DE60020334T2 - Gleichstrom-gleichstromwandler - Google Patents

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Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen DC/DC-Wandler, der sich den Veränderungen der Last oder der Eingangsspannung anpassen kann.
  • Hintergrund der Erfindung
  • Wie z.B. in der US-Patentschrift Nr. 5,719,755 offenbart ist, umfasst ein typischer Stand der Technik eine Gleichstromversorgung, einen Transformator mit einer primären, einer sekundären und einer tertiären Wicklung, eine Schalteinrichtung, eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung, und eine Steuereinrichtung. Die Schalteinrichtung, die an die Gleichstromversorgung über die Transformator-Primärwicklung angeschlossen ist, wird durch die Steuereinrichtung ein- und ausgeschalten.
  • Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung kann in Form eines von zwei verschiedenen Typen ausgeführt sein. Der erste Typ umfasst eine Gleichrichterdiode und einen Kondensator. Die Gleichrichterdiode ist so an den Transformator angeschlossen, dass sie durch eine Spannung, die in der Transformator-Sekundärwicklung während der Leitphasen der Schalteinrichtung, die an die Transformator-Primärwicklung angeschlossen ist, induziert wird, umgekehrt vorgespannt wird, und durch eine Spannung, die in der Transformator-Sekundärwicklung während der Sperrphasen der Schalteinrichtung induziert wird, in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Die Ausgangsspannung der Gleichrichterdiode wird durch den Kondensator geglättet.
  • Der zweite Typ der Gleichrichter- und Glättungsschaltung hat eine Gleichrichterdiode, die an die Sekundärwicklung des Transformators so angeschlossen ist, dass sie durch eine Spannung, die in der Sekundärwicklung des Transformators während der Leitphasen der Schalteinrichtung induziert wird, in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Der Ausgang dieser Gleichrichterdiode ist an eine Drosselspule, von dort an einen Glättungskondensator angeschlossen, und eine Diode ist vorgesehen, um einen geschlossenen Schaltkreis zusammen mit der Drosselspule und dem Glättungskondensator zu bilden.
  • Der Spannungsregler mit dem Gleichrichter- und Glättungskondensator des ersten Typs wird allgemein als Flybackregler oder Rückwärtsschaltregler und der des zweiten Typs als Vorwärtsschaltregler bezeichnet.
  • Es gibt einen großen Bedarf für DC/DC-Wandler mit einem höheren Betriebswirkungsgrad. Die Verbesserung des Wirkungsgrades von DC/DC-Wandlern hängt in einem großen Maße von der Reduzierung der Energieverluste der Schalteinrichtung ab. Zu diesem Zweck verwendet das oben angegebene US-Patent einen so genannten Quasiresonanz-Kondensator, der mit der Schalteinrichtung parallel geschaltet ist. Der Kondensator, der mit der Schalteinrichtung parallel geschaltet ist, wird nach und nach aufgeladen, während die Schalteinrichtung ausgeschalten ist, so dass ein allmählicher Anstieg der Spannung am Kondensator und an der Schalteinrichtung erfolgt. Durch die Verwendung eines Bipolartransistors oder eines Feldeffekttransistors als die Schalteinrichtung, fließt der Strom aufgrund der Trägerspeicherung des Halbleiters noch weiter, nachdem sie ausgeschalten wurde. Durch das Vorsehen des Resonanzkondensators, wie oben angegebenen, nimmt jedoch die Spannung über der Schalteinrichtung nicht allzu steil zu, nachdem sie ausgeschalten wurde. Daraus ergibt sich eine Reduzierung der Schaltverluste oder der Leistungsverluste gleich dem Produkt von Strom und Spannung der Schalteinrichtung. Darüber hinaus werden Überspannungen oder das Rauschen reduziert, wenn die Schalteinrichtung ausgeschalten wird.
  • Bevor die Schalteinrichtung durchgeschalten wird, verringert sich nach und nach die Spannung über dieser durch die Resonanz der Induktivität der Primärwicklung des Transformators und durch die Kapazität des Kondensators, der mit der Schalteinrichtung parallel geschaltet ist. Die Schalteinrichtung wird eingeschalten, wenn die Spannung auf Null oder in etwa auf Null reduziert ist. Folglich erfolgt das Nullspannungsschalten der Schalteinrichtung mit einer daraus resultierenden Verringerung der Schaltverluste.
  • Bei einem solchen quasiresonanten Schaltregler, der Mittel zum Konstanthalten der Ausgangsspannung umfasst, manifestieren sich Veränderungen bei der Spannungsanforderung der Last als Veränderungen des Ein-Aus-Verhältnisses der Schalteinrichtung (im Folgenden als Schaltfrequenz bezeichnet). Ein Abfallen der Spannungsanforderung der Last bewirkt beispielsweise eine Zunahme der Schaltfrequenz. Eine höhere Schaltfrequenz bedeutet, dass die Schalteinrichtung häufiger pro Zeiteinheit betätigt wird. Da die Schalteinrichtung bei jedem Betätigen einen Verlust generiert, nimmt der Verlust pro Zeiteinheit ebenfalls zu, da die Schalteinrichtung öfter pro Zeiteinheit betätigt wird. Folglich hat sich trotz der Verwendung des quasiresonanten Kondensators der Wirkungsgrad des angeführten Schaltreglers nach dem Stand der Technik nicht notwendigerweise verbessert.
  • Es ist bereits bekannt, im Niedriglastbetrieb einen Grenzwert für die Schaltfrequenz festzulegen, wie beispielsweise durch die japanische ungeprüfte Patentveröffentlichung Nr. 8-289543 beschrieben. Diese Aufgabe wurde bislang durch die Zwangsauferlegung einer unteren Grenze für die Sperrphasen der Schalteinrichtung gelöst. Die tatsächlichen Sperrphasen der Schalteinrichtung können die somit auferlegte vorgegebene Minimumsperrphase nicht unterschreiten.
  • Bei einem DC/DC-Wandler mit der vorgegebenen minimal erforderlichen Sperrphase wird die Schalteinrichtung im Falle eines substantiellen Abfallens der Spannungsanforderung der Last nicht sofort, sondern erst nach Ablauf der vorgegebenen Minimumsperrphase, nachdem die Erzeugung der Flybackspannung durch Abgabe der im Transformator während der vorhergehenden Leitphase der Schalteinrichtung gespeicherten Energie erfolgt ist, eingeschalten. Mit der Beendigung der Erzeugung der Flybackspannung während der minimalen Sperrphase tritt ein so genanntes Überschwingen infolge der Induktivität der Transformatorwindungen und der parasitären Kapazität oder Resonanzkapazität der Schalteinrichtung auf. Die Schalteinrichtung wird im Verlauf dieses Überschwingens eingeschalten. Die Spannung an der Schalteinrichtung kann infolge des Überschwingens am Ende der Minimumsperrphase hoch sein, so dass die Schalteinrichtung eingeschalten wird, wenn sich die Spannung über dieser ausreichend verringert hat, nachdem die Minimumsperrphase abgelaufen ist. Durch dieses bekannte Verfahren zur Steuerung der Schalteinrichtung konnte eine wesentliche Verringerung der Schaltverluste erreicht werden.
  • Es hat sich jedoch später herausgestellt, dass bei der festgelegten Minimumsperrphase, wie zuvor beschrieben, die Schaltfrequenz im Falle von Schwankungen der Eingangsspannung oder der Spannungsanforderung der Last dazu neigt, instabil zu werden. Es soll nun der Fall untersucht werden, bei dem die Spannungsanforderung der Last von einem ersten, relativ schweren Zustand, derart, dass die Flybackspannung länger als die Minimumsperrphase erzeugt wird, in einen zweiten, relativ leichten Zustand, bei dem die Flybackspannung kürzer als die Minimumsperrphase erzeugt wird, wechselt. Die Instabilität der Schaltfrequenz tritt genau dann auf, wenn die Dauer der Flybackspannung geringer als die Minimumsperrphase wird.
  • Die vorhergehende Diskussion der Instabilität der Schaltfrequenz wird durch eine Betrachtung der 6 und 7 klar. Die Bezeichnung V1 bezeichnet in diesen Figuren die Spannung an der Schalteinrichtung, wobei die Spannung auf die Transformator-Flybackspannung und auf die Überschwingspannung zurückzuführen ist. Die Bezeichnung T1 bei V13 in 6 bezeichnet die vorgegebene Minimumsperrphase.
  • Unter einer relativ hohen Last ist, wie in 6 angegeben, die Dauer T0 der Flybackspannung länger als die Minimumsperrphase T1. Die Schalteinrichtung wird anschließend unmittelbar nach Ablauf der Flybackspannung eingeschalten, was die Fortsetzung der bekannten selbsterregten Oszillation zur Folge hat. Anschließend werden bei einer sukzessiven Verringerung der Last die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung sowie die Zeitdauern T0 der Flybackspannung kürzer, bis schließlich die Flybackspannung die Minimumsperrphase T1 unterschreitet.
  • Wie aus der 7 ersichtlich, wird die Schalteinrichtung daran gehindert, am Ende der Zeitdauer T0 der Flybackspannung einzuschalten, wenn die Flybackspannungsdauer die Minimumsperrphase T1 wie zuvor unterschreitet. Die Schalteinrichtung wird eingeschalten, wenn die Spannung an dieser nach dem Ende der Minimumsperrphase T1 in etwa Null wird. Die Sperrphase der Schalteinrichtung verlängert sich, wenn die Einrichtung bis zum Zeitpunkt, an dem die Spannung über dieser in etwa Null wird anstatt bis zum Ende der Minimumsperrphase ausgeschalten bleibt. Dies führt zu einem Abfallen der Ausgangsspannung.
  • Der untersuchte DC/DC-Wandler ist üblicherweise ausgelegt, um seine Ausgangsspannung konstant halten zu können. Daher wird zum Kompensieren des Spannungsabfalls die Leitphase der Schalteinrichtung verlängert. Die Zeitdauer T0 der Flybackspannung verlängert sich im Verhältnis zur Leitphase der Schalteinrichtung, bis die Flybackspannungsdauer die Minimumleitphase wieder übersteigt. Die Sperrphase der Schalteinrichtung wird dann nicht auf die Minimumsperrphase T1 begrenzt. Bei der längeren Leitphase hat jedoch der resultierende Anstieg der Ausgangsspannung wiederum eine Verkürzung der Leitphase zur Folge, bis die Flybackspannungsdauer T1 die Minimumsperrphase T1 wieder unterschreitet. Danach wird die Sperrphase wieder durch die Minimumsperrphase T1 begrenzt.
  • Sind die Sperrphasen der Schalteinrichtung gemäß dem zuvor angegebenen Stand der Technik begrenzt, ändern sich die Leit- und Sperrphasen der Schalteinrichtung zyklisch, was wiederum eine Instabilität der Schaltfrequenz zur Folge hat. Die Instabilität der Schaltfrequenz hat wiederum eine Veränderung der Frequenz der Rauschspannung, die durch die Schalteinrichtung erzeugt wird zur Folge. Das Rauschsignal veränderlicher Frequenz kann jedoch nur schwer unterdrückt werden. Die Instabilität der Schaltfrequenz verursacht darüber hinaus die Erzeugung eines Rauschsignals durch den Transformator aufgrund der Magnetostriktion, und eine Instabilität bei der Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung.
  • Ausgehend von dem zuvor angegebenen Stand der Technik, ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC/DC-Wandler zu schaffen, bei dem der Wirkungsgrad im Niedriglastbetrieb, die Betriebsstabilität und die Rauschsignalbildung verbessert sind.
  • Offenbarung der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung wird anhand der beigefügten Zeichnungen, welche die Ausführungsformen der Erfindung zeigen, und der darin angegebenen Bezugszeichen kurz beschrieben. Die Bezugszeichen sind jedoch ausschließlich zum besseren Verständnis der Erfindung vorgesehen und stellen keine Einschränkung dar.
  • Der DC/DC-Wandler gemäß der Erfindung, der dazu dient, einer Last 26 einen Gleichstrom zuzuführen, umfasst eine Gleichstromversorgung 1 zum Bereitstellen einer unidirektionalen Spannung, eine Schalteinrichtung 3, die zwischen den Anschlüssen 18 und 19 der Stromversorgung 1 angeschlossen ist und einen ersten und einen zweiten Hauptanschluss und einen Steueranschluss hat, eine Induktivität 2 oder 2a, die mit der Schalteinrichtung in Reihe geschalten ist und während der Leitphasen der Schalteinrichtung Energie speichern und diese Energie während der Sperrphasen der Schalteinrichtung abgeben kann, eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6, die mit der Induktivität verbunden ist, einen Ausgangsspannungsdetektor 8 und 10 zur Detektion eines Signals, welches charakteristisch für die Ausgangsspannung der Gleichrichter- und Glättungsschaltung ist, einen Schaltspannungsdetektor 11 oder 11a oder 11b zum Bereitstellen eines Signals, welches charakteristisch für eine Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten Hauptanschluss der Schalteinrichtung ist, und eine Schaltsteuereinrichtung 13.
  • Die Schaltsteuereinrichtung 13 ist mit dem Ausgangsspannungsdetektor 8 und 10, dem Schaltspannungsdetektor 11 oder 11a oder 11b und der Schalteinrichtung 3 verbunden, um ein Schaltsteuersignal zur Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung 3 zu erzeugen und das Schaltsteuersignal dem Steueranschluss der Schalteinrichtung zuzuführen. Die Schaltsteuereinrichtung 13 führt die folgenden Funktionen aus:
    • 1. Bestimmen der Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3, um die Ausgangsspannung in Reaktion auf das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors 8 und 10 konstant zu halten.
    • 2. Bilden eines Signals, welches charakteristisch für eine erste Minimumsperrphase T1 ist, auf welche die Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung begrenzt werden sollen.
    • 3. Bilden eines Signals, welches charakteristisch für eine zweite Minimumsperrphase T2 ist, die länger als die erste Minimumsperrphase T1 ist.
    • 4. Wahlweises Bereitstellen des ersten und des zweiten Minimum-Sperrphasensignals.
    • 5. Erfassen der Zeitdauer T0 der Flybackspannung von der Induktivität 2 oder 2a.
    • 6. Beurteilen, ob die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T1 ist oder nicht.
    • 7. Beurteilen, ob die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist oder nicht.
    • 8. Begrenzen der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 auf unter die zweite Minimumsperrphase T2, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist.
    • 9. Begrenzen der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 auf unter die erste Minimumsperrphase T1, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist.
    • 10. Beenden der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3, wenn das Signal, welches charakteristisch für die Spannung der Schalteinrichtung ist, die durch den Schaltspannungsdetektor 11 oder 11a oder 11b infolge der Beendigung der ersten T1 oder der zweiten T2 Minimumsperrphase erhalten wurde, gleich oder kleiner einem vorgegebenen Referenzwert Vr1 oder Vr2' wird.
  • Wie in Anspruch 2 angegeben, umfasst die Schaltsteuereinrichtung 13 vorzugsweise einen Schaltsteuersignalformer 46, 46a, 47, 50 oder 50a, einen Minimum-Sperrphasensignalgenerator 73, 120 oder 120', einen Flybackspannungsdauerdetektor 101 oder 130, und eine Beurteilungseinrichtung 102 oder 133. Der Schaltsteuersignalformer 46, 46a, 47, 50 oder 50a ist an den Ausgangsspannungsdetektor 8 oder 10 und an den Schaltspannungsdetektor 11 oder 11a oder 11b angeschlossen, um ein Schaltsteuersignal zur Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung 3 zu bilden. Der Schaltsteuersignalformer 46, 46a, 47, 50 oder 50a hat folgende Funktionen:
    • 1. Bestimmen der Leitphasen Toff der Schalteinrichtung 3, um die Ausgangsspannung in Reaktion auf das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors 8 und 10 konstant zu halten.
    • 2. Beenden der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3, wenn das Signal, welches charakteristisch für die Spannung an der Schalteinrichtung ist, die von dem Schaltspannungsdetektor 11, 11a oder 11b erhalten wurde, gleich oder kleiner dem vorgegebenen Referenzwert Vr1 oder VR2' wird.
  • Der Minimum-Sperrphasensignalgenerator 73, 120 oder 120' gibt wahlweise ein Signal, welches charakteristisch für die erste Minimumsperrphase Ti ist, und ein Signal, welches charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase T2 ist, die länger als die erste Phase T1 ist, ab, um die Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 zu begrenzen. Das erste und das zweite Minimum-Sperrphasensignal werden dem Schaltsteuersignalformer zugeführt.
  • Der Flybackspannungsdauerdetektor 101 oder 130 detektiert die Dauer T0 der Flybackspannung infolge der Induktivität 2 oder 2a.
  • Die Beurteilungseinrichtung 102 oder 133 ist mit dem Minimum-Sperrphasensignalgenerator und dem Flybackspannungsdetektor verbunden. Die Beurteilungseinrichtung 102 oder 133 umfasst folgende Funktionen:
    • 1. Feststellen, ob die Flybackspannungsdauer T0, die durch den Flybackspannungsdauerdetektor 101 oder 130 detektiert wurde, kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist oder nicht.
    • 2. Feststellen, ob die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist oder nicht.
    • 3. Den Minimum-Sperrphasensignalgenerator 73, 120 oder 120' dazu veranlassen, das Signal, welches charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase T2 ist, dem Schaltsteuersignalformer zuzuführen, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist.
    • 4. Den Minimum-Sperrphasensignalgenerator 73 oder 120 dazu veranlassen, das Signal, welches charakteristisch für die erste Minimumsperrphase T1 ist, dem Schaltsteuersignalformer zuzuführen, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist.
  • Gemäß dem Anspruch 3 beträgt die Zeitdifferenz Ta zwischen der ersten Minimumsperrphase T1 und der zweiten Minimumsperrphase T2 vorzugsweise zwischen 0,1 und 10 Mikrosekunden.
  • Gemäß dem Anspruch 4 ist vorzugsweise ein Resonanzkondensator vorgesehen.
  • Gemäß dem Anspruch 5 ist vorzugsweise eine Einrichtung 12 vorgesehen, um das Ausgangssignal des Stromdetektors 4, das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors 8 und das Ausgangssignal des Spannungsdetektors 11 oder 11a zu kombinieren. Das resultierende Ausgangssignal der Kombiniereinrichtung kann der ersten und der zweiten Vergleichereinrichtung 46 und 47 zugeführt werden. Die Schaltsteuereinrichtung ist daher wirksamer integriert und kostenreduziert.
  • Gemäß dem Anspruch 6 ist vorzugsweise ein Initialisierungssignalgenerator 51 vorgesehen. Darüber hinaus umfasst der Minimum-Sperrphasensignalgenerator 77 vorzugsweise einen Sägezahngenerator 72, eine Referenzspannungsquelle 91 zum Bestimmen der Minimumsperrphasen, einen Komparator 92 zum Bestimmen der Minimumsperrphasen, und einen Sperrphasenimpulsformer 95.
  • Gemäß dem Anspruch 7 umfasst der Steuerimpulsformer 50, 50a oder 50b vorzugsweise eine erste Einrichtung 71, 71a oder 71b und eine zweite Einrichtung 96.
  • Gemäß dem Anspruch 8 umfasst die erste Einrichtung 71, 71a oder 71b vorzugsweise einen Signalformer 77 und ein Flipflop 78.
  • Gemäß den Ansprüchen 9 und 10 umfasst die erste Einrichtung 71 oder 71a zum Beenden der Sperrphasen vorzugsweise zwei Flipflops.
  • Gemäß Anspruch 11 ist die zweite Einrichtung 98 vorzugsweise in Form eines NOR-Gatters 96a vorgesehen.
  • Gemäß Anspruch 12 umfasst der Minimumsperrphasenimpulsformer 95 vorzugsweise ein UND-Gatter 97 und ein Flipflop 100.
  • Gemäß Anspruch 13 ist der Flybackspannungsdauerdetektor 101 vorzugsweise an die erste Einrichtung 71 und die zweite Einrichtung 96 angeschlossen.
  • Gemäß Anspruch 14 ist die Referenzspannungsquelle 91 zum Bestimmen der Minimumsperrphase vorzugsweise in Form eines Spannungsteilers vorgesehen.
  • Gemäß Anspruch 15 kann das Ausgangssignal des Schaltspannungsdetektors 11 der Kombiniereinrichtung 12a zur Ausgangsspannungssteuerung nicht zugeführt werden.
  • Gemäß Anspruch 16 kann eine Sägezahnspannung V4a aus dem Ausgangsspannungsdetektorssignal gebildet werden und diese Sägezahnspannung zur Bestimmung des Zeitpunktes zur Beendigung der Sperrphasen verwendet werden.
  • Gemäß Anspruch 17 ist die Induktivität vorzugsweise in Form eines Transformators mit einer primären, einer sekundären und einer tertiären Wicklung 21, 22 und 23 vorgesehen.
  • Gemäß Anspruch 18 kann der Schaltspannungsdetektor 11 mit der Schalteinrichtung 3 parallel geschaltet sein.
  • Gemäß Anspruch 19 kann der Ausgangsspannungsdetektor an die Tertiärwicklung 23 angeschlossen sein.
  • Gemäß Anspruch 20 kann der Schaltspannungsdetektor 11 einen Verzögerungskondensator 34 umfassen.
  • Gemäß Anspruch 21 kann der Schaltspannungsdetektor 11 eine Diode 31 und einen Widerstand 33 umfassen.
  • Gemäß Anspruch 22 kann die Induktivität in Form eines Reaktors 2a vorgesehen sein und der Ausgangs-Glättungskondensator 7 mit dessen Wicklung 21 über eine Diode 6 parallel geschaltet sein.
  • Gemäß Anspruch 23 kann eine Maximumsperrphase vorgegeben sein.
  • Gemäß Anspruch 24 kann das Ausgangssignal des Schaltspannungsdetektors 11, 11a oder 11b mit einem Schalter verbunden sein, durch den die Steuerung durch das Ausgangssignal des Schaltspannungsdetektors unterbrochen werden kann.
  • Gemäß Anspruch 25 können zwei Minimumsperrphasensignalgeneratoren 121 und 122 vorgesehen sein.
  • Gemäß Anspruch 26 kann der Flybackspannungsdauerdetektor 130 direkt mit der Induktivität verbunden sein.
  • Gemäß Anspruch 27 kann die Beurteilungseinrichtung in Form eines Phasenkomparators 133 vorgesehen sein.
  • Durch die in den Ansprüchen festgelegte Erfindung werden die folgenden Vorteile erreicht:
    • 1. Durch die eingestellten Minimumsperrphasen T1 oder T2 kann jede große Verkürzung der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung verhindert werden, wenn die Last niedrig ist. Eine Zunahme der Schaltverluste pro Zeiteinheit wird somit verhindert, was wiederum zu einem höheren Betriebswirkungsgrad bei niedriger Last führt.
    • 2. Die zweite Minimumsperrphase T2 wird eingestellt, wenn die Dauer T0 der Flybackspannung aufgrund eines Abfallens der Last die erste Minimumsperrphase T1 unterschreitet. Ein stabiler Schaltbetrieb wird im Falle von Schwankungen der Last oder der Eingangsspannung fortgesetzt, da die Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 auf die zweite Minimumsperrphase T2 festgelegt sind.
    • 3. Die erste Minimumsperrphase T1 wird eingestellt, wenn die Dauer T1 der Flybackspannung aufgrund eines Lastanstiegs die zweite Minimumsperrphase T2 übersteigt. Auch in diesem Fall wird der stabile Schaltbetrieb fortgesetzt, da die Sperrphasen der Schalteinrichtung auf die erste Minimumsperrphase T1 festgelegt sind.
    • 4. D.h., dass ein weicher Übergang von einem ersten Schaltzustand, bei dem die Schalteinrichtung ohne die Begrenzung durch die erste Minimumsperrphase aufgrund einer relativ hohen Last ein- und ausgeschalten wird, in einen zweiten Schaltzustand, bei dem die Schalteinrichtung unter Begrenzung durch die zweite Minimumsperrphase T2 aufgrund einer relativ niedrigen Last ein- und ausgeschalten wird, oder umgekehrt, erreicht wird. Das Schalten zwischen den beiden Minimumsperrphasen T1 und T2 gemäß der vorliegenden Erfindung ist vergleichbar mit dem Hysteresebetrieb eines Komparators oder eines Schmitt-Triggers mit einer bekannten Hysteresecharakteristik. Durch einen solchen weichen Übergang zwischen den beiden Schaltzuständen wird nicht nur die Schaltfrequenz stabilisiert sondern auch die Erzeugung von unberechenbarem Frequenzrauschen sowie die Erzeugung von hörbarem Rauschen infolge der Magnetostriktion der Induktivität verhindert.
  • Durch das Einstellen der Zeitdifferenz zwischen der ersten und der zweiten Minimumsperrphase T1 bzw. T2, wie in Anspruch 3 angegeben, wird der gewünschte Hystereseeffekt zuverlässig erreicht.
  • Das Vorsehen der Resonanzkapazität 5, wie in Anspruch 4 angegeben, führt zwangsläufig zur Resonanz, so dass das Ausschalten bei Nullspannung der Schalteinrichtung 3 in vorteilhafter Weise erfolgen kann, wodurch eine Abnahme der Schaltverluste erreicht wird.
  • Durch das Bilden des zusammengesetzten Signals, wie in 5 angegeben, können mehrere Informationsteile durch gemeinsame Leiter und Anschlüsse übertragen werden, so dass das Integrieren des Schaltsteuersignalsformers vereinfacht ist.
  • Gemäß den Ansprüchen 6 bis 12 wird das Schaltsteuersignal durch einen einfachen Schaltkreis gebildet.
  • Gemäß den Ansprüchen 13 und 14 kann der Hysteresebetrieb in einfacher Weise erfolgen.
  • Gemäß den Ansprüchen 15 und 16 können die Steuerung der Ausgangsspannung und die Erfassung des Endes jeder Sperrphase unabhängig erfolgen, so dass die erforderliche Schaltung einen einfachen Aufbau hat.
  • Gemäß Anspruch 17 werden die Seite der Schalteinrichtung und die Lastseite noch einfacher elektrisch voneinander getrennt.
  • Gemäß Anspruch 18 wird die Spannung an der Schalteinrichtung genau erfasst.
  • Gemäß Anspruch 19 wird die Ausgangsspannung in einfacher Weise erfasst.
  • Gemäß den Ansprüchen 20 und 21 wird die Schaltspannung in einfacher Weise erfasst.
  • Gemäß Anspruch 22 wird durch den Reaktor eine hohe Ausgangsspannung in einfacher Weise erhalten.
  • Gemäß Anspruch 23 wird der DC/DC-Wandler aufgrund der Maximumsperrphase auf stabile Weise in Betrieb gesetzt.
  • Gemäß Anspruch 24 wird der DC/DC-Wandler stabil betrieben, wenn die Spannungsanforderung der Last sehr niedrig ist, wie im Standby-Modus, da dann das Schaltsteuersignal gebildet wird, welches die Maximumsperrphase hat.
  • Gemäß den Ansprüchen 2 und 26 hat die erforderliche Schaltung einen einfacheren Aufbau.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Schaltbild einer ersten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 2 ist ein Schaltbild, das die Steuereinrichtung des DC/DC-Wandlers in 1 genauer zeigt;
  • 3 ist ein Blockschaltbild, das den Impulsformer des DC/DC-Wandlers in 1 genauer zeigt;
  • 4 ist ein Schaltbild, das die Sperrphasenbeendigungseinrichtung in 3 genauer zeigt;
  • 5 ist ein Schaltbild, das den Sägezahngenerator, die Minimum-Sperrphasen-Bestimmungseinrichtung, die Maximimum-Sperrphasen-Bestimmungseinrichtung, den Steuerimpulsformer und die Referenzspannungs-Schalteinrichtung in 3 genauer zeigt;
  • 6 ist ein Signaldiagramm der Spannungen, die bei V1–V18 in den 1 bis 5 auftreten, wenn der DC/DC-Wandler in 1 mit einer hohen Last betrieben wird;
  • 7 ist ein Signaldiagramm der Spannungen, die bei V1–V18 in den 1 bis 5 auftreten, wenn der DC/DC-Wandler in 1 mit einer niedrigen Last betrieben wird;
  • 8 ist ein Signaldiagramm, das die Änderungen bei V4, V14, V10, V13 und V17 aufgrund einer Änderung von einer hohen zu einer niedrigen Last am DC/DC-Wandler in 1 verdeutlicht;
  • 9 ist ein Signaldiagramm, welches die Zustände von V1, V13 und V14 verdeutlicht, wenn die Last am DC/DC-Wandler in 1 noch niedriger als die Niedriglast in 7 ist;
  • 10 ist ein Schaltbild einer zweiten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 11 ist ein Schaltbild einer dritten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 12 ist ein Schaltbild einer vierten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 13 ist ein Schaltbild einer Leitphasen-Beendigungseinrichtung und einer Referenzspannungs-Schalteinrichtung einer fünften bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 14 ist ein Signaldiagramm, welches V1, V2, V3, V4, V5 und V6 in den 1 und 2 und V8, V9, V17 und V18 in 13 zeigt, wenn die fünfte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer hohen Last betrieben wird;
  • 15 ist ein Signaldiagramm, das V1, V2, V3, V4, V5 und V6 in den 1 und 2 und V8, V9, V17 und V18 in 13 zeigt, wenn die fünfte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung mit einer niedrigen Last betrieben wird;
  • 16 ist ein Schaltbild einer sechsten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 17 ist ein Blockschaltbild, das die Steuereinrichtung in 16 genauer zeigt;
  • 18 ist ein Blockschaltbild, das die Sperrphasen-Beendigungseinrichtung, die im Impulsformer in 17 enthalten ist, genauer zeigt;
  • 19 ist ein Signaldiagramm der Spannungen, die an verschiedenen Abschnitten in den 16 bis 18 auftreten, wenn die sechste bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung mit einer hohen Last betrieben wird;
  • 20 ist ein Signaldiagramm der Spannungen, die an verschiedenen Abschnitten in den 16 bis 18 auftreten, wenn die sechste bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung mit einer niedrigen Last betrieben wird;
  • 21 ist ein Schaltbild einer siebten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 22 ist ein Schaltbild, das die Steuereinrichtung in 21 genauer zeigt;
  • 23 ist ein Blocksschaltbild, das den Impulsformer in 22 genauer zeigt;
  • 24 ist ein Schaltbild, das den Sägezahngenerator, die Minimum-Sperrphasen-Bestimmungseinrichtung, die Maximum-Sperrphasen-Bestimmungseinrichtung, den Steuerimpulsformer und die Referenzspannungs-Schalteinrichtung in 23 genauer zeigt;
  • 25 ist ein Signaldiagramm der bei V1, V4a, V3, V5', V6', V7, V9 und V14 angegebenen Spannungen in den 21 bis 24, wenn der DC/DC-Wandler in 21 mit einer hohen Last betrieben wird;
  • 26 ist ein Signaldiagramm der bei V1, V4a, V3, V5', V6', V7, V9 und V14 angegebenen Spannungen in den 21 bis 24, wenn der DC/DC-Wandler in 21 mit einer niedrigen Last betrieben wird;
  • 27 ist ein Schaltbild einer achten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 28 ist ein Schaltbild einer neunten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 29 ist ein partielles Schaltbild einer zehnten bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung;
  • 30 ist ein partielles Schaltbild einer elften bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung; und
  • 31 ist ein partielles Schaltbild einer zwölften bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung.
  • Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung
  • Erste bevorzugte Ausführungsform
  • Eine erste bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung wird im Folgenden anhand der 1 bis 9 beschrieben. Allgemein als "Flybackregler" bekannt, umfasst die erste bevorzugte Ausführungsform des in 1 gezeigten DC/DC-Wandlers eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 als eine Gleichstromversorgung, einen Transformator 2 als Induktivität, eine Schalteinrichtung 3 in Form eines N-Kanal-Feldeffekttransistors mit einem isolierten Gate, einem Widerstand 4 als Stromdetektor, einen Resonanzkondensator 5, eine ausgangsseitige Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 mit einer ausgangsseitigen Gleichrichterdiode 6a und einem ausgangsseitigen Glättungskondensator 7, einen Ausgangsspannungsdetektor 8, eine lichtemittierende Diode 9, einen Phototransistor 10, einen Schaltspannungsdetektor 11 als Mittel zum Detektieren der Schaltspannung, eine Summiereinrichtung 12, eine Schaltsteuereinrichtung 13 als ein Mittel zur Schaltsteuerung, eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 14 als Steuerstromversorgung, und einen Einschaltwiderstand 15.
  • Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 umfasst zwei Wechselspannungs-Eingangsanschlüsse 16 und 17 zum Anschließen an die öffentliche Wechselspannungsversorgung und zwei DC-Eingangsanschlüsse 18 und 19 zum Bereitstellen einer nicht-stabilisierten oder nicht-konstanten Gleichspannung. Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung kann durch eine Batterie ersetzt werden.
  • Der Transformator 2 umfasst einen Magnetkern 2, eine Primärwicklung 21, eine Sekundärwicklung 22 und eine Tertiärwicklung 23, wobei alle Wicklungen um den Kern gewickelt sind. Die drei Transformatorwicklungen 21, 22 und 23 sind elektromagnetisch miteinander gekoppelt und besitzen die durch die Punkte in 1 angegebenen Polaritäten. Die Transformator-Primärwicklung 21 hat eine Induktivität. Wie bekannt ist, speichert der Transformator 2 Energie während der Leitphasen der Schalteinrichtung 3 und gibt die Energie während seiner Sperrphasen ab.
  • Die Schalteinrichtung 3 hat einen Drain-Anschluss als einen ersten Hauptanschluss, einen Source-Anschluss als einen zweiten Hauptanschluss und einen Gate-Anschluss als einen Steueranschluss. Der Drain-Anschluss ist mit dem ersten DC-Anschluss 18 über die Transformator-Primärwicklung 21, der Source-Anschluss ist mit dem geerdeten zweiten DC-Anschluss 19 über den Stromdetektorwiderstand 4, und der Gate-Anschluss ist mit der Steuereinrichtung 13 verbunden.
  • Der Resonanzkondensator 5, der zur Reduzierung der Schaltverluste und des Rauschens ausgelegt ist, ist mit der Schalteinrichtung 3 über den Stromdetektorwiderstand 4 parallel geschaltet. Dieser Resonanzkondensator bewirkt einen allmählichen Anstieg der Drain-Source-Spannung VDS der Schalteinrichtung 3, wenn letztere ausgeschalten wird, und bringt die Drain-Source-Spannung durch Resonanz, unmittelbar bevor sie eingeschalten wird, auf Null. Die elektrostatische Kapazität des Resonanzkondensators 5 ist daher wesentlich geringer als die eines (nicht gezeigten) Glättungskondensators, der üblicherweise in der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 enthalten ist, oder geringer als die des ausgangsseitigen Glättungskondensators 7. Der Zweck des Resonanzkondensators 5 könnte jedoch auch durch die Streukapazität zwischen dem Drain-Anschluss und dem Source-Anschluss der Schalteinrichtung 3 erfüllt werden.
  • An die Transformator-Sekundärwicklung 22 ist die ausgangsseitige Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 aufweisend eine Diode 6a und einen Kondensator 7 angeschlossen. Die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6a ist mit einer Reihenschaltung aus der Transformator-Sekundärwicklung 22 und dem ausgangsseitigen Glättungskondensator 7 parallel geschaltet. Die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6a ist so polarisiert, dass sie durch eine in der Transformator-Sekundärwicklung 22 induzierte Spannung umgekehrt vorgespannt wird, wenn die Schalteinrichtung 3 eingeschalten ist, und durch eine in der Transformator-Sekundärwicklung induzierte Spannung in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, wenn die Schalteinrichtung ausgeschalten ist.
  • Wie in der US-Patentschrift Nr. 5,719,755 offenbart, könnte ein Supraschalter ein FET-Schalter oder dergleichen mit der ausgangsseitigen Gleichrichterdiode 6a parallel geschaltet sein. Der ausgangsseitige Glättungskondensator 7 ist mit der Transformator-Sekundärwicklung 22 über die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6a parallel geschaltet. Der Glättungskondensator 7 ist mit den beiden Wandler-Ausgangsanschlüssen 24 und 25 verbunden, zwischen denen, wie gezeigt, eine Last 26 angeschlossen ist.
  • Der Ausgangsspannungsdetektor 8 ist zwischen den Wandler-Ausgangsanschlüssen 24 und 25 oder am Glättungskondensator 7 angeschlossen, um die Ausgangsspannung V0 zwischen den Wandler-Ausgangsanschlüssen 24 und 25 konstant zu halten. Der Ausgangsspannungsdetektor 8 umfasst zwei Widerstände 27 und 28, eine Referenzspannungsquelle 29, wie z.B. eine Konstantspannungsdiode, und einen Differentialverstärker 30. Die beiden Ausgangsspannungs-Detektorwiderstände 27 und 28 sind miteinander in Reihe geschaltet und zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 27 und 28 angeschlossen. Der Differentialverstärker 30 hat einen positiven Eingang, der mit dem Knotenpunkt zwischen den Ausgangsspannungs-Detektorwiderständen 27 und 28 angeschlossen ist, und einen negativen Eingang, der an die Referenzspannungsquelle 29 angeschlossen ist.
  • Die lichtemittierende Diode 9 ist zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers 30 und dem geerdeten Wandler-Ausgangsanschluss 25 angeschlossen. Folglich gibt, wenn der Differentialverstärker 30 eine Spannung abgibt, die charakteristisch für eine Differenz zwischen der an dem Knotenpunkt zwischen den Widerständen 27 und 28 erfassten Spannung und der Referenzspannung der Quelle 29 ist, die lichtemittierende Diode 29 Licht einer Intensität proportional der Ausgangsspannung des Differenzverstärkers ab. Ungeachtet der Darstellung in 1 könnte der positive Eingang des Differentialverstärkers 30 an die Referenzspannungsquelle 29, sein negativer Eingang am Knotenpunkt zwischen den Widerständen 27 und 28, und die lichtemittierende Diode 9 zwischen dem Ausgang des Differentialverstärkers und dem Wandler-Ausgangsanschluss 24 angeschlossen sein.
  • Der Phototransistor 10, der mit der lichtemittierenden Diode 9 optisch gekoppelt ist, ändert seinen Widerstand umgekehrt proportional zum optischen Ausgangssignal der lichtemittierenden Diode. Der Strom I2, der durch den Phototransistor 10 fließt, ist daher proportional zur Ausgangsspannung V0 zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 24 und 25. Der Ausgangsspannungsdetektor zur Steuerung der Rückführungsspannung besteht aus dem Ausgangsspannungsdetektor 8, der lichtemittierenden Diode 9 und dem Phototransistor 10. Der Ausgangsspannungsdetektor könnte auch als ein Rückführungsspannungs-Steuersignalformer bezeichnet werden.
  • Der Schaltspannungsdetektor 11 umfasst eine erste und eine zweite Diode 31 und 32, einen Widerstand 3 und einen Verzögerungskondensator 34. Der Verzögerungskondensator 34 ist einerseits mit einem äußeren Ende der Transformator-Tertiärwicklung 23 über die erste Diode 31 und die Diode 33 und andererseits direkt mit dem anderen äußeren Ende der Transformator-Tertiärwicklung 23 verbunden. Diese Transformator-Tertiärwicklung ist mit der Transformator-Primärwicklung 21 elektromagnetisch gekoppelt, die mit der Schalteinrichtung 3 über die Gleichrichter- und Glättungseinrichtung 1 parallel geschaltet ist, so dass über der Transformator-Tertiärwicklung 23 eine Spannung proportional zur Spannung VDS über der Schalteinrichtung 3 und zur Spannung V1 über dem Resonanzkondensator 5 anliegt. Die Spannung V1 über dem Kondensator 5, die in etwa gleich der Drain-Source-Spannung VDS der Schalteinrichtung 3 ist, kann in der folgenden Beschreibung als die Spannung V1 über der Schalteinrichtung bezeichnet werden.
  • Der Verzögerungskondensator 34 des Schaltspannungsdetektors 11 besitzt eine extrem geringe elektrostatische Kapazität im Vergleich zu der des ausgangsseitigen Glättungskondensators 7. Darüber hinaus ist die Diode 31 so orientiert, dass sie während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 leitend ist. Aus diesen Gründen und wie sich aus den 6 und 7 ergibt, ist die Signalform des Ausgangssignals des Schaltspannungsdetektors 11 oder die Spannung V3 am Verzögerungskondensator 34 analog der Spannung V1 am Resonanzkondensator 5 während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3. Die Spannung an der Transformator-Tertiärwicklung 23 und die Spannung V3 am Verzögerungskondensator 34 enthalten die Information der Spannung VDS der Schalteinrichtung 3, so dass die Spannung am Verzögerungskondensator 34 als die Spannung an der Schalteinrichtung angesehen werden kann.
  • Die zweite Diode 32 des Schaltspannungsdetektors 11 ist mit dem Verzögerungskondensator 34 verbunden und so orientiert, dass sie gleichzeitig mit der ersten Diode 31 leitend ist. Die Kathode der zweiten Diode 32 ist durch einen Leiter 35 mit der Summiereinrichtung 12 verbunden, so dass ein Strom I3 vom Schaltspannungsdetektor 11 zur Summiereinrichtung 12 fließt.
  • Die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 14, die als eine Stromversorgung zu Steuerungszwecken vorgesehen ist, umfasst eine Diode 36 und einen Kondensator 37. Die Diode 36 ist so orientiert, dass sie in Reaktion auf die Spannung über der Transformator-Tertiärwicklung 23 während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 leitend ist. Der Kondensator 37 ist mit der Transformator-Tertiärwicklung 23 über die Diode 36 parallel geschaltet, so dass dieser Kondensator in Reaktion auf die Spannung, die sich über der Transformator-Tertiärwicklung bildet, aufgeladen wird, während Energie von dem Transformator 2 während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 abgegeben wird. Darüber hinaus wird der Kondensator 37, der mit dem ersten DC-Versorgungsanschluss 18 über den Einschaltwiderstand 15 angeschlossen ist, durch die Ausgangsspannung der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 aufgeladen, wenn dieser DC/DC-Wandler in Betrieb gesetzt wird.
  • Die Summiereinrichtung 12 umfasst einen Widerstand 38 und einen Kondensator 39. Der Widerstand 38 ist zwischen dem Ausgangsleiter 40 der Summiereinrichtung 12 und dem Stromdetektorwiderstand 4 angeschlossen. Der Kondensator 39 ist zwischen dem Ausgangsleiter 40 und Erde angeschlossen. Der Phototransistor 10 zur Steuerung der Rückführungsspannung ist über einen Strombegrenzungswiderstand 41 zwischen der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 14 und dem Ausgangsanschluss des Widerstands 38 angeschlossen. Der Ausgangsleiter 35 des Schaltspannungsdetektors 11 ist mit dem Ausgangsanschluss des Widerstands 38 verbunden. Folglich wird auf der Ausgangsleitung 40 der Summiereinrichtung 12 ein Summensignal V4 erhalten, welches, in einem geeigneten Verhältnis, eine Zunahme der Spannung V2 am Stromdetektorwiderstand 4, der Spannung V3 des Schaltspannungsdetektors 11 und der Spannung des Ausgangsspannungsdetektors 8 repräsentiert.
  • Die Schaltsteuereinrichtung 13 zur Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung 3 kann in Form eines monolithisch integrierten Schaltkreises mit vier Anschlüssen 42, 43, 44 und 45 vorgesehen sein. Der erste Anschluss 42 ist ein Versorgungsanschluss, der an die Glättungsschaltung 14 angeschlossen ist. Der zweite Anschluss 43 ist geerdet, wobei er mit dem Erdungsanschluss 19 des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 4 verbunden ist. Der dritte Anschluss 44 ist mit dem Ausgangsleiter 40 der Summiereinrichtung 12 verbunden. Der vierte Anschluss 45 ist mit dem Steueranschluss oder dem Gate-Anschluss der Schalteinrichtung 3 verbunden.
  • Die Schaltsteuereinrichtung 13 besitzt die folgenden Funktionen:
    • 1. Bestimmen der Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 in Reaktion auf das Ausgangssignal des Ausgansspannungsdetektors 8 und 10, um die Ausgangsspannung konstant zu halten.
    • 2. Bilden eines Signals, welches charakteristisch für eine erste Minimumsperrphase T1 ist, um die Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 zu begrenzen.
    • 3. Bilden eines Signals, welches charakteristisch für eine zweite Minimumsperrphase T2 ist, die länger als die erste Minimumsperrphase T1 ist.
    • 4. Wahlweises Abgeben des ersten und des zweiten Minimum-Sperrphasensignals.
    • 5. Erfassen der Dauer T0 der Flybackspannung von der Induktivität 2.
    • 6. Beurteilen, ob die Flybackspannungsdauer T0 kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist oder nicht.
    • 7. Beurteilen, ob die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist oder nicht.
    • 8. Begrenzen der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 unter die zweite Minimumsperrphase T2, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist.
    • 9. Begrenzen der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 unter die erste Minimumsperrphase T1, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist.
    • 10. Beenden der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3, wenn das Signal, das charakteristisch für die Spannung über der Schalteinrichtung ist, die durch den Schaltspannungsdetektor 11 aufgrund der Beendigung der ersten oder der zweiten Minimumsperrphase T1 bzw. T2 erhalten wird, gleich oder kleiner einem vorgegebenen Referenzwert Vr1 wird.
  • Wie in 2 detailliert dargestellt, umfasst die Schaltsteuereinrichtung 13 allgemein die folgenden Komponenten, um die vorstehend genannten zehn Funktionen zu erfüllen: Zwei Komparatoren 46 und 47, zwei Referenzspannungsquellen 48 und 49, einen Steuerimpulsformer 50, einen Initialisierungssignalgenerator 51, eine Treiberschaltung 52, einen Impedanzwandler 53, einen Spannungsregler 54, einen Sperrphasensignalgenerator 73, eine Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74, einen Flybackspannungsdauerdetektor 101 und eine Beurteilungseinrichtung 102.
  • Diejenigen Komponenten des DC/DC-Wandlers in den 1 und 2, die eine aktive Rolle bei der Ein/Aus-Steuerung des Schalters 3 übernehmen, werden in Kombination als Schaltsteuersignalformer bezeichnet. Der Schaltsteuersignalformer umfasst die Komparatoren 48 und 49, den Steuerimpulsformer 50 der Steuereinrichtung 13 in 2, den Stromdetektorwiderstand 4, und die Summiereinrichtung 12 in 1.
  • Bezugnehmend insbesondere auf 2 hat der erste Komparator 46 der Schaltsteuereinrichtung 13 einen positiven Eingang, der mit dem dritten Anschluss 44 der Schaltsteuereinrichtung zum Zuführen des Summensignals V4 verbunden ist, einen negativen Eingang, der mit der ersten Referenzspannungsquelle 48 verbunden ist, und einen Ausgang, der über einen Leiter 55 mit dem Steuerimpulsformer 50 und dem Sperrphasensignalgenerator 73 verbunden ist. Die erste Referenzspannungsquelle 48 erzeugt eine erste Referenzspannung Vr1 entsprechend dem Spitzenwert des Stromes I1, wie in den 6 und 7 gezeigt. Folglich liefert der erste Komparator 46 durch das Vergleichen dieser ersten Referenzspannung Vr1 mit dem Summensignal V4 ein Ausgangssignal V5 der 6 und 7. Dieses Ausgangssignal V5 umfasst Impulse, die hoch sind, wenn das Summensignal V4 größer die erste Referenzspannung Vr1 ist. Der erste Komparator 46 dient in erster Linie dazu, die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 zu bestimmen.
  • Der zweite Komparator 47 der Schaltsteuereinrichtung 13 hat einen positiven Eingang, der mit dem Anschluss 44 zum Zuführen des Summenssignals V4 verbunden ist, einen negativen Eingang, der mit der zweiten Referenzspannungsquelle 49 verbunden ist, und einen Ausgang, der über einen Leiter 56 mit dem Steuerimpulsformer 50 verbunden ist. Die zweite Referenzspannung Vr2 der Quelle 49 befindet sich zwischen der ersten Referenzspannung Vr1 und dem Wert des Summensignals V4 zu einem Zeitpunkt, der bei t5 in 6 und bei t4 in 7 angegebenen ist, der unmittelbar vor dem Zeitpunkt der Beendigung der Energieabgabe des Transformators 2 ist. Wie darüber hinaus in den 6 und 7 angegeben, umfasst das resultierende Ausgangssignal V6 des zweiten Komparators 47 Impulse, die hoch sind, wenn das Summensignal V4 größer als die zweite Referenzspannung Vr2 ist.
  • Der Steuerimpulsformer 50 der Schaltsteuereinrichtung 13 erzeugt Schaltsteuerimpulse in Reaktion auf die Ausgangssignale V5 und V6 von dem ersten und dem zweiten Komparator 46 bzw. 47, die der Treiberschaltung 52 über einen Leiter 57 zugeführt werden. Der Steuerimpulsformer 50 wird im Folgenden genauer beschrieben. Die Treiberschaltung 52 verstärkt die ankommenden Schaltsteuerimpulse, bevor sie dem Steueranschluss (Gate) der Schalteinrichtung 3 über den Anschluss 45 zugeführt werden.
  • Zum Initialisieren oder Zurücksetzen des Steuerimpulsformers 50 umfasst der Initialisierungssignalgenerator 51 der Schaltsteuereinrichtung 13 einen Widerstand 58, einen Kondensator 59 und zwei Inverter oder NICHT-Schaltkreise 60 und 61. Der Widerstand 58 ist mit einem seiner Anschlüsse mit dem Spannungsregler 54 über einen Leiter 62 verbunden und mit dem anderen Anschluss über den Kondensator 59 geerdet. Der erste NICHT-Schaltkreis 60 ist mit dem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand 58 und dem Kondensator 59 verbunden. Der zweite NICHT-Schaltkreis 61 ist mit dem ersten NICHT-Schaltkreis 60 verbunden. Der erste NICHT-Schaltkreis 60 ist über einen Leiter 63 mit dem Sperrphasensignalgenerator 73 verbunden, um ein erstes Rücksetzsignal oder Initialisierungssignal an diesen zu übertragen. Der zweite NICHT-Schaltkreis 61 über einen Leiter 64 mit dem Steuerimpulsformer 50 verbunden, um ein zweites Rücksetzsignal oder Initialisierungssignal an diesen zu übertragen.
  • Wenn die Ausgangsspannung des Spannungsreglers nach dem Anlegen einer Versorgungsspannung am Versorgungsanschluss 42 (2) der Schaltsteuereinrichtung 13 zugeführt wird, wird der Kondensator 59 des Initialisierungssignalgenerators 51 mit einer gewissen Verzögerung aufgeladen. Der erste NICHT-Schaltkreis 60 wird hoch oder logisch Eins, bis die Spannung des Kondensators 59 den Schwellwert des ersten NICHT-Schaltkreises erreicht, wohingegen der zweite NICHT-Schaltkreis 61 niedrig oder logisch Null wird. Nachdem der Kondensator 59 ausreichend aufgeladen wurde, bleibt der erste NICHT-Schaltkreis 60 niedrig und der zweite NICHT-Schaltkreis 61 hoch.
  • Der Spannungsregler 54, der mit dem Versorgungsanschluss 42 verbunden ist, ist dazu ausgelegt, zusätzlich zum Initialisierungssignalgenerator 51, dem Sperrphasensignalgenerator 73 über einen Leiter 65 eine stabile DC-Spannung zuzuführen. Obwohl nicht in 2 gezeigt, versorgt der Spannungsregler 54 weitere Schaltkreise der Schaltsteuereinrichtung 13 mit Energie.
  • Der Impedanzwandler 53 der Schaltsteuereinrichtung 13 umfasst eine Konstantstromeinrichtung 67, einen FET 68 und einen NICHT-Schaltkreis 69. Die Konstantstromeinrichtung 67 und der FET 68 sind miteinander in Reihe geschaltet, wobei diese serielle Verbindung zwischen dem Anschluss 44 zum Zuführen des Summensignals V4 und dem Erdungsanschluss 43 angeschlossen ist. Der NICHT-Schaltkreis 69 ist mit seinem Eingang über einen Leiter 70 mit dem Ausgangsleiter 57 des Steuerimpulsformers 50 verbunden und mit seinem Ausgang mit dem Steueranschluss des FET 68 verbunden.
  • Folglich ist, wenn die Schalteinrichtung 3 eingeschaltet ist, d.h. wenn ein Steuerimpuls von dem Steuerimpulsformer 50 auf seinem Ausgangsleiter 57 erzeugt wird, der FET 68 ausgeschalten, so dass folglich der Impedanzwandler 53 einen unendlich großen Impedanzwert liefert. Andererseits sind, wenn die Schalteinrichtung 3 ausgeschaltet ist, und kein Schaltsteuerimpuls erzeugt wird, die Leiter 57 und 70 beide niedrig, so dass der NICHT-Schaltkreis 69 hoch ist, wodurch der FET 68 leitend wird. Es wurde sozusagen eine Impedanz einer bestimmten Größe zwischen dem Eingangsanschluss 44 und dem Erdungsanschluss 43 zwischengeschaltet. Die Konstantstromeinrichtung 67 kann auch durch einen Widerstand mit einem relativ großen Wert ersetzt werden.
  • Bezugnehmend wieder auf 1 ist erkennbar, dass der Impedanzwandler 53 mit dem Kondensator 39 parallel geschaltet ist. Folglich ist während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 die Impedanz des Impedanzwandlers 53 mit der Serienschaltung der Widerstände 4 und 38 parallel geschaltet, was zu einem Abfallen der Spannung des Summensginals V4 am Eingangsanschluss 44 führt. Folglich ergibt sich eine geringere Größendifferenz zwischen dem Summensignal, wenn die Schalteinrichtung 3 ausgeschaltet ist, und dem Summensignal, wenn die Schalteinrichtung eingeschaltet ist.
  • Die Höhe des Stroms der Konstantstromeinrichtung 67 des Impedanzwandlers 53 wird so bestimmt, dass das Summensignal V4 die erste Referenzspannung Vr1 im oder etwa im unteren Bereich des Überschwingsignals nach Abgabe der im Transformator 2 gespeicherten Energie schneidet. Dieser Impedanzwandler 53 könnte daher ein Teil der Summiereinrichtung 12 sein. Die Impedanz des Impedanzwandlers 53 wird so bestimmt, dass der Spitzenwert des Summensignals V4 während der Leitphasen Ton unter dem Wert des Summensignals während der Sperrphasen Toff gehalten wird. Der Impedanzwandler 53 wird in den Fällen, bei denen der Spannungspegel des Summensignals V4 während der Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 nicht sehr hoch ist, nicht benötigt.
  • Der Sperrphasensignalgenerator 73 erzeugt ein Signal, welches charakteristisch für die Zeitdauer ist, während der die Schalteinrichtung 3 im Aus-Zustand gehalten werden soll. Die erste und die zweite Minimumsperrphase T1 und T2 gemäß der vorliegenden Erfindung werden darüber hinaus durch das Ausgangssignal dieses Generators 73 vorgegeben, so dass dieser als Minimumsperrphasensignalgenerator bezeichnet werden kann. Der Sperrphasensignalgenerator 73 wird im Folgenden genauer beschrieben.
  • Die Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 gibt ein Signal ab, welches charakteristisch für die Maximumsperrphase für die Schalteinrichtung 3 ist. Die Einzelheiten dieser Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 werden im Folgenden ebenfalls beschrieben.
  • Der Flybackspannungsdauerdetektor 101 dient zum Erfassen der Dauer T0 der Flybackspannung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Flybackspannungsdauerdetektor 101 wird im Folgenden ebenfalls genauer beschreiben.
  • Die Beurteilungseinrichtung 102 vergleicht die erste Minimumsperrphase T1 oder die zweite Minimumsperrphase T2 des Sperrphasensignalgenerator 73 und die Flybackspannungsdauer T0 des Flybackspannungsdauerdetektors 101, um den Sperrphasensignalgenerator 73 entsprechend zu steuern. Die Beurteilungseinrichtung 102 wird im Folgenden ebenfalls genauer beschrieben.
  • 3 zeigt den Steuerimpulsformer 50 und den Sperrphasensignalgenerator 73 in 2 im Detail und zusammen mit der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74, dem Flybackspannungsdauerdetektor 101 und der Beurteilungseinrichtung 102. Wie in dieser Figur zu sehen ist, besteht der Steuerimpulsformer 50 aus einer ersten Einrichtung 71 und einer zweiten Einrichtung 96. Die erste Einrichtung 71 dient zur Bestimmung des Zeitpunktes, bei dem jede Sperrphase der Schalteinrichtung 3 beendet werden soll. Die zweite Einrichtung 96 dient zur Erzeugung von Impulsen zum Schließen des Schalters 3 in Reaktion auf das Signal V9 auf dem Ausgangsleiter 86 der ersten Einrichtung 71 und auf das Ausgangssignal V13 von dem Sperrphasensignalgenerator 73. Die erste und die zweite Einrichtung 71 und 96 werden im Folgenden näher beschrieben.
  • Der Sperrphasensignalgenerator 73 umfasst allgemein einen Sägezahngenerator 72, eine Referenzspannungsquelle 91 zur Bestimmung der Minimumsperrphase, einen Komparator 92 und einen Sperrphasenimpulsformer 95. Diese werden im Folgenden näher beschrieben.
  • 4 ist eine detaillierte Darstellung des Steuerimpulsformers 50 in 3. Die erste Einrichtung 71, die im Steuerimpulsformer 50 enthalten ist, dient zur Bestimmung des Endzeitpunktes jeder Sperrphase Toff oder des Anfangszeitpunktes jeder Leitphase Ton der Schalteinrichtung 3. Wie in 4 gezeigt, umfasst die erste Einrichtung 71 einen Signalformer 77, zwei Flipflops 78 und 79, und einen NICHT-Schaltkreis 80.
  • Der Signalformer 77, der in der ersten Einrichtung 71 enthalten ist, umfasst zwei Flipflops 81 und 82 und ein ODER-Gatter 83, um das bei V5 in den 6 und 7 angegebene Signal in das bei V7 in denselben Figuren gezeigte Signal umzuwandeln. Das Flipflop 81 ist ein RS-Flipflop mit einer Rücksetzpriorität mit einem Setz-Eingang S, der mit dem ersten Komparator 46 (2) über den Leiter 55 verbunden ist, und einen Rücksetz-Eingang R, der mit dem positiven Ausgang Q des anderen RS-Flipflops 82 verbunden ist. Das ODER-Gatter 83 hat einen Eingang, der mit dem Leiter 55 zum Zuführen des Ausgangssignals V5 aus dem ersten Komparator 46 verbunden ist, und einen weiteren Eingang, der mit dem Q-Ausgang des Flipflops 81 verbunden ist. Der Ausgang des ODER-Gatters ist folglich wie in den 6 und 7 bei V7 gezeigt. Dieses wellenförmige Ausgangssignal V7 der Einrichtung 77 hat die Form von Impulsen, die jeweils von t1 bis t8 in 6 und von t1 bis t6 und von t7 bis t10 in 7 andauern.
  • Ein Vergleich von V5 und V7 in 6 zeigt, dass die Ausgangsimpulse V7 des Signalformers nach Beginn jeder Sperrphase Toff hoch sind und während dieser Phase so bleiben, ohne das vorübergehende Abfallen, das am ersten Komparatorausgang V5 kurz nach dem Beginn jeder Sperrphase zu sehen ist.
  • Insbesondere verläuft, da die Stromdetektorspannung V2 am Widerstand 4, die im Summensignal V4 enthalten ist, die erste Referenzspannung Vr1 bei t1 in den 6 und 7 überschreitet (nicht gezeigt), das Summensignal V4 zunächst in Richtung nach oben, anschließend nach unten, und wieder in Richtung nach oben über die erste Referenzspannung Vr1. Folglich wird der erste Komparatorausgang V5 niedrig, nachdem er bei t1 in den 6 und 7 kurzzeitig hoch ist, und bei t2 wieder hoch. Dank des Signalformers 77 wird jedoch der Ausgang V7 in Form von Impulsen erhalten, bei denen der Niedrig-Zustand unmittelbar vor t2 fehlt. Das Flipflop 82 hat einen Setz-Eingang S, der mit dem Leiter 56 verbunden ist, über den der zweite Komparatorausgang V6 übertragen wird, und einen Rücksetz-Eingang, der mit einem Leiter 84 verbunden ist.
  • Das D-Flipflop 78 der ersten Einrichtung 71, welches vorgesehen ist, um den Zeitpunkt zu bestimmen, an dem jede Sperrphase beendet werden soll, hat einen Takteingang T, der mit dem Signalformer 77 verbunden ist, einen Dateneingang D, der mit einem Sperrphasenimpulsformer 95 über einen Leiter 85 verbunden ist, einen Setz-Eingang PR, der mit dem Ausgangsleiter 56 des zweiten Komparators 47 über den NICHT-Schaltkreis 80 verbunden ist, und einen Rücksetzeingang R, der mit dem Initialisierungssignalgenerator 51 über den Leiter 64 verbunden ist. Folglich wird das Flipflop 78 durch das Initialisierungssignal, welches über den Leiter 64 zugeführt wird, zurückgesetzt, durch den Ausgang V6 des zweiten Komparators 47 gesetzt, wenn das Summensignal V4 den zweiten Referenzspannungswert Vr2 wie bei t3 in Aufwärtsrichtung schneidet und wie bei t8 in 6 durch die abfallenden Flanken des Ausgangsimpulses V7 des Signalformers 77 getaktet, um z.B. das Signal V13 in 6 zuzuführen und um an seinem invertierenden Ausgang Q das bei V8 in den 6 und 7 angegebene Signal abzugeben.
  • Das andere Flipflop 79 der ersten Einrichtung 71 zum Bestimmen der Endzeitpunkte der Sperrphasen ist ein RS-Flipflop mit Setzpriorität. Dieses Flipflop 79 hat einen Setz-Eingang S, der mit dem Leiter 56 zum Zuführen des zweiten Komparatorausgangs V6 verbunden ist, und einen Rücksetz-Eingang R, der mit dem invertierenden Ausgang Q des D-Flipflops 78 verbunden ist. Dieses Flipflop 79 hat darüber hinaus einen Positivphasenausgang Q, der über eine Leitung 86 mit einem NOR-Gatter 96a, welches den zweiten Schaltkreis 96 bildet, und mit dem Sperrphasenimpulsformer 95 verbunden ist (3 und 5), um diesem das in den 6 und 7 angegebene Signal V9 zuzuführen.
  • Das Ausgangssignal V9 des Flipflops 79 ist ab dem Zeitpunkt t3 hoch, bei dem das Summensignal V4 zunächst die zweite Referenzspannung Vr2 schneidet, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem das Summensignal die erste Referenzspannung Vr1 zum letzten Mal schneidet, wie bei t8 in 6 oder t10 in 7, während einer Sperrphase Toff. Der Zeitpunkt, wie bei t8 in 6 oder t10 in 7, bei dem das Summensignal V4 zum letzten Mal die erste Referenzspannung Vr1 in jeder Sperrphase Toff schneidet, ist der Endzeitpunkt dieser Sperrphase und folglich der Anfangszeitpunkt der nächsten Leitphase Ton. Der Zeitpunkt t8 in 6 oder t10 in 7, der durch die erste Einrichtung 71 zum Beenden der Sperrphasen bestimmt wurde, befindet sich am Ende der zusätzlichen Phase t4 bis t8 in 6 oder der zusätzlichen Phase t9 bis t10 in 7 folgend dem Ende bei t4 in 6 oder t9 in 7 einer jeden in den 6 und 7 mit V13 angegebenen Minimumsperrphase T1 oder T2.
  • Da das Ausgangssignal des Positivphasenausgangs Q des D-Flipflops 78 gleich dem des Flipflops 79 ist, kann dieses Flipflop 79 weggelassen werden und der Positivphasenausgang Q des D-Flipflops 78 direkt mit dem Ausgangsleiter 86 verbunden werden. Bei dieser Ausführungsform der Erfindung sind die Sperrphasen Toff jeweils die Summe der ersten oder der zweiten Minimumsperrphase T1 oder T2 und der zusätzlichen Phase, die in Abhängigkeit von der Höhe der Last 26 Veränderungen unterworfen ist.
  • Das NOR-Gatter 96a, welches die zweite Einrichtung 96 bildet, 3 und 4, gibt Steuerimpulse ab, die in den 6 und 7 mit V14 angegeben sind. Die Verbindungen dieses NOR-Gatters 96a werden im Folgenden näher beschrieben.
  • 5 zeigt eine detaillierte Darstellung des Sperrphasensignalgenerators 73, der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74, des Flybackspannungsdauerdetektors 101 und der Beurteilungseinrichtung 102 in 3.
  • Der Sägezahngenerator 72, der im Sperrphasensignalgenerator 73 enthalten ist, umfasst eine Konstantstromeinrichtung 87, einen Kondensator 88, und einen ersten und einen zweiten Entladeschalter 89 und 90. Der Kondensator 88 ist einerseits über die Konstantstromeinrichtung 87 an eine Versorgungsleitung 65 angeschlossen und andererseits über die Leitung 66 geerdet. Die beiden Entladeschalter 89 und 90, die jeweils in Form eines FET vorgesehen sind, sind jeweils mit dem Kondensator 88 parallel geschaltet. Der erste Entladeschalter 89 ist mit seinem Steueranschluss an eine Steuerimpuls-Ausgangsleitung 57 angeschlossen. Der zweite Entladeschalter 90 ist mit seinem Steueranschluss an die erste Rücksetzleitung 63 angeschlossen. Der Kondensator 88 wird folglich entladen, wenn der Schalter 89 oder 90 geschlossen wird, und durch die Konstantstromeinrichtung 87 aufgeladen, wenn beide Schalter 89 und 90 offen sind. Da die Spannung am Kondensator einen ansteigenden Verlauf hat, wird eine Sägezahnspannung erhalten, die in den 6 und 7 mit V10 bezeichnet ist.
  • Die Referenzspannungsquelle 91 zur Bestimmung der Minimumsperrphasen ist als eine Reihenschaltung aus drei Widerständen R1, R2 und R3 gezeigt. Diese Widerstands-Reihenschaltung ist einerseits mit der Versorgungsleitung 65 und andererseits mit dem geerdeten Leiter 66 verbunden.
  • Der Komparator 92 zur Bestimmung der Minimumsperrphasen hat einen positiven Eingang, der mit dem Ausgang des Kondensators 88 oder mit dem Ausgang des Sägezahngenerators 72 verbunden ist, und einen negativen Eingang, der mit dem Knotenpunkt oder dem Spannungsteilerpunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden ist. Somit wird von dem Komparator 92 durch das Vergleichen der Sägezahnspannung V10 und der Referenzspannung Va seiner Spannungsquelle 91, wie in den 6 und 7 gezeigt, ein Ausgangssignal V12 bereitgestellt.
  • Um eine Hysteresewirkung zu erreichen, wird die Referenzspannungsquelle 91 zur Bestimmung der Minimumsperrphasen von einem Schalter 103 gesteuert, der eine erste Referenzspannung Va1 zur Bestimmung der Minimumsperrphasen abgibt, wenn der DC/DC-Wandler, wie in 6, mit einer hohen Last betrieben wird, und eine zweite Referenzspannung Va2 abgibt, um die Minimumsperrphase zu bestimmen, wenn der Wandler mit einer niedrigeren Last betrieben wird, wie in 7 gezeigt. Folglich wird der Ausgang V12 des Komparators 92 zu unterschiedlichen Zeitpunkten, abhängig davon, ob der Wandler mit einer hohen Last oder mit einer niedrigen Last betrieben wird, hoch, wie bei t4 bei hoher Belastung und bei t9 bei niedriger Belastung, wie in 6 bzw. in 7 gezeigt.
  • Wie im Signalverlauf V12 in den 6 und 7 erkennbar ist, gibt der Komparator 92 Impulse ab, welche charakteristisch für die Endzeitpunkte der Minimumsperrphasen sind. Die Impulse, die charakteristisch für die vollständigen Minimumsperrphasen T1 und T2 sind, sind bei V13 in den 6 und 7 gezeigt. Diese Impulse, die charakteristisch für die vollständigen Minimumsperrphasen sind, werden von dem Sperrphasenimpulsformer 95 erzeugt.
  • Der Sperrphasenimpulsformer 95 umfasst ein UND-Gatter 97, zwei ODER-Gatter 98 und 99, und ein RS-Flipflop 100 mit Setz-Priorität. Das UND-Gatter 97 hat einen Eingang, der mit dem Komparator 92 zum Bestimmen der Minimumsperrphasen verbunden ist, und einen weiteren Eingang, der durch die Leitung 86 mit dem Flipflop 79 der ersten Einrichtung 71 zur Bestimmung der Endzeitpunkte der Sperrphasen verbunden ist. Das ODER-Gatter 98 hat einen Eingang, der mit dem Komparator 94 der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 verbunden ist, und einen weiteren Eingang, der mit dem UND-Gatter 97 verbunden ist. Das Flipflop 100 hat einen Setz-Eingang S, der mit dem ODER-Gatter 98 verbunden ist, und einen Rücksetz-Eingang R der mit dem ODER-Gatter 99 verbunden ist, und erzeugt an seinem invertierenden Ausgang Q Minimumsperrphasenimpulse V13 oder Maximumsperrphasenimpulse. Diese Ausgangsimpulse V13 des Flipflops 100 im Normalbetrieb haben Zeitdauern, die charakteristisch für die Minimumsperrphasen der Schalteinrichtung 3 sind. Der invertierende Ausgang Q des Flipflops 100 des Sperrphasenimpulsformers 95 ist mit einem der Eingänge des NOR-Gatters 96 zur Bildung von Steuerimpulsen verbunden.
  • Bei dieser speziellen Ausführungsform der Erfindung werden von dem Flipflop 100 des Sperrphasenimpulsformers 95 Impulse, die charakteristisch für die Minimumsperrphasen T1 oder T2 im Normalbetrieb sind, abgegeben, und zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme Impulse, die charakteristisch für die Maximumsperrphasen sind, in Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators 94 zur Bestimmung der Maximumsperrphasen abgegeben. Wie folglich zu sehen ist, dient der Sperrphasenimpulsformer 95 zur Erzeugung sowohl der Minimum- als auch der Maximumsperrphasenimpulse. Der Aufbau der Schalteinrichtung 13 ist entsprechend vereinfacht. Trotz dieses Vorteils kann jedoch der Sperrphasenimpulsformer 95 lediglich zur Erzeugung von Impulsen verwendet werden, die charakteristisch für die Minimumsperrphasen T1 oder T2 sind, wobei eine separate Vorrichtung zur Erzeugung von Maximumsperrphasenimpulsen vorgesehen ist.
  • Zur Umschaltung zwischen der ersten Minimumsperrphase T1 und der zweiten Minimumsperrphase T2 ist der Schalter 103 mit dem Widerstand R3 der Referenzspannungsquelle 91 der Spannungsteileranordnung zur Bestimmung der Minimumsperrphasen parallel geschaltet. Der Schalter 103 muss eingeschaltet werden, wenn der DC/DC-Wandler mit einer hohen Last betrieben wird, so dass die Referenzspannung Va1 (6) für die erste Minimumsperrphasenbestimmung eingestellt wird, und ausgeschaltet werden, wenn der DC/DC-Wandler mit einer niedrigen Last betrieben wird, so dass die Referenzspannung Va2 (7) für die zweite Minimumsperrphasenbestimmung eingestellt wird.
  • Die Referenzspannung Va1 für die erste Minimumsperrphasenbestimmung, die, wie zuvor angegeben, erhalten wird, wenn der Schalter 103 geschlossen ist, ist definiert als Va1 = E[R2/(R1 + R2)],wobei E die Spannung zwischen der Versorgungsleitung 65 und dem Erdpotential ist. Die Referenzspannung Va2 für die zweite Minimumsperrphasenbestimmung, die wie zuvor angegeben, erhalten wird, wenn der Schalter 103 geöffnet ist, ist definiert als Va2 = E[(R2 + R3)/(R1 + R2 + R3)].
  • Die Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74, wie in 5 gezeigt, dient zur Inbetriebnahme des DC/DC-Wandlers sowie zur DC/DC-Umwandlung bei extrem niedriger Last. Dieser Wandler wird abwechselnd mit einer konstanten Sperrphase während der Inbetriebsetzung aus-/und eingeschaltet. Zur Bestimmung dieser konstanten Sperrphase umfasst die Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 eine Referenzspannungsquelle 93 zur Maximumsperrphasenbestimmung und einen Komparator 94.
  • Wie in beiden 6 und 7 angegeben, erzeugt die Referenzspannung 93 zur Maximumsperrphasenbestimmung eine Referenzspannung Vb, die größer als die Referenzspannung Va zur Minimumsperrphasenbestimmung ist. Diese Referenzspannung Vb zur Maximumsperrphasenbestimmung ist so groß, dass sie die Sägezahnspannung V10 im Normalbetrieb, d.h., wenn der Wandler sowohl mit einer hohen als auch mit einer niedrigen Last betrieben wird, nicht schneidet.
  • Der Komparator 94 der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 hat einen positiven Eingang, der mit dem Kondensator 88 des Sägezahngenerators 72 verbunden ist, und einen negativen Eingang, der mit der Referenzspannungsquelle 93 verbunden ist. Der Ausgang V11 aus diesem Komparator 94 ist folglich hoch, wenn die Sägezahnspannung V10 die Referenzspannung Vb überschreitet. In den 6 und 7, die beide unter der Annahme gezeichnet wurden, dass sich der Wandler im Normalbetrieb befindet, schneidet die Sägezahnspannung V10 die Referenzspannung Vb nicht, so dass der Ausgang V11 des Komparators 94 im niedrigen Zustand (Null) gezeigt ist.
  • In einer Einschaltphase wird andererseits die Ausgangsspannung V0 des Wandlers und somit auch der Spitzenwert des Summensignals V4 niedrig, so dass sich folglich die erste Einrichtung 71 zur Sperrphasenbeendigung nicht im Normalbetrieb befindet. Deren Ausgang V9 bleibt niedrig. Der Sperrphasenimpulsformer 95 erzeugt anschließend Steuerimpulse entsprechend dem Ausgang der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74.
  • Wie darüber hinaus in 5 gezeigt, dient der Flybackspannungsdauerdetektor 101 zur Erfassung der Zeitdauer, während der der Transformator 2 eine Flybackspannung erzeugt. Das Ausgangssignal dieser Einrichtung 101 ist bei V17 in den 6 und 7 angegeben. Das Ausgangssignal V17 ist von t1 bis t8 hoch und von t8 bis t10 in 6 niedrig und von t1 bis t6 hoch und von t6 bis t11 in 7 niedrig. D.h., dass dieses Ausgangssignal V17 ein Signal ist, das vom Anfangszeitpunkt jeder Sperrphase Toff bis zu dem Zeitpunkt, bei dem das Summensignal V4 zum ersten Mal die erste Referenzspannung Vr1 schneidet, hoch ist, woraufhin die Abgabe der Energie, die im Transformator 2 gespeichert wurde, beendet ist. Es hat die Form von Impulsen in Übereinstimmung mit den Phasen, in denen die Flybackspannung von dem Transformator 2 erzeugt wird.
  • Zum Zwecke der Erklärung und der Darstellung ist die Phase T0, während der die Flybackspannung erzeugt wird, hiermit definiert als T01 ≤ T0 ≤ T02,wobei, wie in 6 angegebenen, T01 die Zeitdauer von dem Zeitpunkt, bei dem die Schalteinrichtung 3 ausgeschalten wird, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem die Flybackspannung zu sinken beginnt, ist, und T02 die Zeitdauer von dem Zeitpunkt, bei dem die Schalteinrichtung 3 ausgeschalten wird, bis zu dem Zeitpunkt, bei dem die Überschwingspannung zum ersten Mal ihren untersten Wert erreicht hat, ist.
  • Obwohl in den 6 und 7 gezeigt ist, dass T0 gleich T02 ist, kann sie daher in der Praxis auch irgendwo zwischen T01 und T02 liegen. Die Zeitdauer vom Endzeitpunkt von T01 bis zum Endzeitpunkt von T02 entspricht einem Halbzyklus der Überschwingspannung, wobei dieser Halbzyklus bei dieser Anmeldung in der Flybackspannungsphase enthalten ist. Die Flybackspannungsphase T1 ist proportional jeder Leitphase Ton der Schalteinrichtung 3.
  • Um die Flybackspannungsphase T0 auf der Grundlage der Ausgangssignale V7 und V14 des Steuerimpulsformers 50 zu bestimmen, umfasst der Flybackspannungsphasendetektor 101 eine Verzögerungseinrichtung 104, ein NOR-Gatter 105, ein RS-Flipflop 106 mit Rücksetz-Priorität und ein UND-Gatter 107. Die Verzögerungseinrichtung 104 ist über einen Leiter 108 mit dem Signalformer 77 (4) der ersten Einrichtung 71 verbunden, um dem Ausgangssignal V7 des Signalformers eine geringfügige Verzögerung zu verleihen. Der Ausgang der Verzögerungseinrichtung 104 ist mit einem Ende des NOR-Gatters 105 verbunden, wobei dessen anderer Eingang direkt mit der Ausgangsleitung 108 des Signalformers 77 verbunden ist. Wie in den 6 und 7 angegeben, wird das resultierende Ausgangssignal V15 des NOR-Gatters 105 Impulse von kurzer Dauer enthalten, wie bei t8 in 6 und bei t6 und bei t10 in 7 gezeigt. Die Dauer dieser NOR-Gatter-Ausgangsimpulse entspricht der Zeitverzögerung, die dem Ausgangssignal V7 durch die Verzögerungseinrichtung 104 verliehen wurde.
  • Das Flipflop 106 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 hat einen Setz-Eingang S, der mit dem NOR-Gatter 105 verbunden ist, und einen Rücksetzeingang R, der mit dem Ausgangsleiter 57 des Steuerimpulsformers 50 verbunden ist. Der resultierende Ausgang Q dieses Flipflops 106 ist bei V16 in den 6 und 7 angegeben. Der Flipflopausgang V16 bleibt hoch, wenn der Wandler wie in 6 mit einer hohen Last betrieben wird, und von t6 bis t10 niedrig, wenn der Wandler wie in 7 mit einer niedrigen Last betrieben wird.
  • Das UND-Gatter 107 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 ist mit seinem Eingang an das Flipflop 106 angeschlossen, um dessen Ausgangssignal V16 zuzuführen, und über den Leiter 108 an den Signalformer 77, 4, angeschlossen. Der Ausgang des UND-Gatters 107 ist mit dem Takteingang T eines D-Flipflops 102a verbunden, das die Beurteilungseinrichtung 102 bildet. Das Flipflop 102a wird folglich durch die abfallende Flanke jedes Impulses V17, der charakteristisch für die Dauer T0 der Flybackspannung ist, getaktet.
  • Das Flipflop 102a der Beurteilungseinrichtung 102 dient zum Beurteilen:
    (a) ob jede Flybackspannungsdauer T0, wie durch das Ausgangssignal V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 angegeben, kürzer als die erste Minimum-Sperrphase T1 ist oder nicht; und (b) ob jede Flybackspannungsdauer T0 länger als die zweite Minimumsperrphase T2 ist oder nicht. Das Flipflop 102a steuert den Schalter 103 entsprechend den Ergebnissen dieser Beurteilungen.
  • Um die vorhergehenden Beurteilungen durchführen zu können, ist das Flipflop 102a mit seinem Dateneingang D mit dem invertierenden Ausgang Q des Flipflops 100 des Minimumsperrphasenimpulsformers 95 verbunden und mit seinem invertierenden Ausgang Q mit dem Steueranschluss oder dem Gate-Anschluss des FET-Schalters 103 verbunden. Der Ausgang V18 des Flipflops 102a bleibt hoch, wenn der Wandler, wie in 6, mit einer hohen Last betrieben wird, und niedrig, wenn der Wandler, wie in 7, mit einer niedrigen Last betrieben wird. Eine Änderung des Ausgangszustandes des Flipflops 102a tritt bei t6 und t13 in 8 auf. Der Schalter 103 wird geschlossen, wenn der Flipflopausgang V18 hoch ist, und geöffnet, wenn er niedrig ist.
  • 8 verdeutlicht, wie der Schalter 103 zwischen den beiden Referenzspannungen Va1 und Va2 umschaltet. Diese Figur wurde unter der Annahme gezeichnet, dass der Wandler vor t4 und nach t10 mit einer hohen Last betrieben wird, und zwischen t4 und t10 mit einer niedrigen Last betrieben wird. Folglich ist der Schaltsteuerimpuls V14 vor t4 relativ lange, wie von t1 bis t2, so dass die erste Minimumsperrphase T1 eingestellt wird.
  • Bei einer allmählichen Abnahme der Last 26 führt ein daraus resultierendes Ansteigen der Ausgangsspannung V0 zu einer Abnahme der Zeitdauer der Schaltsteuerimpulse V14, wie von t4 bis t5 in 8. Da weniger Energie im Transformator 2 gespeichert wird, wird diese gespeicherte Energie in einer kürzen Zeit abgegeben, was zu einer Abnahme der Flybackspannungsdauer T0 führt.
  • Anschließend schneidet das Summensignal V4 die erste Referenzspannung Vr1 bei t6, woraufhin der Ausgang V17 des Flybackspannungsdetektors 101 niedrig wird, so dass das Flipflop 102a der Beurteilungseinrichtung 102 das Ausgangssignal V13 des Sperrphasenimpulsformers 95 erhält.
  • Wie in 8 zu sehen ist, ist der Ausgang V13 des Sperrphasenimpulsformers 95 bei t6 hoch. Das Flipflop 102a ist folglich in der Lage, festzustellen, dass die Flybackspannungsdauer T0 nun kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 ist, wodurch dessen invertierender Ausgang bei t6 niedrig wird. Wenn somit der Schalter 103 geöffnet wird, wird die Referenzspannung für die Bestimmung der Minimumsperrphasen von Va1 auf Va2 umgeschalten.
  • Wenn der Wandler mit einer niedrigen Last betrieben wird, wie von t4 bis t10 in 8, wird die Sägezahnspannung V10 folglich die Referenzspannung Va2 zur Bestimmung der ersten Minimumsperrphasen nicht schneiden sondern bei t8 die Referenzspannung Va2 zur Bestimmung der zweiten Minimumsperrphase schneiden. Danach endet der Minimumsperrphasenimpuls V13. Die Minimumsperrphase T2 bei niedriger Last, wie durch V13 angegeben, beträgt daher T1 + Ta oder ist um Ta länger als die Minimumsperrphase T1 bei hoher Belastung. Das Umschalten der Referenzspannung von Va1 nach Va2 oder das Umschalten der Minimumsperrphase von T1 nach Ts ist vergleichbar mit dem Hysteresebetrieb eines bekannten Hysteresekomparators oder Schmitt-Triggers.
  • Um die besten Ergebnisse zu erhalten, kann die erste Minimumsperrphase T1 von etwa 2 bis etwa 10 Mikrosekunden, die zweite Minimumsperrphase T2 von etwa 3 bis etwa 15 Mikrosekunden, und die Differenz Ta zwischen T1 und T2 von etwa 0,1 bis in etwa 10 Mikrosekunden, vorzugsweise von 2 bis 5 Mikrosekunden betragen. Je länger die Differenz Ta ist, umso stabiler ist der Hysteresebetrieb. Sollte die Differenz Ta jedoch eine bestimmte Grenze überschreiten, hätten die Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 eine ungünstige Länge. Bei dieser speziellen Ausführungsform der Erfindung ist T1 auf 5 Mikrosekunden, T2 auf 8 Mikrosekunden und Ta auf 3 Mikrosekunden eingestellt.
  • Bei Belastung mit einer hohen Last, wie bei t10 in 8, verlängert sich die Dauer jedes Schaltsteuerimpulses V14, der charakteristisch für eine Leitphase Ton ist, wie von t10 bis t11, sowie die Sperrphase Toff, wie von t11 bis t13. Die Referenzspannung Va zur Minimumsperrphasenbestimmung ändert sich von Va2 nach Va1 bei t12 nicht sondern bei t13, wenn der Ausgang V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 niedrig wird. Das Minimumsperrphasensignal V13 wird andererseits bei t12 niedrig, wenn die Sägezahnspannung V10 die Referenzspannung Va2 für die zweite Minimumsperrphasenbestimmung schneidet.
  • Das Flipflop 102a in 5 der Beurteilungseinrichtung 102 führt den Niedrig-Zustand des Minimumsperrphasensignals V13 bei t13 zu, so dass durch das hohe Ausgangssignal von dessen invertierendem Ausgang der Schalter 103 geschlossen wird. D.h., dass das Flipflop 102a bei t13 feststellt, dass die Flybackspannungsdauer T0, wie in 8 bei V17 angegeben, länger als die zweite Minimumsperrphase T2 geworden ist, wodurch ein Wechsel von der zweiten Referenzspannung Va2 zurück zur ersten Referenzspannung Va1 veranlasst wird. Das Zuführen der Referenzspannung Va2 für die erste Minimumsperrphasenbestimmung wird bei t13 fortgesetzt. Obwohl in 8 nicht speziell gezeigt, wird die erste Minimumsperrphase T1 bei t13 in dieser Figur selbstverständlich genauso wie das Minimumsperrphasensignal V13 in 6 eingestellt.
  • Nach dem Verbinden der AC-Eingangsanschlüsse 16 und 17, 1, der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 mit der AC-Spannungsversorgung wird eine stabilisierte DC-Spannung von dem Spannungsregler 54, 2, der Schaltsteuereinrichtung 13 abgegeben. Der Initialisierungssignalgenerator 51, 2, der Schaltsteuereinrichtung 13 erzeugt einen Rücksetzimpuls auf seiner Ausgangsleitung 63 und einen "negativen" Rücksetzimpuls auf seiner anderen Ausgangsleitung 64, wenn der Einrichtung 51 eine konstante Spannung von beispielsweise 5,8 V zugeführt wird. Der Rücksetzimpuls auf der Leitung 63 schließt den zweiten Entladeschalter 90, 5, des Sägezahngenerators 72, so dass der Kondensator 88 entladen wird. Der Rücksetzimpuls auf der Leitung 63 wird auch dem Rücksetzeingang R des Flipflops 100, 5, des Impulsformers 85 über das ODER-Gatter 99 zugeführt. Das Flipflop 100 wird somit initialisiert, wobei dessen Ausgang V13 hoch ist.
  • Der Rücksetzimpuls auf der Ausgangsleitung 64 des Initialisierungssignalgenerators 51 wird dadurch wiederum dem Rücksetzeingang R des Flipflops 78, 4, der ersten Einrichtung 71 des Steuerimpulsformers 50 zugeführt. Dieses Flipflop 78 wird somit ebenfalls initialisiert, wobei dessen invertierender Ausgang hoch ist. Das andere Flipflop 79 der ersten Einrichtung 71, das durch dieses hohe Ausgangssignal des Flipflops 78 zurückgesetzt wurde, wird initialisiert, wobei dessen Ausgang V9 niedrig ist.
  • Ein Eingang des NOR-Gatters 96, 4 und 5, des Steuerimpulsformers 50 ist hoch, während zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme der andere Eingang niedrig ist, so dass dessen Ausgang niedrig ist. Der Anfangszustand der Schalteinrichtung 3 ist folglich "Aus".
  • Nach dem Initialisieren wird der Kondensator 88, 5, des Sägezahngenerators 72 durch die Konstantstromeinrichtung 87 aufgeladen, wobei seine Spannung V10 mit steigendem Verlauf zunimmt. So wie die Spannung am ausgangsseitigen Glättungskondensator 7 zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme niedrig ist, so ist die Ausgangsspannung des Ausgangsspannungsdetektors 8, die Spannung an der Transformator-Tertiärwicklung 23 und die Spannung V3 des Schaltspannungsdetektors 11 niedrig. Folglich hat das Summensignal V4, 6 und 7, eine Spannung, die geringer als die zweite Referenzspannung V12 ist, so dass keine Änderung des Ausgangs V6 des zweiten Komparators 47, 2, erfolgt. Die erste Einrichtung 71 des Steuerimpulsformers 50 bildet anschließend ein niedriges Ausgangssignal V9 auf deren Ausgangsleitung 86.
  • Dieser niedrige Ausgang V9 auf der Leitung 86 wird dadurch dem UND-Gatter 97, 5, des Sperrphasenimpulsformers 95 zugeführt. Der resultierende Ausgang des UND-Gatters 97 wird ungeachtet des Ausgangs V12 des Komparators zur Minimumsperrphasenbestimmung niedrig. Folglich werden zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme die Steuerimpulse V14 von dem Ausgang V11 der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 gebildet.
  • Wenn die Spannung V10 am Kondensator 88 des Sägezahngenerators 72 bis zur Referenzspannung Vb zur Maximumsperrphasenbestimmung ansteigt, wie durch die strichpunktierte Linie in den 6 und 7 angegeben, wird der Ausgang V11 des Komparators 94 hoch, wie ebenfalls durch die gestrichelte Linie in diesen Figuren angegeben ist. Das Flipflop 100 wird anschließend gesetzt, wobei dessen Ausgang V13 niedrig wird. Da anschließend beide Eingänge zum NOR-Gatter 96a des Steuerimpulsformers 50 niedrig sind, ist dessen Ausgang V14 hoch, so dass die Schalteinrichtung 3 geschlossen wird. Gleichzeitig wird der erste Entladeschalter 89 des Sägezahngenerators 72 geschlossen, so dass der Kondensator 88 entladen wird.
  • Nach dem Schließen der Schalteinrichtung 3 erfolgt mit einer Verzögerung infolge der Induktivität der Transformator-Primärwicklung 21 eine allmähliche Zunahme der Höhe des Stromes, der durch die Schalteinrichtung 3 und den Stromdetektorwiderstand 4 fließt. Das Summensignal V4 nimmt gleichzeitig mit der Spannung V2 am Widerstand 4 zu, so dass es die erste Referenzspannung Vr1 die zum Begrenzen des Wirbelstroms dient, überschreitet. Daraufhin wird der Ausgang V5 des ersten Komparators 46 unverzüglich hoch, so dass das Flipflop 100, 5, über das ODER-Gatter 99 gesetzt wird. Der resultierende Ausgang V13 dieses Flipflops 100 ist hoch. Wenn somit der Ausgang V14 des NOR-Gatters 96a niedrig wird, wird die Schalteinrichtung 3 ausgeschaltet. Der erste Entladeschalter 89 wird auch ausgeschaltet, wodurch sich der Kondensator 88 wieder aufladen kann.
  • Durch das Öffnen der Schalteinrichtung 3 wird die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6a leitend, wodurch sich folglich der Glättungskondensator 7 aufgrund der Spannung an der Transformator-Sekundärwicklung 22 infolge der Abgabe der Energie, die im Kern 20 des Transformators 2 während der Leitphase des Schalters gespeichert wurde, auflädt. Wenn die Spannung V10 am Kondensator 88 des Sägezahngenerators 72 wieder auf den Referenzspannungswert Vb zur Maximumsperrphasenbestimmung ansteigt, wird der Komparator 94 wieder hoch, so dass das Flipflop 100 gesetzt wird. Da sein Ausgang niedrig wird, wird der Ausgang V14 des NOR-Gatters 96 hoch und bewirkt somit ein Schließen des Schalters 3.
  • Der vorhergehende Betriebszyklus zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme wiederholt sich, bis das Summensignal V4 auf den zweiten Referenzspannungswert V12 ansteigt. Die Maximumsperrphase während dieser Inbetriebnahmephase, die durch die Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 bestimmt wird, erfolgt von t1 bis t9 in 6 und kann in der Praxis vierzig bis fünfzig Mikrosekunden betragen.
  • Das Summensignal V4 schneidet die zweite Referenzspannung V12 bei einem allmählichen Anstieg der Spannung am ausgangsseitigen Glättungskondensator 7 infolge der Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung 3 auf der Grundlage der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74. Danach ist der Ausgang V6 des zweiten Komparators 47 wie von t3 bis t7 in 6, und der Ausgang V9 der ersten Einrichtung 71 zur Sperrphasenbeendigung hoch, wie von t3 bis t8 in 6. Der "High"-Zustand auf der Ausgangsleitung 86, der ersten Einrichtung 71, 4 und 5 ermöglicht, dass der Ausgang V12 des Komparators 92 durch das UND-Gatter 97 durchgeschleift wird. Durch das Vergleichen der Sägezahnspannung V10 und der Referenzspannung Va der Quelle 91 zur Minimumsperrphasenbestimmung liefert der Komparator 92 das Ausgangssignal V12, das von t4 bis t8 in 6 hoch ist.
  • Um einen weichen Übergang zwischen dem Hochlastbetrieb und dem Niedriglastbetrieb zu ermöglichen, wird die Referenzspannung Va zur Minimumsperrphasenbestimmung auf die erste Minimumsperrphasen-Bestimmungsspannung Va1, wenn der Wandler wie in 6 mit einer hohen Last betrieben wird, und auf die zweite Minimumsperrphasen-Bestimmungsspannung Va2 im Niedriglastbetrieb eingestellt. Die erste Minimumsperrphase T1, die durch Referenzspannung Va1 festgelegt wird, und die zweite Minimumsperrphase T2, die durch die Referenzspannung Va2 festgelegt wird, werden wie folgt von einer zur anderen umgeschalten.
  • Die erste Minimumsperrphase T1 wird durch das Schließen des Schalters 103 eingestellt, wenn der "High"-Zustand des Ausgangs V13 des Sperrphasenimpulsformers 95, der von t1 bis t4 in 6 andauert, kürzer als der "High"-Zustand von t1 bis t8 des Ausgangs V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 ist. Die zweite Minimumsperrphase T2 wird durch das Öffnen des Schalters 103 eingestellt, wenn der "High"-Zustand von t1 bis t9 in 7 des Ausgangs V13 des Sperrphasenimpulsformers länger als der "High"-Zustand von t1 bis t6 des Ausgangs V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 ist. D.h., dass der Schalter 103 festgehalten wird, um die erste Minimumsperrphase T1 aufrechtzuerhalten, wenn, wie von t2 bis t4 in 8 angegeben, der "High"-Zustand des Ausgangs V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 oder die Dauer T0 der Flybackspannung länger als die erste Minimumsperrphase T1 ist, die von t2 bis t3 andauert.
  • Anschließend wird, wenn der "High"-Zustand des Ausgangs V17 des Flybackspannungsdetektors 101 oder die Dauer T0 der Flybackspannung kürzer als die erste Minimumsperrphase T1 wird, wie von t5 bis t6 in 8, der Schalter 103 ausgeschalten, wodurch die zweite Minimumsperrphase T2 eingestellt wird, wie von t5 bis t8. Zum Zeitpunkt des Übergangs von einer Niedriglast zu einer Hochlast wird das Ausgangssignal V17 des Flybackspannungsdetektors 101 länger als die zweite Minimumsperrphase T2, wie von t11 bis t13 in 8. Der Schalter 103 ist dann geschlossen, um die erste Minimumsperrphasenbestimmungsreferenzspannung Va1 einzustellen, so dass die erste Minimumsperrphase T1 bei t13 eingestellt wird.
  • Sollte die Referenzspannung Va der Minimumsperrphasenbestimmungsreferenzspannungsquelle 91 ungeachtet der veränderlichen Spannungsanforderung der Last konstant gehalten werden, könnten sich die Sperrphase Toff und die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 unregelmäßig ändern, wie zuvor beschrieben.
  • Im Gegensatz dazu beginnt gemäß der Erfindung der Hysteresebetrieb zu den Zeitpunkten, an denen eine Umkehr der zeitlichen Beziehung zwischen der Flybackspannungsdauer T0 und der ersten oder der zweiten Minimum-Sperrphase T1 oder T2 erfolgt. Somit erfolgt ein weiches Umschalten von einer Betriebsart, bei der die Sperrphasen Toff durch die Minimumsperrphase begrenzt sind, zu einer Betriebsart, bei der sie nicht begrenzt sind. Unregelmäßige Änderungen der Schaltfrequenz werden somit vermieden.
  • Der Betrieb in 6 erfolgt, wenn der Wandler zum Zeitpunkt der Inbetriebnahme mit einer hohen Last betrieben wird. Wird die Schalteinrichtung 3 bei t1 in 6 ausgeschalten, wird der Kondensator 5, der damit parallel geschaltet ist, aufgeladen, so dass eine Zunahme des allmählichen Anstiegs der Spannung V1 am Kondensator erfolgt. Somit erfolgt das Nullspannungsschalten der Schalteinrichtung 3 mit einer daraus resultierenden Verringerung der Schaltverluste. Die Rauscherzeugung beim Ausschalten ist ebenfalls begrenzt.
  • Die Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 werden durch das Vergleichen des Summensignals V4 mit der ersten und der zweiten Referenzspannung Vr1 und Vr2 bestimmt. Wenn die Ausgangsspannung V0 den Referenzwert überschreitet, nimmt die Ausgangsspannung des Spannungsdetektors 8 sowie das Summensignal V4 zu. Folglich erreicht das Summensignal V4 in Form eines Dreiecksignals, das von der Spannung V2 am Stromdetektorwiderstand 4 während der Leitphasen Ton und dem Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors 8 gebildet wird, die Referenzspannung V1 in einer kürzeren Zeit. Die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 werden anschließend kürzer, so dass weniger Energie im Transformator 2 gespeichert wird, bis die Ausgangsspannung V0 in den Normalzustand zurückkehrt.
  • Die Umkehrung des vorhergehenden Betriebs, der längere Leitphasen Ton zur Folge hat, erfolgt, wenn die Ausgangsspannung V0 kleiner als im Normalfall wird. Wenn sich die Leitphasen Ton verändern, verändern sich im Verhältnis auch die Sperrphasen Toff. Die Schaltfrequenz ändert die Steuerung der Ausgangsspannung V0. Die Schalteinrichtung 3 wird eingeschalten, wenn die Spannung V1 über dieser oder die Drain-Source-Spannung Vds infolge der Resonanz des Kondensators 5 und der Induktivität der Transformator-Primärwicklung 21 auf einen Minimumwert oder in etwa auf den Minimumwert abfällt. Folglich wird das Nullspannungsschalten der Einrichtung 3 durchgeführt, wenn sie eingeschalten wird, so dass Schaltverluste verringert sind.
  • Sowohl die Leitphasen Ton als auch die Sperrphasen Toff der Schalteinrichtung 3 verkürzen sich im Falle einer Änderung der Last 26 vom Hochlastzustand in 6 in Richtung zum Niedriglastzustand, d.h., einer Richtung, in der der Widerstandswert der Last zunimmt. Der "High"-Zustand des Ausgangs V17 des Flybackspannungsdauerdetektors 101 oder die Dauer T0 der Flybackspannung wird kürzer als die erste Minimumsperrphase T1. Anschließend wird die zweite Minimumsperrphase T2 eingestellt, so dass verhindert wird, dass die Sperrphasen Toff kürzer als die zweite Minimumsperrphase T2 werden.
  • Im Niedriglastbetrieb in 7 wird verhindert, dass die Schalteinrichtung 3 bei t6 eingeschaltet wird, wenn das Summensignal V4 zum ersten Mal die erste Referenzspannung Vr1 schneidet, woraufhin die im Transformator 2 gespeicherte Energie abgegeben wird; stattdessen wird die Schalteinrichtung 3 zum Zeitpunkt t10 eingeschaltet, der um einen Resonanzsignalzyklus später als der Zeitpunkt t6 ist. Die Spannung V1 an der Schalteinrichtung 3 entspricht bei t10 in 7 sowie bei t6 in etwa Null, so dass ein Nullspannungsschalten erfolgt, um Schaltverluste zu reduzieren.
  • Im Falle einer weiteren Abnahme der in 7 angenommenen Last verkürzen sich die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3, wie durch die Impulse von V14 dargestellt. Die Phasen Tx vom Beginn der Sperrphasen bis zum Ende der Abgabe der gespeicherten Energie werden ebenfalls kürzer, und die Pseudoresonanzperioden Ty werden länger. Die Schalteinrichtung 3 wird im ersten unteren Bereich des Resonanzsignals nach dem Ende jeder Minimumsperrphase T2 eingeschalten.
  • Durch die erste offenbarte Ausführungsform der Erfindung werden die folgenden Vorteile erreicht:
    • 1. Da die Minimumsperrphase T2 eingestellt wird, werden die Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 nicht kleiner als diese Minimumsperrphase. Die Anzahl der Schaltvorgänge pro Zeiteinheit ist daher reduziert, und auch der Effektivwert der Schaltverluste der Schalteinrichtung 3 ist reduziert, so dass der Wirkungsgrad des Wandlers unter Niedriglast verbessert ist. Die Erzeugung von Schaltrauschen wird ebenfalls verhindert.
    • 2. Die Umschaltung zwischen der ersten und der zweiten Minimumsperrphase T1 und T2 erfolgt durch Vergleichen dieser Minimumsperrphasen mit der Flybackspannungsdauer T0, so dass ein weicher Übergang zwischen dem Schaltbetrieb bei Begrenzung der zweiten Minimumsperrphase T2 und dem Schaltbetrieb ohne deren Begrenzung erfolgt. Folglich ist der Schaltbetrieb unter Begrenzung der zweiten Minimumsperrphase sowie die Konstantspannungssteuerung der Ausgangsspannung V0 stabilisiert. Eine unregelmäßige Veränderung der Schaltfrequenz wird ebenfalls verhindert, so dass die Rauscherzeugung einfacher in Grenzen gehalten werden kann. Die Erzeugung von hörbarem magnetostriktiven Rauschen des Transformators 2 ist ebenfalls vermeidbar.
    • 3. Trotz des Einstellens der Minimumsperrphasen T1 und T2 sind die Schaltverluste aufgrund des Nullspannungseinschaltens der Schalteinrichtung durch Pseudoresonanz verringert.
    • 4. Die Schaltfrequenz im Niedriglastbetrieb kann auf unter 150 Kilohertz (z.B. 100 Kilohertz) gehalten werden, auch wenn die Schaltfrequenz im Hochlast- oder Normalbetrieb relativ hoch eingestellt ist. Die Minimum-Schaltfrequenz im Normallastbetrieb kann daher relativ hoch gehalten werden. Da die Verluste am Transformator 2 verringert sind, kann dieser in der Größe reduziert werden.
    • 5. Aufgrund der Begrenzung durch die zweite Minimumsperrphase T2, sind die Sperrphasen Toff bei niedriger Last sowie die Leitphasen Ton relativ lange. Dadurch, dass der Last 26 eine bestimmte Leistung zugeführt wird, bewirkt eine Zunahme der Sperrphasen Toff eine Zunahme der Leitphasen Ton. Längere Leitphasen Ton ermöglichen eine einfachere Unterscheidung zwischen dem Stromdetektorsignal V2 und dem Rauschen. D.h., dass der erste Komparator 46 eine größere Rauschbandbreite hat. Darüber hinaus können in den Fällen, bei denen keine Verbesserung der Rauschbandbreite erwünscht ist, die Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 über einen größeren Bereich als vorher gesteuert werden.
    • 6. Da das Summensignal V4 gebildet wird, um es der Steuereinrichtung 13 des integrierten Schaltkreises zuzuführen, benötigt die Steuereinrichtung keine zwei unabhängigen Eingangsanschlüsse für den ersten und den zweiten Komparator 46 und 47. Der integrierte Schaltkreis hat daher einen einfacheren Aufbau, wodurch die Herstellungskosten der Steuereinrichtung reduziert werden können.
    • 7. Der Ausgang des Sägezahngenerators 72 wird von dem Komparator 92 zur Minimumsperrphasenbestimmung und von dem Komparator 94 zur Maximumsperrphasenbestimmung verwendet. Die Steuereinrichtung 13 hat folglich einen einfacheren Aufbau, eine geringere Größe und ist kostengünstiger herstellbar.
    • 8. Da der Steuerimpulsformer 50 aus zwei Einrichtungen 71 und 96 mit einem Logikschaltkreisaufbau besteht, ist der Steuerimpulsformer 50 einfacher herzustellen.
  • Zweite bevorzugte Ausführungsform
  • Eine zweite bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung wird im Folgenden anhand der 10 beschrieben. In dieser 10 sowie in den 11 bis 31, in denen die dritte bis zwölfte Ausführungsform der Erfindung gezeigt sind, werden Teile, die im Wesentlichen den in den 1 bis 9 gezeigten Teilen ähnlich sind, mit denselben Bezugszeichen angegeben, wobei deren Beschreibung entfällt. Darüber hinaus wird im Laufe der Beschreibung der zweiten bis zwölften Ausführungsform der Erfindung im Bedarfsfall auf die 1 bis 9 Bezug genommen.
  • Die zweite bevorzugte Ausführungsform des in 10 gezeigten DC/DC-Wandlers ist ähnlich dem in 1 gezeigten Wandler, mit der Ausnahme, dass der Schaltspannungsdetektor 11 direkt mit der Reihenschaltung aus Schalteinrichtung 3 und Stromdetektorwiderstand 4 parallel geschaltet ist. Der Wandler in 10 eignet sich für Anwendungen, bei denen die Spannung V1 niedrig ist, wenn die Schalteinrichtung ausgeschaltet ist. Ist die Spannung V1 an der Schalteinrichtung 3 hoch, wenn diese ausgeschaltet ist, kann entweder der Widerstand 33 des Schaltspannungsdetektors 11 erhöht werden oder die Impedanz der Impedanz-Schalteinrichtung 53 in 2, wenn die Schalteinrichtung ausgeschaltet ist, verringert werden. Durch diese zweite Ausführungsform werden die gleichen Vorteile wie durch die erste Ausführungsform.
  • Dritte bevorzugte Ausführungsform
  • Die dritte bevorzugte Ausführungsform des in 11 gezeigten DC/DC-Wandlers entspricht dem Wandler in 1 mit der Ausnahme, dass der Ausgangsspannungsdetektor 8, die lichtemittierende Diode 9 und der Phototransistor 10 fehlen. Der Glättungskondensator 37 der Steuerungs-Stromversorgung ist mit der Summiereinrichtung 12 über den Widerstand 41 verbunden. Durch das Aufladen auf eine Spannung proportional zur Spannung am ausgangsseitigen Gleichrichter- und Glättungskondensator 7 hat, wenn die Schalteinrichtung 3 ausgeschalten ist, der Kondensator 37 eine Spannung in etwa proportional zur Ausgangsspannung V0. Die Ausgangsspannung V0 kann daher aus der Spannung über dem Kondensator 37 ermittelt werden.
  • In 11 fungieren die Gleichrichter- und Glättungsschaltung 14 und die Transformator-Tertiärwicklung 23 zusammen als eine Steuerungs-Stromversorgung und darüber hinaus als ein Ausgangsspannungsdetektor. Die Spannung am Kondensator 37 wird über den Widerstand 41 an der Summiereinrichtung 12 angelegt, wodurch das Summensignal V4 gebildet wird. Der Widerstand 41 dient in diesem Fall zur Ausgangsspannungsdetektion oder als Teil der Summiereinrichtung 12. Diese dritte Ausführungsform, die sich folglich von der Ausführungsform in 1 lediglich in dem Verfahren zur Erfassung der Ausgangsspannung V0 unterscheidet, besitzt dieselben Vorteile wie die erste Ausführungsform.
  • Vierte bevorzugte Ausführungsform
  • In 12 ist eine vierte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung gezeigt, die dem Wandler in 1 darin ähnlich ist, dass sie einen Schaltspannungsdetektor 11a hat, der im Aufbau ähnlich dem Schaltspannungsdetektor 11 in 1 ist, mit der Ausnahme, dass die Diode 32 und der Kondensator 34 fehlen. Der modifizierte Schaltspannungsdetektor 11a besteht aus der Diode 31 und einem Widerstand 33, und die Transformator-Tertiärwicklung 23 ist über die Diode 31 und dem Widerstand 33 mit der Summiereinrichtung 12 verbunden.
  • Die Verzögerung aufgrund des Kondensators 34 der Ausführungsform in 1 ist bei dieser Ausführungsform in 12 nicht erreichbar. Es kann jedoch das Summensignal V4, welches die verzögerte Komponente der Spannung V1 an der Schalteinrichtung 3 während ihrer Sperrphasen enthält, aufgrund der Streukapazität des modifizierten Schaltspannungsdetektors 11a und des Kondensators 39 der Summiereinrichtung 12 gebildet werden.
  • Die Ausführungsform in 12, die mit Ausnahme des Schaltspannungsdetektors 11a der Ausführungsform in 1 ähnlich ist, hat daher dieselben Vorteile.
  • Fünfte bevorzugte Ausführungsform
  • Die fünfte bevorzugte Ausführungsform des in 13 gezeigten DC/DC-Wandlers ist ähnlich der Ausführungsform in 1, mit der Ausnahme, dass die erste Einrichtung 71 zur Sperrphasenbeendigung und der Flybackspannungsdauerdetektor 101 der ersten Ausführungsform modifiziert sind, wie bei 71a bzw. 101a in 13 gezeigt.
  • Die modifizierte erste Einrichtung 71a zur Sperrphasenbeendigung ist der Einrichtung 71 in 4 ähnlich, mit der Ausnahme, dass der Signalformer 77 fehlt. Folglich umfasst die modifizierte Einrichtung 71a nur das D-Flipflop 78 und das Flipflop 79 mit Rücksetzpriorität. Das Flipflop 78 hat einen Takteingang T, der mit dem ersten Komparator 46, 2, über einen Leiter 55a verbunden ist, und einen Dateneingang D, der mit dem invertierenden Ausgang des Flipflops 100, 5, über den Leiter 85 verbunden ist. Wird das Signal V13 auf dem Leiter 85 synchron mit der abfallenden Flanke der Ausgangsimpulse, wie bei V5 in den 14 und 15 gezeigt, von dem ersten Komparator 46 zugeführt, gibt das Flipflop 78 das Signal V8 an seinem invertierenden Ausgang ab. Das andere Flipflop 79 gibt, wie in 4 gezeigt, das Signal V9 ab, um es dem Sperrphasenimpulsformer 95, 5, zuzuführen.
  • Der modifizierte Flybackspannungsdauerdetektor 101a in 13, der die Verzögerungseinrichtung 104 und das NOR-Gatter 105 aufweist, ist ähnlich seinem Gegenstück 100 in 5, mit der Ausnahme, dass das Flipflop 106 und das UND-Gatter 107 fehlen. Die Verzögerungseinrichtung 104 ist mit dem Leiter 55a verbunden, um den Ausgang V5 des ersten Komparators 46 eine leichte Verzögerung zu verleihen. Das NOR-Gatter 105 hat einen Eingang, der direkt mit dem ersten Komparator-Ausgangsleiter 55a verbunden ist, und einen weiteren Eingang zur Verzögerungseinrichtung 104. Wie in den beiden 14 und 15 gezeigt, liefert das NOR-Gatter somit das Flybackdetektorsignal V17 ähnlich wie in den 6 und 7 gezeigt.
  • Diese fünfte Ausführungsform hat den Vorteil eines vereinfachten Aufbaus der ersten Einrichtung 71a zur Sperrphasenbeendigung und des Flybackspannungsdetektors 101a zusätzlich zu den in Verbindung mit der ersten Ausführungsform dargelegten Vorteilen. Diese Ausführungsform ist jedoch bei hohen Schaltfrequenzen nicht besonders geeignet, sondern eignet sich vielmehr bei niedrigen Frequenzen, da sie die abfallenden Flanken der ersten Komparator-Ausgangsimpulse V5 verwendet, wie bei t1 und t10 in 14 und t1, t11 und t14 in 15 gezeigt.
  • Sechste bevorzugte Ausführungsform
  • Die sechste bevorzugte Ausführungsform des in 16 gezeigten DC/DC-Wandlers unterscheidet sich von der Ausführungsform in 1 dadurch, dass sie eine modifizierte Summiereinrichtung 12a, eine modifizierte Steuereinrichtung 13a und einen modifizierten Schaltspannungsdetektor 11b hat. Die modifizierte Summiereinrichtung 12a weist nicht den daran angeschlossenen modifizierten Schaltspannungsdetektor 11b auf. Folglich gibt die modifizierte Summiereinrichtung 12a ein modifiziertes Summensignal V4' ab, welches charakteristisch für die Summe des Stromdetektorsignals V2 des Stromdetektorwiderstands 4 und des Ausgangssignals des Spannungsdetektors 8 ist, und das dem Anschluss 44a der modifizierten Steuereinrichtung 13a zugeführt wird. Die Ausgangsleitung 35 des modifizierten Schaltspannungsdetektors 11b ist mit dem neu hinzugekommenen Anschluss 44b der Steuereinrichtung 13a verbunden. Dieser Schaltspannungsdetektor 11b ist analog zum Schaltspannungsdetektor 11 in 1, jedoch mit der Ausnahme, dass die Diode 32 und die Parallelschaltung eines Entladewiderstands R11 mit dem Kondensator 34 fehlen.
  • Wie in 17 detailliert gezeigt, ist die modifizierte Steuereinrichtung 13a der Steuereinrichtung 13 in 2 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass der Impedanzwandler 53 weggelassen wurde, der positive Eingang des ersten Komparators 46 mit einem Anschluss 44a verbunden ist, der positive Eingang des zweiten Komparators 47 mit einem weiteren Anschluss 44b verbunden ist, der hier neu hinzugekommen ist, und ein geringfügig modifizierter Steuerimpulsformer 50a anstelle der Einrichtung 50 in 2 vorgesehen ist. Zusätzlich können, wie in 17 gezeigt, ein oder mehrere Impedanzwandler ähnlich der Einrichtung 53 in 2 zwischen dem Eingangsanschluss 44a und dem Masseanschluss und/oder zwischen dem Eingangsanschluss 44b und dem Masseanschluss vorgesehen sein.
  • Wie sowohl der 19, bei der die Spannungssignale in verschiedenen Abschnitten des Wandlers in 17 auftreten, wenn er mit einer hohen Last betrieben wird, als auch der 20, die ein ähnliches Signaldiagramm zeigt, wenn der Wandler mit einer niedrigen Last betrieben wird, entnehmbar ist, vergleicht der erste Komparator 46 das sägezahnähnliche Summensignal V4' und die erste Referenzspannung Vr1' und bildet ein erstes Komparator-Ausgangssignal V5. Dieses erste Komparator-Ausgangssignal V5 enthält Impulse, die charakteristisch jeweils für das Ende der Sperrphasen Ton der Schalteinrichtung 3 sind.
  • Der zweite Komparator 47 vergleicht das Schaltspannungssignal V3 und die zweite Referenzspannung Vr2 der Spannungsquelle 49' und erzeugt ein Ausgangssignal V6. Wie darüber hinaus den 19 und 20 entnehmbar ist, werden durch die abfallenden Flanken der Impulse, die in dem Ausgangssignal V6' des zweiten Komparators 47 enthalten sind, die Zeitpunkte angegeben, bei denen die Spannung V1 an der Schalteinrichtung 3 auf in etwa Null abfällt.
  • Der modifizierte Steuerimpulsformer 50a in 17 ist seinem Gegenstück 50 in 3 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass die erste Einrichtung 71 zur Sperrphasenbeendigung, die in der Einrichtung 50 in 3 enthalten ist, modifiziert ist, wie bei 71b in 18 angegeben. Die modifizierte erste Einrichtung 71b ist ihrem Gegenstück 71 in 4 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass sie einen modifizierten Signalformer 77b enthält. Der modifizierte Signalformer 77b kann das Ausgangssignal V7 in den 19 und 20 in Reaktion auf das erste und das zweite Komparator-Ausgangssignal V5' und V6' in den 19 und 20 und die Steuerimpulse V14 auf der Leitung 84, 5, bilden. Der Signalverlauf V7 in den 19 und 20, der mit dem Signalverlauf V7 in den 6 und 7 identisch ist, kann wie bei der ersten offenbarten Ausführungsform der Erfindung verwendet werden. Folglich besitzt diese sechste Ausführungsform, mit Ausnahme des zusätzlichen Eingangsanschlusses 44b, dieselben Vorteile wie die erste Ausführungsform.
  • 19 zeigt den Signalverlauf der Signale V1, V4', V3, V5,' V6', V7, V9 und V14 der Ausführungsform in den 16 bis 18 genauso wie deren Gegenstücke in 6, wenn der Wandler in 16 mit einer hohen Last betrieben wird. 20 zeigt den Signalverlauf derselben Signale V1, V4', V3, V5', V6', V7, V9 und V14 der Ausführungsform in den 16 bis 18 genauso wie deren Gegenstücke in 7, wenn der Wandler in 16 mit einer niedrigen Last betrieben wird. Das Ende der Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 wird jeweils durch die Impulse des Signals V5' bestimmt. Andererseits werden die Anfangszeitpunkte der Leitphasen Ton oder die Endzeitpunkte der Sperrphasen Toff bestimmt, wenn das Sperrphasenbeendigungssignal V9 nach der ersten Minimumsperrphase T1 oder der zweiten Minimumsperrphase T2 niedrig wird, die wie bei der ersten offenbarten Ausführungsform durch den Minimumsperrphasen-Bestimmungskomparator 92 bestimmt wurden.
  • Da die erste und die zweite Minimumsperrphase T1 und T2 wie bei der ersten offenbarten Ausführungsform sind, hat die sechste bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers somit dieselben Vorteile.
  • Siebte bevorzugte Ausführungsform
  • Eine siebte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers wird im Folgenden anhand der 21 bis 26 beschrieben. Wie sich aus einem Vergleich der 1 und 21 ergibt, unterscheidet sich die siebte bevorzugte Ausführungsform von der ersten Ausführungsform dadurch, dass die Summiereinrichtung 12 fehlt und eine modifizierte Steuereinrichtung 13b und ein modifizierter Schaltspannungsdetektor 11b vorgesehen sind. Die modifizierte Steuereinrichtung 13b hat einen Spannungsrückführungssteuersignal-Eingangsanschluss 44a', einen Schaltspannungsdetektorsignal-Eingangsanschluss 44b, und einen Stromdetektorsignal-Eingangsanschluss 44c. Der Spannungsrückführungssteuerungssignal-Eingangsanschluss 44a', der mit dem Phototransistor 10 verbunden ist, führt ein Stromsignal I2, zu, das charakteristisch für die Spannung V0 zwischen den beiden DC-Ausgangsanschlüssen 24 und 25 ist. Der Schaltspannungsdetektorsignal-Eingangsanschluss 44b entspricht dem Anschluss, der mit demselben Bezugszeichen in 16 angegebenen ist, und ist mit dem Schaltspannungsdetektor 11b, der denselben Aufbau wie in 16 hat, verbunden. Der Stromdetektorsignal-Eingangsanschluss 44c ist mit dem Stromdetektorwiderstand 4, um die Spannung V2 an diesem zum Schutz vor einen Überstrom zuzuführen.
  • Die modifizierte Steuereinrichtung 13b ist wie in 22 gezeigt aufgebaut. Diese Einrichtung 13b ist ihrem Gegenstück 13a in 17 darin ähnlich, dass sie einen Komparator 46a zur Leitphasenbeendigung und einen Komparator 46b zum Überstromschutz anstelle des Komparators 46 der Steuereinrichtung 13a in 17 hat, und auch darin, dass sie darüber hinaus einen Sägezahngenerator 111 zur Leitphasenbeendigung und einen modifizierten Sperrphasensignalgenerator 73a hat. Ähnlich ihrem Gegenstück in 17 ist der Komparator 47 zur Sperrphasenbeendigung mit dem Schaltspannungsdetektorsignal-Eingangsanschluss 44b zu demselben Zweck verbunden.
  • Der Sägezahngenerator 111 zur Sperrphasenbeendigung umfasst einen Kondensator 112, einen Entladeschalter 113 und einen NICHT-Schaltkreis 114. Der Kondensator 112, der mit dem Spannungsrückführungssteuersignal-Eingangsanschluss 44a verbunden ist, wird durch den Strom I2, der über den Phototransistor 10, 21, zugeführt wird, aufgeladen. Der Strom I2 ist proportional zur Ausgangsspannung V0, so dass der Kondensator 112 mit einer Geschwindigkeit abhängig von der Ausgangsspannung aufgeladen wird.
  • Der Entladeschalter 113, der in Form eines Transistors vorgesehen ist und der mit dem Kondensator 112 parallel geschaltet ist, ist mit seinem Steueranschluss oder der Basis über den NICHT-Schaltkreis 114 mit der Leitung 57 verbunden, über welche das Schaltsteuersignal zugeführt wird, welches bei V14 in 6 angegeben ist. Der Transistor 113 ist daher während der Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 nichtleitend und während deren Sperrphasen Toff leitend. Der Kondensator 112 wird während der Leitphasen des Schalters 113 entladen und verhindert, dass er sich auflädt. Während der Sperrphasen des Schalters 113 wird der Kondensator 112 andererseits mit dem Strom I2, der durch den Phototransistor 10 in 21 zugeführt wird, nach und nach aufgeladen. Die Spannung V4a am Kondensator 112 ist daher sägezahnförmig.
  • Der Komparator 46a zur Leitphasenbeendigung ist mit seinem positiven Eingang mit dem Kondensator 112 verbunden und mit seinem negativen Eingang mit der ersten Referenzspannungsquelle 48a verbunden. Folglich erzeugt der Komparator 46a, der die Sägezahnspannung V4a am Kondensator 112 mit der ersten Referenzspannung Vr1a der Quelle 48a, die beide in den 25 und 26 aufgezeichnet sind, vergleicht, Impulse, die in den 25 und 26 bei V5' angegeben sind, wenn die Sägezahnspannung V4a bis zur Referenzspannung Vr1a ansteigt. Diese Impulse V5' werden verwendet, um die Leitphasen der Schalteinrichtung 3 zu beenden. Der Kondensator 112 wird relativ schnell aufgeladen, wenn die Ausgangsspannung V0 höher als die Referenzspannung ist, so dass die Spannung V4a am Kondensator 112 die Referenzspannung Vr1a genauso schnell erreicht, wodurch sich die Leitphase Ton der Schalteinrichtung 3 verkürzt. Eine Umkehrung dieses Vorgangs erfolgt, wenn die Ausgangsspannung V0 niedriger als die Referenzspannung ist. Es ist somit ersichtlich, dass die Spannung V4a am Kondensator 112, 22, dieselben Funktionen wie das Summensignal V4 der Ausführungsform in 1 erfüllt.
  • Der Komparator 46b für den Überstromschutz ist mit seinem positiven Eingang mit dem Stromdetektorsignal-Eingangsanschluss 44c und mit seinem negativen Eingang mit der Quelle 48b der Referenzspannung Vr1b verbunden. Diese Referenzspannung Vr1b wird höher eingestellt als die Detektor-Spitzenspannung V2 des durch die Schalteinrichtung 3 fließenden Stroms im Niedriglastbetrieb. Überschreitet das Stromdetektorsignal die Referenzspannung Vr1b, wird der Komparator 46b hoch und zeigt einen Überstromzustand an. Der "High"-Ausgang wird über die Leitung 55b dem Impulsgenerator 50b zugeführt.
  • 23 zeigt dieselben Teile des Wandlers in 21, wie sie in 3 für den Wandler in 1 gezeigt sind. Der Steuerimpulsformer 50a, der in dieser Figur gezeigt ist, hat denselben Aufbau wie der, der durch dieselben Bezugszeichen in den 17 und 18 angegeben ist. Die erste Einrichtung 71b zur Sperrphasenbeendigung hat denselben Aufbau wie die Einrichtung, die durch dieselben Bezugszeichen in 18 angegeben ist.
  • Der Sperrphasensignalgenerator 73a, 23, ist seinem Gegenstück 73 in 3 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass ein Sperrphasenimpulsformer 95a vorgesehen ist, der eine Modifizierung des Sperrphasenimpulsformers 95 in 3 ist. Der modifizierte Sperrphasenimpulsformer 85a hat zwei Leiter 55a und 55b, die anstelle des Leiters 55 in 3 an diesen angeschlossen sind.
  • Wie 24 genauer gezeigt, in welcher Abschnitte gezeigt sind, die denjenigen in 5 ähnlich sind, ist der Sperrphasenimpulsformer 95a seinem Gegenstück in 5 ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass das Zwei-Eingangs-ODER-Gatter 99 in 5 durch ein Drei-Eingangs-ODER-Gatter 99a ersetzt ist. Das ODER-Gatter 99a hat einen ersten Eingang, der, wie in 5, mit dem Leiter 63 verbunden ist, einen zweiten Eingang, der mit dem Leiter 55a verbunden ist, über den das Signal V5' übertragen wird, das charakteristisch für die Beendigung der Leitphasen ist und einen dritten Eingang, der mit dem Überstromdetektorsignalleiter 55b verbunden ist. Der Leiter 55a ist mit dem Komparator 46a verbunden, 22, und der Leiter 55b ist mit dem Komparator 46b, 22, verbunden. Das ODER-Gatter 99a setzt das Flipflop 100 zurück, wenn sämtliche seiner drei Anschlüsse hoch sind.
  • 25 zeigt wie 6 die Signalverläufe V1, V4a, V3, V5', V6', V7, V9 und V14, die in verschiedenen Abschnitten der Ausführungsform in den 21 bis 24 auftreten, wenn die Last 26 hoch ist. 26 zeigt in ähnlicher Weise die Signalverläufe V1, V4a, V3, V5', V6', V7, V9 und V14, die in verschiedenen Abschnitten der Ausführungsform in den 21 bis 24 auftreten, wenn die Last 26 niedrig ist. Die Endzeitpunkte der Leitphasen Ton der Schalteinrichtung 3 werden jeweils durch die Impulse des Signals V5' bestimmt. Die Anfangszeitpunkte der Leitphasen Ton oder die Endzeitpunkte der Sperrphasen Toff werden jeweils bestimmt, wenn das Sperrphasen-Beendigungssignal V9 nach dem Ende der ersten Minimumsperrphase T1 oder der zweiten Minimumsperrphase T2, die durch den Sperrphasensignalgenerator 73 wie bei der ersten Ausführungsform der Erfindung festgelegt werden, niedrig wird.
  • Die siebte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers hat, wie die erste bevorzugte Ausführungsform, die erste und die zweite Minimumsperrphase T1 und T2, so dass sie somit dieselben Vorteile aufweist.
  • Achte bevorzugte Ausführungsform
  • 27 zeigt eine achte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung, der sich von dem Wandler in 1 dadurch unterscheidet, dass er einen Reaktor 2a anstelle des Transformators 2 und kein Äquivalent zur Transformator-Sekundärwicklung 22 hat. Die ausgangsseitige Gleichrichter- und Glättungsschaltung 6 ist mit der Schalteinrichtung 3 parallel geschaltet, um die in der Primärwicklung 21 während der Leitphasen der Schalteinrichtung 3 gespeicherte Energie der Last 26 während der Sperrphasen der Schalteinrichtung zuführen zu können. Energie wird in dem Reaktor 2a während der Leitphasen der Schalteinrichtung 3 gespeichert, da dann die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6 umgekehrt vorgespannt ist. Andererseits wird während der Sperrphasen der Schalteinrichtung 3 die ausgangsseitige Gleichrichterdiode 6 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, so dass die gespeicherte Energie von dem Reaktor 2a abgegeben wird. Der Kondensator 7 wird somit mit der Summe der DC-Spannung der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 1 und der Spannung der Primärwicklung 21 aufgeladen. D.h., dass dieser DC/DC-Wandler als ein Aufwärts-Schaltregler arbeitet.
  • Der Wandler in 27 hat dieselbe Steuereinrichtung 13 wie der Wandler der ersten offenbarten Ausführungsform und besitzt somit dieselben Vorteile. Die Steuereinrichtung 13 in 27 wird durch die beiden Steuereinrichtungen 13a und 13b der sechsten und der siebten Ausführungsform ersetzt.
  • Neunte bevorzugte Ausführungsform
  • Die in 28 gezeigte neunte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers ist der in 1 gezeigten Ausführungsform ähnlich, mit der Ausnahme, dass ein Schalter 110 zwischen dem Schaltspannungsdetektor 11 und der Summiereinrichtung 12 vorgesehen ist. Der Schalter 110 kann den Spannungsdetektor 11 von der Summiereinrichtung 12 trennen, wenn die Spannungsanforderung der Last 26 sehr gering ist, wie es beim Standby-Modus der Fall ist.
  • Ist der Schalter 110 geöffnet, ist das Ausgangssignal des Schaltspannungsdetektors 11 nicht bei der Erzeugung der Steuerimpulse V14 für die Schalteinrichtung 3 beteiligt. Wie bei der Inbetriebnahme des Wandlers, werden die Steuerimpulse V14 unabhängig vom Ausgangssignal der Minimumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 13 gebildet, und die Sperrphasen Toff werden aus dem Ausgangssignal der Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung 74 bestimmt. Die Schalteinrichtung 3 kann dann mit einer relativ niedrigen Schaltfrequenz betrieben werden, so dass die Anzahl der Schaltvorgänge pro Zeiteinheit sogar niedriger sein kann, wie wenn die Schalteinrichtung unter Begrenzung der zweiten Minimumsperrphase T2 gesteuert wird. Das Nullspannungsschalten der Schalteinrichtung 3 aufgrund von Resonanz, wenn sie eingeschaltet wird, erfolgt nicht in diesem Standby-Modus, bei dem der Schalter 110 offen ist. Der Wirkungsgrad des DC/DC-Wandlers wird durch eine drastische Verringerung der Schaltvorgänge verbessert.
  • Zusätzlich zu der in Verbindung mit der ersten offenbarten Ausführungsform der Erfindung dargelegten Vorteile, hat diese neunte Ausführungsform den Vorteil, dass sie jeden der drei unterschiedlichen Steuermodi abhängig von der Last annehmen kann. Der höchste Wirkungsgrad kann entsprechend der Höhe der Last erreicht werden. Der Schalter 110 in 28 kann bei jeder der zweiten bis achten Ausführungsform der Erfindung vorgesehen sein.
  • Zehnte bevorzugte Ausführungsform
  • Die zehnte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung ist analog der Ausführungsform in den 1 bis 5, mit der Ausnahme, dass der Sperrphasensignalgenerator 73, 5, der letzteren zu einem Minimumsperrphasensignalgenerator modifiziert ist, wie bei 120 in 29 gezeigt. Der modifizierte Minimumsperrphasensignalgenerator 120 hat einen ersten und einen zweiten Minimumsperrphasensignalgenerator 121 und 122, um unabhängig die erste und die zweite Minimumsperrphase T1 und T2 einstellen zu können. Der erste und der zweite Minimumsperrphasensignalgenerator 121 und 122 erzeugen Signale, die charakteristisch für die erste und die zweite Minimumsperrphase T1 und T2 sind, die bei V13 in den 6 und 7 angegeben sind, in Reaktion auf die abfallenden Flanken der Impulse V14, in den 6 und 7, um die Schalteinrichtung 3 zu schließen.
  • Zwischen dem ersten und dem zweiten Minimumsperrphasensignalgenerator 121 und 122 und deren gemeinsamen Ausgangsleiter 125 sind ein erster und ein zweiter Auswahlschalter 123 und 124 angeschlossen, die wahlweise durch eine Schaltsteuereinrichtung 126 umfassend einen NICHT-Schaltkreis 127 ein- und ausgeschaltet werden. Die Schaltsteuereinrichtung 128 ist mit ihrem Eingangsleiter 128 mit einem Äquivalent des Flipflops 102 verbunden, 5. Der Eingangsleiter 128 ist direkt mit dem Steueranschluss des ersten Auswahlschalters 123 und über den NICHT-Schaltkreis 127 mit dem Steueranschluss des zweiten Auswahlschalters 124 verbunden. Folglich werden der erste und der zweite Auswahlschalter 123 und 124 gegenphasig betätigt.
  • Insbesondere wird, wenn das Signal V18 auf der Eingangsleitung 128, wie in 6 gezeigt, hoch ist, wodurch angegeben wird, dass T1 kleiner als T0 ist, der erste Auswahlschalter 123 geschlossen, so dass folglich das erste Minimumsperrphasensignal, das im Wesentlichen mit dem bei V13 in 6 gezeigten identisch ist, dem NOR-Schaltkreis 96, 5, usw. über die Ausgangsleitung 125 zugeführt wird. Andererseits wird, wenn das Signal V18 auf der Eingansleitung 128, wie in 17 gezeigt, niedrig ist, wodurch angegeben wird, dass T0 kleiner als T2 ist, der zweite Auswahlschalter 124 geschlossen. Es wird dann ein zweites Minimumsperrphasensignal erhalten, das im Wesentlichen gleich dem bei V13 in 7 gezeigten Signal ist. Folglich hat die zehnte Ausführungsform der Erfindung dieselben Vorteile wie die erste Ausführungsform.
  • Der Minimumsperrphasensignalgenerator 120 in 29 kann auch bei der zweiten bis neunten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung verwendet werden.
  • Elfte bevorzugte Ausführungsform
  • 30 zeigt eine Modifizierung 120' des in 29 gezeigten Minimumsperrphasensignalgenerators 120. Der modifizierte Minimumsperrphasensignalgenerator 120' ist dem ursprünglichen Schaltkreis 120 ähnlich, mit der Ausnahme, dass der erste Auswahlschalter 123 fehlt.
  • Der einzige Schalter 124 der in 30 gezeigten Ausführungsform muss ausgeschalten werden, wenn Impulse für die erste Minimumsperrphase T1 benötigt werden, und eingeschalten werden, wenn Impulse für die zweite Minimumsperrphase T2 benötigt werden. Folglich werden sowohl der erste als auch der zweite Minimumsperrphasensignalgenerator 121 und 122 mit dem Ausgangsleiter 125 verbunden, wenn die zweiten Minimumsperrphasenimpulse T2 benötigt werden. Da jedoch die beiden Minimumsperrphasensignalgeneratoren 121 und 122 synchron die ersten Minimumsperrphasenimpulse und die zweiten Minimumsperrphasenimpulse abgeben, werden die ersten Minimumsperrphasenimpulse durch die zweiten Minimumsperrphasenimpulse ausgeblendet. Folglich arbeitet der in 30 gezeigte Minimumsperrphasensignalgenerator 120' in derselben Weise wie die in 29 gezeigte Einrichtung.
  • Der zweite Minimumsperrphasensignalgenerator 122 der in 30 gezeigten Einrichtung kann durch die in 8 gezeigte Einrichtung zum Erzeugen der Impulse, die charakteristisch für die Differenz Ta zwischen T1 und T2 sind, ersetzt werden. In diesem Fall werden, wenn die zweite Minimumsperrphase T2 benötigt wird, Impulse erhalten, die charakteristisch für die Summe der ersten Minimumsperrphase T1 und der zusätzlichen Phase Ta sind.
  • Zwölfte bevorzugte Ausführungsform
  • Die zwölfte bevorzugte Ausführungsform des DC/DC-Wandlers gemäß der Erfindung ist der in den 16 bis 18 gezeigten sechsten Ausführung ähnlich, jedoch mit der Ausnahme, dass der Flybackspannungsdauerdetektor 101 und die Beurteilungseinrichtung 102 dieser Ausführungsform modifiziert sind, wie in 31 gezeigt. Bei der sechsten Ausführungsform dienen die Mittel zum Zuführen des Signals, welches charakteristisch für die Flybackspannungsdauer ist, auch als der Schaltspannungsdetektor 11b und die erste Einrichtung 71b zur Sperrphasenbeendigung. Andererseits ist bei dieser in 31 gezeigten zwölften Ausführungsform der Flybackspannungsdauerdetektor 130 direkt mit der Tertiärwicklung 23 des in 16 gezeigten Transformators 2 verbunden.
  • Der Flybackspannungsdauerdetektor 130 umfasst einen Signalformer 131 und einen Flybackphasenextrahierer 132. Der Signalformer 131 umfasst einen Komparator zum Umformen der Spannung über der Tertiärwicklung 23 in eine Rechteckspannung und folglich zum Zuführen eines Signals, welches im Wesentlichen identisch mit dem bei V7 in den 19 und 20 gezeigten Signal ist. Der Flybackphasenextrahierer 132, der mit diesem Signalformer 131 verbunden ist, kann die Impulse, die charakteristisch für die Flybackspannungsperioden T0 sind, durch das Eliminieren unerwünschter Impulse infolge der Überschwingspannung, die während der Sperrphasen Toff erzeugt werden, wenn die Last wie in 20 niedrig ist, extrahieren. Der Flybackphasenextrahierer 132 ist darüber hinaus mit dem Komparator 46, 17, durch den Leiter 55 verbunden, um die Impulse V7 in den 19 und 20, die synchron mit den Impulsen V5' in den 19 und 20 erzeugt werden, zu extrahieren. Folglich gibt der Flybackphasenextrahierer 132 ein Signal ab, das charakteristisch für die Flybackspannungsdauer T0 ist, ähnlich dem Signal V17 in den 6 und 7.
  • Der Phasenkomparator 133, 31, vergleicht die Phasen des Signals V17, das charakteristisch für die Flybackspannungsphasen T0 des Flybackphasenextrahierers 132 ist, und des Signals V13, 6 und 7, das charakteristisch für die erste oder die zweite Minimumsperrphase T1 oder T2 des Sperrphasenimpulsformers 95, 5, ist, und gibt das bei V18 in den 6 und 7 gezeigte Signal ab. D.h., dass der Phasenkomparator 133, der die Phasen der abfallenden Flanken der Impulse V17 und derjenigen der Impulse V13 vergleicht, wie bei V18 in 6 gezeigt, hoch wird, wenn die abfallenden Flanken der Impulse, die charakteristisch für T0 sind, hinter denjenigen der Impulse, die charakteristisch für Ti sind, wie in 6 gezeigt, nacheilen, und bei V18 in 7 niedrig wird, wenn die abfallenden Flanken der Impulse, die charakteristisch für T0 sind, denjenigen der Impulse, die charakteristisch für T2 sind, wie in 7 gezeigt, vorauseilen. Daraus ist ersichtlich, dass der in 31 gezeigte Wandler dieselben Vorteile wie die Ausführungsform der 1 bis 6 hat. Der Schaltkreis der Ausführungsform in 31 kann auch bei der ersten bis fünften und siebten bis elften Ausführungsform der Erfindung verwendet werden.
  • Mögliche Modifizierungen
  • Die vorliegende Erfindung ist nicht durch die vorhergehenden Ausführungsformen beschränkt sondern erlaubt die folgenden Modifizierungen:
    • 1. Der Transformator 2 kann auch durch den Reaktor 2a in 27 in der zweiten bis siebten und der neunten bis zwölften bevorzugten Ausführungsform des DC/DC-Wandlers ersetzt werden. Darüber hinaus kann die Primärwicklung 21 mit einem Abgriff versehen sein und die Diode 6 an diesem Abgriff angeschlossen sein.
    • 2. Die Schalteinrichtung 3 kann in Form eines anderen Halbleiterschalters, wie z.B. ein Bipolartransistor mit einem isolierten Gate-Anschluss, vorgesehen sein.
    • 3. Die Summiereinrichtung 12 oder 12a kann ein Addierschaltkreis sein, der einen Operationsverstärker verwendet.
    • 4. Der Ausgangsspannungsdetektor 8 kann mit der Summiereinrichtung 12 oder 12a über eine elektrische Einrichtung anstatt über die lichtemittierende Diode 9 und den Phototransistor 10 gekoppelt sein.
    • 5. Der Resonanzkondensator 5 kann nur mit der Schalteinrichtung 3 parallel geschaltet sein, wobei der Kondensator als parasitäre Kapazität für die Schalteinrichtung dient.
    • 6. Ein Schalter, wie z.B. ein FET, kann mit der Diode 6 parallel geschaltet sein und synchron mit der Durchleitung der Diode eingeschalten werden.
    • 7. Die Stromerfassung kann durch einige Sensoren, wie z.B. eine Hall-Effekt-Einrichtung, anstelle des Widerstands erfolgen.
    • 8. Der Transformator 2 kann mit einer quaternären Wicklung versehen sein, wobei an diese Wicklung eine zweite Last über eine Einrichtung ähnlich der Diode 6 und dem Kondensator 7 angeschlossen werden kann.
  • Industrielle Anwendbarkeit
  • Die DC/DC-Wandler gemäß der Erfindung können als Versorgungseinrichtungen für elektrische Geräte verwendet werden.

Claims (27)

  1. DC/DC-Wandler, um einer Last (26) einen Gleichstrom zuzuführen, gekennzeichnet durch – eine Gleichstromversorgung (1) zum Bereitstellen einer unidirektionalen Spannung; – eine Schalteinrichtung (3), die zwischen Anschlüssen (18) und (19) der Stromversorgung (1) angeschlossen ist und einen ersten und einen zweiten Hauptanschluss und einen Steueranschluss hat; – eine Induktivität (2 oder 2a), die mit der Schalteinrichtung (3) in Reihe geschaltet ist und Energie während der Leitphasen der Schalteinrichtung speichern kann und die Energie während der Sperrphasen der Schalteinrichtung abgeben kann; – eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6), die mit der Induktivität (2 oder 2a) verbunden ist; – einen Ausgangsspannungsdetektor (8, 10) zur Detektion eines Signals, welches charakteristisch für die Ausgangsspannung der Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6) ist; – einen Schaltspannungsdetektor (11, 11a oder 11b) zum Bereitstellen eines Signals, welches charakteristisch für eine Spannung zwischen dem ersten und dem zweiten Hauptanschluss der Schalteinrichtung (3) ist; und – eine Schaltsteuereinrichtung (13), die mit dem Ausgangsspannungsdetektor (8, 10), dem Schaltspannungsdetektor (11, 11a oder 11b) und der Schalteinrichtung (3) verbunden ist, um ein Schaltsteuersignal zur Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung zu erzeugen und das Schaltsteuersignal dem Steueranschluss der Schalteinrichtung zuzuführen, wobei die Schaltsteuereinrichtung eine Funktion hat, die Leitphasen (Ton) der Schalteinrichtung zu bestimmen, um die Ausgangsspannung in Reaktion auf das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors (8, 10) konstant zu halten, eine Funktion hat, ein Signal zu bilden, welches charakteristisch für eine erste Minimumsperrphase (T1) ist, auf welche die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung begrenzt werden sollen, eine Funktion hat, ein Signal zu bilden, welches charakteristisch für eine zweite Minimumsperrphase (T2) ist, die länger als die erste Minimumsperrphase (T1) ist, eine Funktion hat, wahlweise das erste und das zweite Minimum-Sperrphasensignal bereitzustellen, eine Funktion hat, die Dauer (To) der Flybackspannung der Induktivität (2 oder 2a) zu bestimmen, eine Funktion hat, zu beurteilen, ob die Flybackspannungsdauer (To) kürzer als die erste Minimumsperrphase (T1) ist oder nicht, eine Funktion hat, zu beurteilen, ob die Rücklaufspannungsdauer (To) länger als die zweite Minimumsperrphase (T2) ist oder nicht, eine Funktion hat, die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung (3) auf unter die zweite Minimumsperrphase (T2) zu begrenzen, wenn sich herausstellt, dass die Rücklaufspannungsdauer (To) kürzer als die erste Minimumsperrphase (T1) ist, eine Funktion hat, die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung (3) auf unter die erste Minimumsperrphase (T1) zu begrenzen, wenn sich herausstellt, dass die Rücklaufspannungsdauer (To) länger als die zweite Minimumsperrphase (T2) ist, und eine Funktion hat, die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung (3) zu beenden, wenn das Signal, welches charakteristisch für die Spannung der Schalteinrichtung ist, die durch den Schaltspannungsdetektor (11, 11a oder 11b) nach der Beendigung der ersten (T1) oder der zweiten (T2) Minimumsperrphase erhalten wurde, gleich oder kleiner einem vorgegebenen Referenzwert (Vr1 oder Vr2') wird.
  2. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltsteuereinrichtung (13) aufweist: – einen Schaltsteuersignalformer (46, 46a, 47, 50 oder 50a), der an den Ausgangsspannungsdetektor (8, 10) und an den Schaltspannungsdetektor (11, 11a oder 11b) angeschlossen ist, um ein Schaltsteuersignal zur Ein/Aus-Steuerung der Schalteinrichtung (3) zu bilden, wobei der Schaltsteuersignalformer eine Funktion hat, die Leitphasen (Ton) der Schalteinrichtung zu bestimmen, um die Ausgangsspannung in Reaktion auf das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors (8, 10) konstant zu halten, und eine Funktion hat, die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung zu beenden, wenn das Signal, welches charakteristisch für die Spannung an der Schalteinrichtung ist, die von dem Schaltspannungsdetektor (11, 11a oder 11b) erhalten wurde, gleich oder kleiner einem vorgegebenen Referenzwert (Vr1 oder VR2') wird; – einen Minimumsperrphasensignalgenerator (73, 120 oder 120'), um wahlweise ein Signal, welches charakteristisch für die erste Minimumsperrphase (Ti) ist, und ein Signal, welches charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase (T2) ist, die länger als die erste Phase (T1) ist, abzugeben, um die Sperrphasen (Toff) der Schalteinrichtung (3) zu begrenzen, wobei das erste und das zweite Minimumsperrphasensignal wahlweise dem Schaltsteuersignalformer zugeführt wird; – einen Flybackspannungsdauerdetektor (101 oder 130), um die Dauer (To) der Flybackspannung der Induktivität (2 oder 2a) zu bestimmen; und – eine Beurteilungseinrichtung (102 oder 133), die an den Minimumsperrphasensignalgenerator und an den Flybackspannungsdauerdetektor angeschlossen ist und eine Funktion hat, festzustellen, ob die Flybackspannungsdauer (To), die durch den Flybackspannungsdauerdetektor (101 oder 130) erfasst wurde, kürzer als die erste Minimumsperrphase (T1) ist oder nicht, eine Funktion hat, festzustellen, ob die Flybackspannungsdauer (To) länger als die zweite Minimumsperrphase (T2) ist oder nicht, eine Funktion hat, den Minimumsperrphasensignalgenerator (73, 120 oder 120') zu veranlassen, das Signal, das charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase (T2) ist, dem Schaltsteuersignalformer zuzuführen, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer (To) kürzer als die erste Minimumsperrphase (T1) ist, und eine Funktion hat, den Minimumsperrphasensignalgenerator (73 oder 120) zu veranlassen, das Signal, das charakteristisch für die erste Minimumsperrphase (T1) ist, dem Schaltsteuersignalformer zuzuführen, wenn sich herausstellt, dass die Flybackspannungsdauer (To) länger als die zweite Minimumsperrphase (T2) ist.
  3. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitdifferenz zwischen der ersten Minimumsperrphase (T1) und der zweiten Minimumsperrphase (T2) zwischen 0,1 und 10 Mikrosekunden beträgt.
  4. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin ein Resonanzkondensator (5) vorgesehen ist, der mit der Schalteinrichtung (3) parallel geschaltet ist, um die Schaltverluste zu reduzieren, wenn die Schalteinrichtung ausgeschalten wird.
  5. DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin ein Stromdetektor (4) vorgesehen ist, um den Strom, der durch die Schalteinrichtung (3) fließt, zu erfassen, wobei der Schaltsteuersignalformer aufweist: – eine Summiereinrichtung (12), die an den Stromerdetektor (4), an den Ausgangsspannungsdetektor (8) und an den Schaltspannungsdetektor (11) angeschlossen ist, um ein Summensignal (V4) zu erzeugen, welches das Ausgangssignal des Stromdetektors, das Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors und das Ausgangssignal des Schaltspannungsdetektors kombiniert, wobei das Summensignal derart ist, dass der Spitzenwert des Summensignals während der Leitphasen der Schalteinrichtung kleiner als der Spitzenwert des Summensignals während der Sperrphasen der Schalteinrichtung ist; – eine erste Referenzspannungsquelle (48) zum Bereitstellen einer ersten Referenzspannung (Vr1), die charakteristisch für den zulässigen Spitzenwert des Stroms ist; – eine zweite Referenzspannungsquelle (49) zum Bereitstellen einer zweiten Referenzspannung (Vr2), die zwischen der Spannung des Summensignals (V4) unmittelbar vor dem Ende der gespeicherten Energie von der Induktivität (2 oder 2a) und der ersten Referenzspannung (Vr1) liegt; – einen ersten Komparator (46), der an die Summiereinrichtung (12) und an die erste Referenzspannungsquelle (48) angeschlossen ist, um das Summensignal (V4) und die erste Referenzspannung (Vr1) zu vergleichen; – einen zweiten Komparator (47), der an die Summiereinrichtung (12) und an die zweite Referenzspannungsquelle (49) angeschlossen ist, um das Summensignal (V4) und die zweite Referenzspannung (Vr2) zu vergleichen; und – einen Steuerimpulsformer (50 oder 50a), der an den ersten Komparator (46), an den zweiten Komparator (47), an den Minimumsperrphasensignalgenerator (73 oder 120) und an den Steueranschluss der Schalteinrichtung (3) angeschlossen ist, um Steuerimpulse zur Steuerung der Schalteinrichtung auf der Grundlage der Ausgangssignale von dem ersten und dem zweiten Komparator zu erzeugen, wobei die Steuerimpulse derart sind, dass die Leitphasen (Ton) beginnen, wenn der erste Komparator angibt, dass das Summensignal (V4) kleiner als die erste Referenzspannung (Vr1) geworden ist, nachdem die erste oder die zweite Minimumsperrphase folgend dem Ende jeder Leitphase (Ton) abgelaufen ist, und die Leitphasen enden, wenn das Summensignal (V4) größer als die erste Referenzspannung nach dem Beginn einer jeden Leitphase wird.
  6. DC/DC-Wandler nach Anspruch 5, weiterhin aufweisend einen Initialisierungssignalgenerator (51) zur Erzeugung eines Initialisierungssignals zum Starten des Ein/Aus-Betriebs der Schalteinrichtung (3), dadurch gekennzeichnet, dass der Minimumsperrphasensignalgenerator (73) aufweist: – einen Sägezahngenerator (72), der an die Ausgänge des Initialisierungssignalgenerators (51) und an den Ausgang des Steuerimpulsformers (50) angeschlossen ist; – eine Referenzspannungsquelle (91) zum Bestimmen der Minimumsperrphasen, um wahlweise ein erstes Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzsignal (Va1) und ein zweites Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzsignal (Va2) bereitzustellen; – einen Referenzspannungs-Auswahlschalter (103), der an die Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannungsquelle (91) angeschlossen ist, um wahlweise eine erste Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannung (Va1) und eine zweite Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannung (Va2) bereitzustellen; – einen Minimumsperrphasenbestimmungskomparator (92), der an den Sägezahngenerator (72) und and die Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannungsquelle (91) angeschlossen ist, um die Sägezahnspannung (V10) und das Ausgangssignal (Va) der Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannungsquelle zu vergleichen; und – einen Sperrphasenimpulsformer (95), der an den Minimumsperrphasenbestimmungskomparator (92), den Steuerimpulsformer (50) und an den ersten Komparator (46) angeschlossen ist, um Impulse, die charakteristisch für die erste Minimumsperrphase (T1) sind, oder Impulse, die charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase (T2) sind, zu erzeugen, wenn der erste Komparator (46) angibt, dass das Summensignal (V4) die erste Referenzspannung (Vr1) erreicht hat, nach dem die Steuerimpulse, die charakteristisch für die Leitphasen (Ton) sind, aufgetreten sind.
  7. DC/DC-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerimpulsformer (50) aufweist: – eine erste Einrichtung (71 oder 71a), die an den Initialisierungsgenerator (51) und an den ersten und den zweiten Komparator (46, 47) und an den Minimumsperrphasenimpulsformer (95) angeschlossen ist, um ein Signal (V9) abzugeben, das charakteristisch für das Ende jeder Sperrphase (Toff) der Schalteinrichtung (3) ist, wenn der erste Komparator (46) eine Überschneidung der ersten Referenzspannung (Vr1) durch das Summensignal (V4) nach dem Ende der ersten oder zweiten Minimumsperrphase (T1) bzw. (T2) angibt, und – eine zweite Einrichtung (96), die an die erste Einrichtung (71 oder 71a), den Minimumsperrphasenimpulsformer (95) und an den Steueranschluss der Schalteinrichtung (3) angeschlossen ist, um die Erzeugung der Steuerimpulse zu starten, die charakteristisch für die Leitphasen (Ton) sind, wenn das Ausgangssignal der ersten Einrichtung (71 oder 71a) das Ende jeder Sperrphase (Toff) angibt, wenn das Ausgangssignal des Minimumsperrphasenimpulsformers (95) nicht die erste oder die zweite Minimumsperrphase (T1) bzw. (T2) angibt, und um die Erzeugung der Steuerimpulse zu beenden, wenn das Ausgangssignal des ersten Komparators (46) angibt, dass das Summensignal (V4) den ersten Referenzwert (Vr1) erreicht hat.
  8. DC/DC-Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass – das Summensignal (V4), das von der Summiereinrichtung (12) ausgegeben wird, einen derartigen Signalverlauf hat, dass es die erste Referenzspannung (Vr1) in Aufwärtsrichtung schneidet, wenn die Schalteinrichtung (3) von einer Leitphase (Ton) in eine Sperrphase (Toff) wechselt, anschließend die erste Referenzspannung in Abwärtsrichtung schneidet, anschließend die erste Referenzspannung in Aufwärtsrichtung schneidet und nach Beendigung der Feigabe der gespeicherten Energie aus der Induktivität (2 oder 2a) die erste Referenzspannung in Abwärtsrichtung schneidet; – die erste Einrichtung (71 oder 71a) einen Signalformer (77) und ein Flipflop (78) aufweist; – der Signalformer (77) an den ersten und den zweiten Komparator (46, 47) angeschlossen ist, um ein Signal (V7) bereitzustellen, bei dem ein Abfallen, der am Ausgang (V5) des ersten Komparators (46), unmittelbar nach dem Übergang der Schalteinrichtung (3) von einer Leitphase (Ton) in eine Sperrphase (Toff) erfolgt, kompensiert wird; und – das Flipflop (78) ein D-Flipflop ist, mit einem Takteingang (T), der mit dem Signalformer (77) verbunden ist, einem Dateneingang (D), der mit dem Minimumsperrphasenimpulsformer (95) verbunden ist, einem Setzeingang (PR), der mit dem zweiten Komparator (47) über eine NICHT-Schaltung (80) verbunden ist, und einem Rücksetzeingang (R), der mit dem Initialisierungssignalgenerator (51) verbunden ist, um durch das Initialisierungssignal zurückgesetzt zu werden, um durch das Ausgangssignal von dem zweiten Komparator (47) gesetzt zu werden, wenn das Summensignal (V4) die zweite Referenzspannung (Vr2) in Aufwärtsrichtung schneidet, und um das Ausgangssignal des Minimumsperrphasenimpulsformers (95) bei Taktsteuerung durch die abfallende Flanke jedes Ausgangsimpulses des Signalformers (77) zuzuführen.
  9. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Einrichtung (71) weiterhin ein zweites Flipflop (79) aufweist, das durch das Ausgangssignal des zweiten Komparators (47) gesetzt wird, wenn das Summensignal (V4) die zweite Referenzspannung (Vr2) in Aufwärtsrichtung schneidet, und das durch die Impulse (V8), die vom phaseninvertierenden Ausgang des D-Flipflops (78) abgegeben werden, zurückgesetzt wird, um die Sperrphasen durch ein solches Zurücksetzen zu beenden.
  10. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Einrichtung (71a) ein erstes und ein zweites Flipflop (78, 79) aufweist; – das erste Flipflop (78) ein D-Flipflop ist, mit einem Takteingang (T), der mit dem ersten Komparator (46) verbunden ist, um durch das Ausgangssignal von dem ersten Komparator gesperrt zu werden, wenn das Summensignal (V4) die erste Referenzspannung (Vr1) in Abwärtsrichtung schneidet, und einem Dateneingang (D), der mit dem Minimumsperrphasenimpulsformer (95) verbunden ist; und – das zweite Flipflop (79) ein RS-Flipflop mit Setzpriorität, mit einem Setzeingang (S) ist, der mit dem zweiten Komparator (47) verbunden ist, um von dessen Ausgangssignal, das charakteristisch für ein Schneiden der zweiten Referenzspannung (Vr2) durch das Summensignal (V4) in Aufwärtsrichtung ist, gesetzt zu werden, und einem Rücksetzeingang (R), der mit dem phaseninvertierenden Anschluss des ersten Flipflops (78) verbunden ist, um durch die aufsteigenden Flanken der Impulse, die vom phaseninvertierenden Ausgangsanschluss des ersten Flipflops (78) abgegeben werden, zurückgesetzt zu werden.
  11. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Einrichtung (96) ein Zwei-Eingangs-NOR-Gatter (96a) ist, mit einem ersten Eingang, der an den Minimumsperrphasenimpulsformer (95) angeschlossen ist, und einem weiteren Eingang, der an die erste Einrichtung (71 oder 71a) angeschlossen ist, wobei der Ausgang des NOR-Gatters (96a) als Schaltsteuersignal verwendet wird.
  12. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Minimumsperrphasenimpulsformer (95) aufweist: – ein UND-Gatter (97) mit einem ersten Eingangsanschluss, der mit dem Minimumsperrphasen-Bestimmungskomparator (92) verbunden ist, und einem zweiten Eingangsanschluss, der mit der ersten Einrichtung (71 oder 71a) verbunden ist; und – ein Flipflop (100), das in Reaktion auf das Ausgangssignal des UND-Gatters (97) gesetzt werden kann und in Reaktion auf das Initialisierungssignal des Initialisierungssignalgenerators (51) und dem Ausgangssignal des ersten Komparators (46) zurückgesetzt werden kann, wenn das Summensignal (V4) die erste Referenzspannung (Vr1) in Aufwärtsrichtung schneidet.
  13. DC/DC-Wandler nach Anspruch 8, bei dem der Flybackspannungsdauerdetektor (101) mit der ersten und der zweiten Einrichtung (71, 96) verbunden ist, um eine Summe (To) einer ersten Phase vom Beginn jeder Sperrphase (Toff) bis zum Ende der Freigabe der gespeicherten Energie von der Induktivität (2) und einer zweiten Phase vom Ende der ersten Phase bis zum Zeitpunkt, bei dem das Summensignal erstmals die erste Referenzspannung (Vr1) nach dem Ende der ersten Phase schneidet, in Reaktion auf das Schaltsteuersignal (V14), das von der zweiten Einrichtung (98) und dem Ausgang (V7) des Signalformers (77) gebildet wird, zu bestimmen.
  14. DC/DC-Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass – die Minimumsperrphasenbestimmungs-Referenzspannungsquelle (91) einen Spannungsteiler zum Bereitstellen der Referenzspannung durch Teilen einer Gleichspannung aufweist; – die Beurteilungseinrichtung ein D-Flipflop (102) zum Wechseln der Referenzspannung aufweist, wobei das Flipflop (102) einen Takteingang (T) hat, der mit dem Flybackspannungsdauerdetektor (101 oder 130) verbunden ist, und einen Dateneingang (D) hat, der mit dem Minimumsperrphasenimpulsformer (95) verbunden ist; und – der Referenzspannungs-Wechselschalter (103) mit dem Spannungsteiler verbunden ist, um dessen Spannungsteilungsverhältnis in Reaktion auf das Ausgangssignal des Referenzspannungs-Wechselschalter-Flipflops (102) zu ändern.
  15. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, bei dem ein Stromdetektor (4) vorgesehen ist, um den Strom, der durch die Schalteinrichtung (3) fließt, zu erfassen, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltsteuersignalformer aufweist: – eine Summiereinrichtung (12a) zum Bilden eines Summensignals (V4') aus dem Ausgangssignal des Stromdetektors (4) und dem Ausgangssignal des Ausgangsspannungsdetektors (8); – eine erste Referenzspannungsquelle (48') zum Bereitstellen einer ersten Referenzspannung (Vr1'), – eine zweite Referenzspannungsquelle (49') zum Bereitstellen einer zweiten Referenzspannung (Vr2'), die dem Betrag nach zwischen der Ausgangsspannung des Schaltspannungsdetektors (11b) unmittelbar vor der Beendigung der Abgabe der gespeicherten Energie von der Induktivität (2 oder 2a) und dem minimalen Wert der Ausgangsspannung des Schaltspannungsdetektors (11b) liegt; – einen ersten Komparator (46), der an die Summiereinrichtung (12a) und an die erste Referenzspannungsquelle (48') angeschlossen ist, um das Summensignal (V4') und die erste Referenzspannung (Vr1') zu vergleichen; – einen zweiten Komparator (47), der an den Schaltspannungsdetektor (11b) und an die zweite Referenzspannungsquelle (49') angeschlossen ist, um das Ausgangssignal von dem Schaltspannungsdetektor (11b) und die zweite Referenzspannung (Vr2') zu vergleichen; und – einen Steuerimpulsformer (50a), der mit dem ersten und dem zweiten Komparator (46, 47), mit dem Minimumsperrphasensignalgenerator (73) und mit dem Steueranschluss der Schalteinrichtung (3) zum Bilden von Steuerimpulsen zum Steuern der Schalteinrichtung (3) verbunden ist, um jede Leitphase (Ton) in Reaktion auf das Ausgangssignal (V3) des zweiten Komparators (47) einzuleiten, wenn das Ausgangssignal (V3) von dem Schaltspannungsdetektor (11b) kleiner als die zweite Referenzspannung (Vr2) nach Ablauf der ersten oder der zweiten Minimumsperrphase (T1) bzw. (T2) nach dem Ende der vorhergehenden Leitphase (Ton) wird, und um jede Leitphase (Ton) in Reaktion auf das Ausgangssignal von dem ersten Komparator (46) zu beenden, wenn das Summensignal (V4) größer als die erste Referenzspannung (Vr1') nach Beginn dieser Leitphase (Ton) wird.
  16. DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltsteuersignalformer aufweist: – einen Sägezahngenerator (111) für das Beenden der Leitphase, der mit dem Ausgangsspannungsdetektor (8) verbunden ist, um die Sägezahnspannung (V4a) einschließlich einer Rampenspannung proportional dem Ausgangssignal von dem Ausgangsspannungsdetektor (8) synchron mit dem Beginn jeder Leitphase (Ton) der Schalteinrichtung (3) zu erzeugen; – eine erste Referenzspannungsquelle (48a) zum Bereitstellen einer Referenzspannung (Vr1a), um den Zeitpunkt zu bestimmen, bei dem jede Leitphase (Ton) der Schalteinrichtung beendet werden soll; – eine zweite Referenzspannungsquelle (49') zum Bereitstellen einer Referenzspannung (Vr2'), um die Sperrphase zu beenden, die der Größe nach zwischen der Ausgangsspannung des Schaltspannungsdetektors (11b) unmittelbar vor der Beendigung der Entladung der gespeicherten Energie von der Induktivität (2 oder 2a) und dem minimalen Wert der Ausgangsspannung des Schaltspannungsdetektors (11b) liegt; – einen ersten Komparator (46a), der mit dem Leitphasenbeendigungs-Sägezahngenerator (111) und der ersten Referenzspannungsquelle (48a) verbunden ist, um die Sägezahnspannung (V4a) und die Referenzspannung (Vr1a) zur Beendigung der Leitphase zu vergleichen; – einen zweiten Komparator (47), der mit dem Schaltspannungsdetektor (11b) und der zweiten Referenzspannungsquelle (49') verbunden ist, um das Ausgangssignal von dem Schaltspannungsdetektor (11b) und die Referenzspannung (Vr2') zum Beenden der Sperrphase zu vergleichen; und – einen Steuerimpulsformer (50a), der mit dem ersten und dem zweiten Komparator (46a, 47), mit dem Minimumsperrphasensignalgenerator und mit dem Steueranschluss der Schalteinrichtung (3) verbunden ist, um Steuerimpulse zum Steuern der Schalteinrichtung zu bilden, wobei die Steuerimpulse derart gebildet werden, dass jede Leitphase (Ton) beginnt, wenn der zweite Komparator (47) angibt, dass das Schaltspannungsdetektorsignal (V3) kleiner als die Referenzspannung (Vr2') wird, um die Sperrphase nach Ablauf der ersten oder zweiten Minimumsperrphase (T1) bzw. (T2) folgendem Ende der vorhergehenden Leitphase (Ton) zu beenden, und dass jede Leitphase (Ton) endet, wenn das Ausgangssignal von dem ersten Komparator (48a) angibt, dass die Sägezahnspannung (V4a) größer als die Referenzspannung (Vr1a) wird, um die Leitphase nach dem Beginn dieser Leitphase (Ton) zu beenden.
  17. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität einen Transformator (2) mit einem Magnetkern und einer primären, einer sekundären und einer tertiären Wicklung (21, 22, 23), die um den Kern gewickelt und elektromagnetisch miteinander gekoppelt sind, aufweist, wobei die Primärwicklung (21) mit der Schalteinrichtung in Reihe geschaltet ist, die Sekundärwicklung (22) mit der ausgangsseitigen Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6) verbunden ist, und die Tertiärwicklung (23) mit dem Schaltspannungsdetektor (11) verbunden ist.
  18. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltspannungsdetektor (11) mit der Schalteinrichtung (3) parallel geschaltet ist.
  19. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität einen Transformator (2) mit einem Magnetkern und einer primären, einer sekundären und einer tertiären Wicklung (21, 22, 23), die um den Kern gewickelt und elektromagnetisch miteinander gekoppelt sind, aufweist, wobei die Primärwicklung (21) mit der Schalteinrichtung in Reihe geschaltet ist, die Sekundärwicklung (22) mit der ausgangsseitigen Gleichrichter- und Glättungsschaltung (6) verbunden ist, und die Tertiärwicklung (23) mit dem Ausgangsspannungsdetektor verbunden ist.
  20. DC/DC-Wandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltspannungsdetektor (11) aufweist: – einen seriellen Schaltkreis aus einer ersten Diode (31), einem Widerstand (33) und einem Verzögerungskondensator (34), der mit der Tertiärwicklung parallel geschaltet ist; und – eine zweite Diode (32), die mit dem Verzögerungskondensator (34) verbunden ist, um eine Spannung an diesem abzuleiten.
  21. DC/DC-Wandler nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltspannungsdetektor (11a) eine Diode (31) und einen Widerstand (33), die mit der Tertiärwicklung (23) verbunden sind, aufweist.
  22. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität einen Reaktor (2a) mit einer Wicklung (21), die mit der Schalteinrichtung (3) in Reihe geschaltet ist, aufweist, wobei die ausgangsseitige Gleichrichter- und Glättungsschaltung mit der Schalteinrichtung parallel geschaltet ist.
  23. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin eine Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung (74) zum Bestimmen einer Maximumsperrphase, die länger als die Minimumsperrphase ist, aufweist, wobei der Schaltsteuersignalformer ein Schaltsteuersignal auf der Grundlage der Maximumsperrphase, die durch die Maximumsperrphasen-Bestimmungseinrichtung bestimmt wird, bildet, wenn es nicht möglich ist, ein Schaltsteuersignal auf der Grundlage der Minimumsperrphase zu bilden.
  24. DC/DC-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er weiterhin einen Schalter (110), der mit der Ausgangsseite des Schaltspannungsdetektors (11, 11a oder 11b) verbunden ist, aufweist, wobei der Schalter (11) wahlweise ein- und ausschaltbar ist.
  25. DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Minimumsperrphasensignalgenerator (120) aufweist: – einen ersten Minimumsperrphasensignalgenerator (121) zum Erzeugen eines Signals, welches charakteristisch für die erste Minimumsperrphase (T1) ist; – einen zweiten Minimumsperrphasensignalgenerator (122) zum Erzeugen eines Signals, welches charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase (T2) ist; und – Schaltmittel (123, 124), um das Signal, das charakteristisch für die erste Minimumsperrphase (T1) ist, und das Signal, das charakteristisch für die zweite Minimumsperrphase (T2) ist, wahlweise durch den ersten und den zweiten Minimumsperrphasensignalgenerator (121, 122) bereitzustellen.
  26. DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Flybackspannungsdauerdetektor (130) aufweist: – einen Signalformer (131), um die Spannung, die von der Induktivität (2 oder 2a) während der Sperrphasen der Schalteinrichtung erzeugt wird, in ein Rechtecksignal umzuformen; und – einen Flybackphasenextrahierer (132), der mit dem Signalformer (131) verbunden ist, um aus dessen Ausgangssignal nur das Rechtecksignal, das charakteristisch für die Flybackspannung ist, zu extrahieren.
  27. DC/DC-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Beurteilungseinrichtung einen Phasenkomparator aufweist.
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