JP6723085B2 - 絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータ、それを用いた電源アダプタおよび電子機器 - Google Patents

絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータ、それを用いた電源アダプタおよび電子機器 Download PDF

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Description

本発明は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
ＡＣ／ＤＣコンバータをはじめとする様々な電源回路に、絶縁型の、より詳しくはフライバック型やフォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータが利用される。図１は、同期整流型のフライバックコンバータ２００ｒを備えるＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの回路図である。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは主としてヒューズ１０２、入力キャパシタＣｉ、フィルタ１０４、ダイオード整流回路１０６、平滑キャパシタＣｓおよびフライバックコンバータ２００ｒを備える。
商用交流電圧ＶＡＣは、ヒューズ１０２および入力キャパシタＣｉを介してフィルタ１０４に入力される。フィルタ１０４は、商用交流電圧ＶＡＣのノイズを除去する。ダイオード整流回路１０６は、商用交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。ダイオード整流回路１０６の出力電圧は、平滑キャパシタＣｓによって平滑化され、直流電圧ＶＩＮに変換される。
絶縁型のフライバックコンバータ２００ｒは、入力端子Ｐ１に直流電圧ＶＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧ＶＯＵＴを出力端子Ｐ２に接続される負荷（不図示）に供給する。
トランスＴ１の一次巻線Ｗ１には、スイッチングトランジスタＭ１が接続され、二次巻線Ｗ２には、同期整流トランジスタＭ２が接続される。２次側コントローラ４００は、スイッチングトランジスタＭ１と同期して同期整流トランジスタＭ２をスイッチングする。
出力キャパシタＣｏ１は、出力端子Ｐ２に接続される。フィードバック回路２０６は、出力電圧ＶＯＵＴとその目標電圧ＶＯＵＴ（ＲＥＦ）の誤差に応じた電流で、フォトカプラ２０４の発光素子を駆動する。フォトカプラ２０４の受光素子には、誤差に応じたフィードバック電流ＩＦＢが流れる。
整流ダイオードＤ２および平滑化キャパシタＣｏ２は、トランスＴ１の補助巻線Ｗ３とともに電源回路２０８を形成している。電源回路２０８が生成する電源電圧ＶＣＣは、一次側コントローラ３００ｒの電源（ＶＣＣ）端子に供給される。
一次側コントローラ３００ｒは、疑似共振型のコントローラである。一次側コントローラ３００ｒのＦＢ（フィードバック）端子には、フィードバック電流ＩＦＢに応じたフィードバック電圧ＶＦＢが発生する。また一次側コントローラ３００ｒのＣＳ（電流検出）端子には、スイッチングトランジスタＭ１に流れる一次電流ＩＰに比例する電流検出信号ＶＣＳがフィードバックされる。電流検出信号ＶＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１と直列に設けられたセンス抵抗ＲＳの電圧降下が使用される。補助巻線Ｗ３に生ずる電圧ＶＤは、抵抗ＲＺＴ１，ＲＺＴ２によって分圧され、ＺＴ（ゼロ電流検出）端子に入力される。ＺＴ端子にはキャパシタＣＺＴが接続される。
たとえば一次側コントローラ３００ｒは、疑似共振モードのピーク電流モードのパルス変調器を含み、フィードバック電圧ＶＦＢ、電流検出信号ＶＣＳ、およびＺＴ端子の電圧ＶＺＴに応じたデューティ比（あるいは周波数）を有するパルス信号ＳＯＵＴを発生し、出力（ＯＵＴ）端子に接続されるスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
特開２００８−３１２３３５号公報 特開２０１４−０７９１５５号公報
本発明者は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの起動動作について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
疑似共振モードのパルス変調器は、二次巻線の電流ＩＳがゼロになったこと（ゼロカレント）を検出し、それをトリガとしてスイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
スイッチングトランジスタＭ１がオフであり、二次巻線Ｗ２に電流ＩＳが流れている間、補助巻線Ｗ３には、出力電圧ＶＯＵＴに比例した電圧ＶＤが発生する。そして電流ＩＳがゼロになると、補助巻線Ｗ３の電圧ＶＤは負方向に大きくスイングする。そこでパルス変調器は、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴにもとづいてゼロカレントを検出する。
具体的には、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴがある第１しきい値電圧ＶＴＨ１（たとえば０．２Ｖ）を超えた後に、それより低い第２しきい値電圧ＶＴＨ２（たとえば０．１Ｖ）を下回ると、ボトム検出信号をアサートし、ボトム検出信号のアサートをトリガとして、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンする。
ところが、一次側コントローラ３００ｒの起動直後（あるいは出力短絡時）は、出力電圧ＶＯＵＴが低いため、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴが低くなり、したがってＺＴ端子の電圧ＶＺＴが第１しきい値電圧０．２Ｖを超えることができない状況が生じ、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止してしまう。この問題を解決するために、ＺＴ端子の電圧ＶＺＴが第１しきい値電圧ＶＴＨ１（０．２Ｖ）より低い状態が所定時間（τ１）経過すると、強制的にスイッチングトランジスタＭ１をターンオンさせる。
図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒの起動時の動作波形図である。本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。
スイッチングトランジスタＭ１のオン時間（ＳＯＵＴのハイレベル）の間、一次巻線Ｗ１の電流ＩＰが増加する。スイッチングトランジスタＭ１がターンオフすると、二次巻線Ｗ２に電流ＩＳが流れる。起動直後の出力電圧ＶＯＵＴが低い状態では、オフ時間ＴＯＦＦは、所定値τ１と等しくなる。さらにオフ時間ＴＯＦＦにおける電流ＩＳの傾きは、出力電圧ＶＯＵＴに比例するため、起動直後は、傾きが非常に小さく、１サイクル当たりの電流ＩＳの減少幅が電流ＩＰの増加幅より小さい。その結果、電流ＩＳがゼロとなるゼロカレントより前に、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。
この動作が繰り返されると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒは、連続モードで起動することとなり、一次巻線Ｗ１の電流ＩＰが増大していく。連続モードでＤＣ／ＤＣコンバータ２００ｒを起動させると、２次側の同期整流トランジスタＭ２の両端間（ドレインソース間）に、１００Ｖを超えるような非常に高いサージ電圧が発生する。
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧状態において２次側整流回路に生ずるサージノイズを抑制したＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。
本発明のある態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、トランスの二次巻線と接続される整流回路と、発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、フォトカプラの発光素子を駆動するフィードバック回路と、フォトカプラの受光素子と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、フィードバック信号およびゼロ電流検出信号に応じてパルス信号を生成する疑似共振方式のパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、スイッチングトランジスタのオフ時間が長くなるように、ゼロ電流検出端子に電気的に作用する起動調節回路と、を備える。
この態様によると、パルス信号がオンレベルに遷移するタイミングを遅らせることができる。これにより、スイッチングトランジスタがターンオンする時刻におけるトランスの残留エネルギーを減らすことができ、２次側整流回路に生ずるサージノイズを抑制できる。
なお「電気的に作用」とは、電圧のシフト、電圧の重畳、電流のソースやシンク、インピーダンスを変化させること、などを含む。
パルス変調器は、（i）フィードバック信号に応じてパルス信号をオフレベルに遷移させ、（ii）ゼロ電流検出信号が所定の第１しきい値電圧に達しない状態が所定の第１時間持続すると、強制的にパルス信号をオンレベルに遷移させてもよい。起動調節回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、スイッチングトランジスタがターンオフするごとに、ゼロ電流検出端子の電圧が第１しきい値電圧を超えるように、ゼロ電流検出端子に補助信号を重畳してもよい。
この態様によれば、オフ時間を第１時間より長くすることができ、２次側整流回路に生ずるサージノイズを抑制できる。
一次側コントローラは、ゼロ電流検出信号が第１しきい値電圧を超えた後、第１しきい値電圧より低い第２しきい値電圧より低くなるとボトム検出信号をアサートするコンパレータと、スイッチングトランジスタがターンオフしてから所定のマスク時間の間、ボトム検出信号をマスクするブランキング回路をさらに含んでもよい。起動調節回路は、スイッチングトランジスタのターンオフからマスク時間の経過後において、ゼロ電流検出端子の電圧が第１しきい値電圧より高い状態となるように、ゼロ電流検出端子に補助信号を重畳してもよい。
起動調節回路は、補助巻線の一端に生ずる電圧を利用して、補助信号を生成してもよい。起動調節回路は、補助巻線の一端に生ずる電圧の高周波成分を、ゼロ電流検出端子に重畳してもよい。
補助巻線に生ずる電圧の高周波成分、言い換えれば微分波形がゼロ電流検出端子に重畳され、ゼロ電流検出端子の電圧が第１しきい値電圧を超えるようになる。
起動調節回路は、補助巻線の一端とゼロ電流検出端子の間に設けられる第１キャパシタを含んでもよい。これにより、補助巻線に生ずる電圧から、スパイク状の波形を抽出できる。
起動調節回路は、補助巻線の一端とゼロ電流検出端子の間に、第１キャパシタと直列に設けられる第１抵抗を含んでもよい。
第１抵抗によって、ゼロ電流検出端子に重畳される電圧の振幅レベルを調節できる。また一次側コントローラがブランキング回路を含む場合には、第１抵抗と第１キャパシタによって、補助信号の立ち上がり速度を、ブランキング回路のマスク時間に対して最適化できる。
別の観点から言えば起動調節回路は、ハイパスフィルタを含んでもよい。
パルス変調器は、（ii）ゼロ電流検出信号が所定の第１しきい値電圧に達し、続いて所定の第２しきい値電圧より低くなる状態が所定回数発生すると、パルス信号をオンレベルに遷移させるものであり、起動調節回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、ゼロ電流検出端子の電圧のベースラインが、第２しきい値電圧を超えるように、ゼロ電流検出端子に電気的に作用してもよい。
この第２抵抗によって、ＺＴ端子の電圧のベースラインを高電位側にシフトさせることができる。これにより、スパイク波形が消えた後のＺＴ端子を、第２しきい値より高い状態に維持することができ、スイッチングトランジスタのオフ時間をさらに引き延ばすことができる。
ある態様のＤＣ／ＤＣコンバータは、アノードが補助巻線の一端と接続されるダイオードと、ダイオードのカソードと接続される第２キャパシタと、を含み、一次側コントローラの電源電圧を生成する電源回路をさらに備えてもよい。起動調節回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、電源電圧を利用して、ゼロ電流検出端子の電圧のベースラインを調節してもよい。
起動調節回路は、第２キャパシタの一端とゼロ電流検出端子の間に設けられた第２抵抗をさらに含んでもよい。
これにより、電源電圧を利用して、ＺＴ端子の電圧のベースラインを高電位側にシフトさせることができる。
ある態様のＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタと直列に設けられるセンス抵抗をさらに備えてもよい。一次側コントローラは、センス抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を受ける電流検出端子をさらに有してもよい。パルス変調器は、（i）電流検出信号がフィードバック信号に達すると、パルス信号をオフレベルに遷移させるピーク電流モードの変調器であってもよい。
整流回路は、同期整流トランジスタと、同期整流トランジスタを駆動する同期整流コントローラと、を含んでもよい。
本発明の別の態様もまた、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータである。このＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタと直列に設けられるセンス抵抗と、トランスの二次巻線と接続される整流回路と、発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、フォトカプラの発光素子を駆動するフィードバック回路と、フォトカプラの受光素子と接続され、フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、センス抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を受ける電流検出端子と、補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、フィードバック信号、電流検出信号およびゼロ電流検出信号に応じてパルス信号を生成する疑似共振方式のピーク電流モードのパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、補助巻線の一端と電流検出端子の間に設けられた第１分圧抵抗と、電流検出端子と接地ラインの間に設けられた第２分圧抵抗と、補助巻線の一端と電流検出端子の間であって第１分圧抵抗と並列な経路に、直列に設けられた第１抵抗および第１キャパシタと、を備える。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、アノードが補助巻線の一端と接続されるダイオードと、ダイオードのカソードと接続される第２キャパシタと、を含み、一次側コントローラの電源電圧を生成する電源回路と、第２キャパシタの一端とゼロ電流検出端子の間に設けられた第２抵抗と、をさらに備えてもよい。
本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。
本発明の別の態様はＡＣアダプタに関する。ＡＣアダプタは、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給するＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、起動時の２次側整流回路に生ずるサージノイズを抑制できる。
同期整流型のフライバックコンバータを備えるＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図１のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の動作波形図である。 第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。 図３のＤＣ／ＤＣコンバータの起動時の動作波形図である。 実施例に係る一次側コントローラの回路ブロック図である。 図５の一次側コントローラの起動を調節する起動調節回路の第１構成例を示す回路図である。 図６の起動調節回路の動作を説明する図である。 図８（ａ）は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図であり、図８（ｂ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 図５の一次側コントローラの起動を調節する起動調節回路の第２構成例を示す回路図である。 図９のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。 図１２（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
図３は、第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ２００の回路ブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、図１のフライバックコンバータ２００ｒに加えて、起動調節回路２４０をさらに備える。
一次側コントローラ３００について詳しく説明する。一次側コントローラ３００のＦＢ端子はフォトカプラ２０４の受光素子と接続され、フォトカプラ２０４からのフィードバック信号ＶＦＢを受ける。一次側コントローラ３００のＺＴ端子には、補助巻線Ｗ３の一端に生ずる電圧ＶＤに応じたゼロ電流検出信号ＶＺＴが入力される。具体的には、補助巻線Ｗ３の一端の電圧ＶＤは、第１分圧抵抗ＲＺＴ１および第２分圧抵抗ＲＺＴ２によって分圧され、ＺＴ端子に入力される。ＺＴ端子には、キャパシタＣＺＴが接続される。
一次側コントローラ３００はパルス信号ＳＰＦＭを生成するパルス変調器（不図示）を含む。このパルス変調器は、（i）フィードバック信号ＶＦＢに応じてパルス信号ＳＰＦＭをオフレベルに遷移させ、（ii）ゼロ電流検出信号ＶＺＴにもとづいて検出される二次巻線Ｗ２の電流のゼロクロスを条件としてパルス信号ＳＰＦＭをオンレベルに遷移させる疑似共振方式で動作する。
本発明において、疑似共振方式のパルス変調器の具体的な構成は特に限定されるものではない。ある条件下において、ＺＴ端子のゼロ電流検出信号ＶＺＴが、ゼロカレントの条件を満たさなくなると、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止してしまう。この問題を解決するために、多くの一次側コントローラ３００は、ゼロ電流検出端子ＶＺＴがゼロクロスしない場合であっても、所定の条件を満たすと、パルス信号ＳＰＦＭをオンレベルに遷移させ、スイッチングトランジスタＭ１を強制的にターンオンさせる。
たとえば、スイッチングトランジスタＭ１の強制的なターンオンは、スイッチングトランジスタＭ１の直前のターンオフから、所定の第１時間τ１の経過後に発生する。図２を参照して説明したように、低電圧状態においてスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間が第１時間τ１に固定されると、電流連続モードで動作し、サージの原因となる。
低電圧状態におけるサージを抑制するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００には、起動調節回路２４０が設けられる。
起動調節回路２４０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の起動時において、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間が、起動調節回路２４０を設けない場合（すなわちτ１）に比べて長くなるように、ＺＴ端子に電気的に作用する。
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。図４は、図３のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の起動時の動作波形図である。起動調節回路２４０によって、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間ＴＯＦＦが、第１時間τ１よりも長くなる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００が電流不連続モード（もしくは臨界モード）を動作させることができる。その結果、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするタイミングで、トランスＴ１の残留エネルギはゼロに近づくため、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンに起因して二次巻線Ｗ２に生ずるサージを抑制することができる。
以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作である。このＤＣ／ＤＣコンバータ２００によれば、パルス信号ＳＯＵＴがオンレベルに遷移するタイミングを遅らせることができる。これにより、トランスＴ１に流れる電流量を減らすことができ、２次側整流回路に生ずるサージノイズを抑制できる。
本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
起動調節回路２４０による、ＺＴ端子の電気的状態の調節は、一次側コントローラ３００の内部構成や変調方式などに応じて定めればよく、特に限定されるものではない。以下の具体的な実施例では、代表的な一次側コントローラ３００の構成と、それに対応する起動調節回路２４０の構成および動作を説明する。
（実施例）
図５は、実施例に係る一次側コントローラ３００の回路ブロック図である。なお図５には、本発明と関連のあるブロックのみが示されており、その他のブロックは適宜省略している。
この一次側コントローラ３００は、パルス変調器３０２およびドライバ３０４を備える。パルス変調器３０２は、疑似共振方式のピーク電流モードでパルス信号ＳＰＦＭを生成する。パルス変調器３０２は、ゼロ電流検出信号ＶＺＴが所定の第１しきい値電圧ＶＴＨ１（たとえば０．２Ｖ）に達し、続いて所定の第２しきい値電圧ＶＴＨ２（たとえば０．１Ｖ）より低くなる状態（ボトム検出）が所定回数発生すると、パルス信号ＳＰＦＭをオンレベルに遷移させる。所定回数は１回でもよいし、複数回でもよい。またパルス変調器３０２は、電流検出信号ＶＣＳがフィードバック信号ＶＦＢに達すると、パルス信号ＳＰＦＭをオフレベルに遷移させる。
セット信号生成部３１０、リセット信号生成部３３０およびフリップフロップ３５０を備える。セット信号生成部３１０は、ＺＴ端子の状態（ゼロ電流検出信号ＶＺＴ）にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンを指示するセット信号ＳＳＥＴを生成する。
リセット信号生成部３３０は、ＣＳ端子およびＦＢ端子の電気的状態（ＶＣＳおよびＶＦＢ）にもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフを指示するリセット信号ＳＲＥＳＥＴを生成する。
フリップフロップ３５０は、たとえばＳＲフリップフロップであり、セット信号ＳＳＥＴのアサートに応答して、その出力であるパルス信号ＳＰＦＭをオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させ、リセット信号ＳＲＥＳＥＴのアサートに応答して、パルス信号ＳＰＦＭをオフレベル（ローレベル）に遷移させる。
セット信号生成部３１０は、通常動作時においては、ゼロ電流検出信号ＶＺＴにもとづいて、二次巻線Ｗ２の電流ＩＳ（すなわちトランスＴ１の残留エネルギー）がゼロとなったことを検出すると、セット信号ＳＳＥＴをアサートする。
セット信号生成部３１０は、ＺＴコンパレータ３１２、ＺＴブランキング回路３１４、ワンショット回路３２０、タイマー回路３２２、ＯＲゲート３２６を含む。
ＺＴコンパレータ３１２は、ヒステリシスコンパレータであり、ゼロ電流検出信号ＶＺＴをしきい値電圧と比較し、比較結果を示すボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭを出力する。しきい値電圧は、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭのレベルに応じて、第１しきい値電圧ＶＴＨ１（たとえば０．２Ｖ）および第２しきい値電圧ＶＴＨ２（たとえば０．１Ｖ）の二値を遷移する。
二次巻線Ｗ２の電流ＩＳがゼロ（ゼロカレント）になると、ゼロ電流検出信号ＶＺＴは大きく振動する。このとき、ゼロ電流検出信号ＶＺＴは、一旦、第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超え、その後、第２しきい値電圧ＶＴＨ２より低くなるため、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭはパルス状に変化する（アサート）。
スイッチングトランジスタＭ１をターンオフした直後、ゼロ電流検出信号ＶＺＴにはノイズが重畳され、ゼロクロスを誤検出する虞がある。ＺＴブランキング回路３１４は、このノイズを除去するために設けられる。ブランキングタイマー３１６は、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフから所定のマスク時間の間、ローレベルをとりその後ハイレベルをとるマスク信号ＳＭＳＫを生成する。ＡＮＤゲート３１８は、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭとマスク信号ＳＭＳＫの論理積を出力する。
ワンショット回路３２０は、ＺＴブランキング回路３１４を通過したボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭのエッジに応答して、セット信号ＳＳＥＴ１を生成する。セット信号ＳＳＥＴ１は、ＯＲゲート３２６を通過して、フリップフロップ３５０に入力される。
なお、複数回のボトム検出をスイッチングトランジスタＭ１のターンオンの条件とする場合、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭをカウントするカウンタを設けてもよい。
パルス変調器３０２は、ＺＴコンパレータ３１２によって二次巻線Ｗ２の電流ＩＳのゼロクロスが検出できない状況において、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止するのを防止する機能を備える。具体的にはセット信号生成部３１０は、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフ後、ゼロ電流検出信号ＶＺＴが、第１しきい値電圧ＶＴＨ１に達しない状態が所定の第１時間τ１持続すると、セット信号ＳＳＥＴをアサートし、強制的にパルス信号ＳＰＦＭをオンレベルに遷移させる。
この機能のために、タイマー回路３２２が設けられる。タイマー回路３２２は、２個のタイマーを含む。第１のタイマーは、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフ後、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭが発生しない時間を測定し、その時間が第１時間τ１（たとえば１５μｓ）に達する（タイムアウト）と、セット信号ＳＳＥＴ２をアサートする。
また、ＺＴ端子のゼロ電流検出信号ＶＺＴが第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超えた後に、第２しきい値電圧ＶＴＨ２より高い状態が維持されると、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭはアサートされず、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングが停止する。これを防止するために、タイマー回路３２２は第２のタイマーを含む。第２のタイマーは、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭがハイレベルに遷移した後、ハイレベルが第２時間τ２（たとえば５μｓ）継続すると、セット信号ＳＳＥＴ３をアサートする。これにより強制的にパルス信号ＳＰＦＭがオンレベルに遷移する。
リセット信号生成部３３０について説明する。リセット信号生成部３３０は、分圧回路３３２、リーディングエッジブランキング回路３３４、コンパレータ３３６を備える。
スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした直後、電流検出信号ＶＣＳにはノイズが重畳される。リーディングエッジブランキング回路３３４はこのノイズを除去するために設けられる。リーディングエッジブランキング回路３３４は、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンから所定のマスク時間の間、電流検出信号ＶＣＳをマスクする。
分圧回路３３２は、ＦＢ端子の電圧を分圧し、フィードバック信号ＶＦＢ’を生成する。コンパレータ３３６は、リーディングエッジブランキング回路３３４を通過した電流検出信号ＶＣＳ’をフィードバック信号ＶＦＢ’と比較し、ＶＣＳ’がＶＦＢ’に達すると、リセット信号ＳＲＥＳＥＴをアサートする。
以上が一次側コントローラ３００の構成例である。続いて、図５の一次側コントローラ３００に対して有効な起動調節回路２４０について説明する。
図６は、図５の一次側コントローラ３００の起動を調節する起動調節回路２４０の第１構成例（２４０ａ）を示す回路図である。
起動調節回路２４０ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の起動時において、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフするごとに、ＺＴ端子の電圧が第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超えるように、ＺＴ端子に補助信号ＳＡＵＸを重畳する。補助信号ＳＡＵＸは、電圧信号であってもよいし電流信号であってもよい。これにより、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフ後、第１時間τ１（１５μｓ）の経過後にスイッチングトランジスタＭ１が強制オンするのを防止でき、オフ時間を延ばすことができる。
より詳しくは、起動調節回路２４０ａは、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフからマスク時間ＴＭＳＫの経過後においてゼロ電流検出信号ＶＺＴが第１しきい値電圧ＶＴＨ１より高い状態となるように、補助信号ＳＡＵＸを発生する。これにより、補助信号ＳＡＵＸに起因するボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭの変化が、ＺＴブランキング回路３１４によってマスクされるのを防止できる。補助信号ＳＡＵＸは、ゼロカレント検出を妨げないことが求められ、したがってゼロカレント（ＩＳ＝０）より前に減衰していることが望ましい。
起動調節回路２４０ａは、補助巻線Ｗ３の一端に生ずる電圧ＶＤを利用して補助信号ＳＡＵＸを生成する。具体的には起動調節回路２４０ａは、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフに起因して補助巻線Ｗ３の一端の電圧ＶＤに発生する急峻な波形、すなわち電圧ＶＤの高周波成分を利用して、補助信号ＳＡＵＸを生成可能であり、たとえば起動調節回路２４０はハイパスフィルタを含んでもよい。
ここで電圧ＶＤに発生するスパイク状の波形は非常に短い時間でのみ発生するため、そのままＺＴ端子に重畳したのでは、ＺＴブランキング回路３１４によってマスクされる場合もある。この場合、起動調節回路２４０ａは、電圧ＶＤの高周波成分を適切に波形整形し、補助信号ＳＡＵＸを生成する。
起動調節回路２４０ａは、補助巻線Ｗ３の一端とＺＴ端子の間に設けられる第１キャパシタＣ２１を含む。第１キャパシタＣ２１によって、電圧ＶＤの高周波成分を抽出することができる。また第１抵抗Ｒ２１は、第１キャパシタＣ２１と直列に設けられる。第１抵抗Ｒ２１は、補助信号ＳＡＵＸが与えるＺＴ端子の電圧変化量を調節する自由度を与える。第１抵抗Ｒ２１および第１キャパシタＣ２１は、ハイパスフィルタと把握することが可能である。
図７は、図６の起動調節回路２４０ａの動作を説明する図である。スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮにおいて、補助巻線Ｗ３の両端間には、入力電圧ＶＩＮに巻線比ｎＡ／ｎＰを乗じた電圧が発生し、したがって補助巻線Ｗ３の一端の電圧ＶＤは、−ＶＩＮ×ｎＡ／ｎＰとなる。ｎＡは補助巻線Ｗ３の巻数、ｎＰは一次巻線Ｗ１の巻数である。スイッチングトランジスタＭ１がターンオフし、二次巻線Ｗ２に電流ＩＳが流れる間、電圧ＶＤは、出力電圧ＶＯＵＴに比例した正の電圧となる。したがってスイッチングトランジスタＭ１のターンオフに応答して、電圧ＶＤは負から正に急峻に変化する。この急峻な変化をハイパスフィルタなどによって抽出することで、補助信号ＳＡＵＸを生成できる。
続いて図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作を説明する。
図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の効果をより明確とするため、先に従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。図８（ａ）は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。二次巻線Ｗ２に電流が流れる期間、ゼロ電流検出信号ＶＺＴは、出力電圧ＶＯＵＴに巻線比ｎＰ／ｎＳを乗じた電圧が現れる。ｎｐは一次巻線Ｗ１の巻数、ｎｓは二次巻線Ｗ２の巻数である。起動直後は出力電圧ＶＯＵＴが低いため、ゼロ電流検出信号ＶＺＴは、第１しきい値電圧ＶＴＨ１より低くなる。従来のＤＣ／ＤＣコンバータでは、起動直後において有効なボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭが発生せず、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフ後、所定の第１時間τ１の経過後に、セット信号ＳＳＥＴ２がアサートされて、強制的にパルス信号ＳＰＦＭがオンレベルに遷移する。
この場合、二次巻線Ｗ２に流れる電流ＩＳがゼロに低下するより前に、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするため、電流連続モードとなる。トランスにエネルギが残留した状態で、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンすると、同期整流トランジスタＭ２のドレインソース間に大きなサージノイズが発生する。
スイッチングトランジスタＭ１のターンオンによってＺＴ端子に負の過電圧が入力されると好ましくない。そこで図５には図示されないが、一次側コントローラ３００のＺＴ端子と接地の間にスイッチを設け、ＺＴ端子が負電圧となると、スイッチをオンし、ＺＴ端子を０Ｖに固定してもよい。
続いて図８（ｂ）を参照し、図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作を説明する。図８（ｂ）は、図６のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。起動調節回路２４０ａによって、ＺＴ端子に補助信号ＳＡＵＸが重畳される。これによりゼロ電流検出信号ＶＺＴは、出力電圧ＶＯＵＴに比例する電圧レベルＶＯＵＴ×ｎＰ／ｎＳより高くなり、第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超えるようになる。
ゼロ電流検出信号ＶＺＴが第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超えると、セット信号ＳＳＥＴ２は発生しない。これにより、タイマー回路３２２（第１のタイマー）によるスイッチングトランジスタＭ１の強制オフが無効となる。これによりオフ時間を、第１時間τ１よりも長くすることができる。オフ時間が長くなることで、二次巻線Ｗ２の電流ＩＳの減少幅が大きくなり、スイッチングトランジスタＭ１のターンオンのタイミングにおけるトランスの残留エネルギーを減らすことができ、２次側のサージノイズを抑制できる。
特に、図８（ｂ）の２サイクル目以降では、補助信号ＶＡＵＸの成分が減衰した後、二次巻線Ｗ２の電流ＩＳがゼロになると、電圧ＶＺＴが第２しきい値電圧ＶＴＨ２より低くなり、その結果、有効なボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭが発生し、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。すなわち臨界モードの動作が実現できる。
なお図８（ｂ）の１サイクル目では、出力電圧ＶＯＵＴが低いため、ＶＯＵＴ×ｎＰ×ｎＳが第２しきい値電圧ＶＴＨ２より低い。したがって補助信号ＳＡＵＸが減衰すると、ＶＺＴ＜ＶＴＨ２となり、ゼロクロスより前に、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭがアサートされ、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。
２サイクル目以降は、出力電圧ＶＯＵＴが増大するため、ＶＯＵＴ×ｎＰ×ｎＳが第２しきい値電圧ＶＴＨ２より高くなる。２次巻線の電流ＩＳがゼロとなり、ゼロ電流検出信号ＶＺＴが負方向にスイングすることにより、ボトム検出信号ＳＢＯＴＴＯＭが発生し、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンする。したがって、２サイクル目以降は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオンするタイミングにおいて、トランスの残留エネルギーはゼロとなっており、２次側のサージノイズが低減される。
１サイクル目のように、ゼロ電流検出信号ＶＺＴが第１しきい値電圧ＶＴＨ１を超えた後に、補助信号ＳＡＵＸの減衰によって第２しきい値電圧ＶＴＨ２を下回ってしまうと、ＺＴコンパレータ３１２によるボトム検出が発生し、パルス信号ＳＰＦＭがハイレベルに遷移してしまう。このときのオフ時間が短すぎると、次のサイクルで発生する２次側のサージノイズＮＳを十分に抑制できない場合がある。以下の第２構成例では、この問題を解決するための方法を説明する。
図９は、図５の一次側コントローラ３００の起動を調節する起動調節回路２４０の第２構成例（２４０ｂ）を示す回路図である。起動調節回路２４０ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の起動時において、ゼロ電流検出信号ＶＺＴのベースライン（ボトムライン）が、第２しきい値電圧ＶＴＨ２を超えるように、ＺＴ端子の電気的状態を調節する。
図９の起動調節回路２４０ｂは、電源電圧ＶＣＣを利用して、ゼロ電流検出信号ＶＺＴのベースラインを調節する。起動調節回路２４０ｂは、図６の起動調節回路２４０ａに加えて、平滑化キャパシタＣ２とＺＴ端子の間に設けられた第２抵抗Ｒ２２をさらに備える。これにより、ゼロ電流検出信号ＶＺＴに、ＶＣＣ×ＲＺＴ２／（ＲＺＴ２＋Ｒ２２）の初期オフセットＶＯＦＳを与えることができる。
図１０は、図９のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の動作波形図である。ゼロ電流検出信号ＶＺＴには、初期オフセットＶＯＦＳ（たとえば６０ｍＶ）与えられる。これによりゼロ電流検出信号ＶＺＴが、第２しきい値電圧ＶＴＨ２より低くなるまでの減衰時間を、図８（ｂ）より遅らせることができる。これにより、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間をさらに延ばすことができ、２次側のサージノイズを一層小さくできる。
なお図１０では、第１サイクルにおいて、補助信号ＳＡＵＸが重畳されたゼロ電流検出信号ＶＺＴが第２しきい値電圧ＶＴＨ２に減衰するより前に、二次巻線Ｗ２の電流がゼロとなり、それによりゼロ電流検出信号ＶＺＴが負方向にスイングしている。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（第１変形例）
図５に関連して、タイマー回路３２２の１５μｓのタイムアウト機能を備えない場合、図９の起動調節回路２４０ｂの抵抗Ｒ２１およびキャパシタＣ２１を省略し、抵抗Ｒ２２のみで構成してもよい。
（第２変形例）
起動調節回路２４０の具体的な構成は特に限定されない。たとえば図６の起動調節回路２４０ａを、スイッチングトランジスタＭ１のターンオフに応答して、ＺＴ端子に電流パルスを注入（ソース）する電流源で構成してもよい。
あるいは図９では、電源回路が生成する電源電圧ＶＣＣを利用して、ＺＴ端子の電圧をシフトしたがそれには限定されない。たとえば電源電圧ＶＣＣに代えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の入力電圧ＶＩＮを利用してもよい、そのほかの電源回路が生成する直流電圧を利用してもよい。
（第３変形例）
繰り返しになるが、一次側コントローラ３００の内部構成は特に限定されない。一次側コントローラ３００は、さまざまなベンダーから多くの回路が提供されおり、ＺＴ端子のボトム検出の方式は様々である。起動調節回路２４０は、一次側コントローラ３００の内部構成や制御方式を考慮して、起動時のスイッチングトランジスタＭ１のオフ次間が長くなるように、設計すればよい。
（第４変形例）
実施の形態では、同期整流型のＤＣ／ＤＣコンバータを説明したが、本発明はダイオード整流型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。
（用途）
最後にＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、ＡＣアダプタや電子機器の電源ブロックに好適に利用されるＡＣ／ＤＣコンバータ１００に利用できる。
図１１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ラップトップコンピュータ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
図１２（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図１２（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体９０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、Ｃｏ１…出力キャパシタ、Ｃ２…平滑化キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２…整流ダイオード、Ｔ１…トランス、Ｗ１…一次巻線、Ｗ２…二次巻線、Ｗ３…補助巻線、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、ＲＳ…検出抵抗、１００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、１０２…ヒューズ、Ｃｉ…入力キャパシタ、１０４…フィルタ、１０６…ダイオード整流回路、Ｃｓ…平滑キャパシタ、２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０４…フォトカプラ、２０６…フィードバック回路、２０８…電源回路、２４０…起動調節回路、Ｃ２１…第１キャパシタ、Ｒ２１…第１抵抗、Ｒ２２…第２抵抗、３００…一次側コントローラ、３０２…パルス変調器、３０４…ドライバ、３１０…セット信号生成部、３１２…ＺＴコンパレータ、３１４…ＺＴブランキング回路、３１６…ブランキングタイマー、３１８…ＡＮＤゲート、３２０…ワンショット回路、３２２…タイマー回路、３２６…ＯＲゲート、３３０…リセット信号生成部、３３２…分圧回路、３３４…リーディングエッジブランキング回路、３３６…コンパレータ、３５０…フリップフロップ、８００…ＡＣアダプタ、８０２…プラグ、８０４…筐体、８０６…コネクタ、８１０，９００…電子機器、９０２…プラグ、９０４…筐体。

Claims (19)

  1. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
    前記トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、
    前記トランスの二次巻線と接続される整流回路と、
    発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、
    前記整流回路から出力される前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、前記フォトカプラの前記発光素子を駆動するフィードバック回路と、
    前記フォトカプラの前記受光素子と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、前記補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、前記フィードバック信号および前記ゼロ電流検出信号に応じて前記スイッチングトランジスタのスイッチングに使用されるパルス信号を生成する疑似共振方式のパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記スイッチングトランジスタのオフ時間が長くなるように、前記ゼロ電流検出端子に電気的に作用する起動調節回路と、
    を備え、
    前記起動調節回路は、前記補助巻線の一端に生ずる電圧の高周波成分を、前記ゼロ電流検出端子に重畳することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 前記起動調節回路は、前記補助巻線の一端と前記ゼロ電流検出端子の間に設けられる第１キャパシタを含むことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
    前記トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、
    前記トランスの二次巻線と接続される整流回路と、
    発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、
    前記整流回路から出力される前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、前記フォトカプラの前記発光素子を駆動するフィードバック回路と、
    前記フォトカプラの前記受光素子と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、前記補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、前記フィードバック信号および前記ゼロ電流検出信号に応じて前記スイッチングトランジスタのスイッチングに使用されるパルス信号を生成する疑似共振方式のパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記スイッチングトランジスタのオフ時間が長くなるように、前記ゼロ電流検出端子に電気的に作用する起動調節回路と、
    を備え、
    前記起動調節回路は、前記補助巻線の一端と前記ゼロ電流検出端子の間に設けられる第１キャパシタを含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 前記起動調節回路は、前記補助巻線の一端と前記ゼロ電流検出端子の間に、前記第１キャパシタと直列に設けられる第１抵抗を含むことを特徴とする請求項２または３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 前記起動調節回路は、ハイパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
    前記トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、
    前記トランスの二次巻線と接続される整流回路と、
    発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、
    前記整流回路から出力される前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、前記フォトカプラの前記発光素子を駆動するフィードバック回路と、
    前記フォトカプラの前記受光素子と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、前記補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、前記フィードバック信号および前記ゼロ電流検出信号に応じて前記スイッチングトランジスタのスイッチングに使用されるパルス信号を生成する疑似共振方式のパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記スイッチングトランジスタのオフ時間が長くなるように、前記ゼロ電流検出端子に電気的に作用する起動調節回路と、
    を備え、
    前記起動調節回路は、ハイパスフィルタを含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 前記パルス変調器は、（i）前記フィードバック信号に応じて前記パルス信号をオフレベルに遷移させ、（ii）前記ゼロ電流検出信号が所定の第１しきい値電圧に達しない状態が所定の第１時間持続すると、強制的に前記パルス信号をオンレベルに遷移させるものであり、
    前記起動調節回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記スイッチングトランジスタがターンオフするごとに、前記ゼロ電流検出端子の電圧が前記第１しきい値電圧を超えるように、前記ゼロ電流検出端子に補助信号を重畳することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 前記一次側コントローラは、
    前記ゼロ電流検出信号が前記第１しきい値電圧を超えた後、前記第１しきい値電圧より低い第２しきい値電圧より低くなるとボトム検出信号をアサートするコンパレータと、
    前記スイッチングトランジスタがターンオフしてから所定のマスク時間の間、前記ボトム検出信号をマスクするブランキング回路をさらに含み、
    前記起動調節回路は、前記スイッチングトランジスタのターンオフから前記マスク時間の経過後において、前記ゼロ電流検出端子の電圧が前記第１しきい値電圧より高い状態となるように、前記ゼロ電流検出端子に前記補助信号を重畳することを特徴とする請求項７に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 前記起動調節回路は、前記補助巻線の一端に生ずる電圧を利用して、前記補助信号を生成することを特徴とする請求項７または８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  10. 前記パルス変調器は、（ii）前記ゼロ電流検出信号が所定の第１しきい値電圧に達し、続いて所定の第２しきい値電圧より低くなる状態が所定回数発生すると、前記パルス信号をオンレベルに遷移させるものであり、
    前記起動調節回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記ゼロ電流検出端子の電圧のベースラインが、前記第２しきい値電圧を超えるように、前記ゼロ電流検出端子の電気的状態を調節することを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  11. 前記起動調節回路は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの起動時において、前記ゼロ電流検出端子の電圧を、高電位側にシフトさせることを特徴とする請求項１０に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  12. アノードが前記補助巻線の前記一端と接続されるダイオードと、前記ダイオードのカソードと接続される第２キャパシタと、を含み、前記一次側コントローラの電源電圧を生成する電源回路をさらに備え、
    前記起動調節回路は、前記電源電圧を利用して、前記ゼロ電流検出端子の電圧のベースラインを調節することを特徴とする請求項１０または１１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  13. 前記起動調節回路は、前記第２キャパシタの一端と前記ゼロ電流検出端子の間に設けられた第２抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項１２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  14. 前記スイッチングトランジスタと直列に設けられるセンス抵抗をさらに備え、
    前記一次側コントローラは、前記センス抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を受ける電流検出端子をさらに有し、
    前記パルス変調器は、（i）前記電流検出信号が前記フィードバック信号に達すると、前記パルス信号をオフレベルに遷移させるピーク電流モードの変調器であることを特徴とする請求項１から１３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  15. 前記整流回路は、
    同期整流トランジスタと、
    前記同期整流トランジスタを駆動する同期整流コントローラと、
    を含むことを特徴とする請求項１から１４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  16. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
    前記トランスの一次巻線と接地ラインの間に設けられるスイッチングトランジスタと、
    前記スイッチングトランジスタと直列に設けられるセンス抵抗と、
    前記トランスの二次巻線と接続される整流回路と、
    発光素子および受光素子を含むフォトカプラと、
    前記整流回路から出力される前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に近づくように、前記フォトカプラの前記発光素子を駆動するフィードバック回路と、
    前記フォトカプラの前記受光素子と接続され、前記フォトカプラからのフィードバック信号を受けるフィードバック端子と、前記センス抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を受ける電流検出端子と、前記補助巻線の一端に生ずる電圧に応じたゼロ電流検出信号を受けるゼロ電流検出端子と、前記フィードバック信号、前記電流検出信号および前記ゼロ電流検出信号に応じて前記スイッチングトランジスタのスイッチングに使用されるパルス信号を生成する疑似共振方式のピーク電流モードのパルス変調器と、を有する一次側コントローラと、
    前記補助巻線の一端と前記電流検出端子の間に設けられた第１分圧抵抗と、
    前記電流検出端子と接地ラインの間に設けられた第２分圧抵抗と、
    前記補助巻線の一端と前記電流検出端子の間であって前記第１分圧抵抗と並列な経路に、直列に設けられた第１抵抗および第１キャパシタと、
    を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  17. アノードが前記補助巻線の前記一端と接続されるダイオードと、前記ダイオードのカソードと接続される第２キャパシタと、を含み、前記一次側コントローラの電源電圧を生成する電源回路と、
    前記第２キャパシタの一端と前記ゼロ電流検出端子の間に設けられた第２抵抗と、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
  18. 負荷と、
    商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から１７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電子機器。
  19. 商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から１７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電源アダプタ。
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