JPH0851777A - 自励スイッチング電源 - Google Patents
自励スイッチング電源Info
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- JPH0851777A JPH0851777A JP20423794A JP20423794A JPH0851777A JP H0851777 A JPH0851777 A JP H0851777A JP 20423794 A JP20423794 A JP 20423794A JP 20423794 A JP20423794 A JP 20423794A JP H0851777 A JPH0851777 A JP H0851777A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 トランスの巻線構造に依らずにリンギングに
よるサージ電圧のピークを低く抑え、リンギング抑制手
段による効率低下の少ない、低コストの高出力電源を得
る。 【構成】 トランスＴの帰還巻線ＮＦの、スイッチング
トランジスタＱ１のゲート側の一端にダイオードＤ２の
カソードを接続し、ダイオードＤ２のアノードをコンデ
ンサＣ３と抵抗Ｒ３の並列回路を介して帰還巻線ＮＦの
他端に接続する。 【効果】 自励発振の異常動作状態が起こらず、大きな
出力容量を確保できる。処理する電力の小さい帰還巻線
ＮＦにダイオードＤ２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３によ
るスナバ回路を設けたので効率低下が少ない。トランス
の巻線方法の自由度が増し、コスト低減が可能となる。
よるサージ電圧のピークを低く抑え、リンギング抑制手
段による効率低下の少ない、低コストの高出力電源を得
る。 【構成】 トランスＴの帰還巻線ＮＦの、スイッチング
トランジスタＱ１のゲート側の一端にダイオードＤ２の
カソードを接続し、ダイオードＤ２のアノードをコンデ
ンサＣ３と抵抗Ｒ３の並列回路を介して帰還巻線ＮＦの
他端に接続する。 【効果】 自励発振の異常動作状態が起こらず、大きな
出力容量を確保できる。処理する電力の小さい帰還巻線
ＮＦにダイオードＤ２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３によ
るスナバ回路を設けたので効率低下が少ない。トランス
の巻線方法の自由度が増し、コスト低減が可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、出力容量を大きくして
大電流を回路に流しても、自励発振に異常動作を起こさ
ないようにした、自励スイッチング電源におけるスイッ
チング素子のドライブ回路に関する。
大電流を回路に流しても、自励発振に異常動作を起こさ
ないようにした、自励スイッチング電源におけるスイッ
チング素子のドライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の自励スイッチング電源の一例とし
て、トランスを使用した自励フライバックコンバータの
回路を図３に示した。図３に示すスイッチング電源は、
トランスの一次巻線ＮＰに直列接続したＭＯＳ ＦＥＴ
によるスイッチングトランジスタＱ１にスイッチング動
作を行わせ、これにより２次巻線ＮＳに発生したフライ
バック電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ１によって
整流平滑し、所望の直流出力電圧を得る構成となってい
る。そして、スイッチングトランジスタＱ１にスイッチ
ング動作を行わせるために、トランスＴに設けられた帰
還巻線ＮＦの一端をコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回
路を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに接
続し、他端をソースに接続した構成となっている。ここ
で、１Ａ、１Ｂは入力端子、２Ａ、２Ｂは出力端子を示
し、また、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと入
力端子１Ａ間に接続された抵抗Ｒ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１にバイアスを与えるものである。
て、トランスを使用した自励フライバックコンバータの
回路を図３に示した。図３に示すスイッチング電源は、
トランスの一次巻線ＮＰに直列接続したＭＯＳ ＦＥＴ
によるスイッチングトランジスタＱ１にスイッチング動
作を行わせ、これにより２次巻線ＮＳに発生したフライ
バック電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ１によって
整流平滑し、所望の直流出力電圧を得る構成となってい
る。そして、スイッチングトランジスタＱ１にスイッチ
ング動作を行わせるために、トランスＴに設けられた帰
還巻線ＮＦの一端をコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２の直列回
路を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲートに接
続し、他端をソースに接続した構成となっている。ここ
で、１Ａ、１Ｂは入力端子、２Ａ、２Ｂは出力端子を示
し、また、スイッチングトランジスタＱ１のゲートと入
力端子１Ａ間に接続された抵抗Ｒ１は、スイッチングト
ランジスタＱ１にバイアスを与えるものである。
【０００３】図３に示す回路の自励発振動作を以下に簡
単に述べる。抵抗Ｒ１からのバイアス電圧によってスイ
ッチングトランジスタＱ１がオン状態になると、トラン
スＴの１次巻線ＮＰに入力電圧が印加され、電流が流れ
始める。これによりトランスＴに磁気エネルギーが蓄積
され、また、帰還巻線ＮＦに電圧が誘起される。この帰
還巻線ＮＦの誘起電圧はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートをさらに正バイアスし、同時にスイッチングト
ランジスタＱ１のオン状態を維持する。このトランスＴ
の１次巻線ＮＰに流れる電流、即ちスイッチングトラン
ジスタＱ１を流れる電流は、トランスＴのインダクタン
スにより時間と共に増加していく。
単に述べる。抵抗Ｒ１からのバイアス電圧によってスイ
ッチングトランジスタＱ１がオン状態になると、トラン
スＴの１次巻線ＮＰに入力電圧が印加され、電流が流れ
始める。これによりトランスＴに磁気エネルギーが蓄積
され、また、帰還巻線ＮＦに電圧が誘起される。この帰
還巻線ＮＦの誘起電圧はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートをさらに正バイアスし、同時にスイッチングト
ランジスタＱ１のオン状態を維持する。このトランスＴ
の１次巻線ＮＰに流れる電流、即ちスイッチングトラン
ジスタＱ１を流れる電流は、トランスＴのインダクタン
スにより時間と共に増加していく。
【０００４】やがて、この増加した電流に対してスイッ
チングトランジスタＱ１が飽和領域での動作を維持でき
なくなり、非飽和領域での動作となる。するとトランス
Ｔの１次巻線ＮＰに印加される電圧が小さくなり、ま
た、帰還巻線ＮＦのスイッチングトランジスタＱ１を正
バイアスする電圧も小さくなる。この作用が急激に進行
することによりスイッチングトランジスタＱ１は急速に
オフ状態へと移行する。スイッチングトランジスタＱ１
がターンオフすると、トランスＴの各巻線にはフライバ
ック電圧が発生する。ここで、２次巻線ＮＳに発生した
フライバック電圧はダイオードＤ１の順方向電圧である
ので、トランスＴに蓄えられていた磁気エネルギーは、
２次巻線ＮＳからダイオードＤ１、コンデンサＣ１を介
して出力端子２Ａ、２Ｂに接続される外部負荷へ供給さ
れる。また、帰還巻線ＮＦに発生したフライバック電圧
は、スイッチングトランジスタＱ１を逆バイアスし、ス
イッチングトランジスタＱ１のオフ状態を維持する。
チングトランジスタＱ１が飽和領域での動作を維持でき
なくなり、非飽和領域での動作となる。するとトランス
Ｔの１次巻線ＮＰに印加される電圧が小さくなり、ま
た、帰還巻線ＮＦのスイッチングトランジスタＱ１を正
バイアスする電圧も小さくなる。この作用が急激に進行
することによりスイッチングトランジスタＱ１は急速に
オフ状態へと移行する。スイッチングトランジスタＱ１
がターンオフすると、トランスＴの各巻線にはフライバ
ック電圧が発生する。ここで、２次巻線ＮＳに発生した
フライバック電圧はダイオードＤ１の順方向電圧である
ので、トランスＴに蓄えられていた磁気エネルギーは、
２次巻線ＮＳからダイオードＤ１、コンデンサＣ１を介
して出力端子２Ａ、２Ｂに接続される外部負荷へ供給さ
れる。また、帰還巻線ＮＦに発生したフライバック電圧
は、スイッチングトランジスタＱ１を逆バイアスし、ス
イッチングトランジスタＱ１のオフ状態を維持する。
【０００５】トランスＴに蓄積されていた磁気エネルギ
ーが２次巻線ＮＳより外部へ供給され尽くされると、ト
ランスＴの各巻線に発生していたフライバック電圧は零
となる。するとスイッチングトランジスタＱ１のゲート
は、抵抗Ｒ１からのバイアス電圧を受けて再びターンオ
ンする。以上の動作を繰り返すことで自励発振動作を継
続することになる。
ーが２次巻線ＮＳより外部へ供給され尽くされると、ト
ランスＴの各巻線に発生していたフライバック電圧は零
となる。するとスイッチングトランジスタＱ１のゲート
は、抵抗Ｒ１からのバイアス電圧を受けて再びターンオ
ンする。以上の動作を繰り返すことで自励発振動作を継
続することになる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上に説明した自励発
振動作において、実際の回路では、トランスＴの１次巻
線ＮＰのインダクタンスと浮遊容量、その他の要因によ
り、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフした時
に、１次巻線ＮＰには減衰高周波振動電圧いわゆるリン
ギングが発生する。このリンギングは、負荷が重く、電
源回路に流れる電流が多いほど大きくなり、特に過電流
状態では急激に増大することが分かっている。図３に示
す回路が過電流状態となった時の、回路各部の電圧波形
を図４に示した。図４において、ＶNPは１次巻線ＮＰの
両端に現れる電圧波形、ＶNFは帰還巻線ＮＦの両端に現
れる電圧波形、ＶGSはスイッチングトランジスタＱ１の
ゲート・ソース間電圧をそれぞれ表している。
振動作において、実際の回路では、トランスＴの１次巻
線ＮＰのインダクタンスと浮遊容量、その他の要因によ
り、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフした時
に、１次巻線ＮＰには減衰高周波振動電圧いわゆるリン
ギングが発生する。このリンギングは、負荷が重く、電
源回路に流れる電流が多いほど大きくなり、特に過電流
状態では急激に増大することが分かっている。図３に示
す回路が過電流状態となった時の、回路各部の電圧波形
を図４に示した。図４において、ＶNPは１次巻線ＮＰの
両端に現れる電圧波形、ＶNFは帰還巻線ＮＦの両端に現
れる電圧波形、ＶGSはスイッチングトランジスタＱ１の
ゲート・ソース間電圧をそれぞれ表している。
【０００７】過電流状態でスイッチングトランジスタＱ
１がオフした時、図４に示すように、１次巻線ＮＰに現
れる極性の反転した電圧ＶNPには大きなリンギングが発
生する。トランスＴの１次巻線ＮＰと帰還巻線ＮＦは同
極性で磁気的に結合しているため、帰還巻線ＮＦに現れ
る電圧ＶNFは電圧ＶNPに相似した波形となる。そのため
電圧ＶNFにも大きなリンギングが発生することになり、
スイッチングトランジスタＱ１のゲートには、抵抗Ｒ
２、コンデンサＣ２を介して、電圧ＶNFと共にリンギン
グによる電圧が入力されることになる。ここで、スイッ
チングトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖ
GSは、帰還巻線ＮＦに現れる極性の反転した電圧ＶNFに
より、逆バイアスを受けてオフ状態を維持することにな
る。
１がオフした時、図４に示すように、１次巻線ＮＰに現
れる極性の反転した電圧ＶNPには大きなリンギングが発
生する。トランスＴの１次巻線ＮＰと帰還巻線ＮＦは同
極性で磁気的に結合しているため、帰還巻線ＮＦに現れ
る電圧ＶNFは電圧ＶNPに相似した波形となる。そのため
電圧ＶNFにも大きなリンギングが発生することになり、
スイッチングトランジスタＱ１のゲートには、抵抗Ｒ
２、コンデンサＣ２を介して、電圧ＶNFと共にリンギン
グによる電圧が入力されることになる。ここで、スイッ
チングトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧Ｖ
GSは、帰還巻線ＮＦに現れる極性の反転した電圧ＶNFに
より、逆バイアスを受けてオフ状態を維持することにな
る。
【０００８】しかし、スイッチングトランジスタＱ１を
オン状態とする方向のリンギングによるサージ電圧が、
スイッチングトランジスタＱ１のゲートしきい値電圧を
越えると、オフ状態であるべきスイッチングトランジス
タＱ１がオン状態となり、スイッチング電源は正常な自
励発振動作を行うことができなくなる。さらに、ＭＯＳ
ＦＥＴによるスイッチング素子は動作することで発熱
を伴うが、温度が上昇するとＭＯＳ ＦＥＴのゲートし
きい値電圧は低くなる傾向がある。そのため、スイッチ
ング電源を動作させることによって温度が上昇すれば、
大きなリンギングの発生による自励発振の異常動作が、
より起こり易くなることとなる。
オン状態とする方向のリンギングによるサージ電圧が、
スイッチングトランジスタＱ１のゲートしきい値電圧を
越えると、オフ状態であるべきスイッチングトランジス
タＱ１がオン状態となり、スイッチング電源は正常な自
励発振動作を行うことができなくなる。さらに、ＭＯＳ
ＦＥＴによるスイッチング素子は動作することで発熱
を伴うが、温度が上昇するとＭＯＳ ＦＥＴのゲートし
きい値電圧は低くなる傾向がある。そのため、スイッチ
ング電源を動作させることによって温度が上昇すれば、
大きなリンギングの発生による自励発振の異常動作が、
より起こり易くなることとなる。
【０００９】この自励発振の異常動作状態の発生に対し
て、従来の自励フライバック式のスイッチング電源で
は、発生したリンギングのサージ電圧のピークを低く抑
えるために、１次巻線間にＣＲＤスナバ回路を設ける手
段を用いた。しかし、１次巻線間にスナバ回路を設ける
と、スイッチング電源の電力変換効率を低下させること
になった。また、その他の自励発振の異常動作状態の発
生防止手段として、出力容量を抑えてリンギングの増大
を防止したり、トランスの巻線構造を工夫してリンギン
グ発生を防止することが行われていた。しかし、出力容
量を抑えれば他の方式の同程度の電源に比べて高出力電
源とすることができず、また、トランスの巻線構造が特
殊なものになると電源のコストが上昇するといった問題
があった。そこで本発明では、帰還巻線に発生する電圧
のリンギングのサージ電圧のピークを、トランスの巻線
構造に依らずに抑えることで、スイッチング電源の効率
を低下させずに、低コストの高出力電源を実現すること
を目的とする。
て、従来の自励フライバック式のスイッチング電源で
は、発生したリンギングのサージ電圧のピークを低く抑
えるために、１次巻線間にＣＲＤスナバ回路を設ける手
段を用いた。しかし、１次巻線間にスナバ回路を設ける
と、スイッチング電源の電力変換効率を低下させること
になった。また、その他の自励発振の異常動作状態の発
生防止手段として、出力容量を抑えてリンギングの増大
を防止したり、トランスの巻線構造を工夫してリンギン
グ発生を防止することが行われていた。しかし、出力容
量を抑えれば他の方式の同程度の電源に比べて高出力電
源とすることができず、また、トランスの巻線構造が特
殊なものになると電源のコストが上昇するといった問題
があった。そこで本発明では、帰還巻線に発生する電圧
のリンギングのサージ電圧のピークを、トランスの巻線
構造に依らずに抑えることで、スイッチング電源の効率
を低下させずに、低コストの高出力電源を実現すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、インダクタン
ス要素とスイッチング素子を直列に接続し、インダクタ
ンス要素と磁気的に結合した帰還巻線よりスイッチング
素子を駆動するための信号を得る自励式スイッチング電
源において、ダイオードとコンデンサを直列接続し、さ
らにコンデンサに抵抗を並列接続してなるスナバ回路を
帰還巻線に並列接続することで、スイッチング素子がタ
ーンオフした時に帰還巻線に発生する減衰高周波振動電
圧によるサージ電圧が、スイッチング素子に入力される
のを抑制することを特徴とするものである。
ス要素とスイッチング素子を直列に接続し、インダクタ
ンス要素と磁気的に結合した帰還巻線よりスイッチング
素子を駆動するための信号を得る自励式スイッチング電
源において、ダイオードとコンデンサを直列接続し、さ
らにコンデンサに抵抗を並列接続してなるスナバ回路を
帰還巻線に並列接続することで、スイッチング素子がタ
ーンオフした時に帰還巻線に発生する減衰高周波振動電
圧によるサージ電圧が、スイッチング素子に入力される
のを抑制することを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】帰還巻線ＮＦに並列接続したダイオードＤ２と
コンデンサＣ３の直列回路において、リンギングによる
振動電圧の整流とリンギングのエネルギーの蓄積を行
う。コンデンサＣ３に蓄積したリンギングのエネルギー
は、コンデンサＣ３に並列接続した抵抗Ｒ３で消費させ
る。これにより帰還巻線ＮＦに発生したリンギングによ
るサージ電圧のピークは低く抑えられることになり、Ｍ
ＯＳ ＦＥＴによるスイッチングトランジスタＱ１のゲ
ート・ソース間電圧ＶGSも、ゲートしきい値電圧を越え
ることがなくなる。
コンデンサＣ３の直列回路において、リンギングによる
振動電圧の整流とリンギングのエネルギーの蓄積を行
う。コンデンサＣ３に蓄積したリンギングのエネルギー
は、コンデンサＣ３に並列接続した抵抗Ｒ３で消費させ
る。これにより帰還巻線ＮＦに発生したリンギングによ
るサージ電圧のピークは低く抑えられることになり、Ｍ
ＯＳ ＦＥＴによるスイッチングトランジスタＱ１のゲ
ート・ソース間電圧ＶGSも、ゲートしきい値電圧を越え
ることがなくなる。
【００１２】
【実施例】本発明に係る自励スイッチング電源の一実施
例の回路を図１に示した。図１において、図３の回路と
同じ構成要素には同一の符号を付与してあり、その回路
構成は以下の通りである。入力端子１Ａ、１Ｂ間に、ト
ランスＴの１次巻線ＮＰとＭＯＳ ＦＥＴによるスイッ
チングトランジスタＱ１の主電流路を直列に接続する。
トランスＴの２次巻線ＮＳの一端はダイオードＤ１を介
して出力端子２Ａと接続し、他端は出力端子２Ｂと接続
する。ここで、２次巻線ＮＳの極性とダイオードＤ１の
順方向の関係は、スイッチングトランジスタＱ１がター
ンオフした時に２次巻線ＮＳに発生するフライバック電
圧でダイオードＤ１が導通するものとする。
例の回路を図１に示した。図１において、図３の回路と
同じ構成要素には同一の符号を付与してあり、その回路
構成は以下の通りである。入力端子１Ａ、１Ｂ間に、ト
ランスＴの１次巻線ＮＰとＭＯＳ ＦＥＴによるスイッ
チングトランジスタＱ１の主電流路を直列に接続する。
トランスＴの２次巻線ＮＳの一端はダイオードＤ１を介
して出力端子２Ａと接続し、他端は出力端子２Ｂと接続
する。ここで、２次巻線ＮＳの極性とダイオードＤ１の
順方向の関係は、スイッチングトランジスタＱ１がター
ンオフした時に２次巻線ＮＳに発生するフライバック電
圧でダイオードＤ１が導通するものとする。
【００１３】出力端子２Ａ、２Ｂ間には、コンデンサＣ
１を接続する。トランスＴの帰還巻線ＮＦの、スイッチ
ングトランジスタＱ１がオン状態の時に高電位側となる
一端を、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回路を介して
スイッチングトランジスタＱ１のゲートに接続し、他端
をスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続する。
入力端子１ＡとスイッチングトランジスタＱ１のゲート
の間に抵抗Ｒ１を接続する。帰還巻線ＮＦのスイッチン
グトランジスタＱ１のゲート側の一端を、さらにダイオ
ードＤ２のカソードに接続する。ダイオードＤ２のアノ
ードは、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の並列回路を介して
帰還巻線ＮＦの他端に接続する。
１を接続する。トランスＴの帰還巻線ＮＦの、スイッチ
ングトランジスタＱ１がオン状態の時に高電位側となる
一端を、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回路を介して
スイッチングトランジスタＱ１のゲートに接続し、他端
をスイッチングトランジスタＱ１のソースに接続する。
入力端子１ＡとスイッチングトランジスタＱ１のゲート
の間に抵抗Ｒ１を接続する。帰還巻線ＮＦのスイッチン
グトランジスタＱ１のゲート側の一端を、さらにダイオ
ードＤ２のカソードに接続する。ダイオードＤ２のアノ
ードは、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ３の並列回路を介して
帰還巻線ＮＦの他端に接続する。
【００１４】要するに、本発明の自励スイッチング電源
は、帰還巻線ＮＦに対して、ダイオードＤ２、コンデン
サＣ３、抵抗Ｒ３によるスナバ回路を接続したものであ
る。以下にスイッチング電源が過電流状態である時のダ
イオードＤ２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３のそれぞれの
機能を、図２に示す回路各点の電圧波形を参照しながら
説明する。なお、図２において、ＶNP、ＶNF、ＶGSは、
それぞれ１次巻線ＮＰ、帰還巻線ＮＦの両端に現れる電
圧及びスイッチングトランジスタＱ１のゲート・ソース
間電圧を示している。先ず、スイッチングトランジスタ
Ｑ１がオン状態にある時、帰還巻線ＮＦのスイッチング
トランジスタＱ１のゲート側の一端が高電位となり、こ
れによりスイッチングトランジスタＱ１は正バイアスを
受けてオン状態を維持する。この時、ダイオードＤ２は
カソード側が高電位となるため遮断状態にあり、電流は
流れない。
は、帰還巻線ＮＦに対して、ダイオードＤ２、コンデン
サＣ３、抵抗Ｒ３によるスナバ回路を接続したものであ
る。以下にスイッチング電源が過電流状態である時のダ
イオードＤ２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３のそれぞれの
機能を、図２に示す回路各点の電圧波形を参照しながら
説明する。なお、図２において、ＶNP、ＶNF、ＶGSは、
それぞれ１次巻線ＮＰ、帰還巻線ＮＦの両端に現れる電
圧及びスイッチングトランジスタＱ１のゲート・ソース
間電圧を示している。先ず、スイッチングトランジスタ
Ｑ１がオン状態にある時、帰還巻線ＮＦのスイッチング
トランジスタＱ１のゲート側の一端が高電位となり、こ
れによりスイッチングトランジスタＱ１は正バイアスを
受けてオン状態を維持する。この時、ダイオードＤ２は
カソード側が高電位となるため遮断状態にあり、電流は
流れない。
【００１５】やがてスイッチングトランジスタＱ１がタ
ーンオンすると、トランスＴの各巻線にはフライバック
電圧が発生し、各巻線に現れていた電圧の極性は逆転す
る。この時、１次巻線ＮＰに現れる電圧ＶNPには、図２
に示すように従来と同じ大きなリンギングが発生し、磁
気的に結合している帰還巻線ＮＦに現れる電圧ＶNFにも
リンギングが発生する。ここで、電圧ＶNFに発生したリ
ンギングは、ダイオードＤ２で整流され、そのエネルギ
ーがコンデンサＣ３に蓄えられる。そしてコンデンサＣ
３に蓄えられたエネルギーは、並列接続された抵抗Ｒ３
によって消費されることになる。そのため、電圧ＶNFに
発生したリンギングは、そのサージ電圧のピークが低い
電圧でクランプされることになり、同時にスイッチング
トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧ＶGSの、スイ
ッチングトランジスタＱ１をオン状態とする方向のサー
ジ電圧のピークも低くなる。
ーンオンすると、トランスＴの各巻線にはフライバック
電圧が発生し、各巻線に現れていた電圧の極性は逆転す
る。この時、１次巻線ＮＰに現れる電圧ＶNPには、図２
に示すように従来と同じ大きなリンギングが発生し、磁
気的に結合している帰還巻線ＮＦに現れる電圧ＶNFにも
リンギングが発生する。ここで、電圧ＶNFに発生したリ
ンギングは、ダイオードＤ２で整流され、そのエネルギ
ーがコンデンサＣ３に蓄えられる。そしてコンデンサＣ
３に蓄えられたエネルギーは、並列接続された抵抗Ｒ３
によって消費されることになる。そのため、電圧ＶNFに
発生したリンギングは、そのサージ電圧のピークが低い
電圧でクランプされることになり、同時にスイッチング
トランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧ＶGSの、スイ
ッチングトランジスタＱ１をオン状態とする方向のサー
ジ電圧のピークも低くなる。
【００１６】従って、電圧ＶGSのサージ電圧のピークは
スイッチングトランジスタＱ１のゲートしきい値電圧を
越えることが無くなり、スイッチングトランジスタＱ１
がオフ状態であるべき期間にオン状態となってしまう、
自励発振の異常動作は起こらなくなる。なお、自励スイ
ッチング電源の回路方式として、トランスを使用した絶
縁型のスイッチング電源に本発明を適用して実施例の説
明を行ったが、自励発振用の帰還巻線を有したチョーク
コイルを使用した、非絶縁型のスイッチング電源にも本
発明は適用され得る。
スイッチングトランジスタＱ１のゲートしきい値電圧を
越えることが無くなり、スイッチングトランジスタＱ１
がオフ状態であるべき期間にオン状態となってしまう、
自励発振の異常動作は起こらなくなる。なお、自励スイ
ッチング電源の回路方式として、トランスを使用した絶
縁型のスイッチング電源に本発明を適用して実施例の説
明を行ったが、自励発振用の帰還巻線を有したチョーク
コイルを使用した、非絶縁型のスイッチング電源にも本
発明は適用され得る。
【００１７】
【発明の効果】本発明は、自励フライバック式のスイッ
チング電源において、スイッチング素子にスイッチング
動作を行わせる帰還巻線に対して、ダイオード、コンデ
ンサ、抵抗からなるスナバ回路を並列に接続したもので
ある。これにより、スイッチング素子のターンオフ時に
帰還巻線の電圧に生じる、リンギングのサージ電圧のピ
ークが低く抑えられ、自励発振の異常動作状態を起こさ
ず、大きな出力容量を確保することができる。また、１
次巻線に比べて処理する電力のはるかに小さい帰還巻線
にスナバ回路を設けているので、スナバ回路による損失
は少なくて済み、スイッチング電源の効率を高く維持す
ることができる。また、トランスの巻線方法によるリン
ギング発生防止対策は不要となるため、使用するトラン
スの巻線方法の自由度が増し、コスト低減に寄与する。
チング電源において、スイッチング素子にスイッチング
動作を行わせる帰還巻線に対して、ダイオード、コンデ
ンサ、抵抗からなるスナバ回路を並列に接続したもので
ある。これにより、スイッチング素子のターンオフ時に
帰還巻線の電圧に生じる、リンギングのサージ電圧のピ
ークが低く抑えられ、自励発振の異常動作状態を起こさ
ず、大きな出力容量を確保することができる。また、１
次巻線に比べて処理する電力のはるかに小さい帰還巻線
にスナバ回路を設けているので、スナバ回路による損失
は少なくて済み、スイッチング電源の効率を高く維持す
ることができる。また、トランスの巻線方法によるリン
ギング発生防止対策は不要となるため、使用するトラン
スの巻線方法の自由度が増し、コスト低減に寄与する。
【図１】 本発明の自励スイッチング電源の一実施例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】 図１に示す回路の各点における電圧波形であ
る。
る。
【図３】 従来の自励スイッチング電源の一例を説明す
るための図である。
るための図である。
【図４】 図３に示す回路の各点における電圧波形であ
る。
る。
１Ａ、１Ｂ 入力端子 ２Ａ、２Ｂ 出力端子 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｔ トランス ＮＰ １次巻線 ＮＳ ２次巻線 ＮＦ 帰還巻線 Ｄ２ スナバ回路を構成するダイオード Ｃ３ スナバ回路を構成するコンデンサ Ｒ３ スナバ回路を構成する抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 インダクタンス要素とスイッチング素子
を直列に接続し、該インダクタンス要素と磁気的に結合
した帰還巻線より該スイッチング素子を駆動するための
信号を得る自励式スイッチング電源において、ダイオー
ドとコンデンサを直列接続し、さらに該コンデンサに抵
抗を並列接続してなるスナバ回路を該帰還巻線に並列接
続することで、スイッチング素子がターンオフした時に
該帰還巻線に発生する減衰高周波振動電圧によるサージ
電圧が、該スイッチング素子に入力されるのを抑制する
ことを特徴とする自励スイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20423794A JPH0851777A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 自励スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20423794A JPH0851777A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 自励スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851777A true JPH0851777A (ja) | 1996-02-20 |
Family
ID=16487126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20423794A Pending JPH0851777A (ja) | 1994-08-05 | 1994-08-05 | 自励スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0851777A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006353039A (ja) * | 2005-06-17 | 2006-12-28 | Fujitsu Access Ltd | スイッチング電源装置 |
| CN103378739A (zh) * | 2012-04-12 | 2013-10-30 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
-
1994
- 1994-08-05 JP JP20423794A patent/JPH0851777A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006353039A (ja) * | 2005-06-17 | 2006-12-28 | Fujitsu Access Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4675689B2 (ja) * | 2005-06-17 | 2011-04-27 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN103378739A (zh) * | 2012-04-12 | 2013-10-30 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
| US9001538B2 (en) | 2012-04-12 | 2015-04-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
| CN103378739B (zh) * | 2012-04-12 | 2016-05-04 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
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