KR920004033B1 - 전압공진형 스위칭전원장치 - Google Patents

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노리가주 도꾸나가
히사오 아마노
데루아끼 오다까
아수오 마쯔다
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가부시끼가이샤 히다찌 세이사구쇼
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히다찌디바이스 엔지니어링 가부시끼가이샤
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Abstract

내용 없음.

Description

전압공진형 스위칭전원장치
제 1 도는 본 발명의 실시예에 의한 전압공진형 스위칭전원장치의 전체구성의 개략적인 표시도.
제 2a 도에서 제 2h 도까지는 제 1 도에서 표시된 전원장치에서 사용된 스위칭장치 작동의 설명도.
제 3a 도와 제 3b 도는 제 1 도에서 표시된 전원장치에 포함된 보조전원 공급작동의 설명도.
제 4a 도와 제 4h 도는 제 1 도에서 표시된 전원장치에 포함된 지연회로 작동의 설명도.
제 5a 도에서 제 5e 도까지는 제 1 도에서 표시된 전원장치의 출력제어의 설명도.
제 6 도는 제 1 도에서 표시된 전원장치에 포함된 제어수단의 일부의 상세한 회로배치 표시도.
제 7a 도에서 제 7g 도까지는 제 1 도에서 표시된 전원장치의 작동의 설명도.
제 8 도는 본 발명의 다른 실시예에 따라 스위칭전원장치의 구성의 일부를 표시하는 블럭도.
제 9 도는 제 8 도의 전원장치에 포함된 제어수단의 일부의 상세한 회로배치 표시도.
제 10a 도에서 제 10f 도까지는 제 8 도에서 표시된 전원장치의 작동의 설명도.
제 11a 도에서 제 11b 도까지는 제 1 도 혹은 제 8 도에서 표시된 것과 같은 장치가 마그네트론의 스위칭전원장치로서 사용될때 마그네트론의 음극을 가열하는 작동의 설명도.
제 12 도는 마그네트론을 위한 스위칭전원장치의 기준출력을 생성하는 회로배치 일부의 개략적인 표시도.
제 13a 도에서 제 13b 도는 제 12 도의 기준생성회로가 마그네트론을 위한 전원으로서 사용되는 제 1 도 혹은 제 8 도에서 표시한 것과 같이 스위칭전원에 적용될때 마그네트론의 음극을 가열하는 작동의 설명도.
제 14a 도에서 제 14e 도까지는 제 12 도에서 표시한 기준출력 생성회로의 작동의 설명도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
5 : 전파정류기 7 : 필터
9 : 스위칭장치 11 : 트랜지스터
17 : 변압기 19 : 1차권선
21 : 2차권선
본 발명은 전압공진형 스위칭전원장치의 개량에 관한것으로서 특히 불안정한 부하 혹은 다른 어떤 이유에 의해 생기는 공진상태의 장해에 관계없이 안정하게 작동할 수 있는 개량된 전원장치에 관한 것이다. 잘 알려진 것과 같이 전압공진형의 스위칭전원장치는 입력전압이 인가되는 1차권선과 출력고전압을 부하에 공급하기 위한 2차권선의 승압변압기를 가지고 있다.
공진 커패시터는 직렬공진회로를 형성하기 위해 변압기의 1차권선과 직렬로 결합되어 그리고 직류(DC)전압이 그곳에 적용된다. 커패시터에 걸쳐 트랜지스터와 같은 스위칭 소자를 접속하고, 그와 함께 댐퍼 다이오드가 역병렬로 연결되어 있다. 트랜지스터가 온-오프 작동을 반복하도록 구성될때 직렬공진회로에 의해 교류전압이 변압기의 1차권선에 인가되고 변압기의 권수비율에 따라서 2차권선에 고전압이 유도된다. 트랜지스터가 30KHz와 같이 높은 주파수에서 온-오프로 개폐되면 변압기의 크기는 작게 만들어 질수가 있다. 더욱 만약 트랜지스터가 적절한 시간에 따라서 온-오프로 개폐되면 트랜지스터의 스위칭손실을 감소할 수가 있다. 결과로서 소형의 스위칭전원장치가 실현될 수가 있다.
그러므로서 위에서 언급한 바와 같이 전압공진형 스위칭전원장치에서는 트랜지스터를 스위칭하는 신호는 적시에 생성되어야 한다. 그렇지않으면 단락전류에 거의 유사한 대용량전류는 트랜지스터를 파괴시킬 수 있도록 트랜지스터를 통해 흐른다.
이 문제를 해결하기 위해 USP4,318,164(1982년 3월 2일 발행)에서 발표한 것과 같은 장치가 제안되었었다.
이 발명에 따르면 트랜지스터에 역병렬로 연결된 댐퍼 다이오드를 통해 흐르는 전류가 검출된다. 트랜지서터는 검출된 댐퍼 다이오드 전류와 동기되어 온으로 스위칭된다. 이하 상세한 내용에서 언급되었지마는 트랜지스터에 걸쳐 나타나는 전압과 트랜지스터를 통해 흐르는 전류는 트랜지스터의 스위칭동작에 수반하는 전력손실이 크게 감소될 수 있도록 결코 겹치지 않도록 해야한다.
그러나 불안하게 전원을 소비하는 부하가 전압공진형의 스위칭전원장치와 연결되는 경우에는 공진의 조건은 불규칙적으로 변화하게 되고 댐퍼 다이오드에는 전류가 흐르지 않을 수도 있다. 그러한 경우에는 트랜지스터는 온상태로 스위치될 수가 없다.
그러므로 전원장치는 정상작동을 지속할 수 없다. 본 발명은 목적은, 공진진동전류를 일으키기 위하여 그의 스위칭작동에 의해 1차권선에 직류전압을 간헐적으로 인가하기 위한 커패시터와 병렬로 연결된 스위칭소자와 공진회로를 구성하기 위하여 커패시터와 병렬로 연결된 스위칭소자 공진회로를 형성하기 위한 1차권선과 연결된 커패시터, 직류전압으로 공급되는 1차권선을 가지고 있는 변압기를 구비하여 개선된 특성의 전압공진형 스위칭전원장치를 제공하는 것이 본 발명의 목적이고 거기에서 스위칭소자를 온으로 스위칭하는 시점이 정확히 결정될 수가 있고 그러므로서 장치는 거기에 연결되는 불안정한 부하 혹은 다른 어떤 이유에 의해 일어나는 공진조건의 장해에 관계없이 안정한 작동을 계속하는 것이 가능하다.
본 발명의 특징은 위에서 언급한 바와 같은 전압공진형 스위칭전원장치에 존재하고 그 스위칭소자의 작동을 제어하기 위한 제어수단은 변압기의 철심범위내에서 지속의 변화를 검출하기 위한 제 1 수단을 구성하고 그리고 그것은 공징발진전류에 의해 시점으로서 동기인 출력신호를 생성하기 위한 제 2 수단, 실질적으로 제로(zero)가 되는 것이 추측가능한 스위칭소자를 지나서 나타나는 전압에 기정지속시간 동안에 스위칭소자 도전율을 만들기 위한 온신호를 생성하기 위한 제 2 수단의 출력신호에 감응하기 쉬운 제 3 수단과 제 1 수단에서의 신호출력을 기초로하여 발생된다.
본 발명을 구체화하는 형태들중의 대표적인 것에 따라 제 1 수단은 변압기에 제공된 검출권선을 포함하고 그리고 그것은 변압기의 철심내 자속의 변화에 의존하여 전압을 유도한다.
이것으로 검출권선은 그 위에 어떤 특별한 제어전압전원을 제공하는 것이 필요없도록 앞서 말한 제어수단의 여러가지 부분을 위해 제어전압을 역시 제공할 수가 있다.
본 발명의 스위칭전원장치에서 그의 출력은 전원장치에 의해 출력된 전원의 기준에 따라 스위칭소자의 온-오프 작동의 듀티(duty)비율을 변화하므로서 제어할 수가 있다.
더욱 변압기의 1차권선에 공급된 직류변압기 교류전압의 전파정류에 의해 얻어진 경우에는 스위칭전원장치의 출력을 제어하는 더욱 개량된 방법이 제공되고 거기에서 교류전압의 각 반사이클 범위내에서 스위칭소장의 온-오프 작동의 기간이 전원장치에 의해 출력된 전원기준에 따라 제어되고 전원장치는 출력의 넓은 범위를 지나서 특히 저출력 전원의 범위에서 안전하게 작동될 수가 있다.
더욱 본 발명의 적용의 하나로서 마그네트론을 위한 고주파 전원장치의 가장 적당한 스위칭전원장치를 제공했고 이 종류의 전원장치의 문제사항을 해결하고 즉 전원장치와 그리고 마그네트론의 자동시간의 능력이 아주 개선하도록 마그네트론의 음극가열동작이 향상되었다.
본 발명의 상세한 특징과 장점을 포함하고 있는 다른 상세한 부분은 도면과 명세서를 읽으므로서 뚜렷이 될 것이고 그리고 청구범위에서 알 수 있을 것이다. 다음에서 본 발명의 약간의 실시예가 첨가된 도면에 의하여 설명되어 질것이다.
우선 제 1 도를 인용하여 본 발명의 일실시예에 따라 전압공진형 스위칭전원장치의 전체구성이 표시된다.
이 도면에서 스위칭전원장치를 위해 직류전원을 공급하는 직류전원은 상용교류전원(3)과 거기에 연결되있는 전파정류기(5)로 구성되어 있다.
직류전원(1)은 물론 축전지일 것이다. 정류기(5)의 직류출력 터미널로 리액터와 커패시터를 구성하는 필터(7)가 결합되고 그리고 정류한 전압을 평활을 위해 공급되는 것이 아니고 교류전원측에 송신된 진동전류에 포함되는 오디오 주파수의 어떠한 구성요소를 방지하기 위해 공급되는 것이고 그것에 의하여 발진의 소리도 피하게 된다.
이 목적을 달성하기 위해서 필터(7)의 주파수 대역의 최저한께가 약 20KHz 보다 더 높게되게 선택되고 그리고 그것은 오디오 주파수의 최소한계와 거의 동일하고 그리고 최고한계는 스위칭장치(9)의 작동이 영향이 되지않도록 스위칭작동의 주파수보다도 더 낮게되게 선택된다.
위와 같이 선택된 그러한 회로정수로 필터(7)는 정류기(5)에서 정류된 전압을 평활하는 효과를 조금가지게 된다. 스위칭장치(9)는 트랜지스터(11)를 가지고 있고 그리고 그것은 위에서 언급되는 것과 같이 제어작동하에서 온-오프의 개폐를 반복한다. 트랜지스터(11)는 역병렬로 댐퍼 다이오드로서 공급된다. 스위칭장치(9)에 병렬로 공진 커패시터(13)가 더한층 연결된다. 전원장치는 1차권선(19)과 그리고 3개의 2차권선(21),(23),(25)을 가지고 있는 변압기(17)를 포함하고 있다. 1차 권선(19)은 직렬공진회로가 공진 커패시터(13)와 그리고 1차권선(19)에 의해 형성되도록 스위칭장치(9)를 통하여 필터(7)와 연결되어 있다. 2차권선(21)은 커패시터(27)와 그리고 다이오드(29)로 구성하는 전원 이중정류기를 통하여 마그네트론(31)과 연결되어 있다. 후에 상세하게 설명하겠지만 마그네트론은 불안전하게 전원을 소비하는 부하의 예들중의 대표적인 것이다. 마그네트론(31)을 통하여 흐르는 부하전류를 검출하기 위하여 전류변압기(33)가 공급된다. 또다른 2차권선(25)이 마그네트론(31)의 음극을 가열하기 위해 공급된다. 정지해 있는 다른 2차권선(23)은 출력전압(V3)을 생성하기 위해 변압기(17)의 철심내에서 자속의 변화를 검출하기 위한 권선으로서 구실을 한다. 스위칭전원장치의 제어구간의 설명전 위에서 언급한 바와 같이 그위 전원회로구간의 작동은 제 2a 도에서 제 2h 도까지의 참조로 설명된다. 트랜지스터(11)는 제 2a 도에서 표시된 바와 같이 거기에 적용된 기본신호에 따라서 온-오프 작동을 반복한다.
기본신호가 트랜지스터(11)의 기본에 적용될때 전류(itr)는 제 2b 도에서 표시한 것과 같이 시간(t1)에서 트랜지스터(11)를 통하여 흐르기 시작하고 그것에 의하여 에너지가 1차권선(19)에서 축적된다. 트랜지스터(11)가 시간(t2)에서 오프로 스위치될때 공진진동은 시작되고 그리고 1차권선(19)에서 축적된 에너지는 커패티서(13)로 방전된다. 결과적으로 전류(ic)는 제 2c 도에서 표시된 것과 같이 커패시터(13)를 통하여 흐르고 그래서 커패시터(13)의 전압(Vs), 즉 스위칭장치(9)를 지나서 생성하는 전압은 제 2d 도에서 표시된 것과 같이 제로에서 증대한다.
전류(ic)가 제로로 될때 전압(Vs)은 그의 피크치에 도달하고 그후 시간(t3)에서 또다시 제로가 되도록 감소한다. 트랜지스터(11)는 제 2a 도에서 표시한 바와 같이 시간(t3)에서 제로가 되는 전압(Vs)과 동기로 또다시 스위치가 온된다. 그러나 진동회로(ic)의 일부분이 제 2e 도에서 전류(id)로서 표시한 바와 같이 댐퍼 다이오드(15)를 통하여 스르기를 계속한다. 전류(id)가 시간(t4)에서 제로가 될때 전류(itr)는 제 2b 도에서 표시한 것과 같이 또다시 트랜지스터(11)를 통하여 흐르기 시작한다. 위에서 언급한 바와 같이 작동의 반복의 결과로서 전류(itr)와 (id)의 합계가 전류(is)는 제 2f 도에서 표시한 바와 같이 스위칭장이(9)를 통하여 흐르고 그리고 is는 제 2g 도에서 표시한 것과 같이 1차권선(19)을 통하여 흐른다.
따라서 제 2h 도에서 표시한 것과같이 전압(V1)은 1차권선(19)을 지나서 나타나고 그리고 이것은 Ed와 Vs의 차이와 동일하다.
제 2g 도에서 표시된 것과 같은 전류(i1)는 고전압이 1차와 2차권선(19)와 (21) 사이의 권수비율에 따라서 2차권선(21)을 지나서 일어나도록 변압기(17)의 철심에 자속의 변화를 일으킨다.
제 1 도로 되돌아와서 스위칭전원장치의 제어구간의 배치에 대해 설명되어질 것이다. 동기펄스발진기(35)가 공급되고 그리고 그것은 전원(3)에서 교류전압을 받고 그리고 교류전원전압이 제로가 되는 시점에 동기로 펄스를 발진한다. 역시 발진기(35)는 신호비례를 교류전원전압의 순시값에 생성한다. 발진기(35)에 의해 출력된 동기펄스는 온신호 생성회로(37)에 연결되고 그리고 추가적으로 동기펄스에 뒤에서 언급하는 것과 같이 2개의 다른 신호를 받고 그리고 트랜지스터(11)도전을 주기위한 온신호를 생성한다. 온신호를 구동회로(41)를 통하여 트랜지스터(11)의 베이스에 공급된다. 파형정형회로(43)가 더욱 공급되고 그리고 그것은 제 1 신호를 생성하기 위하여 검출권선(23)에서 유도된 전압(V3)의 파형을 정형한다. 전형회로(43)에 의해 생성된 제 1 신호는 지연회로(45)에 연결되고 그리고 그것은 미리 정해진 시간에 의해 제 1 신호를 지연시키므로서 제 2 신호를 생성한다. 회로(45)에서의 지연시간의 총게는 전압(Ed)의 등급에 의존하여 변화된다.
그러므로 그 이유는 제 4a 도와 제 4b 도의 참조로서 후에 언급되는 설명으로 뚜렷이 될 것이다. 이 목적을 달성하기 위해서 지연회로(45)는 신호를 그 안의 전압(Ed)에 비례하게 한다. 지연회로(45)에서 출력된 제 2 신호는 다른 입력신호와 같이 온신호 생성회로(37)에 연결되어 있다. 평균회로(49)는 신호비례를 이 경우에 있어 부하전류 즉 마그네트론(31)의 양극전류에 생성하기 위하여 전류변압기(33)의 출력을 평활하게 한다. 평균회로(49)의 출력신호는 그곳사이의 편차를 얻을 수 있도록 출력세팅회로(51)에 의해 제공되는 스위칭전원장치의 출력의 기준으로 비교기(53)에서 비교된다.
이리하여 얻은 편차는 증폭기(57)를 통해서 가산기(59)에 연결되어 그리고 발진기(36)에서 신호에 가산되고 그리고 그것은 교류전압의 순간치에 비례한다. 가산기(59)의 출력은 정지한 다른 입력신호로서 온신호 생성회로(37)에 연결된다.
더욱 보조전원공급(47)은 제 3a 도에서 표시한 것과 같이 제어전압전원(Vcc)을 생성하기 위하여 검출권선(23)에서 유도된 전압(V3)을 정류하고 평활한다.
이리하여 얻은 Vcc는 위에서 언급한 바와 같이 여러가지 회로와 장치를 위해 공급된다. 이 구조로서 추가적으로 어떠한 특별한 제어전압전원을 공급하는 것은 필요가 없다. 제 5a 도에서 제 5e 도까지에 관하여 스위칭전원장치의 여러가지 부품의 파형을 표시했다. 제 5a 도에서 표시한 것과 같이 필터(7)의 출력전압(Ed)은 이미 언급한 바와 같이 필터(7)가 경우 정류된 전압을 평활하는 효과를 가지고 있기 때문에 일반적인 전파정류의 그것과 거의같은 파형을 가지고 있다. 동기펄스발진기(35)는 제 5b 도에서 표시한 것과 같이 교류전원전압이 제로일대 매시 동기펄스를 발생한다. 제 5c 도에서 표시한 바와 같이 온신호 생성회로(37)는 온신호를 생성한다. 교류전원전압의 각 반 사이클에 일치하는 제 5a 도에서 표시한 것과 같은 맥동전압(Ed)의 각 사이클내의 제 1 온신호는 제 5d 도에서 표시한 동기펄스로서 동기로 생성된다.
그 첫번째것을 따르는 온신호는 지연회로(45)의 출력의 뒷전과 동기로 생성된다. 이리하여 생성된 온신호의 각 지속시간은 전압(Ed)의 순시값이 클때 그것이 좁아지도록 가산기(59)에서 신호에 의해 결정되고 그것에 의해 변압기(17)의 철심의 포화가 방지된다. 위에서 언급한 방법으로 생성된 온신호는 구동회로(41)를 통하여 베이스 신호로서 트랜지스터(11)에 공급된다.
위에서 언급한 것과 같은 베이스 신호에 따라 트랜지스터의 온-오프의 작동의 결과로서 고전압은 이미 언급한 것과 같은 방법에서 2차권선을 지나서 유도되고 그리고 제 5e 도에서 보여준 것과 같은 부하전류는 부하를 통하여 흐른다.
더욱 제 5e 도에서는 마그네트론(31)의 정상상태에서 부하전류를 표시하고 있다. 출력은 온-오프 작동의 듀티비율 즉 트랜지스터(11)의 온-오프 작동의 기간(Ton+Toff)까지 지속시간(Ton)의 비율을 제어함으로서 조절된다.
이 경우에 있어 온 지속시간은 제 2c 도에서 뚜렷한 것과 같이 공진진동에 의해 발생된 전류(ic)가 Toff동안 흐르고 그리고 공진진동의 기간이 커패시터(13)와 그리고 1차권선(17)에 의해 결정되기 때문에 유지되는 상수(Toff)오프지속시간으로 변환된다.
제 6 도를 인용하여 동기펄스발진기(35)의 회로, 온신호 생성회로(37), 파형정형회로(43)와 그리고 지연회로(45)의 상세한 배열을 표시하고 있고 그리고 그것은 본 실시예의 중요한 부분을 형성한다.
더욱 이 도면에서 파형정형회로(43)의 지연회로(45)가 결합형으로 표시된 것을 주의할만한다. 도면에 표시한 바와 같이 동기펄스발진기(35)는 단안정 멀티 바이브레이터(351)를 가지고 있고 그리고 그것은 정류기(357)를 통하여 거기의 트리거 터미널에 적용된 교류전원전압이 제로일때 트리거된다. 멀티 바이브레이터(351)의 출력펄스의 넓이 즉 동기펄스의 그것은 커패시터(353)와 저항기(355)에 의해 결정된 지속시간에 의존한다. 파형정형과 지연회로(43), (45)에 있어 검출권선(23)의 전압(V3)은 다이오드(431)를 포함하고 잇는 회로에 의해 정형된다.
다이오드(431)를 지난 전압은 커패시터(451)를 포함하고 잇는 지연회로에 의해 지연된다. 커패시터(451)는 전압(Ed)이 직류전압기준(455)에 의해 결정된 전압을 초과할때 트랜지스터(453)를 포함하고 있는 회로를 통하여 충전된다. 결과로서 지연시간의 총계는 이미 설명한 바와 같이 전압(Ed)에 의해 변화된다. 커패시터(451)를 지나는 전압은 온신호 생성회로(37)에 증폭 그리고 출력된다. 커패시터(457)는 소리에 의해 발생되는 고장을 방지하기 위한 것이다.
온신호 생성회로(37)는 단안정 멀티 바이브레이터(371)를 가지고 있고 그리고 그것은 2개의 입력신호 즉 발진기(35)부터의 동기펄스와 파형정형과 지연회로(43),(45)의 출력신호에 의해 트리거된다.
그러므로 온신호 생성회로(37)는 발진기(35)에서 동기펄스와 동기로 맥동전압(Ed)의 각 사이클내의 제 1 온신호와 그리고 파형정형의 출력신호와 그리고 지연회로(43),(45)의 응답으로 첫번째것에 따른 온신호를 생성할 수 잇다. 멀티 바이브레이터(371)의 출력펄스폭은 가산기(59)에서 직렬 연결에 적용된 전압과 그리고 커패시터(373)와 저항기(375)의 직렬 연결의 지속시간의 의해 결정된다.
그러므로 온신호의 지속기간은 출력기준과 교류전원전압의 순간치와 그의 실제값 사이의 편차에 의존한다.
제 7a 도에서 제 7g 도까지에 관하여 제 6 도에서 표시한 바와 같이 본 실시예의 중요부분의 작동을 설명한다.
제 7a 도와 제 7b 도는 스위칭장치(9)의 전압(Vs)과 전류(is)를 표시하고 그리고 그것은 각각 제 2f도와 제 2d도와 일치한다. 제 7c 도는 검출권선(23)에서 유도된 전압(V3)의 파형을 표시하고 그리고 그것은 제 2h 도에 표시된 것과 같은 전압(V1)의 파형과 동일하다. 전압(V3)의 기초에서 제 7d 도에서 표시된 것과 같은 첫번째 신호가 생성된다. 파형정형회로(43)가 우선 제로의 한계값에서 전압(V3)을 슬라이스하고 그리고 전압(V3)이 부(negative)일동안 첫번째 신호를 생성한다. 제 7b 도와 제 7d 도 사이의 비교에서 뚜렷한 것과 같이 전압(Vs)이 제로와 그리고 제 1 신호의 하강구간이 되는 시점사이의 시간차(t)가 존재한다.
그리고 만약 제 1 신호가 시간(t)에 의해 지연되면 전압(Vs)이 제로가 되는 시간과 일치하는 하강구간이 제 7e 도에서 보여준 것과 제 2 신호를 얻게된다. 지연회로(45)는 이 지연시간(t)을 공급한다. 더욱 시간 차이가 전압(V3)을 슬라이싱하는 한계수준을 의존할 때는 지연시간은 따라서 결정되어질 필요가 있다.
온신호 생성회로(37)는 제 7 도에서 보여준 것과 같이 온신호를 생성하기 위하여 제 1 신호의 하강구간에 의해 트리거된다. 따라서 온신호의 선행구간은 전압(Vs)이 제로가 되는 시간에 일치가 된다.
그러므로 비록 전압(Vs)이 실질적으로 제로가 되지 않거나 혹은 비록 공진조건의 교란때문에 댐퍼 다이오드(15)를 통하여 흐르는 전류(id)가 없더라도 온신호는 항상 생성될 수가 있다.
더욱 제 7e 도에서 표시한 것과 같은 제 2 신호는 그들의 순서로 파형정형회로(43)와 그리고 지연회로(45)를 교환함으로서 역시 생성될 수가 있다.
즉 검출된 전압(V3)은 처음에는 제 7f 도에서 보여주는 것과 같이 지연회로에서 시간에 의해 지연된다. 따라서 파형정형회로(43)는 제 7e 도에서 표시한 것과 같이 제 2 신호를 생성하기 위해 지연된 전압(V3)을 정형한다.
더욱 제 7g 도에서 표시한 것과 같은 온신호는 제 7f 도에서 표시한 것과 같은 지연전압(V3)에서 직접 얻을 수가 있다. 다시 말해서 온신호 생성회로(37)는 지연된 전압(V3)이 부에서 정으로 변화할때 트리거된다. 위에서 언급한 온신호의 생성변화중의 하나는 제어의 필요에 따라서 선택된다. 근본적으로 본 발명은 검출권선(23)을 지나서 나타나는 전압(V3)에 의해 변압기(17)의 철심에서 자속의 변화를 검출하고 그리고 검출결과의 기반에서 트랜지스터(11)의 온신호를 생성하는 것을 특징으로 하고 있다.
그런데 제 2h 도와 제 7c 도에서 뚜렷한 거소가 같이 1차권선을 지나서 나타나는 전압(V1)과 검출권선(23)에서 유도된 전압(V3)은 같은 파형을 가지고 있다. 그러므로 온신호가 생성되어야 하는 시점에 전압(V1)을 사용하므로서 역시 검출될 수 있다는 것은 이해할 수가 있다.
이것은 검출권선(23)이 생략될 수가 있기 때문에 형태에 있어서 변압기(17)를 작게 만들수 있다. 이 경우에 있어서 제어전압전원을 따로따로 공급되어져야 한다. 검출권선이 있는 변압기 혹은 검출권선이 없는 변압기 어느것을 받아들이는 가는 일시적으로 선택될 수가 있다.
위에서 언급한 실시예에서 스위칭전원장치의 출력은 트랜지스터(11)의 스위칭 작동의 듀티비율을 변화함으로서 제어된다. 다음에는 또다른 실시예가 설명되고 스위칭전원장치의 출력이 다른방법에 의해 제어된다. 제 8 도에 따라 다른 실시예에 의하여 스위칭 전원장치의 구성의 일부분을 표시하고 있고 그리고 그것은 실시예에 타당하다.
여기의 나머지 부분은 제 1 도의 구성과 동일하다. 더욱 제 8 도에서는 참조수와 같이 제 1 도에서도 구성요소와 같이 표시된다. 이 실시예에 있어 작동기간 정정회로(55)가 제공되고 그리고 그것은 맥동전압(Ed)의 각 사이클 즉 교류전원전압의 각 반 사이클에서 트랜지스터(11)의 온-오프 작동의 기간을 결정하고 그리고 작동기간 정정회로(55) 존재에 의해 생성되는 신호가 존재하는 동안 온신호 생성회로(38)에서 온신호를 만들기 위해 온으로 스위치한 제어스위치(457)는 구동회로(41)를 통하여 통과한다.
그러므로 트랜지스터(11)는 작동간 세팅회로(55)에서 신호가 존재할 동안만으로서 온 혹은 오프의 개폐를 반복한다.
더욱 제 8 도에서는 온신호 생성회로는 참조번호 38로 표시되고 그리고 그것은 제 1 도의 그것과는 다르다. 이것은 제 8 도에 잇는 회로(38)가 제 1 도에 있는 회로(37)와는 어느 정도 다르다. 후자는 출력을 조절하기 위해 트랜지스터(11)의 온-오프 작동의 듀티비율을 제어하는 것을 가지고 있는데 반하여 전자는 출력이 아래에서 언급하는 것과 같은 다른 방법에 의해 조정되기 때문에 그 기능으로는 공급되지 않는다.
후자로부터 전자의 차이는 제 9 도에서 표시한 상세한 회로배열에서 뚜렷해진다. 도면에서 표시한 바와 같이 온신호 생성회로(38)는 커패시터(383)와 저항기(385)로 구성하는 지속시간회로가 지속제어 전압(Vcc)에 결합되었기 때문에 오로지 커패시터(383)와 그리고 저항기(385)에 의해 고정하게 결정되는 지속시간인 단안정 멀티 바이브레이터(381)를 가지고 있다. 어쨋든 지속시간회로는 교류전원전압의 순시치에 신호비례로서 공급될 수가 있고 그리고 그것은 동기펄스발진기(35)에 의해 생성되고 그것으로서 온신호의 폭이 교류전원전압의 순시치가 크게 되는 것과 같이 작게되어 그래서 변압기(17)의 철심의 포화를 제 1 도에 있어서와 같이 같은 방법으로 방지할 수가 있다. 작동기간 세팅회로(55)는 커패시터(553)와 저항기(555)로 구성하는 지속시간회로와 그리고 가산기(53)에서 지속시간회로에 적용되는 전압에 의해 결정되는 지속시간인 단안정 멀티 바이브레이터(551)를 가지고 있다.
그러므로 온신호의 폭은 출력세팅회로(512)에 의해 제공되는 출력기준과 그리고 평균회로(49)에 의한 출력의 실제치 사이의 편차에 따라서 결정된다. 제 10a 도에서 제 10f 도까지에서는 작동기간 세팅회로(55)와 제어스위치(57)의 작동이 설명된다. 도면에서 제 10a 도와 제 10b 도는 맥동전압(Ed)과 그리고 동기펄스를 표시하고 그리고 그것은 제 5a 도와 제 5b 도에서 보여준 그러한 것과 일치한다. 작동기간 세팅회로(55)는 제 10c 도에서 표시한 것과 같은 작동기간신호를 생성하고 그리고 그것은 제 10b 도에서 보여준 동기펄스와 동기로 이루어지고 그리고 위에서 언급한 바와 같은 방법으로 결정된 T0의 폭을 가지고 있다. 작동기간신호는 지속시간을 결정하고 그리고 거기에서 트랜지스터(11)가 맥동전압(Ed)의 각 사이클 범위내에서 온-오프 작동을 반복하는 것이다.
즉 트랜지스터(11)는 전압(Ed)의 맥동의 매각 사이클에 (t1)과 (t2) 혹은 (t3)과 (t4) 사이에서 오로지 온 혹은 오프이 스위칭을 반복한다. 그러므로 제 10d 도에서 표시한 것과 같이 온신호는 전압(Ed)의 맥동의 매사이클동안(t1)에서 (t2)까지 혹은(t3)에서 (t4)까지의 기간사이에 오로지 온신호 생성회로(340)에 의해 생성된다.
온신호 생성이 타시간(t2) 혹은 (t4)에서 멈추면 공진진동은 지연회로(45)의 출력도 제 10e 도에서 표시한 것과 같이 역시 소멸되도록 그 시간에 멈춘다. 결과적으로 부하전류는 제 10f 도에서 표시한 것과 같은 방법으로 제어된다. 그러므로 만일 작동기간과 세팅회로(55)의 신호의 폭(T0)이 변화하려는 스위칭전원장치는 제어될 수가 있다. 출력을 제어하는 이 실시예에 따라서 스위칭 전원장치는 매우 낮은 출력분야에서도 안전하게 작동될 수가 있다. 이미 언급한 것과 같은 듀티비율제어의 방법에 의한 출력조절에 있어서는 온시간은 전압(Ed)의 순시치가 클때에 특별히 낮은 출력범위에서 매우 좁게된다. 그러한 조건에서 1차권선(19)에서 저장된 에너지는 공진진동이 불안전하게 만들어진 결과로 불충분하게 된다. 이에 반하여 본 실시예에서 있어서는 온신호의 최소폭은 안전공진 진동을 계속할 수 있게 충분히 1차권선(19)에 에너지를 저장하기 위해 필요하도록 확보될 수가 있다.
그런데 위에서 언급한 바와 같이 스위칭전원장치가 마그네트론과 같은 그러한 불안전부하를 위해 전원장치로서 사용되고 그리고 고주파에서 작동되는 경우 특별한 문제가 발생한다. 잘 알려져 있는 것과 같이 마그네트론에서 전자의 음극이 히터에 의해 약 1700℃도 가열되는 조건하에서 약 4키로볼트의 고전압을 적용함으로서 음극에서 양극으로 방출하고 그리고 마이크로파는 전자이 앞에 말한 운동에 의해 방사된다. 그러므로 전압이 마그네트론에 적용될때 양극 전류는 음극의 온도가 먼저 결정된 값에 도달할때까지 잠시동안 거기의 양극과 음극사이에 흐르지 않는다.
평균시간에 전원이 부하가 없는 조건에 있으면 마그네트론에 적용된 전압은 마그네트론의 정상작동이 그것보다도 더 높다. 이 상태를 시작상태라고 한다.
만약 음극의 온도가 오르고 그리고 전자가 방출하기 시작하면 양극전류의 흐름은 음극의 온도에 의해 점차적으로 증가하고 그리고 양극의 전압은 따라서 축소한다. 이 상태를 과도상태라고 한다. 음극이 충분하게 가열될때 정상전류는 마그네트론을 통하여 흐르고 그리고 역시 양극의 전압은 정상치라고 부른다. 이 마지막 상태를 정상상태라고 부른다.
고주파전원이 그러한 마그네트론을 구동하기 위해 사용되는 경우에는 마그네트론의 히터회로에 존재하는 리액턴스는 히터회로에 적용된 전압의 고주파때문에 결코 무가치한 것이 아닌 매우 큰 임피던스로서 작용한다. 이 큰 임피던스는 큰 전압하강을 일으킨다.
그래서 음극을 가열하기 위한 전압이 불충분하게 된다. 결과로서 마그네트론의 정상작동을 위한 필요온도에 가열되는 음극을 위하여 즉 5∼6초의 매우 긴시간이 걸린다. 이것이 작동시간의 능률을 매우 줄인다. 그러므로 음극은 고주파전원이 사용도는 경우에 있어서도 가능하게 속이 미리 정한 온도에 가열되어야 한다.
제 11a 도에서 제 11d 도까지에서는 마그네트론의 음극의 신속가열이 설명된다. 이 방법이 전원장치의 출력기준을 세트하는 방법을 언급할때 이 방법을 이끌어나가기 위한 구조의 구성의 상술이 생략되었다.
제 11a 도에서 표시한 것과 같이 스위칭전원장치의 작동시간 바로후 출력지준은 e2에 세트되고 그리고 그것은 마그네트론의 정상작동을 위한 기준으로서 e1보다도 얼마간 더 크다. 큰 기준 e2을 세팅하므로서 온신호 생성회로(37) 혹은 (38)는 트랜지스터(11)의 온신호를 생성하고 그리고 그것은 e1이 세트되었을때 생성되는 그것보다 더 긴 지속시간을 가진다.
트랜지스터(11)의 오프시간 지속이 고정될때 만약 거기의 온시간 지속이 길게되면 트랜지스터(11)의 온-오프 작동의 주파수는 더욱 낮아지고 그로서 히터회로에 존재하는 리액턴스에 의해 발생된 임피던스가 축소하고 그리고 충분한 고전압이 히터에 적용될 수가 있다. 히터는 제 11b 도에서 표시되는 것과 같이 충분한 전압의 적용에 의해 급속히 가열된다. 어쨋든 정상전압(V1) 보다 높은 전압(V2)은 제 11c 도에서 표시한 바와 같이 마그네트론을 지나서 나타나고 제 11d 도에서 표시된 것과 같이 전자의 방출이 아직 되지않고 그래서 양극전류가 흐르지 않는다.
전자의 방출이 시작되고 그리고 양극전류가 시간(t1)에서 흐르기 시작할때 양극의 전압은 양극전류의 증가로서 감소한다. 음극의 온도가 제 11b 도에서 표시한 바와 같이 시간(t2)에서 미리 정해진 값(H1)에 도달할때 정상상태의 양극전류(I1)보다 더 큰 양극전류(I2)는 출력기준이 e2이기 때문에 흐르고 그리고 그것은 정상상태를 위한 기준(e1)보다 더 크다. 양극전압은 시간(t2)에서 정상치(V1)에 도달하고 그리고 양극전압이 계속해서 흐로도록 그후 그 값에 유지된다. 출력기준이 시간(t3)에 정상치가 만들어질때 양극전류는 정상치(i1)로 감소하고 그리고 역시 히터의 온도도 정상치(H1)가 된다.
위에 언급한 제어를 달성하기 위하여 출력세팅회로(51)의 출력기준으로서 그러한 e1과 e2의 2개 수준을 미리 준비하고 그리고 타이머의 출력신호에 회답으로 2개 수준사이의 기준을 변경하는 것이 충분하고 그리고 그것은 한계시간을 제공하고 그리고 도면의 제로부터 t3까지의 시간에 일치한다. 이것으로 마그네트론의 음극의 가열은 속히 완성된다.
제 12 도에서는 마그네트론의 음극의 신속가열의 또다른 보기를 설명한다. 제 12 도는 음극의 가열에 관한 부분만을 표시하고 그리고 나머지 부분은 제 1 도 혹은 제 8 도의 그것과 같다. 역시 도면에서 참조번호로서 이러한 도면의 요소들을 표시한다.
더욱 제 12 도의 B에서 F까지에 의해 가르키는 부분을 지나서 나타나는 전압은 제 14b 도에서 제 14e 도까지를 각각 표시하고 있다.
제 12 도에서 표시하는 바와 같이 부하저항기(61)는 전류변압기(33)에 연결된다. 제 14b 도에서 표시한 것과 같은 A전압은 제 14a 도에 표시한 것과 같은 트랜지스터(11)의 온-오프 작동에 따라서 저항기(61)를 지나서 나타난다. 저항기(61)를 지나서 다이오드(65)와 커패시터(63)의 직렬연결이 제공된다. 이 직렬연결의 기능에 의하여 제 14c 도에서 표시한 것과 같은 전압은 다이오드(65)의 양단을 지나서 출현한다. 다이오드(65)의 끝부분을 지나 더욱 저항기와 커패티서가 연결되고 그리고 다이오드(65)를 지나 나타나는 전압을 평활하기 위해 평균회로(49)를 형성한다. 결과적으로 제 14d 도에서 표시한 것과 같은 전압이 평균회로(49)의 커패시터의 양 터미널을 지나서 나타난다.
그러므로 커패시터를 지나서 나타나는 전압은 마그네트론(31)에 의해 소모된 부하에 비례한다 커패시터를 지나서 나타나는 전압은 증폭기(57)의 터미널중 하나(PLUS)에 연결되고 그리고 피이드백 회로의 저항기와 커패시터로 구성된 지연소자(67)를 가지고 있다. 증폭기(57)의 다른 터미널(MINUS)에 출력세팅회로(51)에 의해 공급되는 기준출력(Vr)이 적용된다. 결과적으로 제 14e 도의 라인(E)에 의해 표시된 것과 같은 전압이 증폭기(57)의 출력 터미널에 나타난다. 기준출력(Vr)은 제 14d 도에서 점선에 의해 예증되어 있다. 증폭기(57)의 출력전압은 다이오드(73)의 음극에 연결되고 그리고 다이오드(71)와 함께 낮은 값의 상위회로를 형성한다. 다이오드(71)의 음극에 기준출력의 최대치와 같은 상수값이 적용된다. 다이오드(71), (73) 둘다의 양극은 제어전압전원(Vcc)과 공동을 연결된다.
증폭기(57)의 출력전압은 평균회로(49)의 출력전압이 낮을 동안 기준(e2) 보다 충분히 더 높게되도록 세트된다. 그러므로 스위칭전원장치의 작동시작후 전압(e2)은 다이오드(71), (73)의 양극의 연결점(F)에 출력된다. 평균회로(49)의 출력전압이 증대할때 증폭기(57)의 출력전압은 제 14d 도와 제 14e 도에 표시된 것과 같이 감소한다. 증폭기(57)을 출력전압이 시간(t1)에서 e2보다 더 낮게될때 연결점(F)에서 나타나는 전압은 증폭기(57)의 출력전압이 된다.
결과적으로 연결점(F)에서 나타나는 전압은 제 14e 도에서 보로큰라인에 의해 표시한 것과 같이 변화한다.
본 방법으로 기준출력을 얻은 것이 가능하고 그리고 시간에 관하여 점차적으로 변화한다. 상기와 같이 음극가열작동의 방법은 제 13a 도에서 제 13d 도까지에 표시되어 있다. 그 자체작동은 제 11a 도에서 제 11d 도까지에서 이미 언급한 것과 같다. 제 13a 도에서 표시한 것과 같은 기준출력의 형성사이에 차이가 있다. 제 13a 도에서 표시한 기준출력에 의해 양극전류는 제 13a 도에서 표시한 것과 같이 최대치(I1)에서 정상치(I1)까지를 평활하게 변화할 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이 본 발명은 스위칭전원장치를 실현할 수가 있고 그리고 불안전한 부하에서 발생하는 공진조건의 방해에 관계가 없는 안전한 작동을 항상 가능하게 한다.
더욱 본 발명의 특징중의 하나에 따라 스위칭 전원장치의 출력은 넓은 범위에 특히 작은 출력의 범위에 있어 안전하게 제어될 수가 있다.
더욱 본 발명의 바람직한 적용중의 하나에 따라 마그네트론을 위한 고주파전원장치가 실현될 수가 있고 마그네트론의 음극의 가열시간이 마그네트론의 작동시간의 능률이 더욱 개선되도록 매우 짧아진다. 비록 우리들의 본 발명을 실시하는 장치의 약간의 구성을 표시하고 언급하였다. 하더라도 여러가지 변화와 변경이 본 발명의 정신과 범위에서 벗어남이 없이 첨부된 청구범위에서 이루어진다.

Claims (24)

  1. 직류전원과 ; 상기 직류전원에 연결되는 한개 이상의 1차권선과 부하에 연결되는 2차권선을 가진 변압기와 ; 1차권선과 직렬로 연결되어 온신호에 응답하여 온-오프 작동을 반복하는 스위칭수단과 1차권선과 함께 공진회로를 형성하도록 상기 스위칭수단과 병렬로 연결된 커패시터와 ; 기정 지속시간동안 상기 스위칭수단이 도전성을 갖도록 온신호를 주기적으로 생성하는 제어수단을 구비한 스위칭전원장치에 있어서 상기 스위칭수단의 온-오프 작동에 의해 상기 변압기 철심에 발생하는 자속변화를 검출하는 제 1 수단과 ; 상기 스위칭수단을 통해 나타나는 전압이 실제로 제로가 될만한 시간에 대응하는 시점에서 출력신호를 상기 제 1 수단을 출력을 기초로하여 생성하는 제 2 수단과 ; 상기 제 2 수단의 출력신호에 답하여 기정지속시간동안 온신호를 생성하는 제 3 수단으로 구성됨을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 수단은, 상기 변압기가 철심에서 자속의 변화를 검출하기 위한 검출권선을 구비한 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 제 2 수단은 검출권선에 유도된 전압이 어떤 임계값을 초과할때 제 1 신호를 생성하는 수단과 미리 정해진 지연시간만큼 제 1 신호를 지연시킴으로서 제 2 신호를 생성하는 수단과 그리고 제 2 신호에 응답하여 상기 온신호를 생성하는 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 지연시간이 상기 직류전원의 전압의 크기에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  5. 제 2 항에 있어서, 상기 제 2 수단은 검출권선에서 유도된 전압을 기정지연시간만큼 지연시켜 온신호를 생성하는 수단과 상기 제 1 신호가 임계값을 초과할때 제 2 신호를 발생하는 수단과, 상기 제 2 신호를 기초로하여 상기 온신호를 발생하는 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  6. 제 5 항에 있어서 지연시간은 상기 직류전원의 전압의 크기에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  7. 제 2 항에 있어서, 검출권선은 상기 제어수단을 위해 제어전압을 공급하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 수단으로 상기 변압기의 1차권선에 나타나는 전압에 따라 상기 변압기의 철심에서 자속의 변화를 검출하는 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 수단이 1차권선에서 유도된 전압이 임계값을 초과할때 제 1 신호를 생성하는 수단과 기정지연시간만큼 제 1 신호를 지연시켜 제 2 신호를 생성하는 수단과 그리고 제 2 신호에 응답하에 온신호를 생성하는 수단을 포함한 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 지연시간은 상기 직류전원이 전압의 크기에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 제 2 수단은 1차권선의 전압을 기정지연시간만큼 지연시켜 온신호를 생성하는 수단과 상기 제 1 신호가 임게값을 초과할때 제 2 신호를 발생하는 수단을 포함하고 상기 제 3 수단은 상기 제 2 신호를 기초로하여 온신호를 발생시킴을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  12. 제 11 항에 있어서, 지연시간이 직류전원의 전압의 크기에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 제 3 수단은 전원장치의 출력기준에 따라 상기 스위칭수단의 온-오프 작동의 듀티비율을 제어하는 수단을 가지고 있는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭 전원장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 듀티비율은 상기 고정된 스위칭수단의 오프시간이 유지되는 동안 출력기준에 따라 온신호의 지속시간을 변화시킴으로서 제어되는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  15. 제 1 항에 있어서, 상기 직류전원수단은 상용 주파수의 교류전압을 전파정류하여 직류전압을 생성하고 교류전압이 제로가 될때 매시간마다 동기펄스를 생성하기 위한 동기펄스 생성수단을 제공하고, 그리고 상기 제 3 수단은 상기 제 2 수단의 출력신호와 동기펄스에 응답하여 온신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  16. 제 15 항에 있어서 상기 제 3 수단은 동기펄스의 생성에 교류전압의 각 반사이클내에서 오로지 어떤 기간에만 온신호를 생성하고 그리고 그 기간은 전원장치의 출력기준에 따라 변화하는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  17. 제 1 항에 있어서 상기 직류전원과 그리고 1차권선과 상기 스위칭수단의 직렬연결사이에 필터가 설치되고 상기 필터는 오디오 주파수보다 더 높은 최저한계 주파수와 상기 스위칭수단의 온-오프 작동주파수보다 낮은 최고한계 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 전압공진형 스위칭전원장치.
  18. 제 1 항에 따라서, 상기 2차권선에 연결된 부하는 음극을 가열하는 히터를 가진 마그네트론이고 상기 변압기는 상기 히터에 급전하는 권선을 가지고 잇는 것을 특징으로 하는 마그네트론을 위한 전압공진형 스위칭전원장치.
  19. 제 18 항에 있어서 상기 전원장치의 작동시간에서 미리 결정된 한계시간을 세팅하는 타이머가 공급되고 그리고 상기 제 3 수단은 기정 한계시간중에서 온신호의 지속시간이 마그네트론이 정상작동할때의 한계시간보다 길어지도록 만드는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
  20. 제 19 항에 있어서, 미리 정한 한계시간중에서 상기의 온신호가 지속되는 시간이 마그네트론의 작동시간의 경과에 따라 단계적으로 단축되는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
  21. 제 19 항에 있어서, 미리 정한 한계시간 중에서 상기 온신호가 지속되는 시간은 마그네트론이 작동시간의 경과에 따라 계속적으로 단축되는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
  22. 제 18 항에 있어서, 상기 제 3 수단은 상기 스위칭수단이 온-오프 작동의 듀티비율이 마그네트론의 작동시간의 경과에 따라 단계적으로 작아지는 그러한 온신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
  23. 제 18 항에 있어서, 마그네트론의 양극전류를 검출하기 위한 전류검출수단이 제공되고 그리고 상기 제 3 수단이 양극전류의 기준치와 그의 검출치와의 사이의 편차가 실질적으로 제로가 되는 그러한 온신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
  24. 제 18 항에 있어서, 상기 1차권선을 통하여 흐르는 전류를 검출하기 위한 전류검출수단이 제공되고 그리고 상기 제 3 수단이 1차권선의 전류의 기준치와 그곳의 검출치 사이의 편차가 실질적으로 제로가 되는 그러한 온신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 마그네트론의 전압공진형 스위칭전원장치.
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2227134B (en) * 1989-01-06 1993-07-14 Hitachi Ltd High frequency heating system
DE3918299A1 (de) * 1989-06-05 1990-12-06 Vogt Electronic Ag Schaltnetzteil zum betreiben eines magnetrons
JPH0371589A (ja) * 1989-08-10 1991-03-27 Toshiba Corp 電子レンジ
KR920001701Y1 (ko) * 1989-12-15 1992-03-09 주식회사 금성사 전자레인지에서의 출력제어장치
JPH03205781A (ja) * 1989-12-29 1991-09-09 Sanyo Electric Co Ltd 電子レンジ用スイッチング電源
KR930010265B1 (ko) * 1991-05-14 1993-10-16 삼성전자 주식회사 전자렌지의 구동회로
US5321235A (en) * 1991-06-04 1994-06-14 Sanyo Electric Co., Ltd. Half-bridge converter switching power supply for magnetron
US5122946A (en) * 1991-06-21 1992-06-16 International Rectifier Corporation Quasi push-pull single switch current-fed fly-back converter
DE4128314A1 (de) * 1991-08-27 1993-03-04 Diehl Gmbh & Co Stromversorgungsschaltung
US5398181A (en) * 1994-03-21 1995-03-14 Xerox Corporation Control system and method for a minimizing power loss in transformer
KR100241401B1 (ko) * 1995-02-14 2000-02-01 전주범 보조 전원 공급회로
KR100224103B1 (ko) * 1996-12-14 1999-10-15 윤종용 공진형 전원 스위치장치
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
KR19990012879A (ko) * 1997-07-31 1999-02-25 이형도 전원공급장치의 역률개선회로
KR100545809B1 (ko) * 1998-12-15 2006-03-23 엘지전자 주식회사 가변 스위칭방식의 전원공급장치
US6532161B2 (en) 1999-12-07 2003-03-11 Advanced Energy Industries, Inc. Power supply with flux-controlled transformer
JP3482378B2 (ja) * 2000-06-01 2003-12-22 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP4701763B2 (ja) * 2005-03-15 2011-06-15 サンケン電気株式会社 直流変換装置
US10199950B1 (en) 2013-07-02 2019-02-05 Vlt, Inc. Power distribution architecture with series-connected bus converter

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4281372A (en) * 1979-10-22 1981-07-28 General Electric Company Power supply for magnetron and the like loads
US4318165A (en) * 1980-04-21 1982-03-02 General Electric Company Resonant-flyback power supply with filament winding for magnetron and the like loads
US4593167A (en) * 1982-08-02 1986-06-03 Nilssen Ole K Electronic microwave oven power supply
JPS60197166A (ja) * 1984-03-19 1985-10-05 Toshiba Corp スイツチング電源装置
US4620078A (en) * 1984-10-24 1986-10-28 General Electric Company Power control circuit for magnetron
US4672159A (en) * 1984-11-21 1987-06-09 Nilssen Ole K Electrically controllable magnetron power supply
US4680506A (en) * 1984-12-10 1987-07-14 Nilssen Ole K Inverter-type microwave oven power supply
JPS61259488A (ja) * 1985-05-14 1986-11-17 松下電器産業株式会社 高周波加熱装置
EP0205642B1 (en) * 1985-06-24 1990-02-07 Deutsche Thomson-Brandt GmbH D.c. to d.c. converter
JPS6271190A (ja) * 1985-09-24 1987-04-01 株式会社東芝 調理器
US4742442A (en) * 1986-06-17 1988-05-03 Nilssen Ole K Controlled magnetron power supply including dual-mode inverter

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Publication number Publication date
US4866589A (en) 1989-09-12
KR880013297A (ko) 1988-11-30

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