JPS60197166A - スイツチング電源装置 - Google Patents
スイツチング電源装置Info
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- JPS60197166A JPS60197166A JP59052807A JP5280784A JPS60197166A JP S60197166 A JPS60197166 A JP S60197166A JP 59052807 A JP59052807 A JP 59052807A JP 5280784 A JP5280784 A JP 5280784A JP S60197166 A JPS60197166 A JP S60197166A
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- voltage
- winding
- switching element
- transistor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は自励発振による電圧共振型のスイッチング１！
源装置に関する。
源装置に関する。
近時、小型で軽量、高効率等の特徴を有するスイッチン
グ電源装置が産業用装置を始めとして家庭電化製品等に
広く用いられている。
グ電源装置が産業用装置を始めとして家庭電化製品等に
広く用いられている。
第１図はブロッキング発振回路を応用した自励型のスイ
ッチング電源装置の一例を示すものである。この装置は
、電力伝送トランス１の１次巻線１ａを介してスイッチ
ング素子（トランジスタ）２を直流人力電１！３に接続
し、該スイッチング素子２に並列に共振用コンデンサ４
およびダンパー・ダイオード５を接続すると共に、前記
電源３に並列接続された抵抗６とコンデンサ７とからな
る時定数回路から前記トランス１の３次巻線１０を介し
て前記スイッチング素子２に制御信号を印加するように
したものである。そして上記スイッチング素子２の３次
巻１ｓ、、１ ｃを介した正帰還作用による自動発振と
前記コンデンサ４の電圧共振作用とにより前記トランス
１の２次巻線１ｂに所望の電圧を生起し、これをダイオ
ード８およびコンデンサ９からなる整流平滑回路を介し
て出力しようとするものである。
ッチング電源装置の一例を示すものである。この装置は
、電力伝送トランス１の１次巻線１ａを介してスイッチ
ング素子（トランジスタ）２を直流人力電１！３に接続
し、該スイッチング素子２に並列に共振用コンデンサ４
およびダンパー・ダイオード５を接続すると共に、前記
電源３に並列接続された抵抗６とコンデンサ７とからな
る時定数回路から前記トランス１の３次巻線１０を介し
て前記スイッチング素子２に制御信号を印加するように
したものである。そして上記スイッチング素子２の３次
巻１ｓ、、１ ｃを介した正帰還作用による自動発振と
前記コンデンサ４の電圧共振作用とにより前記トランス
１の２次巻線１ｂに所望の電圧を生起し、これをダイオ
ード８およびコンデンサ９からなる整流平滑回路を介し
て出力しようとするものである。
この構成の装置は、基本的には第２図（ａ）にトランス
１の１次巻１ｉ１ａの電圧波形を、同図（ｂ）にスイッ
チング素子（トランジスタ）２のコレクタ・エミッタ間
の電圧波形を、そして同図（Ｃ）にスイッチング素子２
のコレクタ電流波形を示すような動作を呈する。しかし
ながら、本来、電圧共振スイッチング部（巻＠１ａと抵
抗６とコンデンサ７とを除いたもの）は、理想的には第
２図中破線で示す動作をすべきものである。
１の１次巻１ｉ１ａの電圧波形を、同図（ｂ）にスイッ
チング素子（トランジスタ）２のコレクタ・エミッタ間
の電圧波形を、そして同図（Ｃ）にスイッチング素子２
のコレクタ電流波形を示すような動作を呈する。しかし
ながら、本来、電圧共振スイッチング部（巻＠１ａと抵
抗６とコンデンサ７とを除いたもの）は、理想的には第
２図中破線で示す動作をすべきものである。
即ち、このような構成において自動発振を行わせながら
電圧共振作用を生起させるには、スイッチング素子２が
ターン・オンするタイミングとトランス１の１次巻線１
ａの電圧が反転するタイミングとの間には原理的に成る
時間差が必要となる。
電圧共振作用を生起させるには、スイッチング素子２が
ターン・オンするタイミングとトランス１の１次巻線１
ａの電圧が反転するタイミングとの間には原理的に成る
時間差が必要となる。
つまりトランス１の１次善＄１１ａの端子電圧が反転し
た後、スイッチング素子１の電圧が零（０）になるまで
には時間差があり、この間に上記スイッチング素子２が
ターン・オンすると前記共振用コンデンサ４に蓄えられ
ていた電荷が該スイッチング素子２により短、絡される
ことになる。然し乍ら上述した構成では、トランス１の
１次巻線１ａの端子電圧が反転した瞬間にその３次巻線
１Ｃの端子電圧が反転するので、上記時間差を設けるこ
とができなかった。この為、その電力損失の著しい増大
が否めなかった。
た後、スイッチング素子１の電圧が零（０）になるまで
には時間差があり、この間に上記スイッチング素子２が
ターン・オンすると前記共振用コンデンサ４に蓄えられ
ていた電荷が該スイッチング素子２により短、絡される
ことになる。然し乍ら上述した構成では、トランス１の
１次巻線１ａの端子電圧が反転した瞬間にその３次巻線
１Ｃの端子電圧が反転するので、上記時間差を設けるこ
とができなかった。この為、その電力損失の著しい増大
が否めなかった。
このような理由から電圧共振を利用して８効率に電力伝
送を行わしめるこの種のスイッチング電源装置にあって
、その電圧共振条件を維持した上で電力伝送を直接担う
主スイツチング素子のスイッチング動作を自助発振によ
り制御することは非常に困難であった。
送を行わしめるこの種のスイッチング電源装置にあって
、その電圧共振条件を維持した上で電力伝送を直接担う
主スイツチング素子のスイッチング動作を自助発振によ
り制御することは非常に困難であった。
本発明はこのような事情を考慮し、てなされたもので、
その目的とするところは、構成の簡単な自励発振方式を
採用した電圧共振型の実用性の高いスイッチング電ｍ装
置を提供することにある。
その目的とするところは、構成の簡単な自励発振方式を
採用した電圧共振型の実用性の高いスイッチング電ｍ装
置を提供することにある。
本発明は、第１乃至第４の巻線を備えた可飽和トランス
を用い、この可飽和トランスの第１の巻線および電力伝
送トランスの１次巻線を介して主スイツチング素子を直
流入力！＋１１に接続すると共に、この主スイツチング
素子の制御端子を上記第２の巻線に接続し、該第１およ
び第２の巻線を介する正帰還作用により上記主スイツチ
ング素子を導通させるようにし、また前記可飽和トラン
スの前記第１および第２の巻線とは巻線方向を逆にした
前記第３の巻線を介して補助スイッチング素子を基準電
圧電源に接続すると共に、この補助スイッチング素子の
制御端子を前記第４の巻線に接続し、該第３および第４
の巻線を介する正帰還作用により上記補助スイッチング
素子を導通させるようにして自動発振作用を行わせ、且
つ前記電力伝送トランスの励磁インダクタンスとの間で
共振する共振用コンデンサを前記主スイツチング素子ま
たは前記電力伝送トランスの１次巻線に並列接続して電
圧共振作用を行わせるようにしたものである。
を用い、この可飽和トランスの第１の巻線および電力伝
送トランスの１次巻線を介して主スイツチング素子を直
流入力！＋１１に接続すると共に、この主スイツチング
素子の制御端子を上記第２の巻線に接続し、該第１およ
び第２の巻線を介する正帰還作用により上記主スイツチ
ング素子を導通させるようにし、また前記可飽和トラン
スの前記第１および第２の巻線とは巻線方向を逆にした
前記第３の巻線を介して補助スイッチング素子を基準電
圧電源に接続すると共に、この補助スイッチング素子の
制御端子を前記第４の巻線に接続し、該第３および第４
の巻線を介する正帰還作用により上記補助スイッチング
素子を導通させるようにして自動発振作用を行わせ、且
つ前記電力伝送トランスの励磁インダクタンスとの間で
共振する共振用コンデンサを前記主スイツチング素子ま
たは前記電力伝送トランスの１次巻線に並列接続して電
圧共振作用を行わせるようにしたものである。
かくして本発明によれば、電力伝送を直接担う主スイツ
チング素子は可飽和トランスの飽和によりターン・オフ
され、また補助スイッチング素子の飽和と上記可飽和ト
ランスの電圧反転によってターン・オンされるので前記
主スイツチング素子または電力伝送トランスの１次巻線
に並列１！続された共振用コンデンサと電力伝送トラン
スの励磁インダクタンスとによる電圧共振条件とは無関
係に前記スイッチング素子の自助発振条件を設定するこ
とができる。従って、電圧共振条件を維持した上で自助
発振によりスイッチング素子を駆動することが可能とな
る。しかも自動発振条件の設定が容易であり、構成の簡
略化を図ることができる。
チング素子は可飽和トランスの飽和によりターン・オフ
され、また補助スイッチング素子の飽和と上記可飽和ト
ランスの電圧反転によってターン・オンされるので前記
主スイツチング素子または電力伝送トランスの１次巻線
に並列１！続された共振用コンデンサと電力伝送トラン
スの励磁インダクタンスとによる電圧共振条件とは無関
係に前記スイッチング素子の自助発振条件を設定するこ
とができる。従って、電圧共振条件を維持した上で自助
発振によりスイッチング素子を駆動することが可能とな
る。しかも自動発振条件の設定が容易であり、構成の簡
略化を図ることができる。
また回路の電流・電圧波形が共振波形となるので高調波
ノイズが少なくなると云う効果が奏せられる。更に、主
スイツチング素子がターン・オンするときには既にその
両端間の電圧が零になっているので、上記ターン・オン
時のスイッチング損失は全くない。一方、前記スイッチ
ング素子のターン・オフ時にはその両端間の電圧が緩や
かに立上がるので、該ターン・オフ時のスイッチング損
失も極めて少ない等の効果が奏せられる。
ノイズが少なくなると云う効果が奏せられる。更に、主
スイツチング素子がターン・オンするときには既にその
両端間の電圧が零になっているので、上記ターン・オン
時のスイッチング損失は全くない。一方、前記スイッチ
ング素子のターン・オフ時にはその両端間の電圧が緩や
かに立上がるので、該ターン・オフ時のスイッチング損
失も極めて少ない等の効果が奏せられる。
以下、図面を参照して本発明の実施例につき説明する。
第３図′は本発明の一実施例を示す回路構成図である。
図中１１は直流入力電源であり、１２は電力伝送トラン
ス、１３は整流平滑回路を含む出力回路である。主スイ
ツチング素子としてのｎｐｎ ）ランジスタ１４はその
コレクタを可飽和トランス１５の第１の巻線１５ａを介
して前記直流入力電源１１の正極に接続し、そのエミッ
タを前記電力伝送トランス１２の１次巻９１２ａを介し
て前記電１１１１の負極に接続している。上記トランジ
スタ１４のベースとエミッタとの間には前記可飽和トラ
ンス１５の第１の巻線１５ａにより検出される上記トラ
ンジスタ１４の主電流が正帰還されるべく第２の巻線１
５ｂが接続されている。そしてこの主スイツチング回路
に対して、前記電力伝送トランス１２の励磁インダクタ
ンスとの間で電圧共振作用を呈する共振用コンデンサ１
６、および電力回生用ダイオード（ダンパー・ダイオー
ド）１７が並列に接続されている。
ス、１３は整流平滑回路を含む出力回路である。主スイ
ツチング素子としてのｎｐｎ ）ランジスタ１４はその
コレクタを可飽和トランス１５の第１の巻線１５ａを介
して前記直流入力電源１１の正極に接続し、そのエミッ
タを前記電力伝送トランス１２の１次巻９１２ａを介し
て前記電１１１１の負極に接続している。上記トランジ
スタ１４のベースとエミッタとの間には前記可飽和トラ
ンス１５の第１の巻線１５ａにより検出される上記トラ
ンジスタ１４の主電流が正帰還されるべく第２の巻線１
５ｂが接続されている。そしてこの主スイツチング回路
に対して、前記電力伝送トランス１２の励磁インダクタ
ンスとの間で電圧共振作用を呈する共振用コンデンサ１
６、および電力回生用ダイオード（ダンパー・ダイオー
ド）１７が並列に接続されている。
一方、前記直流入力電２Ｉ１１１には基準電圧電源１８
が接続されている。補助スイッチング素子としてのｎｐ
ｎ トランジスタ１９はそのコレクタを前記可飽和トラ
ンス１５の前記第および第２の巻線１５ａ、１５ｂとは
巻線方向が逆向きの第３の春＠ １５ｃを介して前記基
準電圧電源に接続し、そのエミッタを前記直流人力電１
ｉ１１の負極に接続している。また上記ｎｐｎトランジ
スタ１９のベースは抵抗２０を介して前記可飽和トラン
ス１５の第４の巻線１５ｄの一端に接続されている。こ
の第４の巻線１５ｄはその他端を、前記直流入力電源１
１に並列接続された抵抗２１およびダイオード２２から
なる直列回路の直列接続点に接続したものである。この
回路によって前記ｎｐｎトランジスタ１９は正帰還作用
を受けて導通されるようになっている。尚、上記構成に
おいては、トランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の
電圧波形が共振波形となるように、該トランジスタ１４
のスイッチング周期および導通幅、コンデンサ１Ｇの容
量値、トランス１２の励磁インダクタンスの値等が予め
相互に関連付けて設定されている。また上記の如くトラ
ンジスタ１４を所定のスイッチング周期および導通幅で
自励発振動作させるべく、可飽和トランス１５の飽和時
間と各巻線１５ａ〜１５ｄの巻線比、抵抗２０．２１の
値、基準電圧電ｍｉａの１１圧値等も予め相互に関連付
けて設定されている。
が接続されている。補助スイッチング素子としてのｎｐ
ｎ トランジスタ１９はそのコレクタを前記可飽和トラ
ンス１５の前記第および第２の巻線１５ａ、１５ｂとは
巻線方向が逆向きの第３の春＠ １５ｃを介して前記基
準電圧電源に接続し、そのエミッタを前記直流人力電１
ｉ１１の負極に接続している。また上記ｎｐｎトランジ
スタ１９のベースは抵抗２０を介して前記可飽和トラン
ス１５の第４の巻線１５ｄの一端に接続されている。こ
の第４の巻線１５ｄはその他端を、前記直流入力電源１
１に並列接続された抵抗２１およびダイオード２２から
なる直列回路の直列接続点に接続したものである。この
回路によって前記ｎｐｎトランジスタ１９は正帰還作用
を受けて導通されるようになっている。尚、上記構成に
おいては、トランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の
電圧波形が共振波形となるように、該トランジスタ１４
のスイッチング周期および導通幅、コンデンサ１Ｇの容
量値、トランス１２の励磁インダクタンスの値等が予め
相互に関連付けて設定されている。また上記の如くトラ
ンジスタ１４を所定のスイッチング周期および導通幅で
自励発振動作させるべく、可飽和トランス１５の飽和時
間と各巻線１５ａ〜１５ｄの巻線比、抵抗２０．２１の
値、基準電圧電ｍｉａの１１圧値等も予め相互に関連付
けて設定されている。
このように構成されたスイッチング電ｍ装置は、第４図
（ａ）にトランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の電
圧波形を、同図（ｂ）にそのコレクタ電流波形を、そし
て同図（ｌにトランジスタ１９のコレクタ電流波形をそ
れぞれ示すように動作する。
（ａ）にトランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の電
圧波形を、同図（ｂ）にそのコレクタ電流波形を、そし
て同図（ｌにトランジスタ１９のコレクタ電流波形をそ
れぞれ示すように動作する。
即ち、今トランジスタ１４が導通するものとする。
このときトランジスタ１９は遮断状態にあり、トランス
１２の１次巻線１２ａには電１１１１１の電源電圧が印
加されている。しかしてトランジスタ１４が導通し始め
てからトランス１５が飽和するまでの期間、該トランス
１５は所謂電流トランスとして動作し、第１の巻線１５
ａに流れ込んだ電流はその巻線比に応じて第２の巻線１
５ｂに流れ出し、トランジスタ１４′のベースにｉｌ流
を供給する。この結果、トランジスタ１４は正帰還作用
を受けて導通状態を保つ。このトランス１５が飽和する
迄の時間は、上記トランジスタ１４のベース・エミッタ
間の飽和電圧に反比例し、前記第２の巻線１．５ｂの巻
線数に比例する。
１２の１次巻線１２ａには電１１１１１の電源電圧が印
加されている。しかしてトランジスタ１４が導通し始め
てからトランス１５が飽和するまでの期間、該トランス
１５は所謂電流トランスとして動作し、第１の巻線１５
ａに流れ込んだ電流はその巻線比に応じて第２の巻線１
５ｂに流れ出し、トランジスタ１４′のベースにｉｌ流
を供給する。この結果、トランジスタ１４は正帰還作用
を受けて導通状態を保つ。このトランス１５が飽和する
迄の時間は、上記トランジスタ１４のベース・エミッタ
間の飽和電圧に反比例し、前記第２の巻線１．５ｂの巻
線数に比例する。
その後、前記トランス１５が飽和すると第２の巻線１５
ｂからのトランジスタ１４へのベース電流の供給がなく
なり、また第２の巻輪１５ｂのインビーダンスが十分に
低くなっていることから前記トランジスタ１４は極めて
速やかに遮断する。この時、トランス１５に蓄えられて
いた励磁電流が第４の巻線１５ｄを介して流れ出し、抵
抗２０を介してトランジスタ１９に供給されて該トラン
ジスタ１９が導通し始める。
ｂからのトランジスタ１４へのベース電流の供給がなく
なり、また第２の巻輪１５ｂのインビーダンスが十分に
低くなっていることから前記トランジスタ１４は極めて
速やかに遮断する。この時、トランス１５に蓄えられて
いた励磁電流が第４の巻線１５ｄを介して流れ出し、抵
抗２０を介してトランジスタ１９に供給されて該トラン
ジスタ１９が導通し始める。
しかして上記の如くトランジスタ１４が遮断するとその
コレクタ・エミッタ間の電圧、つまりコンデンサ１６に
蓄えられている電圧は、前記出力回路１３の特性にも影
響されるが、主として該コンデンサ１６とトランス１２
との共振作用により正弦波の弧を描いて上昇し、再びＯ
ｖまで緩やかに下降する。
コレクタ・エミッタ間の電圧、つまりコンデンサ１６に
蓄えられている電圧は、前記出力回路１３の特性にも影
響されるが、主として該コンデンサ１６とトランス１２
との共振作用により正弦波の弧を描いて上昇し、再びＯ
ｖまで緩やかに下降する。
その後、コンデンサ１６は負の電圧に充電されようとす
るが、ダイオード１７の導通によりそのままの電圧（Ｏ
ｖ）に維持される。この間、電力伝送トランス１２の１
次巻線１２ａには前記電源１１の電源電圧と前記コンデ
ンサ１６の電圧との差電圧が印加される。つまりトラン
ス１２の１次巻線１２ａには電源電圧から徐々に下降し
、Ｏｖを通過したのち負のピーク電圧に達し、再び上昇
してＯｖを通過し、前記電源電圧に達する電圧が印加さ
れる１、そして１次巻線１２ａの電圧が電源電圧にある
ときには前記ダイオード１７が導通し、その電圧が保持
される。
るが、ダイオード１７の導通によりそのままの電圧（Ｏ
ｖ）に維持される。この間、電力伝送トランス１２の１
次巻線１２ａには前記電源１１の電源電圧と前記コンデ
ンサ１６の電圧との差電圧が印加される。つまりトラン
ス１２の１次巻線１２ａには電源電圧から徐々に下降し
、Ｏｖを通過したのち負のピーク電圧に達し、再び上昇
してＯｖを通過し、前記電源電圧に達する電圧が印加さ
れる１、そして１次巻線１２ａの電圧が電源電圧にある
ときには前記ダイオード１７が導通し、その電圧が保持
される。
その後、トランス１２の励磁電流がなくなると前記ダイ
オード１７は遮断する。
オード１７は遮断する。
一方、前記トランジスタ１４が遮断し、トランジスタ１
９が導通すると、前記可飽和トランス１５は所謂電圧ト
ランスとして動作し、基準電圧電［１８の電圧が第３の
巻線１５ｃに印加され、同時にその巻線比に応じて第４
の巻＠ １５ｄに電圧を生起する。
９が導通すると、前記可飽和トランス１５は所謂電圧ト
ランスとして動作し、基準電圧電［１８の電圧が第３の
巻線１５ｃに印加され、同時にその巻線比に応じて第４
の巻＠ １５ｄに電圧を生起する。
この時、前記第２の巻線１５ｂにも電圧が生起されるが
、この電圧はトランジスタ１４のベース・エミッタ間に
対して負となるので、これによってトランジスタ１４が
導通することはない。しかして、前記第４の巻線１５ｄ
に発生した電圧は前記抵抗２０とダイオード２２を介し
てトランジスタ１９に一定のベース電流を供給する。尚
、この時、ダイオード２２には等測的に逆電流が流れる
ことになるが、ダイオード２２は前記電［１１により抵
抗２１を介して常に正バイアスされているので、これに
よってダイオード２２が遮断されることはない。このよ
うなベース電流を受けて導通するトランジスタ１９のコ
レツ。
、この電圧はトランジスタ１４のベース・エミッタ間に
対して負となるので、これによってトランジスタ１４が
導通することはない。しかして、前記第４の巻線１５ｄ
に発生した電圧は前記抵抗２０とダイオード２２を介し
てトランジスタ１９に一定のベース電流を供給する。尚
、この時、ダイオード２２には等測的に逆電流が流れる
ことになるが、ダイオード２２は前記電［１１により抵
抗２１を介して常に正バイアスされているので、これに
よってダイオード２２が遮断されることはない。このよ
うなベース電流を受けて導通するトランジスタ１９のコ
レツ。
少電流は、前記基準電圧電！［１８から第３の巻線１５
ｃを介して供給され、該第３の巻線１５ｃのインダクタ
ンスにより徐々に上昇するが、前記ベース電流とその電
流増幅率で定まる電流値に達するとそれ以上は流れなく
なる。この結果、第３の巻線１５ｃの電圧が反転し、同
時に第４の巻線１５ｄの電圧も反転するので、前記トラ
ンジスタ１９へのベース電流供給がなくなり、同トラン
ジスタ１９は遮断する。そしてトランス１５に蓄えられ
ていた励磁電流は前記第２の巻線１５ｂより流れ出し、
前記トランジスタ１４にベース電流を供給する。これに
よってトランジスタ１４は導通を開始する。この時点は
、前記ダイオード１７に電流が流れているか、或いはそ
の電流がなくなった瞬間に定められる。従って、トラン
ジスタ１４が導通するとき、そのコレクタ・エミッタ間
の電圧はＯｖになっている。尚、トランジスタ１４が遮
断してから導通する迄の期間、つまりトランジスタ１９
が導通してから遮断するまでの期間は前記基準電圧電源
１８の電圧に反比例し、且つ第３の巻線１５ｃの巻線数
に比例するので、これらによって上記時間が設定される
。
ｃを介して供給され、該第３の巻線１５ｃのインダクタ
ンスにより徐々に上昇するが、前記ベース電流とその電
流増幅率で定まる電流値に達するとそれ以上は流れなく
なる。この結果、第３の巻線１５ｃの電圧が反転し、同
時に第４の巻線１５ｄの電圧も反転するので、前記トラ
ンジスタ１９へのベース電流供給がなくなり、同トラン
ジスタ１９は遮断する。そしてトランス１５に蓄えられ
ていた励磁電流は前記第２の巻線１５ｂより流れ出し、
前記トランジスタ１４にベース電流を供給する。これに
よってトランジスタ１４は導通を開始する。この時点は
、前記ダイオード１７に電流が流れているか、或いはそ
の電流がなくなった瞬間に定められる。従って、トラン
ジスタ１４が導通するとき、そのコレクタ・エミッタ間
の電圧はＯｖになっている。尚、トランジスタ１４が遮
断してから導通する迄の期間、つまりトランジスタ１９
が導通してから遮断するまでの期間は前記基準電圧電源
１８の電圧に反比例し、且つ第３の巻線１５ｃの巻線数
に比例するので、これらによって上記時間が設定される
。
以上がスッチング回路の一周期に亙る動作であり、この
動作が周期的に繰返されて前記トランス１２を介した電
力伝送が行われる。
動作が周期的に繰返されて前記トランス１２を介した電
力伝送が行われる。
かくしてこのように構成されたスイッチング電源装置に
よれば、可飽和］−ランス１５の飽和と、補助スイッチ
ング素子としてのトランジスタ１９の飽和による上記可
飽和トランス１５の極性反転を利用 ゛して極めて効果
的に自助発振を行わしめ、且つ電圧共振を有効に生起し
て電力転送を行わしめることができる。しかも、その自
励発振動作と電圧共振動作とが相互に干渉して悪影響を
及ぼしあうことがない。これ故、電力伝送部分の各部の
電圧・電流波形が共振波形となるので高調波ノイズが極
めで少なくなる。また上述したように主スイツチング素
子であるトランジスタ１４が高速にターン・オフ（遮断
）し、またその両端電圧が緩やかに上昇するのでターン
・オフ時のスイッチング損失が非常に少なくなる。そし
て上記トランジスタ１４がターン・オンするときには、
既にその両端電圧が零（０）となっているので、このタ
ーン・オン時のスイッチング損失は生じない。以上のこ
とから明らかなように、スイッチング動作周波数を高く
設定したとしても、従来装置に比してそのスイッチング
損失を無視できる程度に少なくすることができ、従って
電力伝送効率が高く、発熱の少ない簡易な構成の装置と
することが可能となる。
よれば、可飽和］−ランス１５の飽和と、補助スイッチ
ング素子としてのトランジスタ１９の飽和による上記可
飽和トランス１５の極性反転を利用 ゛して極めて効果
的に自助発振を行わしめ、且つ電圧共振を有効に生起し
て電力転送を行わしめることができる。しかも、その自
励発振動作と電圧共振動作とが相互に干渉して悪影響を
及ぼしあうことがない。これ故、電力伝送部分の各部の
電圧・電流波形が共振波形となるので高調波ノイズが極
めで少なくなる。また上述したように主スイツチング素
子であるトランジスタ１４が高速にターン・オフ（遮断
）し、またその両端電圧が緩やかに上昇するのでターン
・オフ時のスイッチング損失が非常に少なくなる。そし
て上記トランジスタ１４がターン・オンするときには、
既にその両端電圧が零（０）となっているので、このタ
ーン・オン時のスイッチング損失は生じない。以上のこ
とから明らかなように、スイッチング動作周波数を高く
設定したとしても、従来装置に比してそのスイッチング
損失を無視できる程度に少なくすることができ、従って
電力伝送効率が高く、発熱の少ない簡易な構成の装置と
することが可能となる。
また主スイツチング素子に並列に接続された共振用コン
デンサ１６により電力伝送用トランス１２の励磁インダ
クタンスとの間で電圧共振を行わせているので、前記主
スイツチング素子の寄生キャパシタンスと上記電力伝送
トランス１２の励磁インダクタンスとの間で共振が生じ
、異常なサージ電圧が発生するようなことはなく、これ
によって上記主スイツチング素子が破壊されることもな
い。ちなみに第５図は、第３図に示す構成の装置から共
振用コンデンサ１６を除いた場合のトランジスタ１４の
コレクタ・エミッタ間の電圧波形（同図（ａ））とその
コレクタ電流波形（同図（ｂ））を示している。この図
に示されるようにトランジスタ１４の寄生キャパシタン
スがその動作周波数に対して中途半端な値を持つ場合、
トランス１２に蓄えられた励磁電流による該トランス１
２のインダクタンスとトランジスタ１４の寄生キャパシ
タンスとの共振作用によって第５図（ａ）に示すような
異常なサージ電圧が発生する。そしてこのサージ電圧の
ピーク値は直流入力電圧の数倍から数十倍に達し、トラ
ンジスタ１４を破壊する虞れがある。特にその整流回路
がトランジスタ１４のオフ期間に電力を供給する方式の
場合には、トランス１２に蓄えられる励磁電流が大きい
為に問題が大きい。この点、本構成の装置にあっては主
スイツチング素子に並列に共振用コンデンサ１６が設け
られているので、仮にトランジスタ１４に寄生キャパシ
タンスが存在しても、上記トランス１２に蓄えられた励
磁電流が上記共振用コンデンサ１６を介して流れるので
異常なサージ電圧の発生を抑えることが可能となる。そ
してトランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の電圧を
予め設定できる。尚、トランジスタ１４の寄生キャパシ
タンスが大きい場合には、これを共振用コンデンサとし
て利用することも不可能ではｄい。
デンサ１６により電力伝送用トランス１２の励磁インダ
クタンスとの間で電圧共振を行わせているので、前記主
スイツチング素子の寄生キャパシタンスと上記電力伝送
トランス１２の励磁インダクタンスとの間で共振が生じ
、異常なサージ電圧が発生するようなことはなく、これ
によって上記主スイツチング素子が破壊されることもな
い。ちなみに第５図は、第３図に示す構成の装置から共
振用コンデンサ１６を除いた場合のトランジスタ１４の
コレクタ・エミッタ間の電圧波形（同図（ａ））とその
コレクタ電流波形（同図（ｂ））を示している。この図
に示されるようにトランジスタ１４の寄生キャパシタン
スがその動作周波数に対して中途半端な値を持つ場合、
トランス１２に蓄えられた励磁電流による該トランス１
２のインダクタンスとトランジスタ１４の寄生キャパシ
タンスとの共振作用によって第５図（ａ）に示すような
異常なサージ電圧が発生する。そしてこのサージ電圧の
ピーク値は直流入力電圧の数倍から数十倍に達し、トラ
ンジスタ１４を破壊する虞れがある。特にその整流回路
がトランジスタ１４のオフ期間に電力を供給する方式の
場合には、トランス１２に蓄えられる励磁電流が大きい
為に問題が大きい。この点、本構成の装置にあっては主
スイツチング素子に並列に共振用コンデンサ１６が設け
られているので、仮にトランジスタ１４に寄生キャパシ
タンスが存在しても、上記トランス１２に蓄えられた励
磁電流が上記共振用コンデンサ１６を介して流れるので
異常なサージ電圧の発生を抑えることが可能となる。そ
してトランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間の電圧を
予め設定できる。尚、トランジスタ１４の寄生キャパシ
タンスが大きい場合には、これを共振用コンデンサとし
て利用することも不可能ではｄい。
またこのようにしてサージ電圧の発生が抑えられるので
、サージ電圧に起因する雑音が生じる虞れがない。
、サージ電圧に起因する雑音が生じる虞れがない。
更には上述したように主スイツチング素子は可飽和トラ
ンス１５の飽和によってターン・オフされ、補助スイッ
チング素子の電流飽和による上記トランス１５の電圧反
転によってターン・オンされるので、そのタイミングを
電圧共振とは無関係に設定することができる。このこと
は共振波形に合わせて自励発振のタイミングを設定でき
ることを意味し、自励発振と電圧共振とを効果的に相乗
させることができると云う効果が奏せられる。
ンス１５の飽和によってターン・オフされ、補助スイッ
チング素子の電流飽和による上記トランス１５の電圧反
転によってターン・オンされるので、そのタイミングを
電圧共振とは無関係に設定することができる。このこと
は共振波形に合わせて自励発振のタイミングを設定でき
ることを意味し、自励発振と電圧共振とを効果的に相乗
させることができると云う効果が奏せられる。
尚、本発明は上述した実施例に限定されるものではない
。例えば第６図に示すように補助スイッチング素子（ト
ランジスタ１９）へのベース電流供給回路を正バイアス
しない構成とすることも可能である。この場合にはダイ
オード２２の極性を逆にすることは云うまでもない。ま
た共振用コンデンサ１６を電力伝送トランス１２の１次
巻線１２ａに並列に設けて電圧共振を行わせるようにし
てもよい。
。例えば第６図に示すように補助スイッチング素子（ト
ランジスタ１９）へのベース電流供給回路を正バイアス
しない構成とすることも可能である。この場合にはダイ
オード２２の極性を逆にすることは云うまでもない。ま
た共振用コンデンサ１６を電力伝送トランス１２の１次
巻線１２ａに並列に設けて電圧共振を行わせるようにし
てもよい。
要するに本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形
して実施することができる。
して実施することができる。
第１図は従来装置の構成を示す図、第２図は第１図に示
すＨＡＨの動作波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す装置の概略構成図、第４図は実施例装置の動作波形図
、第５図は異常なサージ電圧の発生を説明する為の波形
図、第６図は本発明の別の実施例を示す構成図である。 １１・・・直流入力電源、１２・・・電力伝送トランス
、１３・・・出力回路、１４・・・主スイツチング素子
（トランジスタ）、１５・・・可飽和トランス、１６・
・・共振用コンデンサ、１７・・・ダンパー・ダイオー
ド、１８・・・基準電圧電源、 １９・・・補助スイッ
チング素子（トランジスタ）、２０・・・抵抗、２１・
・・抵抗、２２・・・ダイオード。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第２図 第４図
すＨＡＨの動作波形図、第３図は本発明の一実施例を示
す装置の概略構成図、第４図は実施例装置の動作波形図
、第５図は異常なサージ電圧の発生を説明する為の波形
図、第６図は本発明の別の実施例を示す構成図である。 １１・・・直流入力電源、１２・・・電力伝送トランス
、１３・・・出力回路、１４・・・主スイツチング素子
（トランジスタ）、１５・・・可飽和トランス、１６・
・・共振用コンデンサ、１７・・・ダンパー・ダイオー
ド、１８・・・基準電圧電源、 １９・・・補助スイッ
チング素子（トランジスタ）、２０・・・抵抗、２１・
・・抵抗、２２・・・ダイオード。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第２図 第４図
Claims (2)
- （１） 第１乃至第４の巻線を備えた可飽和トランスと
、この可飽和トランスの第１の巻線および電力伝送トラ
ンスの１次巻線を介して直流入力電源に接続されると共
に、上記第２の巻線に制御端子を接続して該第１および
第２の巻線を介する正帰還作用を受けて導通する主スイ
ツチング素子と、この主スイツチング素子または前記電
力伝送トランスの１次巻線に並列接続されて前記電力伝
送トランスの励磁インダクタンスとの間で共振する共振
用コンデンサと、前記第１および第２の巻線とは巻線方
向を逆にした前記第３の巻線を介して基準電圧電源に接
続されると共に、前記第４の巻線を制御端子に接続して
該第３および第４の巻線を介する正帰還作用を受けて導
通する補助スイッチング素子とを具備したことを特徴と
するスイッチング電源装置。 - （２）” 共振用コンデンサは、電力回生用ダイオード
を並列に接続したものである特許請求の範囲第１項記載
のスイッチング電源装置。 （３主スイツチング素子は、可飽和トランスの飽和によ
ってターン・オフされ、補助スイッチング素子の電流飽
和による上記可飽和トランスの電圧反転によってターン
・オンされるものである特許請求の範囲第１項記載のス
イッチング電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59052807A JPS60197166A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | スイツチング電源装置 |
| DE8585301724T DE3565349D1 (en) | 1984-03-19 | 1985-03-13 | Switching power supply |
| EP85301724A EP0156586B1 (en) | 1984-03-19 | 1985-03-13 | Switching power supply |
| US06/712,098 US4595973A (en) | 1984-03-19 | 1985-03-15 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59052807A JPS60197166A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | スイツチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60197166A true JPS60197166A (ja) | 1985-10-05 |
Family
ID=12925112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59052807A Pending JPS60197166A (ja) | 1984-03-19 | 1984-03-19 | スイツチング電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4595973A (ja) |
| EP (1) | EP0156586B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60197166A (ja) |
| DE (1) | DE3565349D1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0775469B2 (ja) * | 1985-09-14 | 1995-08-09 | ソニー株式会社 | スイツチング電源装置 |
| US4866589A (en) * | 1987-04-08 | 1989-09-12 | Hitachi, Ltd. | Voltage resonance type switching power source apparatus |
| JP2573867B2 (ja) * | 1988-08-31 | 1997-01-22 | 株式会社電設 | 自励インバータの起動回路 |
| CN101834063B (zh) * | 2009-03-11 | 2012-05-30 | 王京申 | 一种用于自激式开关电源变换器的脉冲驱动变压器组件 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3697851A (en) * | 1970-12-14 | 1972-10-10 | Hewlett Packard Co | Regulating converter circuit |
| FR2190324A5 (ja) * | 1972-06-23 | 1974-01-25 | Anvar | |
| DE2608167C3 (de) * | 1976-02-27 | 1978-11-02 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Geregelter Eintakt-Durchflußumrichter zur Erzeugung mehrerer galvanisch getrennter Ausgangsspannungen |
| SU775719A1 (ru) * | 1978-12-25 | 1980-10-30 | Предприятие П/Я В-2965 | Импульсный стабилизатор |
| GB2050081B (en) * | 1979-03-15 | 1982-12-08 | Tokyo Shibaura Electric Co | High frequency switching regulator circuit |
-
1984
- 1984-03-19 JP JP59052807A patent/JPS60197166A/ja active Pending
-
1985
- 1985-03-13 EP EP85301724A patent/EP0156586B1/en not_active Expired
- 1985-03-13 DE DE8585301724T patent/DE3565349D1/de not_active Expired
- 1985-03-15 US US06/712,098 patent/US4595973A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0156586A1 (en) | 1985-10-02 |
| EP0156586B1 (en) | 1988-09-28 |
| US4595973A (en) | 1986-06-17 |
| DE3565349D1 (en) | 1988-11-03 |
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