JPH0546193B2 - - Google Patents
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- JPH0546193B2 JPH0546193B2 JP57042415A JP4241582A JPH0546193B2 JP H0546193 B2 JPH0546193 B2 JP H0546193B2 JP 57042415 A JP57042415 A JP 57042415A JP 4241582 A JP4241582 A JP 4241582A JP H0546193 B2 JPH0546193 B2 JP H0546193B2
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- resistor
- oscillation
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 23
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 18
- 239000004575 stone Substances 0.000 claims description 8
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- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 9
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- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、自励発振を行なう一石式インバータ
に関するものである。
に関するものである。
従来の一石式インバータの一例を第１図に示
す。まず、トランスＴの一次巻線N1とトランジ
スタＱとはＥ（ｖ）なる直流電源に接続され、前
記トランジスタＱのベースとプラス側電源との間
には抵抗R1が接続されている。そして、トラン
ジスタＱのベースとマイナス側電源との間には、
ベース巻線NB、抵抗R2、コンデンサC1と抵抗R3
との並列回路が直列に接続されている。また、前
記トランスＴの二次巻線NSには、負荷R0が接続
されている。
す。まず、トランスＴの一次巻線N1とトランジ
スタＱとはＥ（ｖ）なる直流電源に接続され、前
記トランジスタＱのベースとプラス側電源との間
には抵抗R1が接続されている。そして、トラン
ジスタＱのベースとマイナス側電源との間には、
ベース巻線NB、抵抗R2、コンデンサC1と抵抗R3
との並列回路が直列に接続されている。また、前
記トランスＴの二次巻線NSには、負荷R0が接続
されている。
このような一石式自励発振インバータの動作
は、周知であるためその詳しい説明を省略する
が、自励発振周波数ｆはトランスＴの一次巻線
N1の励磁インダクタンスL1、トランスＴの含む
分布浮遊容量C0（一次側換算値）、負荷抵抗R0（一
次側換算値）で決まり、発振トランジスタＱのオ
フの周期TOFFは で決定される。
は、周知であるためその詳しい説明を省略する
が、自励発振周波数ｆはトランスＴの一次巻線
N1の励磁インダクタンスL1、トランスＴの含む
分布浮遊容量C0（一次側換算値）、負荷抵抗R0（一
次側換算値）で決まり、発振トランジスタＱのオ
フの周期TOFFは で決定される。
このインバータが安定した発振を行なうために
は、トランジスタＱのベース電圧VBE（図示では
Ａ点）の電位がインバータ動作の発振周期のタイ
ミングでTOFFに対して最適な変化をしなければな
らない。Ａ点の電位は発振動作状態においては常
に変化する値であるが、このＡ点電位はベース巻
線NBに発生する電圧VNBと電源Ｅから抵抗R1を
通して供給される電流の双方によつてトランジス
タＱのオン・オフのタイミングが決められる。そ
のため、Ａ点の電位は前記した電圧VNBのタイミ
ングに合わせるようベース電流IBを供給する必要
がある。
は、トランジスタＱのベース電圧VBE（図示では
Ａ点）の電位がインバータ動作の発振周期のタイ
ミングでTOFFに対して最適な変化をしなければな
らない。Ａ点の電位は発振動作状態においては常
に変化する値であるが、このＡ点電位はベース巻
線NBに発生する電圧VNBと電源Ｅから抵抗R1を
通して供給される電流の双方によつてトランジス
タＱのオン・オフのタイミングが決められる。そ
のため、Ａ点の電位は前記した電圧VNBのタイミ
ングに合わせるようベース電流IBを供給する必要
がある。
しかして、Ａ点の電位は、電圧VNBによつて常
に変化している値である。安定した発振を持続す
るためには、トランジスタＱのTOFFより短い時間
でＡ点の電位がトランジスタＱのオン電圧VNBに
達していなければならない。Ａ点のオン・オフタ
イミングを与える電位は、コンデンサC1の充放
電によつて決定される。充電は直流電源より抵抗
R1・抵抗R2を通して行なわれ、又、放電はトラ
ンジスタＱがオンするとそのトランジスタＱのベ
ース・エミツタと、抵抗R2とを通して抵抗R3に
対して行なわれる。ここで、TOFFとこの充放電の
関係から発振状態を考察する。
に変化している値である。安定した発振を持続す
るためには、トランジスタＱのTOFFより短い時間
でＡ点の電位がトランジスタＱのオン電圧VNBに
達していなければならない。Ａ点のオン・オフタ
イミングを与える電位は、コンデンサC1の充放
電によつて決定される。充電は直流電源より抵抗
R1・抵抗R2を通して行なわれ、又、放電はトラ
ンジスタＱがオンするとそのトランジスタＱのベ
ース・エミツタと、抵抗R2とを通して抵抗R3に
対して行なわれる。ここで、TOFFとこの充放電の
関係から発振状態を考察する。
まず、充電された電位VAがVA＞BBEになると
トランジスタＱはオンする。本回路は時定数を含
み振動条件が成立するため、ほぼ の固有振動数で振動する。トランジスタＱがオン
を開始すると、回路にはコレクタ電流ICが流れ
る。そして、ベース巻線NBには、 VNB＝NB／N1Esinωt なる電圧が発生し、トランジスタＱのベースＢを
順バイアスする。そのため、トランジスタＱは瞬
時にオン状態になり、コレクタ電流ICは増加す
る。トランスＴの一次巻線N1には電源電圧Ｅが
加わり、Ｌ・di／dtなる電圧が磁束の変化dφ／dt
によつて誘起されるが、ほぼ負荷電流によつて決
まるコレクタ電流ICが定常値になり、コレクタ電
流ICと一次巻線N1を流れる電流の変化がなくな
ることによりコレクタ電流ICによつて生じる磁束
変化がなく、トランスＴの磁束φの変化分が０に
なると一次巻線N1の誘起電圧は０、電圧VNBも０
となる。コンデンサC1はトランジスタＱがオン
しているときには逆極性に充電されるので、磁束
φの変化分及び電圧VNBが０になつた時点ではト
ランジスタＱを逆バイアスしているためトランジ
スタＱに流れる順バイアスベース電流は完全に０
になつている。そのため、トランジスタＱはオフ
する。
トランジスタＱはオンする。本回路は時定数を含
み振動条件が成立するため、ほぼ の固有振動数で振動する。トランジスタＱがオン
を開始すると、回路にはコレクタ電流ICが流れ
る。そして、ベース巻線NBには、 VNB＝NB／N1Esinωt なる電圧が発生し、トランジスタＱのベースＢを
順バイアスする。そのため、トランジスタＱは瞬
時にオン状態になり、コレクタ電流ICは増加す
る。トランスＴの一次巻線N1には電源電圧Ｅが
加わり、Ｌ・di／dtなる電圧が磁束の変化dφ／dt
によつて誘起されるが、ほぼ負荷電流によつて決
まるコレクタ電流ICが定常値になり、コレクタ電
流ICと一次巻線N1を流れる電流の変化がなくな
ることによりコレクタ電流ICによつて生じる磁束
変化がなく、トランスＴの磁束φの変化分が０に
なると一次巻線N1の誘起電圧は０、電圧VNBも０
となる。コンデンサC1はトランジスタＱがオン
しているときには逆極性に充電されるので、磁束
φの変化分及び電圧VNBが０になつた時点ではト
ランジスタＱを逆バイアスしているためトランジ
スタＱに流れる順バイアスベース電流は完全に０
になつている。そのため、トランジスタＱはオフ
する。
しかして、コンデンサC1の並列抵抗R3は、こ
の逆極性電荷を放電させると同時にコンデンサ
C1は電源電圧ＥよりＡ点の電位E0（第２図参照）
で充電されるわけであるが、この動作によるＡ点
の電位E0の上昇が式のTOFFより短いか等しい
時間に電圧VBEに達しないと回路が異常発振状態
となる。この状態を第２図に基づいて説明する。
の逆極性電荷を放電させると同時にコンデンサ
C1は電源電圧ＥよりＡ点の電位E0（第２図参照）
で充電されるわけであるが、この動作によるＡ点
の電位E0の上昇が式のTOFFより短いか等しい
時間に電圧VBEに達しないと回路が異常発振状態
となる。この状態を第２図に基づいて説明する。
トランジスタＱのＡ点の電位E0が定格負荷状
態で実線の動作をするように回路定数が定められ
ている時、Ａ点の電位E0の値は発振周期のトラ
ンジスタＱのオン時にはベースに対して電圧VBE
以上の値になるような変化をしている。すなわ
ち、別の表現をすれば、Ａ点の電位E0は、TOFF
時に電圧VBEに達する。
態で実線の動作をするように回路定数が定められ
ている時、Ａ点の電位E0の値は発振周期のトラ
ンジスタＱのオン時にはベースに対して電圧VBE
以上の値になるような変化をしている。すなわ
ち、別の表現をすれば、Ａ点の電位E0は、TOFF
時に電圧VBEに達する。
これに対して、例えば、無負荷になつた時は、
式において、R0≒０となるので、TOFFは短く
なると同時にトランジスタＱのオン後、電圧VNB
の順バイアス電位はトランジスタＱに対して逆バ
イアス方向に（電源電圧Ｅのマイナス側にプラス
になるよう）定格負荷状態よりも−Vc1分余分と
なり、コンデンサC1に充電される。これは無負
荷時の方が定格時よりも発振回路のＲ成分が少な
くなるため、一次巻線N1、ベース巻線NBの電圧
が上昇し、この上昇分が−Vc1となるものであ
る。
式において、R0≒０となるので、TOFFは短く
なると同時にトランジスタＱのオン後、電圧VNB
の順バイアス電位はトランジスタＱに対して逆バ
イアス方向に（電源電圧Ｅのマイナス側にプラス
になるよう）定格負荷状態よりも−Vc1分余分と
なり、コンデンサC1に充電される。これは無負
荷時の方が定格時よりも発振回路のＲ成分が少な
くなるため、一次巻線N1、ベース巻線NBの電圧
が上昇し、この上昇分が−Vc1となるものであ
る。
そのため、この電圧変化E0′は発振周期内に電
圧VBEに達することができず、トランジスタＱが
オンせず、電圧変化E0′は抵抗R3への放電と直流
電源Ｅよりの充電によつて電位が上昇し、電圧
VBEまで達して次のオンを行なうという間歇的な
異常発振となる。したがつて、第３図に示す正常
な発振波形に対して第４図に示すように先頭値が
異常に高くなり、周波数も定常値よりも上昇した
間歇発振電圧を一次巻線N1に誘起する。このた
め、トランジスタＱのエミツタ・コレクタ間に印
加する電圧VCBも異常に高くなる。このため、ト
ランジスタＱの耐圧定格値の高い高価なものを使
う必要がある。また、当然この異常発振では出力
に一定振幅電圧を取り出すことができず、電源装
置等としての使用に耐えないものとなる。
圧VBEに達することができず、トランジスタＱが
オンせず、電圧変化E0′は抵抗R3への放電と直流
電源Ｅよりの充電によつて電位が上昇し、電圧
VBEまで達して次のオンを行なうという間歇的な
異常発振となる。したがつて、第３図に示す正常
な発振波形に対して第４図に示すように先頭値が
異常に高くなり、周波数も定常値よりも上昇した
間歇発振電圧を一次巻線N1に誘起する。このた
め、トランジスタＱのエミツタ・コレクタ間に印
加する電圧VCBも異常に高くなる。このため、ト
ランジスタＱの耐圧定格値の高い高価なものを使
う必要がある。また、当然この異常発振では出力
に一定振幅電圧を取り出すことができず、電源装
置等としての使用に耐えないものとなる。
また、第１図に示す一石式インバータは出力電
圧変動率を改善するために出力電圧値に応じてベ
ース電流IBを負帰還動作させて出力電圧の安定化
をはかつている。回路の分布容量C0が少ない場
合は、一次巻線N1の励磁インダクタンスL1、コ
レクタ電流IC、入力電圧Ｅが与えられた場合のト
ランジスタＱのオン時間TONは、 TON＝L1IC／Ｅ …… で与えれらる。式は、 TON＝L1IBhFB／Ｅ …… となるので、ベース電流IBを変えるとトランジス
タＱのオン時間が変化し周波数も変わつてしま
う。このため、常に一定周波数が要求される負荷
には適さない。
圧変動率を改善するために出力電圧値に応じてベ
ース電流IBを負帰還動作させて出力電圧の安定化
をはかつている。回路の分布容量C0が少ない場
合は、一次巻線N1の励磁インダクタンスL1、コ
レクタ電流IC、入力電圧Ｅが与えられた場合のト
ランジスタＱのオン時間TONは、 TON＝L1IC／Ｅ …… で与えれらる。式は、 TON＝L1IBhFB／Ｅ …… となるので、ベース電流IBを変えるとトランジス
タＱのオン時間が変化し周波数も変わつてしま
う。このため、常に一定周波数が要求される負荷
には適さない。
本発明は、このような点に鑑みなされたもの
で、前述の如き従来の異常発振現象をなくし、安
定した発振を行なわせ、かつ、負荷が変化しても
発振周波数が一定な一石式インバータを得ること
を目的とするものである。
で、前述の如き従来の異常発振現象をなくし、安
定した発振を行なわせ、かつ、負荷が変化しても
発振周波数が一定な一石式インバータを得ること
を目的とするものである。
本発明の第一の実施例を第５図ないし第７図に
基づいて説明する。第１図乃至第４図について説
明した部分と同一部分は同一符号を用い説明も省
略する。本実施例は、第１図に示した回路に対し
て、ベース巻線NBのトランジスタＱのベースへ
の接続側と反対の巻線端と電源のマイナス側との
間にカソード側をマイナス側に向けたダイオード
Ｄを接続したものである。
基づいて説明する。第１図乃至第４図について説
明した部分と同一部分は同一符号を用い説明も省
略する。本実施例は、第１図に示した回路に対し
て、ベース巻線NBのトランジスタＱのベースへ
の接続側と反対の巻線端と電源のマイナス側との
間にカソード側をマイナス側に向けたダイオード
Ｄを接続したものである。
この回路では、コンデンサC1への充電は常に
ダイオードＤの順方向電圧降下VFにて行なわれ
る。この電圧降下VFは電圧VBEよりも大きくトラ
ンジスタＱがオンするとコンデンサC1には、VNB
−VBE−（IR2・R2）の逆極性（電源のマイナス側
がプラスとなる）にて充電される。そして、VNB
がの極性に反転すると、ダイオードＤはこの
電圧VNBの電流がトランジスタＱのオンからオフ
の反転の瞬時のトランジスタＱのオフ時間内に
NBＤＱNBの経路で流れ、この電流による
ダイオードＤ内の電荷（キヤリア）のため、ダイ
オードＤがオフする瞬時の逆回復時間内でコンデ
ンサC1の逆極性電圧は殆ど瞬時にコンデンサC1
ダイオードＤ抵抗R2コンデンサC1の経路
で放電してしまうと同時にダイオードＤのオフ時
点の電圧降下VF値が抵抗R2を通してコンデンサ
C1に充電される。
ダイオードＤの順方向電圧降下VFにて行なわれ
る。この電圧降下VFは電圧VBEよりも大きくトラ
ンジスタＱがオンするとコンデンサC1には、VNB
−VBE−（IR2・R2）の逆極性（電源のマイナス側
がプラスとなる）にて充電される。そして、VNB
がの極性に反転すると、ダイオードＤはこの
電圧VNBの電流がトランジスタＱのオンからオフ
の反転の瞬時のトランジスタＱのオフ時間内に
NBＤＱNBの経路で流れ、この電流による
ダイオードＤ内の電荷（キヤリア）のため、ダイ
オードＤがオフする瞬時の逆回復時間内でコンデ
ンサC1の逆極性電圧は殆ど瞬時にコンデンサC1
ダイオードＤ抵抗R2コンデンサC1の経路
で放電してしまうと同時にダイオードＤのオフ時
点の電圧降下VF値が抵抗R2を通してコンデンサ
C1に充電される。
そのため、回路の振動に伴うトランジスタＱの
TOFF時間に関し、いかなる条件においてもTOFF内
にＡ点の電位E0がトランジスタＱのベース電圧
VBEまで上昇し、発振の安定条件を与える。ま
た、従来では負荷R0の変動等により回路の固有
振動数が変わると第２図から明らかなように電圧
VBEで決まるオン時間は変わる。
TOFF時間に関し、いかなる条件においてもTOFF内
にＡ点の電位E0がトランジスタＱのベース電圧
VBEまで上昇し、発振の安定条件を与える。ま
た、従来では負荷R0の変動等により回路の固有
振動数が変わると第２図から明らかなように電圧
VBEで決まるオン時間は変わる。
ところが、本実施例においては、前述のように
電圧VNBが＋−及び逆極性のの時点において
も常にトランジスタＱのベース・エミツタ間に
は、電圧降下VFが電圧VNBに加わつて与えられて
おり、負荷条件の変化等の周波数変動要因に対し
てもトランジスタＱには、電圧降下VFと電圧VNB
とのベクトル和の電圧が印加される。そして、周
波数の変動要因となる電圧VNBの周波数の変化
分、すなわち、コンデンサC1への逆バイアス電
圧はダイオードＤによつて常に一定となり、した
がつて、電圧VBEに与えるオン時間は殆ど一定の
値となつてしまう。従つて、固有振動数の変化に
よるTOFFはあつても、実際には第６図に示すよう
にTOFF＞OFFTIMEとなる。また、一点鎖線に示す
ものは、無負荷時のように固有振動数が高い場合
である。
電圧VNBが＋−及び逆極性のの時点において
も常にトランジスタＱのベース・エミツタ間に
は、電圧降下VFが電圧VNBに加わつて与えられて
おり、負荷条件の変化等の周波数変動要因に対し
てもトランジスタＱには、電圧降下VFと電圧VNB
とのベクトル和の電圧が印加される。そして、周
波数の変動要因となる電圧VNBの周波数の変化
分、すなわち、コンデンサC1への逆バイアス電
圧はダイオードＤによつて常に一定となり、した
がつて、電圧VBEに与えるオン時間は殆ど一定の
値となつてしまう。従つて、固有振動数の変化に
よるTOFFはあつても、実際には第６図に示すよう
にTOFF＞OFFTIMEとなる。また、一点鎖線に示す
ものは、無負荷時のように固有振動数が高い場合
である。
このように、ダイオードＤを接続するだけの簡
単な構成により、いかなる条件でも殆ど一定な周
波数で安定した発振をするものであり、実用価値
は非常に高い。
単な構成により、いかなる条件でも殆ど一定な周
波数で安定した発振をするものであり、実用価値
は非常に高い。
第７図に示すものは、第５図の回路における実
測波形に基づく波形図である。すなわち、第７図
ａは、トランジスタＱのコレクタ・エミツタ間の
電圧VCEの波形図であり、第７図ｂは、トランジ
スタＱのコレクタ電流ICの波形図であり、第７図
ｃは、トランジスタＱのベース・エミツタ間の電
圧VBEの波形図であり、第７図ｄは、ダイオード
Ｄの電流IDの波形図であり、第７図ｅは、ダイオ
ードＤの端子電圧VDの波形図である。
測波形に基づく波形図である。すなわち、第７図
ａは、トランジスタＱのコレクタ・エミツタ間の
電圧VCEの波形図であり、第７図ｂは、トランジ
スタＱのコレクタ電流ICの波形図であり、第７図
ｃは、トランジスタＱのベース・エミツタ間の電
圧VBEの波形図であり、第７図ｄは、ダイオード
Ｄの電流IDの波形図であり、第７図ｅは、ダイオ
ードＤの端子電圧VDの波形図である。
つぎに、第８図に基づいて本発明の第二の実施
例を説明する。本実施例は、異常な過負荷状態に
なつたり、又は、出力が短絡したりした場合に自
動的に発振が停止するようにしたものである。
例を説明する。本実施例は、異常な過負荷状態に
なつたり、又は、出力が短絡したりした場合に自
動的に発振が停止するようにしたものである。
まず、本実施例はトランジスタＱのベースの抵
抗R4を接続したものである。この抵抗R4により
生じる電圧はIBR4である。通常の動作時には、
VF＋VNB＞IBR4＋VBEとなつており、安定した動
作をしている。そして、異常な過負荷状態になつ
たり、又は、出力が短縮した場合においては、順
方向バイアス極性時に、VF＋VNB＜IBR4＋VBEと
なるように抵抗R4の抵抗値を設定しておく。そ
のため、抵抗R1から流れ込むベース電流IBは、全
てベース巻線NBからダイオードＤを通つてバイ
パスしてしまう。これにより、発振は停止し、ト
ランジスタＱのトランスＴ等の回路部品を有効に
保護する。
抗R4を接続したものである。この抵抗R4により
生じる電圧はIBR4である。通常の動作時には、
VF＋VNB＞IBR4＋VBEとなつており、安定した動
作をしている。そして、異常な過負荷状態になつ
たり、又は、出力が短縮した場合においては、順
方向バイアス極性時に、VF＋VNB＜IBR4＋VBEと
なるように抵抗R4の抵抗値を設定しておく。そ
のため、抵抗R1から流れ込むベース電流IBは、全
てベース巻線NBからダイオードＤを通つてバイ
パスしてしまう。これにより、発振は停止し、ト
ランジスタＱのトランスＴ等の回路部品を有効に
保護する。
なお、第８図に示す回路の各部の波形図は、第
７図に示したものと基本的には同じであるが、ダ
イオード電流IDのプラス側のピーク値がやや小と
なり、ダイオードＤの端子電圧VDのマイナス側
がやや小となる。そのため、過負荷時の発振制御
動作時は、第７図に対して電圧VCEとコレクタ電
流ICとダイオードＤの電流IDとのプラス側、電圧
VBEとダイオードＤの端子電圧VDとのマイナス側
が小さな値となる。
７図に示したものと基本的には同じであるが、ダ
イオード電流IDのプラス側のピーク値がやや小と
なり、ダイオードＤの端子電圧VDのマイナス側
がやや小となる。そのため、過負荷時の発振制御
動作時は、第７図に対して電圧VCEとコレクタ電
流ICとダイオードＤの電流IDとのプラス側、電圧
VBEとダイオードＤの端子電圧VDとのマイナス側
が小さな値となる。
ついで、第９図に基づいて本発明の第三の実施
例を説明する。本実施例は第一の実施例において
ダイオードＤと直列に抵抗R5を接続したもので
ある。この抵抗R5は回路条件に応じて適宜選択
使用されるものである。すなわち、自励発振方式
であるため、出力周波数が低い場合には当然コン
デンサC1の容量を大としてTOFFのタイミングを
合わせる必要があるが、抵抗R5を変えることに
よつてコンデンサC1に充電する電荷及び電位を
変え、T1を変えて対処しているものである。
例を説明する。本実施例は第一の実施例において
ダイオードＤと直列に抵抗R5を接続したもので
ある。この抵抗R5は回路条件に応じて適宜選択
使用されるものである。すなわち、自励発振方式
であるため、出力周波数が低い場合には当然コン
デンサC1の容量を大としてTOFFのタイミングを
合わせる必要があるが、抵抗R5を変えることに
よつてコンデンサC1に充電する電荷及び電位を
変え、T1を変えて対処しているものである。
本発明は、上述のようにトランスの一次巻線と
トランジスタとを電源のプラス側に一次巻線を位
置させつつ接続し、前記トランスのベース巻線を
前記トランジスタのベースに接続するとともに前
記電源のマイナス側にコンデンサを接続したもの
において、直流電源のマイナス側にカソードを位
置させて抵抗及びコンデンサの直列回路に並列に
ダイオードを接続し、直流電源のプラス側よりス
イツチングトランジスタのベースに抵抗を接続し
ただけで異常発振現象をなくすことができ、安定
した発振を行なわせることができ、負荷が変化し
ても発振周波数が一定であり、とくにダイオード
と直列に抵抗を接続するようにすれば前記トラン
ジスタのオフのタイミング調整も簡単に行なうこ
とができ、また、トランジスタのベースに抵抗を
接続すれば異常な過負荷状態や出力が短絡したり
したときなどに自動的に発振を停止させることが
できる等の効果を有する。
トランジスタとを電源のプラス側に一次巻線を位
置させつつ接続し、前記トランスのベース巻線を
前記トランジスタのベースに接続するとともに前
記電源のマイナス側にコンデンサを接続したもの
において、直流電源のマイナス側にカソードを位
置させて抵抗及びコンデンサの直列回路に並列に
ダイオードを接続し、直流電源のプラス側よりス
イツチングトランジスタのベースに抵抗を接続し
ただけで異常発振現象をなくすことができ、安定
した発振を行なわせることができ、負荷が変化し
ても発振周波数が一定であり、とくにダイオード
と直列に抵抗を接続するようにすれば前記トラン
ジスタのオフのタイミング調整も簡単に行なうこ
とができ、また、トランジスタのベースに抵抗を
接続すれば異常な過負荷状態や出力が短絡したり
したときなどに自動的に発振を停止させることが
できる等の効果を有する。
第１図は従来の一例を示す回路図、第２図はト
ランジスタがオフした瞬間の各部の変化を示す特
性図、第３図は正常発振時の波形図、第４図は異
常発振時の波形図、第５図は本発明の第一の実施
例を示す回路図、第６図はその波形図、第７図は
第５図に示す回路の各部の波形図、第８図は本発
明の第二の実施例を示す回路図、第９図は本発明
の第三の実施例を示す回路図である。 Ｔ……トランス、N1……一次巻線、Ｑ……ス
イツチングトランジスタ、NB……ベース巻線、
C1……コンデンサ、Ｄ……ダイオード、R1，R2，
R4，R5……抵抗。
ランジスタがオフした瞬間の各部の変化を示す特
性図、第３図は正常発振時の波形図、第４図は異
常発振時の波形図、第５図は本発明の第一の実施
例を示す回路図、第６図はその波形図、第７図は
第５図に示す回路の各部の波形図、第８図は本発
明の第二の実施例を示す回路図、第９図は本発明
の第三の実施例を示す回路図である。 Ｔ……トランス、N1……一次巻線、Ｑ……ス
イツチングトランジスタ、NB……ベース巻線、
C1……コンデンサ、Ｄ……ダイオード、R1，R2，
R4，R5……抵抗。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電源の両端間にトランスの一次巻線とス
イツチングトランジスタとの直列回路を接続し、
前記スイツチングトランジスタのオン・オフ制御
用のベース巻線の一端を前記スイツチングトラン
ジスタのベースに接続し、他端を抵抗及びコンデ
ンサの直列回路を介して前記直流電源のマイナス
側に接続した一石式インバータにおいて、前記直
流電源のマイナス側にカソードを位置させて前記
抵抗及びコンデンサの直列回路に並列にダイオー
ドを接続し、前記直流電源のプラス側より前記ス
イツチングトランジスタのベースに抵抗を接続し
たことを特徴とする一石式インバータ。 ２ 直流電源のプラス側よりスイツチングトラン
ジスタのベースに接続された抵抗と直列にインバ
ータの発振制限用抵抗を接続し、これらの抵抗の
接続点にトランスのベース巻線の前記スイツチン
グトランジスタのベース接続側を接続したことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の一石式イ
ンバータ。 ３ ダイオードと直列に抵抗を接続したことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の一石式イン
バータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57042415A JPS58159673A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 一石式インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57042415A JPS58159673A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 一石式インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58159673A JPS58159673A (ja) | 1983-09-22 |
| JPH0546193B2 true JPH0546193B2 (ja) | 1993-07-13 |
Family
ID=12635431
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57042415A Granted JPS58159673A (ja) | 1982-03-17 | 1982-03-17 | 一石式インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58159673A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5863083A (ja) * | 1981-10-09 | 1983-04-14 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型高圧電源 |
-
1982
- 1982-03-17 JP JP57042415A patent/JPS58159673A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5863083A (ja) * | 1981-10-09 | 1983-04-14 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型高圧電源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58159673A (ja) | 1983-09-22 |
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