の形態について、図
１１に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１１８】図１１は、本発明の実施の第１１の形態の
スイッチング電源装置１０１のブロック図である。この
スイッチング電源装置１０１は、前述のスイッチング電
源装置５１に類似し、対応する部分には同一の参照符号
を付して、その説明を省略する。このスイッチング電源
装置１０１では、コンデンサＣ１４と並列に、放電抵抗
Ｒ１０１と、前記制御トランジスタＴＲ５１との直列回
路が設けられている。制御回路５９は、重負荷時には制
御トランジスタＴＲ５１をｏｆｆするのに対して、軽負
荷時には該制御トランジスタＴＲ５１をｏｎして、前記
制御巻線Ｎ１２から定抵抗Ｒ１２を介するコンデンサＣ
１４への充電電流の一部をバイパスする。

【０１１９】したがって、軽負荷時の充電電流の一部が
バイパスされることによって、該軽負荷時におけるコン
デンサＣ１４の逆極性の充電電荷の減少分を補償し、主
スイッチング素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷
時とでほぼ等しくすることができる。

【０１２０】本発明の実施の第１２の形態について、図
１２に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１２１】図１２は、本発明の実施の第１２の形態の
スイッチング電源装置１０２の電気回路図である。この
スイッチング電源装置１０２は、前述のスイッチング電
源装置５２，１０１に類似し、対応する部分には同一の
参照符号を付して、その説明を省略する。このスイッチ
ング電源装置１０２でも、前記コンデンサＣ１４と並列
に放電抵抗Ｒ１０１が設けられ、この放電抵抗Ｒ１０１
は、前記制御トランジスタＴＲ１を介して、ローレベル
の主電源ライン１３に接続されている。このようにして
もまた、軽負荷時にコンデンサＣ１４の充電電流の一部
をバイパスすることができる。

【０１２２】本発明の実施の第１３の形態について、図
１３に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１２３】図１３は、本発明の実施の第１３の形態の
スイッチング電源装置１１１のブロック図である。この
スイッチング電源装置１１１の基本構成は、前述のスイ
ッチング電源装置５１に類似している。しかしながら、
前記スイッチング電源装置５１を始め、スイッチング電
源装置６１，７１，８１，９１，１０１のいずれもが、
主スイッチング素子Ｑのｏｎ時における制御巻線Ｎ１２
の誘起電流のコンデンサＣ１４またはＣ８１，Ｃ８２へ
の充電量によって、軽負荷時と重負荷時との主スイッチ
ング素子Ｑの過電流制限値の均等化が図られているのに
対して、このスイッチング電源装置１１１では、主スイ
ッチング素子Ｑのｏｆｆ時のコンデンサＣ１４への逆極
性の充電電流を調整することによって、前記過電流制限
値の均等化が図られている。

【０１２４】このため、前記コンデンサＣ１４には、制
御巻線Ｎ１２側に、直列、かつ前記主スイッチング素子
Ｑのｏｎ時における正極性の充電電流に対して順方向と
なるようにダイオードＤ１１１が接続される。このダイ
オードＤ１１１と並列に、抵抗Ｒ１１１が設けられると
ともに、抵抗Ｒ１１２と前記制御トランジスタＴＲ５１
との直列回路が接続される。ただし、制御トランジスタ
ＴＲ５１は、コレクタが制御巻線Ｎ１２側、すなわちダ
イオードＤ１１１のカソード側に接続され、エミッタが
コンデンサＣ１４側に接続される。なお、抵抗Ｒ１１２
と、制御トランジスタＴＲ５１とは、相互に入換えられ
てもよい。

【０１２５】したがって、主スイッチング素子Ｑのｏｎ
時には、ダイオードＤ１１１を介して、通常通り、制御
巻線Ｎ１２の誘起電流がコンデンサＣ１４を正極性に充
電する。これに対して、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ
時において、軽負荷時には制御トランジスタＴＲ５１が
ｏｎされ、制御巻線Ｎ１２での逆極性の誘起電流は、２
つの抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２の比較的小さい並列抵抗値
によって、コンデンサＣ１４を逆極性に充電するのに対
して、重負荷時には制御トランジスタＴＲ５１がｏｆｆ
され、前記逆極性の誘起電流は抵抗Ｒ１１１のみの比較
的高い抵抗値によってコンデンサＣ１４を逆極性に充電
する。

【０１２６】したがって、コンデンサＣ１４には、軽負
荷時の方が重負荷時に比べて逆極性の電荷が多く充電さ
れることになり、前述のような主スイッチング素子Ｑの
動作休止期間による放電量の増加分を予め補償しておく
ことができる。このようにしてもまた、主スイッチング
素子Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等
しくすることができる。

【０１２７】なお、制御トランジスタＴＲ１２のエミッ
タとローレベル側の主電源ライン１３との間には、ダイ
オードＤ１１２が介在されている。このダイオードＤ１
１２は、前記ダイオードＤ１１１の挿入による制御トラ
ンジスタＴＲ１２のベースバイアスレベルの高電位側へ
のシフトに対する動作保障のために設けられている。

【０１２８】本発明の実施の第１４の形態について、図
１４に基づいて説明すれば以下のとおりである。

【０１２９】図１４は、本発明の実施の第１４の形態の
スイッチング電源装置１２１のブロック図である。この
スイッチング電源装置１２１は、前述のスイッチング電
源装置１１１に類似し、対応する部分には同一の参照符
号を付して示す。このスイッチング電源装置１２１で
は、前記ダイオードＤ１１１は、定抵抗Ｒ１２と直列に
設けられている。したがって、これらダイオードＤ１１
１と定抵抗Ｒ１２との直列回路に対して、ダイオードＤ
１２１と抵抗Ｒ１１１との直列回路が設けられるととも
に、抵抗Ｒ１１１と並列に設けられる抵抗Ｒ１１２に
は、直列に前記制御トランジスタＴＲ５１が設けられて
いる。

【０１３０】制御回路５９は、軽負荷時には制御トラン
ジスタＴＲ５１をｏｎし、前述のスイッチング電源装置
１１１と同様にコンデンサＣ１４への逆極性の充電電流
を大きくする。このようにしても、主スイッチング素子
Ｑの過電流制限値を軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しく
することができる。

【０１３１】前記スイッチング電源装置１１１，１２１
と同様の構成を、前記特願平１０−４２６５４号のスイ
ッチング電源装置に適用してもよいことは言うまでもな
い。

【０１３２】

【発明の効果】請求項１の発明に係るスイッチング電源
装置は、以上のように、主スイッチング素子のｏｎによ
って変圧器の制御巻線に誘起される電圧から定抵抗で得
た電流および２次側からのフィードバック電流によって
第１のコンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧と
なると第１の制御スイッチング素子を介して主スイッチ
ング素子の制御端子をｏｆｆ駆動し、それによって発生
するリンギングパルスによって前記主スイッチング素子
を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョークコン
バータ方式のスイッチング電源装置において、スイッチ
ング周波数切換え手段によって、軽負荷時に重負荷時よ
りも前記主スイッチング素子のスイッチング周波数を低
下させるにあたって、定抵抗および第１のコンデンサの
直列回路から成り、前記制御巻線に並列に接続されて構
成される過電流保護回路に対して、主スイッチング素子
のｏｆｆ時に制御巻線に発生した逆起電力によって第１
のコンデンサに充電される逆極性の充電電荷が、軽負荷
時には、動作休止期間に放電して減少してしまうのに対
して、その減少分を、電荷補償手段によって補償する。

【０１３３】それゆえ、主スイッチング素子のｏｎによ
って制御巻線に誘起される正極性の電圧で前記第１のコ
ンデンサが充電されて第１の制御スイッチング素子をｏ
ｎ駆動することができる正極性の前記所定電圧となるま
での時間は、軽負荷時においても重負荷時とほぼ等しく
することができ、主スイッチング素子の過電流制限値を
前記軽負荷時と重負荷時とでほぼ等しくして、構成部品
の定格値を大きくすることなく、軽負荷時のスイッチン
グ周波数を充分に低くすることができる。

【０１３４】また、請求項２の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記定抵抗を２つの分割抵
抗で構成して、トランジスタと抵抗との直列回路などで
実現される分流手段によって、軽負荷時には重負荷時に
比べて、制御巻線から第１のコンデンサに供給される正
方向の充電電流を分流して小さくする。

【０１３５】それゆえ、軽負荷時の動作休止期間におけ
る第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減少分を補償
して、主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷時と
ほぼ等しくすることができる。

【０１３６】さらにまた、請求項３の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、前記定抵抗を２つの
分割抵抗で構成して、トランジスタなどで実現される動
作切換え手段によってそれらの分割抵抗を選択して、軽
負荷時には重負荷時に比べて、制御巻線から第１のコン
デンサに供給される正方向の充電電流を小さくする。

【０１３７】それゆえ、軽負荷時の動作休止期間におけ
る第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減少分を補償
して、主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷時と
ほぼ等しくすることができる。

【０１３８】また、請求項４の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記第１のコンデンサを２
つの分割コンデンサで構成して、動作切換え手段によっ
てそれらの分割コンデンサを選択して、軽負荷時には重
負荷時に比べて、第１のコンデンサの容量値を大きくす
る。

【０１３９】それゆえ、軽負荷時の動作休止期間におけ
る第１のコンデンサの逆極性の充電電荷の減少分を補償
して、主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷時と
ほぼ等しくすることができる。

【０１４０】さらにまた、請求項５の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、前記電荷補償手段
を、前記第１のコンデンサと並列に介在される放電抵抗
と、その放電抵抗を、軽負荷時には第１のコンデンサに
接続し、重負荷時には開放する動作切換え手段とを備え
て構成する。

【０１４１】それゆえ、逆極性の充電電荷が少ない軽負
荷時には、正極性の充電電流の一部が放電抵抗によって
バイパスされることになり、主スイッチング素子の過電
流制限値を重負荷時とほぼ等しくすることができる。

【０１４２】また、請求項６の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、前記電荷補償手段を、第１
のコンデンサに対して、主スイッチング素子のｏｎ期間
中に流入する正極性の電流に対して順方向となるように
第１のダイオードを介在し、主スイッチング素子のｏｆ
ｆ時に発生する逆極性の電流を第１および第２の２つの
並列抵抗で供給するようにし、かつ一方の抵抗を動作切
換え手段によって重負荷時に遮断して前記逆極性の充電
電流の流入を抑制するように構成する。

【０１４３】それゆえ、軽負荷時には逆極性の充電電荷
が多く蓄積されることになり、主スイッチング素子の動
作休止期間のために該逆極性の充電電荷が多く放電され
るようになっても、その放電分は予め補償されており、
主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等
しくすることができる。

【０１４４】さらにまた、請求項７の発明に係るスイッ
チング電源装置は、以上のように、前記電荷補償手段
を、前記定抵抗と直列に、主スイッチング素子のｏｆｆ
時に発生する逆極性の電流を第２のダイオードから第３
および第４の２つの並列抵抗で供給するようにし、かつ
一方の抵抗を動作切換え手段によって重負荷時に遮断し
て前記逆極性の充電電流の流入を抑制するように構成す
る。

【０１４５】それゆえ、軽負荷時には逆極性の充電電荷
が多く蓄積されることになり、主スイッチング素子の動
作休止期間のために該逆極性の充電電荷が多く放電され
るようになっても、その放電分は予め補償されており、
主スイッチング素子の過電流制限値を重負荷時とほぼ等
しくすることができる。

【０１４６】また、請求項８の発明に係るスイッチング
電源装置は、以上のように、重負荷時には、リンギング
パルスを第２のコンデンサおよび第５の抵抗を介して主
スイッチング素子の制御端子に与えて主スイッチング素
子をｏｎ駆動する通常のスイッチング動作を行うように
し、軽負荷時には、主スイッチング素子のｏｎ時に制御
巻線に誘起される電圧によって前記第２のコンデンサに
電荷を蓄積しておき、主スイッチング素子がｏｆｆして
励磁エネルギの放出が終了し、リンギングパルスが発生
しても、そのリンギングパルスを前記第２のコンデンサ
の充電電圧分だけ逆バイアスして、主スイッチング素子
のｏｎ駆動を阻止する。

【０１４７】それゆえ、軽負荷時には、重負荷時のよう
なリンギングパルスによる主スイッチング素子の再起動
を停止し、該軽負荷時に主スイッチング素子が一旦スイ
ッチング動作を行うと、次のスイッチング動作は電源投
入時と同様に緩やかに行われるようにし、主スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を低下することができる。
これによって、ドレイン−ソース間の浮遊容量に蓄積さ
れた電荷の引抜きに要する電力などのスイッチング周波
数に比例して増加する損失を抑制し、軽負荷時において
も高い電力変換効率を得ることができる。

【０１４８】また、このような軽負荷時のスイッチング
周波数の低下を、充電のために第２のコンデンサと主ス
イッチング素子との間を高インピーダンスとする第５の
抵抗と、前記第２のコンデンサと第５の抵抗との接続点
を主電源ラインに接続する第６の抵抗および第２の制御
スイッチング素子から成る直列回路との簡易な構成で実
現することができ、低コストな構成で実現することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の実施の第２の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。

【図３】本発明の実施の第３の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図４】本発明の実施の第４の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。

【図５】本発明の実施の第５の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図６】本発明の実施の第６の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。

【図７】本発明の実施の第７の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図８】本発明の実施の第８の形態のスイッチング電源
装置の電気回路図である。

【図９】本発明の実施の第９の形態のスイッチング電源
装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１０】本発明の実施の第１０の形態のスイッチング
電源装置の電気回路図である。

【図１１】本発明の実施の第１１の形態のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１２】本発明の実施の第１２の形態のスイッチング
電源装置の電気回路図である。

【図１３】本発明の実施の第１３の形態のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１４】本発明の実施の第１４の形態のスイッチング
電源装置の電気的構成を示すブロック図である。

【図１５】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチン
グ電源装置を簡略化して示すブロック図である。

【符号の説明】

５１，５２；６１，６２；７１，７２；８１，８２；９
１，９２；１０１，１０２；１１１；１２１ スイッ
チング電源装置 １２，１３ 主電源ライン １４ 起動回路 １５ スナバー回路 １６，１７ 出力電源ライン １８ 電圧検出回路 １９ａ 副電源回路 ５９ 制御回路（スイッチング周波数切換え
手段） Ｃ１ コンデンサ（第２のコンデンサ） Ｃ２，Ｃ１２ コンデンサ Ｃ１１，Ｃ１３，Ｃ１６ 平滑コンデンサ Ｃ１４ コンデンサ（第１のコンデンサ） Ｃ１５ 寄生容量 Ｃ８１，Ｃ８２ 分割コンデンサ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１６ ダイオ
ード Ｄ３ フライホイールダイオード Ｄ１３，Ｄ１４ 発光ダイオード Ｄ１５，Ｄ１７ ツェナダイオード Ｄ１１１ ダイオード（第１のダイオード） Ｄ１２１ ダイオード（第２のダイオード） Ｌ チョークコイル Ｎａ 変圧器 Ｎ１１ １次主巻線 Ｎ１２ 制御巻線 Ｎ２１ ２次主巻線 ＰＣ１，ＰＣ２ フォトカプラ Ｑ 主スイッチング素子 Ｒ１ 抵抗（第６の抵抗） Ｒ２ バイアス抵抗（第５の抵抗） Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 分圧抵抗 Ｒ１１，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１７ 抵抗 Ｒ１２ 定抵抗 Ｒ５１，Ｒ５２ 分割抵抗 Ｒ５３ 抵抗（分流手段） Ｒ１０１ 放電抵抗 Ｒ１１１ 抵抗（第１の抵抗，第３の抵抗） Ｒ１１２ 抵抗（第２の抵抗，第４の抵抗） ＴＲ１ 制御トランジスタ（第２の制御スイッ
チング素子） ＴＲ１１，ＴＲ１３ フォトトランジスタ ＴＲ１２ 制御トランジスタ（第１の制御スイッ
チング素子） ＴＲ１５ トランジスタ ＴＲ５１ 制御トランジスタ（電荷補償手段、分
流手段、動作切換え手段、第１の制御スイッチング素
子）

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１２年１月２７日（２０００．１．２
７）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るス
イッチング電源装置は、主スイッチング素子のｏｎ期間
中に変圧器内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧
器の制御巻線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流お
よび２次側からのフィードバック電流によって第１のコ
ンデンサを充電し、その充電電圧が所定電圧となると第
１の制御スイッチング素子が前記主スイッチング素子の
制御端子をｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧
器内に蓄積されていた励磁エネルギを２次側の出力回路
に出力し、出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリ
ンギングパルスを直流カット用の第２のコンデンサを介
して前記主スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主
スイッチング素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギ
ングチョークコンバータ方式のスイッチング電源装置に
おいて、軽負荷時には前記主スイッチング素子の動作休
止期間を設けて、重負荷時よりも前記主スイッチング素
子のスイッチング周波数を低下させるスイッチング周波
数切換え手段と、前記定抵抗および第１のコンデンサの
直列回路から成り、前記制御巻線に並列に接続されて構
成される過電流保護回路に対して、前記軽負荷時のスイ
ッチング周波数の低下に起因して、前記主スイッチング
素子の動作休止期間に前記第１のコンデンサの充電電荷
が減少し、その充電電圧が前記所定電圧となるまでの充
電時間が前記重負荷時よりも短くなってしまうのを、ほ
ぼ等しくなるように補償する電荷補償手段とを含むこと
を特徴とする。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３４】さらにまた、請求項３の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記定抵抗は２つに分割され、前
記電荷補償手段は、前記２つの分割抵抗が相互に直列に
配列される場合には一方の分割抵抗の端子間を短絡する
ように設けられ、または前記２つの分割抵抗が相互に並
列に配列される場合にはいずれか一方の分割抵抗と直列
に設けられ、前記軽負荷時と重負荷時とで前記定抵抗の
抵抗値を切換えることができる動作切換え手段を備えて
構成されることを特徴とする。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３５

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３５】上記の構成によれば、前記定抵抗を２つの
分割抵抗で構成して、トランジスタなどで実現される動
作切換え手段は、前記２つの分割抵抗が相互に直列に配
列される場合には、一方の分割抵抗の端子間を短絡する
ように設けられ、重負荷時はその端子間が短絡されて、
比較的小さな合成抵抗値で充電電流が供給され、軽負荷
時には端子間が開放されて、比較的大きな合成抵抗値で
充電電流が供給される。また、２つの分割抵抗が相互に
並列に配列される場合には、動作切換え手段はいずれか
一方の分割抵抗と直列に介在され、重負荷時には導通さ
れ、軽負荷時には遮断される。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３７

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３７】また、請求項４の発明に係るスイッチング
電源装置では、前記第１のコンデンサは２つに分割さ
れ、前記電荷補償手段は、前記２つの分割コンデンサが
相互に直列に配列される場合には一方のコンデンサの端
子間を短絡するように設けられ、または前記２つの分割
コンデンサが相互に並列に配列される場合にはいずれか
一方の分割コンデンサと直列に設けられ、前記軽負荷時
と重負荷時とで前記第１のコンデンサの容量値を切換え
ることができる動作切換え手段を備えて構成されること
を特徴とする。

【手続補正６】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００３８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００３８】上記の構成によれば、前記第１のコンデン
サを２つの分割コンデンサで構成して、動作切換え手段
は、前記２つの分割コンデンサが相互に直列に配列され
る場合には、一方のコンデンサの端子間を短絡するよう
に設けられ、重負荷時はその端子間が開放されて、比較
的小さな合成容量値に充電電流が供給され、軽負荷時に
は端子間が短絡されて、比較的大きな合成容量値に充電
電流が供給される。また、２つの分割コンデンサが相互
に並列に配列される場合には、動作切換え手段はいずれ
か一方の分割コンデンサと直列に介在され、重負荷時に
は遮断され、軽負荷時には導通される。

【手続補正７】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４０

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４０】さらにまた、請求項５の発明に係るスイッ
チング電源装置では、前記電荷補償手段は、前記第１の
コンデンサと並列に介在される放電抵抗と、前記軽負荷
時と重負荷時とで前記放電抵抗をそれぞれ遮断または接
続することができる動作切換え手段とを備えて構成され
ることを特徴とする。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器
   内に励磁エネルギを蓄積するとともに、変圧器の制御巻
   線に誘起される電圧から定抵抗で得た電流および２次側
   からのフィードバック電流によって第１のコンデンサを
   充電し、その充電電圧が所定電圧となると第１の制御ス
   イッチング素子が前記主スイッチング素子の制御端子を
   ｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に、前記変圧器内に蓄積
   されていた励磁エネルギを２次側の出力回路に出力し、
   出力終了後に変圧器の制御巻線に発生するリンギングパ
   ルスを直流カット用の第２のコンデンサを介して前記主
   スイッチング素子の制御端子に帰還し、該主スイッチン
   グ素子を再びｏｎ駆動するようにしたリンギングチョー
   クコンバータ方式のスイッチング電源装置において、 軽負荷時に重負荷時よりも前記主スイッチング素子のス
   イッチング周波数を低下させるスイッチング周波数切換
   え手段と、 前記定抵抗および第１のコンデンサの直列回路から成
   り、前記制御巻線に並列に接続されて構成される過電流
   保護回路に対して、前記軽負荷時のスイッチング周波数
   の低下に起因した前記第１のコンデンサの充電電荷の減
   少分を補償する電荷補償手段とを含むことを特徴とする
   スイッチング電源装置。
2. 【請求項２】前記定抵抗は２つに分割され、 前記電荷補償手段は、前記軽負荷時に、前記第１のコン
   デンサへの充電電流を前記定抵抗の分割点から分流して
   バイパスする分流手段を備えて構成されることを特徴と
   する請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】前記定抵抗は２つに分割され、 前記電荷補償手段は、前記２つの分割抵抗に関連して設
   けられ、前記軽負荷時と重負荷時とで前記定抵抗の抵抗
   値を切換えることができる動作切換え手段を備えて構成
   されることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
   源装置。
4. 【請求項４】前記第１のコンデンサは２つに分割され、 前記電荷補償手段は、前記２つの分割コンデンサに関連
   して設けられ、前記軽負荷時と重負荷時とで前記第１の
   コンデンサの容量値を切換えることができる動作切換え
   手段を備えて構成されることを特徴とする請求項１記載
   のスイッチング電源装置。
5. 【請求項５】前記電荷補償手段は、 前記第１のコンデンサと並列に介在される放電抵抗と、 前記放電抵抗に関連して設けられ、前記軽負荷時と重負
   荷時とで前記放電抵抗をそれぞれ遮断または接続するこ
   とができる動作切換え手段とを備えて構成されることを
   特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. 【請求項６】前記電荷補償手段は、 前記第１のコンデンサと制御巻線との間に介在され、前
   記主スイッチング素子のｏｎ期間中に前記制御巻線から
   流入する電流に対して順方向となる第１のダイオード
   と、 前記第１のダイオードと並列に介在される第１および第
   ２の２つの抵抗と、 一方の抵抗と直列に介在され、前記軽負荷時と重負荷時
   とで前記抵抗をそれぞれ接続または遮断することができ
   る動作切換え手段とを備えて構成されることを特徴とす
   る請求項１記載のスイッチング電源装置。
7. 【請求項７】前記電荷補償手段は、 前記定抵抗と直列に介在され、前記主スイッチング素子
   のｏｎ期間中に前記制御巻線から流入する電流に対して
   順方向となる第１のダイオードと、 前記定抵抗と第１のダイオードとの直列回路と並列に介
   在され、前記第１のダイオードとは逆極性の第２のダイ
   オードと第３の抵抗とから成る直列回路と、 前記第３の抵抗と並列に介在される第４の抵抗と、 前記第４の抵抗と直列に介在され、前記軽負荷時と重負
   荷時とで該第４の抵抗をそれぞれ接続または遮断するこ
   とができる動作切換え手段とを備えて構成されることを
   特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
8. 【請求項８】前記スイッチング周波数切換え手段は、 前記第１の制御スイッチング素子と第２のコンデンサと
   の間に直列に介在される第５の抵抗と、 前記第５の抵抗と第２のコンデンサとの接続点と、制御
   巻線との間に介在され、第６の抵抗および第２の制御ス
   イッチング素子から成る直列回路とを備え、 前記第２の制御スイッチング素子は軽負荷時にｏｎ駆動
   され、該軽負荷時における主スイッチング素子のｏｎ期
   間に、前記制御巻線に誘起される電圧によって前記第２
   のコンデンサに電荷を蓄積しておき、前記リンギングパ
   ルス発生時に該第２のコンデンサの充電電荷によって逆
   バイアスを発生し、前記主スイッチング素子のｏｎ駆動
   を阻止することを特徴とする請求項１〜７のいずれかに
   記載のスイッチング電源装置。