DE102020127618A1

DE102020127618A1 - Partielles nullspannungsschalten (zvs) für sperrwandler und verfahren dafür

Info

Publication number: DE102020127618A1
Application number: DE102020127618.4A
Authority: DE
Inventors: Bonggeun CHUNG; Souhib Harb; Kai-Fang Wei
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2019-10-22
Filing date: 2020-10-20
Publication date: 2021-04-22
Also published as: US11303195B2; US20210119526A1

Abstract

Eine Steuerung dient zur Verwendung in einem Leistungswandler mit einem Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung, die durch einen primärseitigen Transistor geschaltet wird, und einer Sekundärwicklung, die durch einen sekundärseitigen Transistor geschaltet wird. Die Steuerung schließt eine Netzspannungserkennungsschaltung, die ein hohes Netzspannungserkennungssignal als Reaktion auf das Erkennen aktiviert, dass eine Eingangsnetzspannung größer als ein erster Schwellenwert ist, eine Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus, die ein diskontinuierliches Leitungsmodussignal als Reaktion auf das Erkennen aktiviert, dass die Steuerung im diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, und eine Schaltsteuerung ein, die mit der Netzspannungserkennungsschaltung und mit der Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus gekoppelt ist, um als Reaktion auf eine Aktivierung des hohen Netzspannungserkennungssignals und des Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor unter Verwendung einer partiellen Nullspannungsschaltung zu steuern, und ansonsten ohne eine partielle Nullspannungsschaltung zu verwenden.

Description

GEBIET DER OFFENBARUNG
Diese Offenbarung bezieht sich allgemein auf Leistungswandler und genauer auf Leistungswandler, die Rücklauftransformatoren verwenden.
HINTERGRUND
Schaltnetzteile können dazu verwendet werden, eine Gleichstromspannung (DC-Spannung) aus einer Wechselstromspannung (AC-Spannung) durch Schalten von Strom durch ein Energiespeicherelement, wie etwa einen Transformator, zu schaffen. Das Tastverhältnis des Schaltens wird gesteuert, um die Ausgangsspannung auf einen gewünschten Pegel zu regeln. Schaltnetzteile sind im Allgemeinen bei schwereren Lasten effizient, jedoch bei geringeren Lasten weniger effizient. Zwei beliebte Arten von isolierten Schaltnetzteilen sind Durchflussmodus- und Sperrmoduswandler.
Sperrwandler sind in Wechselspannungs-zu-Gleichspannungsanwendungen üblich. Ein Sperrwandler basiert auf einem Rücklauftransformator, der abwechselnd Fluss im Magnetkern aufbaut und Energie auf den Ausgang überträgt. Wenn Strom durch die Primärwicklung geschaltet wird, nimmt der Primärstrom in dem Transformator zu, wobei Energie innerhalb des Transformators gespeichert wird. Beim Öffnen des Schalters sinkt der Primärstrom im Transformator und Sekundärstrom fließt aufgrund der Energie, die in der mit „Lm“ bezeichneten Magnetisierungsinduktivität gespeichert ist. Fließt Sekundärstrom, so wird die Primärspannung des Transformators durch die reflektierte Ausgangsspannung bestimmt. Selbst wenn der Synchrongleichrichtertransistor (SR-Transistor) nicht leitend ist, könnte Sekundärstrom durch die interne Diode am SR-Transistor fließen. Eine Steuerung ändert die Ein- und Aus-Zeiten eines Primärschalters, der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, um die Ausgangsspannung auf einen gewünschten Pegel zu regeln.
Sperrwandler können konfiguriert sein, um zusätzliche Blindelemente unter Verwendung einer Topologie, die als Active Clamp Flyback (ACF) bekannt ist, parallel zur Primärwicklung zu schalten. ACF-Wandler können die elektrische Beanspruchung von Komponenten reduzieren und die Effizienz verbessern, indem sie ein nahezu Nullspannungsschalten (ZVS) des primären Schalters erreichen und saubere Drain-Wellenformen ohne Nachschwingen erzeugen. Sie ermöglichen auch einen sanften Anstieg des Sekundärstroms. Während ACF-Wandler bei mittleren und schweren Lasten eine hohe Effizienz aufweisen, nimmt ihre Effizienz jedoch bei geringeren Lasten aufgrund kontinuierlicher Leitungsverluste durch Magnetisierungsströme ab, die wegen der zusätzlichen Blindelemente ständig auf der Primärseite des Transformators zirkulieren. Darüber hinaus werden ACF-Wandler im Allgemeinen nicht mit anderen Techniken verwendet, die die Effizienz bei geringen Lasten verbessern, wie Zyklusüberspringen und Frequenz-Foldback.
Zum Beispiel werden batteriebetriebene Unterhaltungselektronikgeräte immer kleiner und leistungsfähiger, jedoch erfordert dieser Trend leistungsfähigere, schnellere und kleinere AC/DC-Ladegeräte. Zum Beispiel hat der Universal Serial Bus (USB) Power Delivery-Standard (USB-PD-Standard) begonnen, unter den Herstellern intelligenter Geräte und Laptops an Beliebtheit zu gewinnen. Der USB-PD-Standard ermöglicht ein höheres Leistungsniveau (bis zu 100 Watt (W)) und eine adaptive Ausgangsspannung, um die nächste Generation batteriegespeister elektronischer Vorrichtungen möglich zu machen. Bestehende Stromversorgungskonzepte wie ACF-Wandler sind hingegen nicht in der Lage, diese neuen höheren Stromversorgungsanforderungen zu erfüllen und gleichzeitig eine hohe Effizienz bei niedrigen Kosten zu bieten.
Figurenliste
Die vorliegende Offenbarung kann besser verstanden werden, und ihre zahlreichen Merkmale und Vorteile können dem Fachmann offensichtlicher gemacht werden, indem Bezug auf die begleitenden Zeichnungen genommen wird, in denen:

1 in teilweiser Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform einen Sperrwandler mit partiellem Nullspannungsschalten (ZVS) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht;
2 ein Zeitdiagramm veranschaulicht, das die in dem Sperrwandler von 1 verwendete partielle ZVS-Technik zeigt;
3 ein Ablaufdiagramm veranschaulicht, das zum Verständnis des Betriebs des Sperrwandlers von 1 nützlich ist;
4 in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform eine Netzspannungserkennungsschaltung veranschaulicht, die in der sekundären Steuerung von 1 verwendet wird, um zu bestimmen, ob die Netzspannung den ersten Schwellenwert überschreitet;
5 in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung veranschaulicht, die in der sekundären Steuerung von 1 verwendet wird, um zu bestimmen, ob die Ausgangsspannung den zweiten Schwellenwert überschreitet;
6 in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform eine DCM-Erkennungsschaltung veranschaulicht, die in der sekundären Steuerung von 1 verwendet wird, um zu bestimmen, ob sich der Wandler im DCM befindet; und
7 in Blockdiagrammform eine partielle ZVS-Entscheidungsschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht.

Ähnliche oder identische Elemente in den verschiedenen Zeichnungen sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Soweit nicht anders vermerkt, beziehen sich das Wort „gekoppelt“ sowie seine zugehörigen Verbformen sowohl auf eine direkte Verbindung als auch eine indirekte elektrische Verbindung anhand von Einrichtungen der in der Fachwelt bekannten Art, und soweit nicht anders angegeben, beinhaltet jede Beschreibung einer direkten Verbindung auch alternative Ausführungsformen unter Verwendung geeigneter Formen der indirekten elektrischen Verbindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 veranschaulicht in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform einen Sperrwandler 100 mit partiellem Nullspannungsschalten (ZVS) gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung. Der Sperrwandler 100 schließt im Allgemeinen einen Eingangsabschnitt 110, einen Transformator 120, eine primäre Umschaltschaltung 130, eine Ausgangsschaltung 140, eine Steuerung 150, ein Ansteuernetzwerk 160, eine Spannungserfassungs- und -versorgungsschaltung 170, eine sekundärseitige Schaltung 180 und einen Widerstand 190 ein.
Der Eingangsabschnitt 110 schließt eine Sicherung 111, eine Gleichtaktdrossel 112, einen Diodenbrückengleichrichter 113, einen Kondensator 114, einen Induktor 115, einen Kondensator 116 und einen Widerstand 117 ein. Der Eingangsabschnitt 110 empfängt eine Wechselstrom-Eingangsspannung (AC-Eingangsspannung), die als „AC IN“ bezeichnet wird, an ersten und zweiten Anschlüssen davon, die zum Beispiel mit einer Netzstromquelle verbunden sein können. Die Sicherung 111 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss des Eingangsabschnitts 110 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Die Gleichtaktdrossel 112 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss der Sicherung 111 verbunden ist, einen zweiten Anschluss, einen dritten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Eingangsabschnitts 110 verbunden ist, und einen vierten Anschluss auf. Die Diodenbrücke 113 weist einen ersten Eingangsanschluss, der mit dem zweiten Anschluss der Gleichtaktdrossel 112 verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss, der mit dem vierten Anschluss der Gleichtaktdrossel 112 verbunden ist, einen ersten Ausgangsanschluss und einen zweiten Ausgangsanschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf. Der Kondensator 115 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Ausgangsanschluss des Diodenbrückengleichrichters 113 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit einer Primärmasse verbunden ist, auf. Der Induktor 115 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss der Gleichtaktdrossel 112 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Der Kondensator 116 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Induktors 115 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 117 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Induktors 115 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf.
Der Transformator 120 weist einen Magnetkern 121, eine Primärwicklung 122, eine Sekundärwicklung 123 und eine Hilfswicklung 124 auf. Die Primärwicklung 122 weist ein erstes Ende, das mit dem zweiten Anschluss des Induktors 115 verbunden ist, und ein zweites Ende auf und weist eine Windungszahl N_P auf. Die Sekundärwicklung 123 weist ein erstes Ende und ein zweites Ende auf und weist eine Windungszahl Ns auf. Die Hilfswicklung 124 weist ein erstes Ende und ein zweites Ende auf und weist eine Windungszahl N_A auf.
Die primäre Umschaltschaltung 130 schließt einen Transistor 131, einen Widerstand 132, eine Diode 133, einen Kondensator 134 und einen Widerstand 135 ein. Der Transistor 131 ist ein N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Hochleistungstransistor (MOS-Hochleistungstransistor) mit einem Drain, der mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 122 verbunden ist, einem Gate und einer Source. Der Widerstand 132 weist einen ersten Anschluss, der mit der Source des Transistors 131 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf. Die Diode 133 weist eine Anode, die mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 122 verbunden ist, und eine Kathode auf. Der Kondensator 134 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Induktors 115 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit der Anode der Diode 133 verbunden ist, auf. Der Widerstand 135 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Induktors 115 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit der Anode der Diode 133 verbunden ist, auf.
Die Ausgangsschaltung 140 schließt einen Ausgangskondensator 141, einen Transistor 142, einen Buskondensator 143, einen Widerstand 144, einen Transistor 145, Widerstände 146 und 147 und einen Gate-Treiberchip 148 ein. Der Ausgangskondensator 142 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung 123 verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Transistor 142 ist ein N-Kanal-MOS-Transistor mit einem Drain, der mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung 123 verbunden ist, einem Gate und einer Source, die mit einem ersten Ausgangsanschluss des Sperrwandlers 100 verbunden ist. Der Buskondensator 143 weist einen ersten Anschluss, der mit der Source des Transistors 142 und mit dem ersten Ausgangsanschluss des Sperrwandlers 100 verbunden ist, und ein zweites Ende, das mit einem zweiten Ausgangsanschluss des Sperrwandlers 100 verbunden ist, auf. Der Widerstand 144 ist ein Stromerfassungswiderstand mit einem ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Buskondensators 143 und mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Sperrwandlers 100 verbunden ist, und einem zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist. Der Transistor 145 ist ein N-Kanal-MOS-Transistor mit einem Drain, der mit dem zweiten Ende der Sekundärwicklung 123 verbunden ist, einem Gate und einer Source, die mit Sekundärmasse verbunden ist. Der Kondensator 146 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Gate des Transistors 145 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf und weist einen zugehörigen Widerstand auf, der als „R_G“ bezeichnet wird. Der Widerstand 147 weist einen ersten Anschluss auf, der mit dem Gate des Transistors 142 verbunden ist. Der Gate-Treiberchip 148 weist einen seriellen Daten- und Adressanschluss, der mit „SDA“ bezeichnet ist, einen seriellen Taktanschluss, der mit „SCL“ bezeichnet ist, und einen Gate-Treiberausgangsanschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 147 verbunden ist, auf.
Die Steuerung 150 ist eine integrierte primäre und sekundäre Flyback-Steuerung, die eine primäre Steuerung 151, eine sekundäre Steuerung 152 und einen Isolator 153 einschließt. Die primäre Steuerung 151 weist einen ersten Satz von Anschlüssen auf, der einen mit „HV“ bezeichneten Hochspannungsanschluss, welcher mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 117 verbunden ist, einen mit „VDDP“ bezeichneten Primärspannungsanschluss, welcher mit dem ersten Ende der Hilfswicklung des Transformators 120 verbunden ist, einen mit „VS“ bezeichneten Spannungserfassungsanschluss, einen mit „CSP“ bezeichneten Primärstromerfassungsanschluss, welcher mit dem ersten Anschluss des Widerstands 132 verbunden ist, einen mit „GNDP“ bezeichneten Primärmasseanschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, und einen mit „SD/IMOD“ bezeichneten Multifunktionsanschluss, der mit dem ersten Anschluss des Widerstands 190 verbunden ist, einschließt.
Die sekundäre Steuerung 152 weist einen zweiten Satz von Anschlüssen auf, der einen mit „DRAIN“ bezeichneten Drain-Anschluss, welcher mit dem zweiten Ende der Sekundärwicklung 123 des Transformators 120 und mit dem Drain des Transistors 145 verbunden ist, einen mit „VIN“ bezeichneten Eingangsspannungsanschluss, welcher mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung 123 des Transformators 120 verbunden ist, einen mit „GATES“ bezeichneten sekundären Gate-Treiberanschluss, welcher mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 146 verbunden ist, einen mit „VDDS“ bezeichneten Stromversorgungsspannungsanschluss, einen mit „SDA/FB“ bezeichneten seriellen Daten- und Rückkopplungsanschluss, ein mit „SCL/SD“ bezeichnetes serielles Takt- und serielles Datensignal, einen mit „GNDS“ bezeichneten sekundären Masseanschluss und einen mit „CSS“ bezeichneten sekundären Stromerfassungsanschluss, welcher mit dem ersten Anschluss des Widerstands 144 verbunden ist, einschließt.
Der Isolator 153 stellt eine physische und elektrische Isolationsstrecke zwischen der primären Steuerung 151 und der sekundären Steuerung 152 bereit. Damit die sekundäre Steuerung 152 Umschaltphaseninformationen an die primäre Steuerung 151 weiterleiten kann, weist der Isolator 153 einen oder mehrere Kondensatoren auf, über die elektrische Signale weitergeleitet werden können, während die galvanische Trennung aufrechterhalten bleibt. Wie in 1 gezeigt, weist der Isolator 153 einen ersten Kondensator zum Übertragen von Signalen von der sekundären Steuerung 152 zur primären Steuerung 151 und einen zweiten Kondensator zum Übertragen von Signalen von der primären Steuerung 151 zur sekundären Steuerung 152 auf. In der beispielhaften Ausführungsform sind die primäre Steuerung 151 und die sekundäre Steuerung 152 auf separaten Halbleiterchips implementiert, die als ein Multichipmodul in einer einzigen integrierten Schaltungspackung kombiniert sind.
Das Ansteuernetzwerk 160 schließt Widerstände 161 und 162 und eine Diode 163 ein. Der Widerstand 161 weist einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss, der mit dem Gate des Transistors 131 verbunden ist, auf. Der Widerstand 162 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Anschluss des Widerstands 161 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Die Diode 163 weist eine Kathode, die mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 162 verbunden ist, und eine Anode, die mit dem Gate des Transistors 131 verbunden ist, auf.
Die Spannungserfassungs- und -versorgungsschaltung 170 schließt eine Diode 171, einen Kondensator 172 und Widerstände 173 und 174 ein. Die Diode 171 weist eine Anode, die mit dem ersten Ende der Hilfswicklung 124 verbunden ist, und eine Kathode auf. Der Kondensator 172 weist einen ersten Anschluss, der mit der Kathode der Diode 171 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 173 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Ende der Hilfswicklung 124 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Der Widerstand 174 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 173 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf.
Die sekundärseitige Schaltung 180 schließt einen Kondensator 181 und Widerstände 182 und 183 ein. Der Kondensator 181 weist einen ersten Anschluss, der mit dem VDDS-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, und einen zweiten Ansclluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 182 weist einen ersten Anschluss, der mit dem VDDS-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem SDA/FB-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, auf. Der Widerstand 183 weist einen ersten Anschluss, der mit dem VDDS-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit dem SCL/SD-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, auf.
Der Widerstand 190 weist einen ersten Anschluss, der mit dem SD/IMOD-Anschluss der Steuerung 150 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Primärmasse verbunden ist, auf. In der veranschaulichten Ausführungsform ist der Widerstand 190 ein Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizienten (NTC), und der Sperrwandler 100 verwendet ihn für eine thermische Abschaltfunktion.
Im Betrieb wandelt der Sperrwandler 100 eine geglättete Eingangsspannung, die von einer Wechselstromquelle abgeleitet wird, in eine Gleichspannung um. Der Eingangsabschnitt 110 empfängt das AC IN-Signal, richtet es gleich und filtert es. Die Gleichtaktdrossel 112 filtert das AC IN-Signal, um hochfrequentes Rauschen zu entfernen. Der Diodenbrückengleichrichter 113 wandelt die AC IN-Sinusschwingung in eine vollwellengleichgerichtete Sinusschwingung um. Die Kondensatoren 114 und 116 und der Induktor 115 bilden zusammen ein Pi-Filter zur Glättung von Welligkeiten in der vollwellengleichgerichteten Sinusschwingung und zur Bereitstellung einer glatten, welligkeitsarmen Spannung am ersten Ende der Primärwicklung 122.
Der Transformator 120 wandelt die Spannung an der Primärwicklung 122 in eine Spannung an der Sekundärwicklung 123 basierend auf dem Windungsverhältnis N_S/N_P um, wobei N_S die Windungszahl an der Sekundärwicklung 123 und N_P die Windungszahl an der Primärwicklung 122 ist. Ebenso wandelt der Transformator 120 die Spannung an der Primärwicklung 122 in eine Spannung an der Hilfswicklung 124 basierend auf dem Windungsverhältnis N_A/N_P um, wobei N_A die Windungszahl an der Hilfswicklung 124 ist.
Der Sperrwandler 100 schaltet die geglättete, gleichgerichtete Spannung am ersten Ende der Primärwicklung 122 unter Verwendung des Transistors 131, der mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 122 verbunden ist. Die primäre Steuerung 151 schaltet den Transistor 131, indem sie das Ansteuersignal GATEP über ein Netzwerk bereitstellt, das Widerstände 161 und 162 und die Diode 163 einschließt. Der Widerstand 132 erfasst den primärseitigen Strom und stellt ein Stromerfassungssignal an den CSP-Anschluss der primären Steuerung 151 bereit. Die primäre Steuerung 151 stellt dann Informationen über den Primärstrom an die sekundäre Steuerung 152 über den Isolator 153 als Teil einer Konstantstrom- und Konstantspannungs-Regelschleife („CC/CV“-Regelschleife) bereit. Die primäre Steuerung 151 empfängt am HV-Pin über den Widerstand 117 Anfangsleistung von der Eingangsleitung, und anschließend beginnt der Transformator 120, über die Spannungserfassungs- und -versorgungsschaltung 170 von der Hilfswicklung 124 umzuschalten. Die Spannungserfassungs- und -versorgungsschaltung 170 stellt auch eine Anzeige der Netzspannung am VS-Anschluss bereit.
Sekundärseitig aktiviert und deaktiviert der Gate-Treiberchip 148 die Ausgangsspannung durch Ein-oder Ausschalten des Transistors 142. Der Gate-Treiberchip 148 kommuniziert über eine 2-adrige serielle Verbindung unter Verwendung der Pins SDA (Serial Data and Address) und SCL (Serial Clock) mit der sekundären Steuerung 152. Die sekundäre Steuerung 152 leitet die Betriebsleistung vom VIN-Pin ab und lädt den Kondensator 181 über den VDDS-Pin auf, um die interne Versorgungsspannung zu glätten. Die sekundäre Steuerung 152 erfasst die Spannung am Drain des Transistors 145 unter Verwendung des DRAIN-Eingangs, und diese Spannung liefert Polaritätsinformationen zur Verwendung bei primär- und sekundärseitigen Schaltentscheidungen. Die sekundäre Steuerung 152 erfasst auch den Sekundärstrom unter Verwendung des CSS-Eingangs und verwendet den GATES-Pin, um den Leitfähigkeitszustand des Transistors 145 zu steuern.
Der Sperrwandler 100 verwendet eine Technik, die als partielles Nullspannungsschalten (ZVS) bezeichnet wird. Wie hier verwendet, bedeuten „partielles Nullspannungsschalten“ und „partielles ZVS“, dass die Steuerung ZVS nur für einen Teil ihres Betriebsbereichs erreicht. Wie nachstehend ausführlicher beschrieben wird, führt der Sperrwandler 100 ZVS durch, wenn die Netzspannung relativ hoch ist, wenn die Ausgangsspannung relativ hoch ist und wenn der Sperrwandler 100 im diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM) arbeitet. Wenn eine dieser drei Bedingungen nicht erfüllt ist, arbeitet er ohne Verwendung von ZVS. In anderen Ausführungsformen können auch andere partielle ZVS-Steuerungsschemata verwendet werden, wie hohe Netzspannung und DCM oder hohe Ausgangsspannung und DCM.
Im ZVS-Modus aktiviert der Sperrwandler 100 den Transistor 145 ein zweites Mal, um den ZVS-Zeitpunkt zu steuern. Nach dem Ausschalten des Transistors 145 erkennt die sekundäre Steuerung 152 ein Tal der Drainspannung des primären Transistors und aktiviert dann basierend auf der CV/CS-Regelschleife den sekundären Transistor erneut für eine vorbestimmte Zeitdauer, um einen negativen Strom in der Magnetisierungsinduktivität an der Primärwicklung des Transformators zu erzeugen. Dieser zusätzliche Strom reicht dann aus, um die Ausgangskapazität des Transistors 131, Coss, vollständig zu entladen, wodurch sichergestellt wird, dass mehr von der Energie, die in den Blindelementen gespeichert ist, rezirkuliert wird und eine höhere Wandlereffizienz erreicht wird.
Coss ist die Ausgangskapazität eines Transistors und im Sperrwandler 100 gleich der Summe der Drain-Source-Kapazität (Cds) und der Gate-Drain-Kapazität (Cgd) plus Streukapazität an der Primärwicklung 122 des Transformators 120. Der Transistor 131 ist ein MOS-Transistor mit großer Leistung und weist eine große Coss auf, die während des Schaltens Energie speichert. Wie nachstehend ausführlicher erläutert wird, erreicht die Steuerung 150 eine bessere Schalteffizienz während des ZVS-Betriebs, indem die Coss berücksichtigt wird und der sekundäre Transistor 145 selektiv ein zweites Mal aktiviert wird, um die Coss des Transistors 131 vollständiger zu entladen und daher echtes ZVS zu erreichen.
Die Steuerung 150 schließt sowohl primärseitige als auch sekundärseitige Steuerungen ein, die in einem einzigen integrierten Schaltungspaket integriert sind, wobei die primäre und die sekundäre Steuerung über einen Isolator kommunizieren. Das Steuern beider FETs durch eine einzige integrierte Schaltung, wobei die CC/CV-Schleifen auf der Sekundärseite implementiert sind, ist nützlich, um die partielle ZVS-Technik zu implementieren. Die sekundäre Steuerung 152 nutzt den Isolator 153, um Schaltzeitpunkte an die Primärseite zu übermitteln.
2 veranschaulicht ein Zeitdiagramm 200, das die in dem Sperrwandler von 1 verwendete partielle ZVS-Technik zeigt. In dem Zeitdiagramm 200 stellt die horizontale Achse die Zeit in Mikrosekunden (µs) dar und die vertikale Achse stellt die Amplitude verschiedener Signale in Volt dar. Im Zeitdiagramm 200 sind Wellenformen von sieben Signalen von Interesse gezeigt, einschließlich einer mit „Pri_Gate“ bezeichneten primären Gate-Wellenform 210, einer mit „SR_Gate“ bezeichneten sekundären Gate-Wellenform 220, einer mit „Pri_Drain“ bezeichneten primären Drain-Wellenform 230, einer mit „SR_Drain“ bezeichneten sekundären Drain-Wellenform 240, einer mit „SR_NVW“ bezeichneten Talerkennungswellenform 250, einer mit „CC/CV_Pulse“ bezeichneten Konstantstrom-Konstantspannungs-Regelschleifen-Triggerwellenform 260 und einer mit „Pri_Pulse_OUT“ bezeichneten primären Regelschleifen-Triggerwellenform 230. Ebenfalls im Zeitdiagramm 200 gezeigt sind fünf Zeitpunkte von Interesse, die mit „t₁“, „t₂“, „t₃“, „t₄“ und „t₅“ bezeichnet sind.
Die Sequenz beginnt mit einer Aktivierung des Pri_Gate-Signals. Der Transistor 131 ist leitend, und Strom fließt durch die Primärwicklung 122, was bewirkt, dass der Transformator 120 Fluss in seinem Kern aufbaut. Das Pri_Drain-Signal fällt auf etwa null Volt ab, was der Spannung des Primärmassesignals entspricht. Zu diesem Zeitpunkt steigt das SR_Drain-Signal auf einen Pegel an, der der Netzspannung, d.h. der Spannung am ersten Ende der Primärwicklung 122, entspricht. Die drei anderen in 2 gezeigten Steuersignale, SR_NVW, CC/CV_Pulse und Pri_Pulse_OUT, sind alle inaktiv.
Zum Zeitpunkt t₁ deaktiviert die primäre Steuerung 151 das Pri_Gate-Signal, wodurch der Transistor 131 nichtleitend wird. Nach einer transienten Spitze um den Zeitpunkt t₁ herum stabilisiert sich das Pri_Drain-Signal auf den Wert, der der gleichgerichteten Netzspannung entspricht. Nach einer kurzen Verzögerung nach t₁ erkennt die sekundäre Steuerung 152 das Ausschalten des Transistors 131, indem sie erfasst, dass die SR_Drain-Spannung unter die Sekundärmasse fällt. Als Reaktion auf das Erkennen der Polaritätsumkehr durch die interne Diode aktiviert die sekundäre Steuerung 152 das SR_Gate-Signal, wodurch der Transistor 145, der Synchrongleichrichtertransistor, leitend wird und Energie vom Magnetkern des Transformators zur Last überträgt. Die sekundäre Steuerung 152 hält das SR_Gate-Signal bis zum Zeitpunkt t₂ aktiv, an dem sie erkennt, dass sich der sekundärseitige Strom auf null entladen hat.
Bei t₂ deaktiviert die sekundäre Steuerung 152 das SR_Gate-Signal. Anschließend beginnt die Spannung am Pri_Drain-Signal aufgrund der mit „Lm“ bezeichneten Magnetisierungsinduktivität des Transformators 120 parallel zur Ausgangskapazität Coss zu schwingen. Der Kondensator 134 und der Widerstand 135 arbeiten als Entstörschaltung. Wenn der Transistor 131 ausschaltet, erzeugt die Streuinduktivität eine Spannungsspitze, wenn sie mit der Drain-Source-Kapazität des Transistors 131 kombiniert wird. Wenn die Spannungsspitze größer ist als die Summe aus der Netzspannung, dem Windungsverhältnis N mal der mit „VOUT“ bezeichneten Ausgangsspannung und der Spannung am Kondensator 134 ist, dann schaltet die Diode 133 ein und die Spannungsspitze wird durch die Spannung am Kondensator 134 begrenzt. Das SR_Drain-Signal schwingt mit der entgegengesetzten Polarität. Während dieser Zeit erfasst die sekundäre Steuerung 152 die Resonanz durch Vergleichen des SR_Drain-Signals mit einer relativ niedrigen Schwellenspannung und Aktivieren des SR_NVW-Signals, wenn das SR_Drain-Signal unter der niedrigen Schwellenspannung liegt.
Zum Zeitpunkt t₃ aktiviert die sekundäre Steuerung 152 den CC/CV_Pulse gemäß ihrer Konstantstrom-Konstantspannungs-Regelschleife. Befindet sich das Signal SR_Drain ebenfalls in einem Tal, wie durch das SR_NVW-Signal angezeigt, aktiviert die sekundäre Steuerung 152 das SR_Gate-Signal ein zweites Mal und hält es für eine mit „T_ZVS“ bezeichnete Zeit zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ aktiv. Das Einstellen von T_ZVS auf einen geeigneten Wert wird weiter unten erläutert. T_ZVS kann beispielsweise 1 Mikrosekunde (1 µs) betragen.
Die zweite Aktivierung des SR_Gate-Signals induziert negativen Strom in der Magnetisierungsinduktivität Lm, und dieser negative Strom entlädt anschließend Coss, nachdem der Transistor 145 für eine mit T_VERZÖGERUNG bezeichnete Zeitdauer zwischen den Zeitpunkten t₄ und t₅ wieder deaktiviert wurde. Nach dem Zeitpunkt t₄ beginnt die Spannung am Pri_Drain nach unten zu schwingen, während die Spannung am SR_Drain nach oben zu schwingen beginnt. Sobald die Spannung des Pri_Drain ein Minimum, d. h. ein Tal, erreicht, sendet die sekundäre Steuerung 152 ein Signal an die primäre Steuerung 151, um den Transistor 131 zu aktivieren, was bei ts erfolgt, und ein weiterer Zyklus beginnt.
Um einen präzisen ZVS-Zeitpunkt zu erreichen, kann Tzvs so eingestellt werden, dass sich genügend negativer Strom in der Magnetisierungsinduktivität Lm aufbaut, um die Coss des Transistors 131 vor dem nächsten Schaltzyklus zu entladen. T_ZVS kann wie folgt eingestellt werden. Zunächst wird der erforderliche negative Strom I_PN ermittelt, der benötigt wird, um Coss auf null zu entladen. Dann wird basierend auf I_PN die erforderliche Zeitdauer bestimmt, die benötigt wird, um den Transistor 145 ein zweites Mal zu aktivieren.
Um Coss vollständig zu entladen, muss die Energie der Magnetisierungsinduktivität gleich der in Coss gespeicherten Energie sein: $E_{L m . N} = E_{C O S S}$
Das Erweitern von Gleichung [1] und das Einsetzen von Formeln für die Energie in der Magnetisierungsinduktivität L_m und die Energie in Coss ergibt: $\frac{1}{2} L_{m} I_{P N}^{2} = \frac{1}{2} C_{O S S} V_{S W}^{2}$
Das Lösen nach I_PN ergibt: $I_{P N} \geq \sqrt{\frac{C_{O S S} V_{S W}^{2}}{L_{m}}} = \sqrt{\frac{C_{O S S} {(V_{B L K} + N_{V O U T})}^{2}}{L_{m}}}$
Jedoch: $I_{P N} = \frac{N V_{O U T}}{L_{m}} T_{Z V S}$
Das Einsetzen von Gleichung [3] in die linke Seite von Gleichung ergibt: [4] $\frac{N V_{O U T}}{L_{m}} T_{Z V S} \geq \sqrt{\frac{C_{O S S} {(V_{B L K} + N_{V O U T})}^{2}}{L_{m}}}$
Daher: $T_{Z V S} \geq \sqrt{\frac{C_{O S S} L_{m} {(V_{B L K} + N V_{O U T})}^{2}}{{(N V_{O U T})}^{2}}}$
T_ZVS kann voreingestellt werden, beispielsweise durch Design, durch Programmieren von Sicherungen während des Endtests, nachdem Coss gemessen wurde, oder anderweitig programmiert oder eingestellt werden, um mit den speziellen Systemparametern übereinzustimmen. Der Wert von T_ZVS beeinflusst die zur Verfügung stehende Schaltfrequenz. Mit zunehmendem V_IN und C_OSS nimmt auch T_ZVS zu, bewirkt jedoch eine Vergrößerung der Schaltperiode und damit eine Verringerung der Schaltfrequenz.
3 veranschaulicht ein Ablaufdiagramm 300, das zum Verständnis des Betriebs des Sperrwandlers 100 von 1 nützlich ist. Im Aktionsfeld 310 erkennt die sekundäre Steuerung 152 die Netzeingangsspannung. Im Aktionsfeld 320 erkennt die sekundäre Steuerung 152 die Ausgangsspannung. Im Aktionsfeld 330 erkennt der sekundäre Steuerung 152 den Betriebsmodus. Zum Beispiel steuert die sekundäre Steuerung 152 während Perioden schwerer Lasten, in denen eine hohe Ausgangsleistung erforderlich ist, die primäre Steuerung 151, um den Transistor 131 mit einer Rate zu betreiben, die schnell genug ist, damit der Transformator 120 die Magnetisierungsinduktivität nicht vollständig entlädt, bevor ein weiterer Schaltzyklus beginnt. Dieser Modus wird als kontinuierlicher Leitungsmodus (Continuous Conduction Mode, CCM) bezeichnet. Andererseits steuert die sekundäre Steuerung 152 während Perioden geringer Lasten, in denen es wichtig ist, eine hohe Effizienz bereitzustellen, während eine geringere Gesamtleistung geliefert wird, die primäre Steuerung 151, um den Transistor 131 zu betreiben, um die Magnetisierungsinduktivität vollständig zu entladen, bevor ein weiterer Schaltzyklus beginnt. Dieser Modus wird als diskontinuierlicher Leitungsmodus (Discontinuous Conduction Mode, DCM) bezeichnet. Im Entscheidungsfeld 340 bestimmt die sekundäre Steuerung 152, ob die Eingangsspannung größer als ein mit „TH₁“ bezeichneter erster Schwellenwert ist, ob die Ausgangsspannung größer als ein mit
„TH₂“ bezeichneter zweiter Schwellenwert ist und ob der Wandler im DCM arbeitet. Wenn ja, fährt der Ablauf mit Aktionsfeld 350 fort, in dem die sekundäre Steuerung 152 im ZVS-Modus arbeitet. Wenn nicht, fährt der Ablauf mit Aktionsfeld 360 fort, in dem die sekundäre Steuerung 152 ohne Nullspannungsschalten weiterarbeitet.
4 veranschaulicht in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform eine Netzspannungserkennungsschaltung 400, die in der sekundären Steuerung 152 von 1 verwendet wird, um zu bestimmen, ob die Netzspannung den ersten Schwellenwert überschreitet. Die Netzspannungserkennungsschaltung 400 schließt im Allgemeinen eine Drainspannungserkennungsschaltung 410, eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung 420, eine Schwellenspannungserzeugungsschaltung 430, einen Komparator 440 und einen Ausgangs-Latch 450 ein.
Die Drainspannungserkennungsschaltung 410 schließt einen Stromverstärker 411, Widerstände 412 und 413 und eine Diode 414 ein. Der Stromverstärker 411 weist einen ersten Eingang, der mit dem DRAIN-Anschluss der sekundären Steuerung 152 verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss, einen mit „BIAS“ bezeichneten ersten Ausgangsanschluss und einen zweiten Ausgangsanschluss, auf. Der Widerstand 412 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 413 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Die Diode 414 weist eine Anode, die mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, und eine Kathode, die mit dem ersten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, auf.
Die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 420 schließt einen Stromverstärker 421, einen Widerstand 422 und eine Diode 423 ein. Der Stromverstärker 421 weist einen ersten Eingang, der mit dem VOUT-Anschluss der sekundären Steuerung 152 verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss, einen ersten Ausgangsanschluss, der mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, und einen zweiten Ausgangsanschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 422 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des Stromverstärkers 421 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Die Diode 423 weist eine Anode, die mit Sekundärmasse verbunden ist, und eine Kathode, die mit dem ersten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 421 verbunden ist, auf.
Die Schwellenspannungserzeugungsschaltung 430 schließt eine Spannungsquelle 431, einen Stromverstärker 432, Widerstände 433 und 434, eine Diode 435, einen Schalter 436 und einen Widerstand 437 ein. Die Spannungsquelle 431 stellt eine mit „VTrim“ bezeichnete Spannung bereit, die in Bezug auf die Sekundärmassespannung gemessen wird. In dem in 4 gezeigten Beispiel ist VTrim gleich 590 Millivolt. Der Stromverstärker 432 weist einen ersten Eingangsanschluss, der mit der Spannungsquelle 431 zum Empfangen von VTrim verbunden ist, einen zweiten Eingangsanschluss, einen ersten Ausgangsanschluss, der mit dem BIAS-Anschluss verbunden ist, und einen zweiten Ausgangsanschluss auf. Der Widerstand 433 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Eingangsanschluss des Stromverstärkers 432 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Widerstand 434 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 432 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Die Diode 435 weist eine Anode, die mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 432 verbunden ist, und eine Kathode, die mit dem ersten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 432 verbunden ist, auf. Der Schalter 436 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Ausgangsanschluss des Stromverstärkers 432 verbunden ist, einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss zum Empfangen eines mit „HI_LINE“ bezeichneten Signals, auf. Der Widerstand 437 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Schalters 436 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf.
Der Komparator 440 weist einen positiven Eingangsanschluss, der mit dem zweiten Stromausgangsanschluss des Stromverstärkers 411 verbunden ist, einen negativen Eingang, der mit dem Ausgang der Schwellenspannungserzeugungsschaltung 430 verbunden ist, und einen wahren Ausgangsanschluss auf.
Das Ausgangs-Latch 450 ist ein getaktetes D-Latch mit einem D-Eingang, der mit dem wahren Ausgangsanschluss des Komparators 440 verbunden ist, einem Takteingang zum Empfangen eines mit „TURN_ON ALLOW“ bezeichneten Signals, einen Rücksetzeingang zum Empfangen eines mit „Pulse_OUT“ bezeichneten Signals, einem Setzeingang zum Empfangen eines Komplements des Pulse_OUT-Signals und einen wahren Ausgang, der mit dem Steuereingang des Schalters 436 verbunden ist, um das HI_LINE-Signal bereitzustellen.
Im Betrieb verwendet die sekundäre Steuerung 152 von 1 die Netzspannungserkennungsschaltung 400, um zu bestimmen, ob die Netzspannung hoch ist, wie dadurch bestimmt, ob sie den ersten Schwellenwert überschreitet. Es beruht auf der Eigenschaft von Sperrwandlern, dass während der Durchlassphase die Spannung am Drain des Synchrongleichrichtertransistors proportional zur Primärspannung ist. Somit kann vorteilhafterweise die gesamte Steuerung sekundärseitig erfolgen, und die sekundäre Steuerung 152 kann der primären Steuerung 151 die entsprechenden Schaltinformationen bereitstellen.
Insbesondere nutzt die Drainspannungserkennungsschaltung 410 die Spannung des DRAIN-Signals, um einen Strom durch die Eingangsseite des Stromverstärkers 411 aufzubauen, dessen Größe gleich der Spannung des DRAIN-Signals dividiert durch den Widerstandswert des Widerstands 412 ist. Der Stromverstärker 411 leitet einen Strom durch seine Ausgangsseite gemäß einer Stromverstärkung „K1“. Somit wird die Spannung am Ausgang der Drainspannungserkennungsschaltung 410 am ersten Anschluss des Widerstands 413 ausgedrückt als: $V_{413} = [\frac{(\frac{1}{N} \times V_{L I N E} + v_{O U T})}{R_{412}} \times K_{411} - \frac{V_{O U T}}{R_{422}} \times K_{421}] \times R_{413}$
wobei $\frac{1}{n}$
das Primär-zu Sekundärwindungsverhältnis ist. Wenn $R_{412} = R_{422} = R_{413} and K_{411} = K_{421}, dann :$
$V_{413} = \frac{1}{n} \times V_{L I N E} \times K_{411}$
und: $V_{434} = \frac{V_{T r i m}}{R_{433}} \times K_{432} \times R_{434}$
Die HI_LINE-Bedingung wird erkannt, wenn V₄₁₃ > V₄₃₄; das Erkennen beginnt also wenn: $\frac{V_{T r i m}}{R_{433}} \times K_{432} \times R_{434} = \frac{1}{n} \times V_{L I N E} \times K_{411}$
Wenn K₃ = K₁, dann: $V_{T r i m} = \frac{V_{L i n e}}{n} \times \frac{R_{5}}{R_{6}}$
Es ist zu beachten, dass V_Trim auf vielfache Weise eingestellt werden kann, wie mit einer internen Trimmoption oder durch Verwendung eines externen Anschlusses einer integrierten Schaltung. Wird ein externer Anschluss verwendet, so könnte V_Trim unter Verwendung einer externen Impedanz eingestellt werden.
5 veranschaulicht in teilweise Blockdiagramm- und teilweise Schaltbildform eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung 500, die in der sekundären Steuerung 152 von 1 verwendet wird, um zu bestimmen, ob die Ausgangsspannung den zweiten Schwellenwert überschreitet. Die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 500 schließt im Allgemeinen einen Spannungsteiler 510, eine Schaltung 520 zur Erkennung einer hohen Ausgangsspannung, eine Schaltung 530 zur Erkennung einer niedrigen Ausgangsspannung, ein Latch 540 und ein ODER-Gatter 550 ein.
Der Spannungsteiler 510 schließt Widerstände 511 und 512 ein. Der Widerstand 511 weist einen ersten Anschluss zum Empfangen von VOUT und einen zweiten Anschluss auf. Der Widerstand 512 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 511 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf.
Die Schaltung 520 zur Erkennung einer hohen Ausgangsspannung schließt Widerstände 521 und 522 und einen Komparator 523 ein. Der Widerstand 521 weist einen ersten Anschluss zum Empfangen eines mit „BIAS“ bezeichneten Signals und einen zweiten Anschluss auf. Der Widerstand 522 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 521 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Komparator 523 weist einen positiven Eingangsanschluss, der mit dem Ausgangsanschluss des Spannungsteilers 510 verbunden ist, einen negativen Eingang, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 521 verbunden ist, und einen wahren Ausgangsanschluss auf.
Die Schaltung 530 zum Erkennen einer niedrigen Ausgangsspannung schließt Widerstände 531 und 532 und einen Komparator 533 ein. Der Widerstand 531 weist einen ersten Anschluss zum Empfangen des BIAS-Signals und einen zweiten Anschluss auf. Der Widerstand 532 weist einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 531 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit Sekundärmasse verbunden ist, auf. Der Komparator 533 weist einen positiven Eingangsanschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstandes 531 verbunden ist, einen negativen Eingangsanschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Spannungsteilers 510 verbunden ist, und einen wahren Ausgangsanschluss auf.
Das Latch 540 ist ein SR-LATCH mit einem mit „S“ bezeichneten Setzeingang, der mit dem wahren Ausgang des Komparators 523 verbunden ist, einem mit „R“ bezeichneten Rücksetzeingang, der mit dem wahren Ausgang des Komparators 533 verbunden ist, und einem mit „Q“ bezeichneten wahren Ausgang.
Das ODER-Gatter 550 weist einen ersten Eingang zum Empfangen eines mit „EXT_CTL“ bezeichneten Signals, einen zweiten Eingang, der mit dem Q-Ausgang des Latches 540 verbunden ist, und einen Ausgang zum Bereitstellen des HI_LINE-Signals auf.
Im Betrieb bestimmt die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 500, ob die Ausgangsspannung VOUT relativ hoch ist, d. h. über einem Schwellenwert liegt. Der Spannungsteiler 510 skaliert VOUT zunächst auf eine niedrigere Spannung, die für die Auswertung mit CMOS-Logikschaltungen besser geeignet ist. Die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 520 bestimmt, ob die skalierte Spannung über einem hohen Schwellenwert liegt, und setzt Latch 540, wenn dies der Fall ist. Gleichermaßen bestimmt die Schaltung 530 zur Erkennung einer niedrigen Ausgangsspannung, ob die skalierte Spannung kleiner als ein niedriger Schwellenwert ist, wobei der niedrige Schwellenwert kleiner als der hohe Schwellenwert ist, und setzt, wenn dies der Fall ist, das Latch 540 zurück. Somit stellt die Kombination aus der Schaltung 520 zur Erkennung einer hohen Ausgangsspannung, der Schaltung 530 zur Erkennung einer niedrigen Ausgangsspannung und dem Latch 540 eine Hysterese beim Vorgang zur Erkennung einer hohen Spannung her, um Stabilität bei Vorhandensein von Rauschen und Störungen auf VOUT sicherzustellen, die zum Beispiel durch Schalttransienten in der Last verursacht werden. Die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 500 schließt das ODER-Gatter 550 ein, sodass die HI_VOUT-Bedingung durch externe Steuerung deaktiviert werden kann. Insbesondere wenn EXT_CTL hoch ist, ist HI_VOUT unabhängig vom Pegel von VOUT hoch, sodass der Pegel von VOUT nicht bestimmt, ob der Sperrwandler 100 im ZVS-Modus arbeitet.
Das Eintreten in den ZVS-Modus basierend auf HI_VOUT hilft, das Erweitern der Betriebsschaltfrequenz der Steuerung 150 während des ZVS-Modus zu verhindern. Da T_ZVS fest ist, wird insbesondere bei niedrigem VOUT der aufgebaute negative Magnetisierungsstrom nicht groß genug sein, um Coss auf einen akzeptablen Spannungspegel zu entladen. Daher wird ZVS deaktiviert, wenn VOUT relativ niedrig ist. In einem bestimmten Beispiel konnte HI_VOUT erkannt werden, wenn VOUT > 5 Volt.
6 veranschaulicht ein Zeitdiagramm 600, das den Betrieb einer DCM-Erkennungsschaltung (nicht gezeigt) beschreibt, die die Steuerung 150 von 1 verwendet, um zu erkennen, ob sie im DCM-Modus arbeitet. In dem Zeitdiagramm 600 stellt die horizontale Achse die Zeit in Mikrosekunden (µsec) dar und die vertikale Achse stellt die Amplitude verschiedener Signale in Volt dar. Im Zeitdiagramm 600 sind Wellenformen von vier Signalen von Interesse gezeigt, einschließlich einer Pri_Gate-Wellenform 610, einer ersten SR_Gate-Wellenform 620, einer zweiten SR_Gate-Wellenform 630 und eines mit „Pulse_IN“ bezeichneten Steuerimpulssignals.
Wie in 6 gezeigt, tritt ein erster Pri_Gate-Impuls kurz nach dem Ende eines SR_Gate_B-Impulses eines vorherigen Zyklus auf. Kurz nach dem Ende des ersten Pri_Gate-Impulses stellt die Steuerung 150 einen Haupt-SR_Gate-Impuls bereit. Die Steuerung 150 aktiviert das Pulse_IN-Signal (entsprechend dem CC/CV_Pulse-Signal in 2), um einen weiteren Schaltzyklus zu starten. Bei Betrieb im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM), z. B. bei mittlerer oder schwerer Last, aktiviert die Steuerung 150 das Pulse_IN-Signal vor dem Ende des SR_Gate-Impulses plus einer Hystereseperiode, nachdem der SR_Gate-Impuls inaktiv wird. 6 zeigt diesen Vorgang in einem gestrichelten Kasten mit der Bezeichnung „CCM-Betriebszone“, mit der Position von zwei möglichen Impulsen, die bewirken würden, dass der Sperrwandler 100 im CCM-Modus arbeitet. Beim Betrieb im DCM, z. B. bei geringer Last, aktiviert die Steuerung 150 das Pulse_IN-Signal nach dem Ende des SR_Gate-Impulses plus der Hystereseperiode. 6 zeigt diesen Vorgang in einem gestrichelten Kasten mit der Bezeichnung „DCM-Betriebszone“, mit der Position eines möglichen Impulses, der den Betrieb im DCM-Modus anzeigt.
Die Steuerung 150 implementiert die DCM-Erkennungsschaltung als CMOS-Logikschaltung, die erkennt, ob das Pulse_IN-Signal vor oder nach der Deaktivierung des SR_Gate-Impulses plus der Hystereseperiode aktiviert wird. Tritt das Pulse_IN-Signal in der DCM-Betriebszone auf und sind die anderen Bedingungen für ZVS erfüllt, so aktiviert die Steuerung 150 den Transistor 145 ein zweites Mal, veranschaulicht durch die Aktivierung des SR_Gate_B-Signals in 6.
7 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms eine partielle ZVS-Entscheidungsschaltung 700 gemäß einer Ausführung der vorliegenden Offenbarung. Die partielle ZVS-Entscheidungsschaltung 700 schließt eine Netzspannungserkennungsschaltung 710, eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung 720, eine DCM-Erkennungsschaltung 730 und ein UND-Gatter 740 ein. Die Netzspannungserkennungsschaltung 710 weist einen Ausgang zum Bereitstellen des HI_LINE-Signals auf und kann mit der Netzspannungserkennungsschaltung 400 von 4 oder jeder anderen geeigneten Schaltung implementiert werden, die erkennt, ob die Netzspannung über einem ersten Schwellenwert liegt. Die Ausgangsspannungserkennungsschaltung 720 weist einen Ausgang zum Bereitstellen des HI_VOUT-Signals auf und kann mit der Spannungserkennungsschaltung 720 von 5 oder jeder anderen geeigneten Schaltung implementiert werden, die eine Ausgangsspannung über einem zweiten Schwellenwert erkennt. Die DCM-Erkennungsschaltung weist einen Ausgang zum Bereitstellen eines mit „DCM-MODE“ bezeichneten Signals auf und kann mit jeder geeigneten Schaltung implementiert werden, die erkennt, ob der Sperrwandler 100 im DCM-Modus arbeitet, wie einer Schaltung, die die in 6 veranschaulichte Erkennung durchführt. Das UND-Gatter 740 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Ausgang der Netzspannungserkennungsschaltung 710 verbunden ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Ausgang der Ausgangsspannungserkennungsschaltung 720 verbunden ist, einen dritten Ausgang, der mit dem Ausgang der DCM-Erkennungsschaltung 730 verbunden ist, und einen Ausgang zum Bereitstellen eines mit „ZVS_EN“ bezeichneten Steuersignals auf. ZVS_EN wird als eine Anzeige für die Steuerung 150 verwendet, um den Transistor 145 ein zweites Mal einzuschalten, um den erforderlichen negativen Strom in Lm herzustellen, bevor die sekundäre Steuerung 152 das Signal an die primäre Steuerung 151 zum Einschalten des Transistors 131 aussendet. Die Steuerung 150 reagiert auf eine Aktivierung des ZVS_EN-Signals, um eine ZVS-Tal-Umschaltung durchzuführen, wie in Bezug auf 2 oben veranschaulicht. +
Daher wurden ein Sperrwandler, der eine partielle ZVS-Technik verwendet, und eine Steuerung sowie verschiedene Schaltungen, die in der Steuerung verwendet werden, um die Technik zu implementieren, beschrieben. Die Technik ist als partielle ZVS bekannt, weil sie nur entsprechend den Betriebsbedingungen in ZVS arbeitet. Die Betriebsbedingungen, die verwendet werden, um die ZVS-Technik zu implementieren, schließen den Betrieb im DCM, den Betrieb mit hoher Netzspannung und den Betrieb mit hoher Ausgangsspannung ein. Bei Anwendung dieser ZVS-Technik wird ein Synchrongleichrichtertransistor wie üblich aktiviert, bis die Drainspannung auf null Volt abfällt, dann aber ein zweites Mal aktiviert, um einen negativen Strom durch die Magnetisierungsinduktivität zu entwickeln, mit dem die Ausgangskapazität - Coss - des Schalttransistors auf der Primärseite des Transformators vollständig entladen werden kann.
Die beschriebene partielle ZVS-Technik wird vorteilhaft mit einer Regelung auf der Sekundärseite des Transformators implementiert. Beispielsweise kann die Netzspannung anhand der Spannung am Drain des Synchrongleichrichtertransistors erkannt werden, weil die Größe der Drainspannung die Netzspannung am ersten Ende der Primärwicklung widerspiegelt, wenn der Schalttransistor auf der Primärseite des Transformators leitend ist. Außerdem kann die Ausgangsspannung einfach und direkt von der sekundären Steuerung erkannt werden. In einigen Ausführungsformen können die primäre und die sekundäre Steuerung unter Verwendung separater Halbleiterchips implementiert werden, die in einem Multichipmodul unter Verwendung einer einzigen integrierten Schaltungspackung kombiniert werden. In diesem Fall kann ein Isolator verwendet werden, um eine galvanische Trennung zwischen dem primärseitigen und dem sekundärseitigen Stromkreis aufrechtzuerhalten, aber die Kommunikation von Schaltsignalen zwischen ihnen zu ermöglichen.
Bei der Verwendung der offenbarten partiellen ZVS-Technik wird angenommen, dass die Steuerung 150 die hohe Leistungsdichte, die hohe Schaltfrequenz, die hohe Effizienz und die elektromagnetischen Verträglichkeitsstandards (EMV-Standards) erfüllen kann, die von dem aufkommenden USB-Power Delivery (PD)-Standard gefordert werden, während sie weiterhin die Kosten für Anwendungen wie AC/DC-Ladegeräte niedrig hält.
Der vorstehend offenbarte Gegenstand ist als veranschaulichend und nicht als einschränkend zu betrachten, und die angehängten Ansprüche sollen alle Modifikationen, Verbesserungen und anderen Ausführungsformen einschließen, die im wahren Schutzumfang der Ansprüche liegen. Zum Beispiel bestimmt die partielle ZVS-Technik, ob der Wandler im DCM arbeitet, ob die Netzspannung (Eingangsspannung) über einem ersten Schwellenwert liegt und ob die Ausgangsspannung über einem zweiten Schwellenwert liegt. Ist dies der Fall, so arbeitet er im ZVS-Modus. In anderen Ausführungsformen wird in den ZVS-Modus eingetreten, wenn der Wandler im DCM-Modus arbeitet und die Netzspannung über dem ersten Schwellenwert liegt, unabhängig davon, ob die Ausgangsspannung über dem zweiten Schwellenwert liegt. In anderen Ausführungsformen wird in den ZVS-Modus eingetreten, wenn der Wandler im DCM-Modus arbeitet und die Ausgangsspannung über dem zweiten Schwellenwert liegt, unabhängig davon, ob die Netzspannung über dem ersten Schwellenwert liegt. In der veranschaulichten Ausführungsform wurden bestimmte Schaltungen beschrieben, um zu bestimmen, ob diese Bedingungen erfüllt wurden, wobei Signale verwendet wurden, die der sekundären Steuerung zur Verfügung stehen, aber in anderen Ausführungsformen könnten andere Schaltungen verwendet werden, die dieselbe Funktion ausführen.
In einer Form wird eine Steuerung zur Verwendung in einem Leistungswandler mit einem Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung, die durch einen primärseitigen Transistor geschaltet wird, und einer Sekundärwicklung, die durch einen sekundärseitigen Transistor geschaltet wird, bereitgestellt. Gemäß einem Gesichtspunkt stellt die Steuerung die Trimmspannung zur Verwendung in der Netzspannungserkennungsschaltung gemäß der folgenden Formel ein: $V_{T r i m} = \frac{V_{L i n e}}{n} \times \frac{R_{5}}{R_{6}}$
wobei V_Trim die Trimmspannung ist, V_Line der hohe Netzspannungsschwellenwert ist, n das Windungsverhältnis des Rücklauftransformators ist, R₅ ein Widerstand in Reihe mit einer Eingangsstromquelle ist und R₆ ein Widerstand in Reihe mit einer Ausgangsstromquelle ist.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt umfasst die Steuerung ferner eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines Signals für die Erkennung einer hohen Ausgangsspannung als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung größer als ein zweiter Schwellenwert ist. In diesem Fall kann die Ausgangsspannungserkennungsschaltung eine Widerstandsleiter mit einem Eingang zum Empfangen der Ausgangsspannung und einem Ausgang zum Bereitstellen eines skalierten Ausgangsspannungssignals als einen vorbestimmten Bruchteil der Ausgangsspannung, eine Schaltung zum Erkennen eines hohen Ausgangsspannungssignals zum Aktivieren eines hohen Ausgangsspannungssignals als Reaktion darauf, dass das skalierte Ausgangsspannungssignal größer als ein dritter Schwellenwert ist, eine Schaltung zum Erkennen eines niedrigen Ausgangsspannungssignals zum Aktivieren eines niedrigen Ausgangsspannungssignals als Reaktion darauf, dass das skalierte Ausgangsspannungssignal kleiner als ein vierter Schwellenwert ist, wobei der vierte Schwellenwert kleiner als der dritte Schwellenwert ist, und ein Latch mit einem Setzeingang zum Empfangen des hohen Ausgangsspannungssignals, einem Rücksetzeingang zum Empfangen des niedrigen Ausgangsspannungssignals und einem Ausgang zum Bereitstellen des hohen Ausgangsspannungserkenungssignals umfassen.
In einer anderen Form umfasst ein Leistungswandler einen Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, einen primärseitigen Transistor, der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, einen sekundärseitigen Transistor, der in Reihe mit der Sekundärwicklung geschaltet ist, und eine Steuerung, die eine Netzspannungserkennungsschaltung, eine Erfassungsschaltung für einen diskontinuierlichen Leitungsmodus und eine Schaltsteuerung umfasst. Gemäß einem Gesichtspunkt kann die Steuerung eine Drainspannungserkennungsschaltung zum Bereitstellen eines Drainspannungserfassungssignals, das proportional zu einer Spannung eines Drains des sekundärseitigen Transistors ist, der leitend ist, eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungserkennungssignals, das proportional zu einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers ist, und einen Komparator zum Vergleichen einer Differenz zwischen dem Drainspannungserfassungssignal und dem Ausgangsspannungserfassungssignal mit einem zweiten Schwellenwert umfassen, wobei die Netzspannungserkennungsschaltung das hohe Netzspannungserkennungssignal als Reaktion darauf bereitstellt, dass der Komparator erkennt, dass die Differenz größer als der zweite Schwellenwert ist. In diesem Fall kann die Netzspannungserkennungsschaltung ferner eine Schwellenspannungserzeugungsschaltung mit einem Eingang zum Empfangen einer Trimmspannung und einem Ausgang zum Bereitstellen des zweiten Schwellenwerts gemäß einem hohen Netzspannungsschwellenwert und einem Windungsverhältnis des Rücklauftransformators umfassen. Wenn ja, kann die Steuerung außerdem die Trimmspannung gemäß der folgenden Formel einstellen: $V_{T r i m} = \frac{V_{L i n e}}{n} \times \frac{R_{5}}{R_{6}}$
wobei V_Trim die Trimmspannung ist, V_Line, der hohe Netzspannungsschwellenwert ist, n das Windungsverhältnis des Rücklauftransformators ist, R₅ ein Widerstand in Reihe mit einer Eingangsstromquelle ist und R₆ ein Widerstand in Reihe mit einer Ausgangsstromquelle ist.
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt erkennt die Schaltung zur Erkennung des diskontinuierlichen Leitungsmodus, dass die Steuerung in dem diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet, als Reaktion auf das Erkennen keiner Überlappung eines Auslöseimpulses, den die Steuerung verwendet, um ein primäres Gate-Treibersignal an den primärseitigen Transistor als Reaktion auf eine Regelschleife zu aktivieren, und eine erste Aktivierung eines sekundären Gate-Treibersignals an den sekundärseitigen Transistor nach einer Deaktivierung eines vorherigen primärseitigen Gate-Treibersignals.
Gemäß noch einem weiteren Gesichtspunkt umfasst die Steuerung ferner eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines hohen Ausgangsspannungserkennungssignals als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung größer als ein zweiter Schwellenwert ist. In diesem Fall kann die Ausgangsspannungserkennungsschaltung eine Widerstandsleiter mit einem Eingang zum Empfangen der Ausgangsspannung und einem Ausgang zum Bereitstellen eines skalierten Ausgangsspannungssignals als einen vorbestimmten Bruchteil der Ausgangsspannung, eine Schaltung zum Erkennen eines hohen Ausgangsspannungssignals zum Aktivieren eines hohen Ausgangsspannungssignals als Reaktion darauf, dass das skalierte Ausgangsspannungssignal größer als ein dritter Schwellenwert ist, eine Schaltung zum Erkennen eines niedrigen Ausgangsspannungssignals zum Aktivieren eines niedrigen Ausgangsspannungssignals als Reaktion darauf, dass das skalierte Ausgangsspannungssignal kleiner als ein vierter Schwellenwert ist, wobei der vierte Schwellenwert kleiner als der dritte Schwellenwert ist, und ein Latch mit einem Setzeingang zum Empfangen des hohen Ausgangsspannungssignals, einem Rücksetzeingang zum Empfangen des niedrigen Ausgangsspannungssignals und einem Ausgang zum Bereitstellen des hohen Ausgangsspannungserkenungssignals umfassen.
Gemäß noch einem weiteren Gesichtspunkt ist die Steuerung in einem einzigen integrierten Schaltungspaket ausgebildet und weist eine primäre Steuerung und eine sekundäre Steuerung auf, wobei die sekundäre Steuerung galvanisch von der primären Steuerung isoliert und kommunikativ mit dieser gekoppelt ist.
In noch einer weiteren Form wird ein Verfahren zum selektiven Betreiben eines Leistungswandlers in einem partiellen Nullspannungsschaltmodus bereitgestellt, wobei der Leistungswandler einen Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung, die durch einen primärseitigen Transistor geschaltet wird, und einer Sekundärwicklung, die durch einen sekundärseitigen Transistor geschaltet wird, aufweist. Das Verfahren schließt das Erkennen einer Eingangsnetzspannung, das Erkennen einer Ausgangsspannung, das Erkennen eines Betriebsmodus einer Regelschleife des Leistungswandlers, das Betreiben der Regelschleife in dem partiellen Nullspannungsschaltmodus als Reaktion auf das Erkennen, dass die Eingangsnetzspannung größer als ein erster Schwellenwert ist, das Erkennen, dass die Ausgangsspannung größer als ein zweiter Schwellenwert ist, und das Erkennen, dass der Betriebsmodus ein diskontinuierlicher Leitungsmodus ist, und das Betreiben der Regelschleife in einem anderen Modus neben dem partiellen Nullspannungsschaltmodus als Reaktion auf mindestens eines von dem Erkennen, dass die Eingangsnetzspannung kleiner als der erste Schwellenwert ist, das Erkennen, dass die Ausgangsspannung kleiner als der zweite Schwellenwert ist, und das Erkennen, dass der Betriebsmodus der diskontinuierliche Leitungsmodus ist, ein.
Gemäß einem Gesichtspunkt umfasst das Verfahren ferner das Einstellen der vorbestimmten Zeit basierend auf einer Ausgangskapazität des primärseitigen Transistors und einer gewünschten Ausgangsspannung.
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt umfasst das Verfahren ferner das Einstellen der vorbestimmten Zeit ferner basierend auf einer Magnetisierungsinduktivität und einem Windungsverhältnis des Rücklauftransformators.
Somit ist der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, im maximal zulässigen Rahmen, durch die im weitesten Sinne zulässige Interpretation der folgenden Ansprüche und deren Entsprechungen festzulegen und darf nicht durch die vorangehende ausführliche Beschreibung eingeschränkt werden.

Claims

Steuerung zur Verwendung in einem Leistungswandler mit einem Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung, die durch einen primärseitigen Transistor geschaltet wird, und einer Sekundärwicklung, die durch einen sekundärseitigen Transistor geschaltet wird, umfassend: eine Netzspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines hohen Netzspannungserkennungssignals als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Eingangsnetzspannung größer als ein erster Schwellenwert ist; eine Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus zum Aktivieren eines Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus als Reaktion auf das Erkennen, dass die Steuerung im diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet; und eine Schaltsteuerung, die mit der Netzspannungserkennungsschaltung und mit der Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus gekoppelt ist, um als Reaktion auf eine Aktivierung des hohen Netzspannungserkennungssignals und des Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor unter Verwendung einer partiellen Nullspannungsschaltung zu steuern, und die ansonsten den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor steuert, ohne eine partielle Nullspannungsschaltung zu verwenden.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei die Netzspannungserkennungsschaltung umfasst: eine Drainspannungserkennungsschaltung zum Bereitstellen eines Drainspannungserfassungssignals, das proportional zu einer Spannung eines Drains des sekundärseitigen Transistors ist, der leitend ist; eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Bereitstellen eines Ausgangsspannungserfassungssignals, das proportional zu einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers ist; und einen Komparator zum Vergleichen einer Differenz zwischen dem Drainspannungserfassungssignal und dem Ausgangsspannungserfassungssignal mit einem zweiten Schwellenwert, wobei die Netzspannungserkennungsschaltung das hohe Netzspannungserkennungssignal als Reaktion darauf bereitstellt, dass der Komparator erkennt, dass die Differenz größer als der zweite Schwellenwert ist.
Steuerung nach Anspruch 2, wobei die Netzspannungserkennungsschaltung ferner umfasst: eine Schwellenspannungserzeugungsschaltung mit einem Eingang zum Empfangen einer Trimmspannung und einem Ausgang zum Bereitstellen des zweiten Schwellenwerts basierend auf einem hohen Netzspannungsschwellenwert und einem Windungsverhältnis des Rücklauftransformators.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei die Schaltung zum Erkennen des diskontinuierlichen Leitungsmodus als Reaktion auf das Erkennen keiner Überlappung eines Auslöseimpulses, den die Steuerung verwendet, um ein primäres Gate-Treibersignal an den primärseitigen Transistor als Reaktion auf eine Regelschleife zu aktivieren, und einer ersten Aktivierung eines sekundären Gate-Treibersignals an den sekundärseitigen Transistor nach einer Deaktivierung eines vorherigen primärseitigen Gate-Treibersignals detektiert, dass die Steuerung in dem diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet.
Steuerung nach Anspruch 1, ferner umfassend: eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines hohen Ausgangsspannungserkennungssignals als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung größer als ein zweiter Schwellenwert ist, wobei die Schaltsteuerung ferner mit der Ausgangsspannungserkennungsschaltung gekoppelt ist und als Reaktion auf eine Aktivierung des hohen Netzspannungserkennungssignals, des Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus und das hohe Ausgangsspannungserkennungssignal den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor unter Verwendung von partiellem Nullspannungsschalten steuert, und ansonsten den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor steuert, ohne eine partielle Nullspannungsschaltung zu verwenden.
Steuerung nach Anspruch 1, wobei: die Steuerung in einem einzigen integrierten Schaltungspaket ausgebildet ist und eine primäre Steuerung und eine sekundäre Steuerung aufweist, wobei die sekundäre Steuerung galvanisch von der primären Steuerung isoliert und kommunikativ mit dieser gekoppelt ist.
Leistungswandler, umfassend: einen Rücklauftransformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung; einen primärseitigen Transistor, der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist; einen sekundärseitigen Transistor, der mit der Sekundärwicklung in Reihe geschaltet ist; eine Steuerung umfassend: eine Netzspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines hohen Netzspannungserkennungssignals als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Eingangsnetzspannung größer als ein erster Schwellenwert ist; eine Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus zum Aktivieren eines Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus als Reaktion auf das Erkennen, dass die Steuerung im diskontinuierlichen Leitungsmodus arbeitet; und eine Schaltsteuerung, die mit der Netzspannungserkennungsschaltung und mit der Schaltung zum Erkennen von diskontinuierlichem Leitungsmodus gekoppelt ist, um als Reaktion auf eine Aktivierung des hohen Netzspannungserkennungssignals und des Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor unter Verwendung einer partiellen Nullspannungsschaltung zu steuern, und die ansonsten den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor steuert, ohne eine partielle Nullspannungsschaltung zu verwenden.
Steuerung nach Anspruch 7, ferner umfassend: eine Ausgangsspannungserkennungsschaltung zum Aktivieren eines hohen Ausgangsspannungserkennungssignals als Reaktion auf das Erkennen, dass eine Ausgangsspannung an der Sekundärwicklung größer als ein zweiter Schwellenwert ist, wobei die Schaltsteuerung ferner mit der Ausgangsspannungserkennungsschaltung gekoppelt ist und als Reaktion auf eine Aktivierung des hohen Netzspannungserkennungssignals, des Signals für diskontinuierlichen Leitungsmodus und das hohe Ausgangsspannungserkennungssignal den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor unter Verwendung von partiellem Nullspannungsschalten steuert, und ansonsten den primärseitigen Transistor und den sekundärseitigen Transistor steuert, ohne eine partielle Nullspannungsschaltung zu verwenden.
Verfahren zum selektiven Betreiben eines Leistungswandlers in einem partiellen Nullspannungsschaltmodus, wobei der Leistungswandler einen Rücklauftransistor mit einer Primärwicklung, die durch einen primärseitigen Transistor geschaltet wird, und einer Sekundärwicklung, die durch einen sekundärseitigen Transistor geschaltet wird, aufweist, umfassend: Erkennen einer Eingangsnetzspannung; Erkennen einer Ausgangsspannung; Erkennen eines Betriebsmodus einer Regelschleife des Leistungswandlers; Betreiben der Regelschleife in dem partiellen Nullspannungsschaltmodus als Reaktion auf das Erkennen, dass die Eingangsnetzspannung größer als ein erster Schwellenwert ist, das Erkennen, dass die Ausgangsspannung größer als ein zweiter Schwellenwert ist, und das Erkennen, dass der Betriebsmodus ein diskontinuierlicher Leitungsmodus ist; und Betreiben der Regelschleife in einem anderen Modus neben dem partiellen Nullspannungsschaltmodus als Reaktion auf mindestens eines von dem Erkennen, dass die Eingangsnetzspannung kleiner als ein erster Schwellenwert ist, dem Erkennen, dass die Ausgangsspannung kleiner als ein zweiter Schwellenwert ist, und dem Erkennen, dass der Betriebsmodus der diskontinuierliche Leitungsmodus ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei das Betreiben der Regelschleife in dem partiellen Nullspannungsschaltmodus umfasst: Deaktivieren des primärseitigen Transistors; Aktivieren des sekundärseitigen Transistors nach dem Deaktivieren des primärseitigen Transistors; Deaktivieren des sekundärseitigen Transistors, wenn sich ein sekundärseitiger Strom, der als Reaktion auf das Aktivieren erzeugt wird, auf null entlädt; Erzeugen eines Auslöseimpulses als Reaktion auf eine sekundärseitige Regelschleife unter Verwendung von Talumschaltung nach dem Deaktivieren des sekundärseitigen Transistors; Aktivieren des sekundärseitigen Transistors als Reaktion auf das Erzeugen des Auslöseimpulses und Deaktivieren des sekundärseitigen Transistors an einem Ende einer vorbestimmten Zeit danach; und anschließendes Aktivieren des primärseitigen Transistors als Reaktion darauf, dass eine Drainspannung des sekundärseitigen Transistors ein Tal erreicht.