JPH09233817A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング電源における負荷が小さいとき
の電力変換効率を高く維持する。 【解決手段】 ＲＣＣ回路４８のスイッチングトランジ
スタ３６のベース・エミッタ間には、分周回路５１から
の出力によって制御されるスイッチングトランジスタ５
０のコレクタ・エミッタ間が接続される。分周回路５１
には、トランス３５の帰還巻線３５ｃに発生する電圧
が、ホトカプラ５７の発光側５３ｂが制御入力５７にロ
ーレベルの信号が与えられて発光するときに導通する受
光側５３ａを介して与えられる。スイッチングトランジ
スタ５０は、帰還巻線３５ｃに発生する電圧波形の周期
の整数の分の１の期間だけ遮断され、ＲＣＣ回路４８の
スイッチングトランジスタ３６は導通可能な状態とな
り、結果的にＲＣＣ回路４８の自励発振周波数が低下
し、スイッチング損失の増大を防ぐことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、リンギング・チョ
ーク・コンバータ（以下、「ＲＣＣ」と略称する）方式
のスイッチング電源、特に日常的に連続通電され、消費
電力の小さい待機状態が長く継続する機器に使用される
スイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】電気的な各種制御を伴う機器には、安定
した直流電源として、商用交流電源から安定した直流電
圧を供給するスイッチング電源が広く用いられている。
レーザビームプリンタ、ファクシミリなどのＯＡ機器に
おいては、ＲＣＣ方式のスイッチング電源が広く用いら
れている。ＲＣＣ方式のスイッチング電源は、商用交流
を一旦直流に整流平滑し、商用交流の周波数よりも高い
周波数で自励発振して変圧してさらに整流平滑すること
によって、商用交流電圧に比較して低電圧の直流出力
を、商用交流とは電気的に絶縁された状態で、高い変換
効率で得ることができるからである。

【０００３】図６は、ＲＣＣ方式のスイッチング電源の
基本的な構成を示す。商用電源１からの交流電力は、ノ
イズフィルタ２を介して整流器３で整流され、平滑コン
デンサ４で平滑され直流に変換される。この直流電力
は、トランス５の一次側巻線とスイッチングトランジス
タ６のコレクタ・エミッタ間の直列回路に供給される。
スイッチングトランジスタ６のベース・エミッタ間に
は、抵抗７とダイオード８およびコンデンサ９の並列回
路とを直列に介して、トランス５の帰還巻線が接続され
ている。スイッチングトランジスタ６のベースに帰還巻
線からの電圧が与えられているので、トランス５とスイ
ッチングトランジスタ６とは、ブロッキング発振器とし
て、たとえば商用電源の１０００倍から１００００倍の
周波数を有する高周波で自励発振し、トランス５の一次
巻線には断続的に電流が供給される。抵抗７、ダイオー
ド８およびコンデンサ９は、スイッチングトランジスタ
６のベース電流を制限するために設けられる。

【０００４】スイッチングトランジスタ６のベースに
は、ツェナダイオード１０のカソードが接続される。ツ
ェナダイオード１０のアノードは、ダイオード１１のア
ノードに接続される。ダイオード１１のカソードは、ダ
イオード８およびコンデンサ９とトランス５の帰還巻線
との接続点に接続される。ツェナダイオード１０のアノ
ードおよびダイオード１１のアノードの接続点とスイッ
チングトランジスタ６のエミッタとの間には、抵抗１２
およびコンデンサ１３が並列に接続される。ツェナダイ
オード１０、ダイオード１１、抵抗１２およびコンデン
サ１３は、トランス５の二次巻線からの出力電圧安定化
のために設けられている。トランス５の二次巻線からの
出力は、ダイオード１４によって整流され、コンデンサ
１５によって平滑されて直流安定化出力１６として負荷
の機器に供給される。スイッチングトランジスタ６のベ
ースには、抵抗１７を介して起動用の直流電流が供給さ
れる。

【０００５】以上述べた整流器３から抵抗１２までは、
ＲＣＣ回路１８を構成する。ＲＣＣ回路１８で、トラン
ス５の二次巻線と帰還巻線とは、巻数比に従って電圧値
が異なるだけで、相似形の波形がそれぞれの巻線に発生
する。したがって、二次巻線側のコンデンサ１５の電圧
に比例する電圧が帰還巻線側のコンデンサ１３の両端に
も現れる。コンデンサ１３の両端の電圧は、ツェナダイ
オード１０を介してスイッチングトランジスタ６のベー
ス・エミッタ間に与えられる。コンデンサ１３の両端の
電圧がツェナダイオード１０のツェナ電圧を超えると、
スイッチングトランジスタ６は遮断されるので、トラン
ス５の一次巻線には電力が供給されず、トランス５の二
次巻線からの出力の増大も停止する。このようにして、
コンデンサ１３の両端電圧を一定に保つことによって、
二次側のコンデンサ１５の両端電圧すなわち直流安定化
出力１６が一定電圧となるように制御される。ここで抵
抗１２は、トランス５のリーケージインダクタによるス
パイク電圧を熱消費し、直流安定化出力１６の安定度を
向上させるために用いられている。

【０００６】図７はスイッチング電源の装着されるＯＡ
機器の典型的な例としてのレーザビームプリンタ２０の
外観を示し、図８はレーザビームプリンタ２０の概略的
な電力消費構成を示す。レーザビームプリンタ２０の制
御のためのＣＰＵ２１、各種測定器の記憶などに用いる
メモリ２２、外部に接続されるパーソナルコンピュータ
などとの電気的接続を行うインタフェース回路２３など
は、ＲＣＣ回路１８からの直流安定化電圧が供給されて
動作する。ＲＣＣ回路１８からは、トランス５に複数の
二次巻線を設けて、コピー用紙の搬入と印刷済用紙の搬
出を行うためのモータ２４や、感光体を帯電させたり除
電させたりするための高圧電源２５などに、別系統で直
流安定化電圧を供給する。レーザビームプリンタ２０で
ＲＣＣ回路１８が用いられているのは、操作者がレーザ
ビームプリンタ２０に触れても感電しないように、トラ
ンス５によって商用電源１から電気的に絶縁するためも
ある。レーザビームプリンタ２０で印刷された結果を定
着させるためにはヒータ２６が用いられ、この断続はリ
レースイッチ２７によって行われる。ヒータ２６の消費
電力は大きいけれども、直流の必要はないので、ＲＣＣ
回路１８を通さないで電力供給する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図７に示すようなレー
ザビームプリンタ２０などのＯＡ機器では、必要なとき
にすぐ使用可能となるように、日常連続通電され、待機
状態では消費電力を極力低減するように制御されてい
る。図６に示すようなＲＣＣ方式のスイッチング電源で
は、負荷となる機器の定格消費電力時に最大の電力変換
効率となるように設計されるのが通常である。このレー
ザビームプリンタ２０のようなＯＡ機器では、定格消費
電力に対して、待機時の消費電力が極力低減するような
制御が行われている。ＲＣＣ方式のスイッチング電源で
は、負荷が軽くなると発振周波数が増大し、スイッチン
グの断続回数が増大してスイッチング損失も増大し、さ
らにスイッチングトランジスタ６が不飽和領域で動作す
るようになるので、これによる損失の増加も加わって変
換効率が低下してしまう。

【０００８】一般にＲＣＣ方式のスイッチング電源で
は、負荷と発振周波数との関係は次の第１式に従って表
される。

【０００９】

【数１】

【００１０】したがって、負荷電力Ｐｏと発振周波数ｆ
とは反比例の関係にある。負荷電力Ｐｏが小さくなると
発振周波数ｆが増大し、スイッチングの断続回数が増大
する。一般的にスイッチング回路では、スイッチング回
数が増大するとスイッチング損失が増えるので、このよ
うな発振周波数ｆの増大によってもスイッチング損失は
増大してしまう。

【００１１】また、発振周波数ｆが大きいと、スイッチ
ングトランジスタ６は図９に示すように不飽和状態とな
る。すなわち図９（ａ）に示すように、定格負荷では、
スイッチングトランジスタ６のコレクタ・エミッタ電圧
Ｖｃｅ波形が、ライズタイムｔｒを経過した後で飽和状
態となり、フォールタイムｔｆを充分経過した後で再び
立上がることができるのに対し、軽負荷では図９（ｂ）
に示すように、ライズタイムｔｒおよびフォールタイム
ｔｆが充分経過しないうちにオン／オフが繰返され、コ
レクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅが不飽和状態で変化し、
特にオン状態での電圧が上昇してしまう。スイッチング
トランジスタ６の電力損失は、コレクタ・エミッタ間電
圧Ｖｃｅと電流との積になるので、Ｖｃｅが上昇すると
損失も増大する。

【００１２】以上説明したように、ＲＣＣ方式のスイッ
チング電源では、機器の定格消費電力時に最も大きい電
力変換効率が得られるように設計されているので、他の
動作モード、特に長時間にわたる待機状態においては、
電力変換効率が低下し、不要な電力消費をしてしまうこ
とになる。そのため、機器自体の消費電力を待機状態で
低減しても、省電力を充分に達成することができず、そ
のような待機状態は長時間にわたるので不要な電力消費
が累積してしまうことになる。

【００１３】本発明の目的は、機器の待機時などの低消
費電力時においても電力変換効率を高く維持することが
できるスイッチング電源を提供することである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源から
整流平滑された直流電流をスイッチング素子を介して変
圧器の一次巻線に断続的に通電し、通電遮断期間の変圧
器の二次巻線からの出力を整流平滑して機器に電圧が安
定化された直流電力を供給するように変圧器の帰還巻線
に発生する信号によってスイッチング素子を自励発振さ
せ、機器の定格消費電力が負荷となるとき最大の変換効
率が得られるように設計されるリンギング・チョーク・
コンバータ方式のスイッチング電源において、機器の動
作状態を示す信号が入力され、機器の消費電力が定格消
費電力から予め定める基準を超えて減少する待機状態と
なるとき、自励発振周波数を低下させるように制御する
制御手段を含むことを特徴とするスイッチング電源であ
る。本発明に従えば、機器の定格消費電力時に最大効率
が得られるように設計されているリンギング・チョーク
・コンバータ方式のスイッチング電源の発振周波数を、
制御手段によって待機状態では低下させるように制御す
る。従来のリンギング・チョーク・コンバータ方式のス
イッチング電源では、負荷が小さくなると発振周波数が
増大し、スイッチング損失が増加して変換効率が低下す
るけれども、制御手段によって自励発振の周波数を低下
させるので、スイッチング損失の増大を防ぎ、待機時の
電力変換効率を高く維持することができる。

【００１５】また本発明は、前記制御手段からの制御に
よって、前記スイッチング素子の動作を断続的に遮断し
て、自励発振周波数を低下させる遮断手段を備えること
を特徴とする。 本発明に従えば、遮断手段が制御手段からの制御によっ
て、スイッチング素子の動作を断続的に遮断して自励発
振周波数を低下させるので、機器の消費電力が小さくな
って自励発振の周波数が増大しようとしても、スイッチ
ング損失の増大を防ぐことができる。

【００１６】また本発明で前記遮断手段は、帰還巻線に
発生する信号を分周した信号によって、スイッチング素
子の動作を遮断することを特徴とする。 本発明に従えば、遮断手段は、機器の消費電力が小さく
なって自励発振周波数が高くなっても、帰還巻線に発生
する信号を分周してスイッチング素子の動作を遮断する
ので、自励発振周波数を低下させ、スイッチング損失の
増大を防いで電力変換効率の低下を防ぐことができる。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の一形態に
よるスイッチング電源の電気的構成を示す。ＡＣ１００
Ｖなどの商用電源３１から、外来ノイズを除去し、また
スイッチング電源から発生するノイズを阻止するノイズ
フィルタ３２を介してダイオードブリッジによる整流器
３３に交流電力が供給される。整流器３３からは、大容
量の電解コンデンサなどによって実現される平滑コンデ
ンサ３４に整流された電力を供給し、平滑コンデンサ３
４で平滑して直流化させる。平滑コンデンサ３４に蓄え
られた電力は、トランス３５の一次巻線３５ａとスイッ
チング素子であるＮＰＮ型バイポーラスイッチングトラ
ンジスタ３６のコレクタ・エミッタ間とで形成する直列
回路に流れる。スイッチングトランジスタ３６のベース
とエミッタとの間には、抵抗３７とダイオード３８およ
びコンデンサ３９の並列回路とトランス３５の帰還巻線
３５ｃとの直列回路が接続される。スイッチングトラン
ジスタ３６のベースとトランス３５の帰還巻線３５ｃの
一端からダイオード３８およびコンデンサ３９への接続
点との間には、ツェナダイオード４０のカソード・アノ
ード間と、ダイオード１１のアノード・カソード間とが
この順序で直列に接続される。ツェナダイオード４０の
アノードおよびダイオード４１のアノードの接続点とス
イッチングトランジスタ３６のエミッタとの間には、抵
抗４２およびコンデンサ４３が並列に接続される。スイ
ッチングトランジスタ３６のエミッタには、整流器３３
のマイナス出力側、平滑コンデンサ３４のマイナス側端
子、トランス３５の帰還巻線３５ｃの他端がそれぞれ共
通接続される。

【００１８】トランス３５の二次巻線３５ｂの一端は、
整流用のダイオード４１のアノードに接続され、ダイオ
ード４１のカソードは平滑用のコンデンサ４５のプラス
側端子を経て直流安定化出力４６のプラス側として導出
される。トランス３５の二次巻線３５ｂの他端は、コン
デンサ４５のマイナス側端子を経て直流安定化出力４６
のマイナス側として導出される。スイッチングトランジ
スタ３６のベースには、整流器３３のプラス側出力から
抵抗４７を介して起動用の電流が供給される。これらの
整流器３３から抵抗４７までを含むＲＣＣ回路４８の動
作は、基本的に図６に示すＲＣＣ回路１８の動作と同等
であり、各構成部分は参照符の番号から３０を減じた番
号を参照符とする部分とそれぞれ対応するので、詳しい
説明は省略する。

【００１９】本実施形態では、スイッチングトランジス
タ３６のベース・エミッタ間に遮断手段であるＮＰＮ型
のバイポーラスイッチングトランジスタ５０のコレクタ
・エミッタ間が接続され、スイッチングトランジスタ５
０のベースは分周回路５１の出力によって制御される。
分周回路５１の入力にはツェナダイオード５２が接続さ
れ、ホトカプラ５３の受光側５３ａであるフォトトラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間および抵抗５４をダイオ
ード５５のカソード・アノード間を経てトランス３５の
帰還巻線３５ｃの一端に接続される。ダイオード５５
は、帰還巻線３５ｃに発生する電圧を整流し、ホトカプ
ラ５３の受光側５３ａが導通状態のときに分周回路５１
に整流出力を与え、分周した出力によってスイッチング
トランジスタ５０を制御する。ホトカプラ５３の発光側
５３ｂである発光ダイオード（略称「ＬＥＤ」）は、抵
抗５６を介して直流安定化出力４６のプラス側に接続さ
れている。ホトカプラ５３の発光側５３ｂのカソード側
は、制御入力５７として、ローレベルＬの論理入力が与
えられれば発光側５３ｂが発光し、受光側５３ａを導通
状態に制御する。ホトカプラ５３の受光側５３ａが導通
すると、ダイオード５５によって整流された帰還巻線３
５ｃからの半波整流された信号がツェナダイオード５２
で電圧制限されて分周回路５１に入力される。

【００２０】図２は分周回路５１の内部構成例を示し、
図３はその動作波形を示す。分周回路５１は、テキサス
インスツルメント（ＴＩ）社の論理ＩＣであるＳＮ７４
ＬＳ９３で代表される２進カウンタ６１，６２と、同じ
くＴＩ社の論理ＩＣであるＳＮ７４ＬＳ００等で代表さ
れるＮＡＮＤゲート６３とを含んで構成される。２進カ
ウンタ６１のクロック入力ＣＫには、図１のツェナダイ
オード５２のカソードに発生する（ａ）に示すような波
形が入力される。１段目の２進カウンタ６１の出力ＱＢ
からは（ｂ）で示すような、（ａ）の信号を２分周した
波形の出力が導出され、２段目の２進カウンタ６２のク
ロック入力ＣＫに入力される。２段目の２進カウンタ６
２の出力ＱＣからは（ｃ）に示すように、（ｂ）に示す
信号波形をさらに２分周した信号が出力される。ＮＡＮ
Ｄゲート６３の入力には、（ｂ）に示す波形と（ｃ）に
示す波形とが入力され、出力波形としては（ｄ）に示す
ように、もとの（ａ）に示す波形の１周期だけローレベ
ルＬとなり、３周期はハイレベルＨとなる出力が得ら
れ、１／４の周波数に４分周される。

【００２１】図１のスイッチングトランジスタ５０は、
ベースに与えられる分周回路５１の出力がハイレベルＨ
であるときには導通し、ＲＣＣ回路４８を構成するスイ
ッチングトランジスタ３６のベース電圧を低いレベルに
クランプして遮断状態とする。スイッチングトランジス
タ５０のベースに与えられる分周回路５１の出力がロー
レベルＬの期間には、スイッチングトランジスタ５０は
遮断する。スイッチングトランジスタ５０が遮断状態と
なると、ＲＣＣ回路４８のスイッチングトランジスタ３
６は本来のスイッチング動作を行うことができる。制御
入力５７への論理値が機器の動作状態に対応し、ローレ
ベルＬが待機状態を表すようにすれば、待機中での電力
変換効率向上を図ることができる。

【００２２】図４は、図１の実施形態のＲＣＣ回路４８
の動作を示す。図４（ａ）は制御入力５７がハイレベル
Ｈで、ＲＣＣ回路４８は従来のＲＣＣ回路１８と同等の
動作を行っている状態を示し、図４（ｂ）は分周回路５
１が１／２分周動作を行っている状態を示し、図４
（ｃ）は分周回路５１が１／４分周を行っている状態を
示す。（ａ），（ｂ）および（ｃ）において、ＡはＲＣ
Ｃ回路４８のスイッチングトランジスタ３６のコレクタ
・エミッタ間電圧Ｖｃｅの変化を示し、Ｂはスイッチン
グトランジスタ３６のベース・エミッタ間に接続される
遮断用のスイッチングトランジスタ５０のベース・エミ
ッタ間電圧を示す。図４（ａ）に示すように、Ｂで示す
スイッチングトランジスタ５０のベース・エミッタ間電
圧がほとんどローレベルであるときには、ＲＣＣ回路４
８のスイッチングトランジスタ３６は負荷が小さい出力
電力１Ｗのときであってもトランス３５の各巻線に発生
するリンギング電圧波形の１周期毎にスイッチング制御
を繰返し、スイッチング損失のために入力電力３．４Ｗ
を要し、電力変換効率は２９％となる。図４（ｂ）に示
すように、分周回路５１で１／２分周した出力をスイッ
チングトランジスタ５０のベースに与えて、ベース電圧
がローレベルになる期間を全体の１／２にすると、ＲＣ
Ｃ回路４８のスイッチングトランジスタ３６が導通する
回数は１／２に減少する。このため、出力電力１Ｗを得
るための入力電力は２．６Ｗとなり、電力変換効率は３
８％となる。図４（ｃ）に示すように、分周回路５１に
よってスイッチングトランジスタ５０のベースに１／４
の期間だけローレベルとなる出力を与えると、ＲＣＣ回
路４８のスイッチングトランジスタ３６は４回に１回だ
け導通し、出力電力１Ｗを得るのに必要な入力電力は２
Ｗとなり、電力変換効率は５０％に向上する。

【００２３】分周回路５１による分周比としては、２お
よび４の場合について示すけれども、他のより大きな分
周比とすることもできる。また、単安定マルチバイブレ
ータ回路などを用いて、帰還巻線３５ｃにパルス状の電
圧が発生した後、一定期間はスイッチングトランジスタ
５０を導通させて、ＲＣＣ回路４８の自励発振周波数を
低下させるようにすることもできる。

【００２４】図５は、本発明の実施の他の形態として、
ＲＣＣ回路の自励発振周波数を低下させるための構成を
示す。本実施形態では、トランス６５の一次巻線６５ａ
にタップ６６を設け、切換スイッチ６７で切換えること
によって、前述の第１式におけるＬｐの値を大小に切換
えることができる。

【００２５】以上の各実施形態では、ＲＣＣ回路を実現
するスイッチング素子としてＮＰＮ型バイポーラスイッ
チングトランジスタ３６を用いているけれども、他のス
イッチング素子を選択することもできる。他のスイッチ
ング素子を用いるときには、入力を遮断するための遮断
手段であるスイッチングトランジスタ５０についても、
適合する形式のスイッチング素子を選択すればよい。

【００２６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、機器の使
用電力が定格消費電力よりも予め定める基準を超えて低
下する待機状態であっても、リンギング・チョーク・コ
ンバータ方式のスイッチング電源の自励発振周波数を低
くなるように制御することができるので、電力変換効率
を高く維持することができる。これによってＯＡ機器な
ど、日常的に通電状態とし、待機状態での電力消費を抑
制して総合的な省エネルギを図ることができる。

【００２７】また本発明によれば、スイッチング素子の
動作を断続的に遮断して自励発振周波数を低下させるの
で、スイッチング素子のスイッチング回数を減少させ、
損失を抑制して総合的な電力変換効率を高く維持するこ
とができる。

【００２８】また本発明によれば、スイッチング素子の
動作を、帰還巻線に発生する信号を分周した出力によっ
て遮断するので、機器で消費する電力が小さくなって自
励発振周波数が高くなろうとしても、分周した周波数に
低く抑えることができ、スイッチング損失を低下させて
総合的な電力変換効率を高く維持することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の電気的構成を示すブロ
ック図である。

【図２】図１の分周回路５１の構成を示すブロック図で
ある。

【図３】図２の分周回路５１の各部の動作信号波形図で
ある。

【図４】図１の実施形態の動作波形図である。

【図５】本発明の実施の他の形態の主要部分の電気回路
図である。

【図６】従来からの基本的なＲＣＣ方式のスイッチング
電源の電気的構成を示すブロック図である。

【図７】ＲＣＣ方式のスイッチング電源を使用する機器
の一例としてのレーザビームプリンタの外観を示す斜視
図である。

【図８】図７のレーザビームプリンタの電力消費構成を
示す概略的なブロック図である。

【図９】図６のスイッチング電源の負荷の大小による動
作波形図である。

【符号の説明】

３１ 商用電源 ３３ 整流器 ３４ 平滑コンデンサ ３５ トランス ３５ａ 一次巻線 ３５ｂ 二次巻線 ３５ｃ 帰還巻線 ３６，５０ スイッチングトランジスタ ４６ 直流安定化出力 ４８ ＲＣＣ回路 ５１ 分周回路 ５３ ホトカプラ ５３ａ 受光側 ５３ｂ 発光側 ５７ 制御入力 ６１，６２ ２進カウンタ ６３ ＮＡＮＤゲート ６６ タップ ６７ 切換スイッチ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源から整流平滑された直流電流を
   スイッチング素子を介して変圧器の一次巻線に断続的に
   通電し、通電遮断期間の変圧器の二次巻線からの出力を
   整流平滑して機器に電圧が安定化された直流電力を供給
   するように変圧器の帰還巻線に発生する信号によってス
   イッチング素子を自励発振させ、機器の定格消費電力が
   負荷となるとき最大の変換効率が得られるように設計さ
   れるリンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチ
   ング電源において、 機器の動作状態を示す信号が入力され、機器の消費電力
   が定格消費電力から予め定める基準を超えて減少する待
   機状態となるとき、自励発振周波数を低下させるように
   制御する制御手段を含むことを特徴とするスイッチング
   電源。
2. 【請求項２】 前記制御手段からの制御によって、前記
   スイッチング素子の動作を断続的に遮断して、自励発振
   周波数を低下させる遮断手段を備えることを特徴とする
   請求項１記載のスイッチング電源。
3. 【請求項３】 前記遮断手段は、帰還巻線に発生する信
   号を分周した信号によって、スイッチング素子の動作を
   遮断することを特徴とする請求項２記載のスイッチング
   電源。