DE3779850T2

DE3779850T2 - Laservorrichtung mit hochspannungsimpulsgenerator, hochspannungsimpulsgenerator und verfahren zur impulserzeugung.

Info

Publication number: DE3779850T2
Application number: DE8787113913T
Authority: DE
Inventors: Toshimichi Kichikawa; Kouji Kuwabara; Tuneyoshi Oohashi; Hiroyuki Sugawara; Satoshi Takemori
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1986-09-26
Filing date: 1987-09-23
Publication date: 1992-12-24
Anticipated expiration: 2007-09-24
Also published as: KR920008042B1; EP0261663A3; CA1299233C; CN87106591A; EP0261663A2; EP0261663B1; KR880004642A; CN1011843B; US4818892A; DE3779850D1

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung von Hochspannungsimpulsen, um Hochspannungsimpulse an eine Laservorrichtung zu liefern.
Laservorrichtungen vom Typ mit quer angeregtem Athmospärendruck (TEAP) erforderten Hochspannungsimpulse mit kurzer Anstiegszeit. In der Vergangenheit ist eine Impulserzeugungsschaltung dieses Typs in der DE-A-3 335 690 offenbart worden. Diese Impulserzeugungsschaltung ist so beschaffen, daß einer von zwei parallel aufgeladenen Kondensatoren über eine Induktivität entladen wird, um die Spannung des entladenen Kondensators zu invertieren und mit der Spannung des anderen Kondensators zu kombinieren, wodurch eine Spannung erzeugt wird, die doppelt so groß wie die Ladespannung ist, und daß außerdem eine Sättigungsdrossel ihren Sättigungszustand annimmt, um als Ausgang die in den Kondensatoren gespeicherte elektrische Energie zu entnehmen. Daher besteht der Bedarf nach einem Schaltelement mit großer Kapazität, das auf einmal ungefähr die Hälfte der während der Entladung des Kondensators auszugebenden elektrischen Energie schalten kann. Darüber hinaus wird die Kapazität des Schaltelementes oder der Sättigungsdrossel umgekehrt proportional zur Anstiegszeit des Ausgangsimpulses erhöht. Wenn ferner die Anzahl oder die Kapazität der folgenden Stufen in der Impulserzeugungsschaltung möglicherweise erhöht wird, um die Kapazität des Schaltelementes zu verringern, besitzt dieses Verfahren den Nachteil, daß die Anzahl der Kondensatoren und der Sättigungsdrosseln und die Größe der Impulserzeugungsschaltung erhöht werden, woraus sich ein Anstieg der Kosten und dergleichen ergibt.
Die US-A-3 211 915 offenbart eine Schaltung mit den strukturellen Merkmalen gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1, die konkret zur Lieferung von Hochspannungsimpulsen an eine Laservorrichtung geeignet ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Im Hinblick auf die Beseitigung der obenerwähnten Mängel im Stand der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Hochspannungsimpulsgenerator und ein Verfahren zur Erzeugung von Hochspannungsimpulsen mit Schaltelementen mit kleiner Kapazität zu schaffen, um die Impulse an eine Laservorrichtung zu liefern.
Diese Aufgabe wird durch die Erfindung gemäß einem ersten Aspekt durch die im Anspruch 1 aufgeführten Merkmale und gemäß einem zweiten Aspekt durch die im Anspruch 13 aufgeführten Merkmale gelöst.
In dem Hochspannungsimpulsgenerator der Erfindung werden die mit der Primärwicklung des Transformators verbundenen Schalter synchron zur elektrischen Schwingung des Schwingkreises auf der Sekundärseite des Transformators mehrmals geöffnet und geschlossen, so daß die im Schwingkreis gespeicherte elektrische Energie erhöht wird und die Sättigungsdrossel durch die Spannung des Schwingkreises gesättigt wird, wodurch die im Schwingkreis gespeicherte elektrische Energie ausgegeben wird und der Ausgangskondensator dazu veranlaßt wird, einen Hochspannungsimpuls mit kurzer Anstiegszeit und großer Energie zu erzeugen. Mit anderen Worten wird diese elektrische Energie, obwohl die von der Primärwicklung gesteuerte elektrische Energie gering ist, im Schwingkreis mehrmals gespeichert, außerdem wird möglicherweise elektrische Energie erzeugt, die gleich dem Zehnfachen oder mehr der von der Primärwicklung gesteuerten elektrischen Energie ist. Somit wird die Kapazität der Schaltelemente auf der Primärseite verringert, wodurch die Verwendung von Halbleiter-Schaltelementen erleichtert wird und das Schalten der großen Energie von der Sättigungsdrossel ausgeführt wird, wodurch sich die verringerte Größe und die erhöhte Lebensdauer für die Vorrichtung ergibt.
Andere Aufgaben der Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen deutlich, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gegeben wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltbild eines Impulsgenerators für Laser gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
Die Fig. 2(a) bis (h) zeigen mehrere Signalformen, die in verschiedenen Teilen von Fig. 1 erzeugt werden.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild der Steuerschaltung, die auf die in den Fig. 1, 4 bzw. 5 gezeigten Impulsgeneratoren anwendbar ist.
Die Fig. 4 bis 6 sind Schaltbilder, die Impulsgeneratoren für Laser gemäß weiteren Ausführungsformen der Erfindung zeigen.
Die Fig. 7(a) bis (g) zeigen mehrere Signalformen, die in verschiedenen Teilen der Schaltung von Fig. 6 erzeugt werden.
Fig. 8A ist eine Darstellung, die eine Ausführungsform der Einheit zum Rücksetzen des remanenten Flusses zeigt, die für die Verwendung in dem Impulsgenerator gemäß der Erfindung geeignet ist.
Fig. 8B ist ein Schaltbild der Rücksetzeinheit von Fig. 8A.
Fig. 9 ist ein Diagramm, das die magnetischen Kennlinien der Eisenkerne zeigt.
Fig. 10A ist eine Darstellung, die eine weitere Ausführungsform der Einheit zum Rücksetzen des remanenten Flusses zeigt.
Fig. 10B ist ein Schaltbild der Rücksetzeinheit von Fig. 10A.
Fig. 11A ist eine Darstellung, die eine weitere Ausführungsform der Einheit zum Rücksetzen des remanenten Flusses zeigt.
Fig. 11B ist ein Schaltbild der Rücksetzeinheit von Fig. 11A.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Mit Bezug auf Fig. 1 wird eine erste Ausführungsform eines Impulsgenerators gemäß der Erfindung beschrieben.
Der Impulsgenerator, der allgemein mit dem Bezugszeichen 100 bezeichnet ist, ist mit einem LC-Schwingkreis 9 auf der Sekundärseite eines Transformators 101 über eine Sättigungsdrossel 103 mit einer Laservorrichtung 102 verbunden. Auf der Sekundärseite der Sättigungsdrossel 103 sind eine Zeitsteuerschaltung 104 und eine Rücksetzschaltung 105 angeordnet, die außerdem mit einer Steuerschaltung 106 verbunden sind. Eine Seite der Steuerschaltung 106 ist mit der Basis B des Transistors 3A und mit der Basis B des Transistors 3B verbunden, wobei diese Transistoren mit der Primärwicklung des Transformators 101 verbunden sind.
Der Transformator 101 umfaßt die Primärwicklung 1 und die Sekundärwicklung 2. Die Enden der Primärwicklung 1 sind mit dem ersten Transistor 3A bzw. mit dem zweiten Transistor 3B, die Schaltelemente bilden, verbunden. Eine aus einem Punkt der Primärwicklung 1 zwischen dem Transistor 3A und dem Transistor 3B herausgeführte Zuleitung 4A ist mit einer Gleichstromquelle 4 verbunden. Ein Ende der Gleichstromquelle 4 ist mit den Emittern E der Transistoren 3A und 3B und mit Masse 5 verbunden. Die Basen B der Transistoren 3A und 3B sind mit der Steuerschaltung 106 verbunden. Eine Erfassungswicklung 7, z.B. ein Stromtransformator, ist mit der Steuerschaltung 106 verbunden, um die Richtung des Stromflusses in der Sekundärwicklung 2 zu ermitteln. Zwischen die Enden der Sekundärwicklung 2 ist ein Kondensator 8 parallel geschaltet, um einen LC- Resonanzkreis (Schwingkreis) 9 zu bilden. Der LC-Resonanzkreis 9 ist mit einem Ausgangskondensator 11 und mit der Laservorrichtung 102 verbunden.
Die Laservorrichtung 102 umfaßt einen Entladungsabschnitt 12, der ein Lasergas und Elektroden 12A und 12B, z.B. eine Kathode und eine Anode, die im Entladungsabschnitt 12 angeordnet sind, enthält. Die Enden der Elektroden 12A und 12B sind zum Ausgangskondensator 11 parallel geschaltet. Die Elektroden 12A und 12B und ein Ende des Ausgangskondensators 11 sind mit Masse 11E verbunden. Die Sättigungsdrossel 103 ist mit den Elektroden 12A und 12B, mit dem Ausgangskondensator 11 bzw. mit dem LC-Resonanzkreis 9 in Reihe geschaltet.
Die Sättigungsdrossel 103 enthält einen Eisenkern, z.B. einen Ringkern 13, und eine um den Ringkern 13 gewickelte Hauptwicklung 14, wobei die Enden der Hauptwicklung 14 mit dem LC-Resonanzkreis 9 bzw. mit dem Ausgangskondensator 11 usw. verbunden sind. Die Zeitsteuerschaltung 104 und die Rücksetzschaltung 105 sind auf der Sekundärseite (Steuerwicklungen) der Sättigungsdrossel 103 angeordnet.
Die Zeitsteuerschaltung 104 enthält eine um den Kern 13 gewickelte Steuerwicklung 15, einen Transistor 16 und eine Gleichstromquelle 17.
Die Rücksetzschaltung 105 enthält ein Paar von Wicklungen 20A und 20B, die um den Kern 13 gewickelt sind. Aus einem Punkt zwischen den Wicklungen 20A und 20B ist eine Verzweigungsleitung 21 herausgeführt und mit einem Ende einer Gleichstromquelle 22 verbunden. Der negative Anschluß der Gleichstromquelle 22 und jeweils ein Ende der Wicklungen 20A und 20B sind mit den Emittern E bzw. mit den Kollektoren C von Transistoren 23A und 23B verbunden. Die Emitter E sind mit Masse 24 verbunden.
Die Basen B der Transistoren 16, 23A und 23B sind mit der Steuerschaltung 106 verbunden.
Nun wird die Operation des Impulsgenerators 100 mit Bezug auf Fig. 2 beschrieben.
Wenn der erste Transistor 2A durch das Treibersignal von der Steuerschaltung 106 auf Durchlaß geschaltet wird, fließt von der Gleichstromquelle 4 an die Primärwicklung 1 ein Strom Is1, wie er in Fig. 2 bei (a) gezeigt ist. In den Fig. 2(a) bis 2(h) stellen die Abszissen die Zeit t dar. Der Strom Is1 induziert in der Sekundärwicklung 2, die mit der Primärwicklung 1 elektromagnetisch gekoppelt ist, eine Spannung, wodurch ein Stromfluß Ic1 bewirkt wird, wie er in Fig. 2 bei (d) gezeigt ist. Der Kondensator 8 ist mit der Sekundärwicklung 2 parallel geschaltet und bildet den LC-Resonanzkreis 9. Der Sekundärstrom Ic1 erzeugt eine Sekundärspannung Vc1, wie sie in Fig. 2 bei (e) gezeigt ist. Die Erfassungswicklung 7 erfaßt den Rückstrom des Stroms Ic1 im LC-Resonanzkreis 9, um über die Steuerschaltung 106 den ersten Transistor 3A zu sperren und den zweiten Transistor 3B auf Durchlaß zu schalten. Wenn dies geschieht, fließt ein Strom Is2, wie in Fig. 2 bei (b) gezeigt ist. Die daraus sich ergebende Spannung, die in der Sekundärwicklung 2 durch den Strom Is2 induziert wird, ist zu der durch den Strom Is1 induzierten Spannung entgegengesetzt polarisiert. Wie aus Fig. 2(d) ersichtlich ist, steigt die Größe des Stroms Ic1 bei jeder Umkehrung an. Auf diese Weise wird durch ein Setzen des ersten und des zweiten Transistors 3A bzw. 3B in den Durchlaßzustand bzw. in den Sperrzustand synchron zur Schwingungsperiode des LC-Resonanzkreises 9 in diesen LC-Resonanzkreis 9 elektrische Energie eingeleitet, außerdem werden die Schwingungsfrequenz und die Spannung erhöht. Mit anderen Worten wird die im LC-Resonanzkreis 9 gespeicherte elektrische Energie erhöht.
Solange andererseits der Kern 13 nicht gesättigt ist, besitzt die Hauptwicklung 14 der Sättigungsdrossel 103 eine große Induktivität, so daß die oszillierende Spannung des LC-Resonanzkreises 9 eine große Impedanz erfährt. Dies hat zur Folge, daß über dem Kondensator 11 praktisch keine Spannung anliegt. Andererseits ändert sich der magnetische Fluß im Kern 13, wie in Fig. 2 bei (e) durch die gestrichelte Linie gezeigt, proportional zu einem über die Zeit integrierten Wert der an der Wicklung 14 anliegenden Spannung. Für die Sättigungsdrossel 103 werden die Querschnittsfläche ihres Kerns 13 und die Anzahl der Windungen ihrer Wicklung 14 im voraus auf solche Werte eingestellt, daß die Sättigungsdrossel 103 solange nicht gesättigt ist, bis die Spannung Vc1 des LC-Resonanzkreises 9 den gewünschten Wert übersteigt. Dies hat zur Folge, daß die Sättigungsdrossel 103 unabhängig von der Zeit, bis die Spannung des LC-Resonanzkreises 9 den Kernsättigungspegel annimmt, nicht gesättigt ist.
Mit anderen Worten besteht hinsichtlich der Zeit, die für die Speicherung der gewünschten Spannungsenergie im LC- Resonanzkreis 9 erforderlich ist, keine Einschränkung. Es ist lediglich erforderlich, daß die durch Schalten des ersten Transistors 3A und des zweiten Transistors 3B an den LC-Resonanzkreis zu liefernde elektrische Energie größer als der Verlust (einschließlich dem Eisenverlust in der Sättigungsdrossel) durch die einzelne Schwingung des LC-Resonanzkreises 9 ist, wobei diese elektrische Energie im Vergleich zu derjenigen elektrischen Energie, die schließlich im LC-Resonanzkreis 9 gespeichert ist, hinreichend klein ist. Um im Resonanzkreis in kurzer Zeit eine große Energiemenge zu speichern, ist es notwendig, Schaltelemente mit großer Kapazität zu verwenden, um die bei jedem Schaltvorgang zu liefernde Energie zu erhöhen. Wenn eine solche Energie während eines langen Zeitintervalls gespeichert werden soll, können umgekehrt die Kapazitäten der Elemente kleiner dimensioniert sein.
Daher können die Kapazitäten des ersten Transistors 3A und des zweiten Transistors 3B im Vergleich zu dem herkömmlichen Verfahren, in dem bei jedem Schaltvorgang ungefähr die Hälfte der elektrischen Energie geliefert werden muß, klein genug gemacht werden.
Wenn die Spannung des LC-Resonanzkreises 9 den gewünschten Wert erreicht, wird der Transistor 16 auf Durchlaß geschaltet, so daß, wie in Fig. 2 bei (c) gezeigt, von der Gleichstromquelle 17 ein Strom IEIN zur Steuerwicklung 15 fließt. Der dem Strom IEIN entsprechende Strom Ic2 fließt zur Hauptwicklung 14, so daß der Kondensator 11 aufgegeladen wird und eine Spannung Vc2' erzeugt wird, wie sie in Fig. 2 bei (f) gezeigt ist. Der Kern 13 wird durch die Spannung Vc2' gesättigt, so daß die Induktivität der Wicklung 14 abgesenkt wird und die Impedanz verringert wird. Dadurch wird die im Kondensator 8 gespeicherte Ladung entladen, so daß der Strom Ic2 fließt, wie in Fig. 2 bei (g) gezeigt ist. Wenn die an den Kondensator 11 angelegte Spannung erhöht wird und somit die Spannung für die Auslösung der Entladung der Laservorrichtung 102 erreicht, wird die Impedanz des Entladungsabschnittes 12 schnell abgesenkt, so daß die Ladungen vom Kondensator 8 und vom Kondensator 11 in den Entladungsabschnitt 12 entladen werden. Daher wird ein Strom ID, der eine Kombination der Ströme vom Kondensator 8 und vom Kondensator 11 darstellt, an die Laservorrichtung 102 geliefert, der die Form eines Impulses mit einer schnellen positiven Schwingung annimmt, wie in Fig. 2 bei (h) gezeigt ist.
Es wird angemerkt, daß für die Bestimmung des Sättigungszeitpunktes der Sättigungsdrossel 103 die Steuerschaltung 106 feststellt, daß die Spannung des LC-Resonanzkreises 9 den gewünschten Wert erreicht hat. Die gewünschte Anzahl von Polaritätsumkehrungen des Stroms in der Sekundärwicklung 2 des Transformators 101 ist vorher untersucht worden, so daß die Erfassungswicklung 7 jede Polaritätsumkehr erfaßt und die Steuerschaltung 106 die Anzahl dieser Ereignisse zählt. Wenn der Zählstand die gewünschte Anzahl von Polaritätsumkehrungen erreicht, wird der Transistor 16 der Zeitsteuerschaltung 104 auf Durchlaß geschaltet. Es kann ein anderes Verfahren verwendet werden, in dem die Spannung Vc1 direkt durch einen Spannungsteiler gemessen wird, um den Transistor 16 auf Durchlaß zu schalten, wenn die Spannung Vc1 den gewünschten Wert erreicht.
Auf diese Weise versetzt der in die Primärwicklung 1 fließende Strom die Transistoren 3A und 3B in den Durchlaß- bzw. in den Sperrzustand, so daß der LC-Resonanzkreis 9 in eine LC-Resonanz eintritt, um eine große Menge elektrischer Energie zu speichern, wobei diese Energie durch die Sättigungsdrossel 103 gesteuert wird und eine hohe Spannung ausgegeben wird. Somit ist es lediglich erforderlich, daß ein kleiner Strom mehrmals in die Primärwicklung fließt, was die Verwendung von Transistoren mit geringer Kapazität erlaubt, wodurch die Größe des Impulsgenerators verringert wird.
Um an die Laservorrichtung 102 eine Impulsspannung zu liefern, ist es notwendig, daß nach der Speicherung der gewünschten elektrischen Energie im LC-Resonanzkreis 9 der Kern 13 gesättigt ist und die elektrische Energie an den Kondensator 11 übertragen wird. Um die maximale elektrische Energie an den Kondensator 11 zu übertragen, muß der Kern 13 in der Umgebung des maximalen Spannungswertes des Kondensators 8 gesättigt sein. Hierzu wird der mit der Steuerwicklung 15 verbundene Transistor 16 auf Durchlaß geschaltet, um von der Gleichstromquelle 17 den Strom IEIN zu liefern. Die Hauptwicklung 14 und die Steuerwicklung 15 bilden einen Transformator, weshalb der Strom IEIN in der Hauptwicklung 14 einen Strom Ic2 erzeugt, durch den der Kondensator 11 aufgeladen wird. Diese Spannung wird im voraus niedriger als die Entladungsauslösespannung der Laservorrichtung 102 eingestellt, weshalb die Gefahr einer Entladung der Laservorrichtung 102 nicht besteht.
Die durch den Strom IEIN in den Kondensator 11 geladene Spannung Vc2 ist eine Spannung mit einer Polarität, die zu derjenigen der schließlich auszugebenden Spannung entgegengesetzt ist. Hieraus folgt, daß die an die Hauptwicklung 14 angelegte Spannung bei einer Halbwelle (dem - Bereich bei (e) in Fig. 2), deren Polarität zu derjenigen der an die Laservorrichtung 102 angelegten Spannung entgegengesetzt ist, verkleinert wird, so daß der Änderungsbetrag (in diesem Fall der Verkleinerungsbetrag) des magnetischen Flusses im Kern verkleinert wird. Außerdem wird im Bereich der Polarität, die gleich der Polarität der angelegten Spannung ist (der - Bereich bei (e) in Fig. 2), die an die Hauptwicklung 14 angelegte Spannung erhöht, so daß der Änderungsbetrag des Flusses im Kern erhöht wird, wodurch der Kern gesättigt wird. Mit anderen Worten wird der Kondensator 11 aufgeladen, so daß die sich ergebende Spannung einen magnetischen Fluß erzeugt, der zur Sättigung des Kerns 13 verwendet wird. Somit kann der zeitliche Ablauf der Sättigung des Kerns 13 in Abhängigkeit von der Größe der Spannung über dem Kondensator 11 oder von der Größe des in die Steuerwicklung 15 fließenden Stroms IEIN eingestellt werden.
Durch die Einstellung des zeitlichen Ablaufs der Sättigung des Kerns 13 wird ein großer Teil der im LC-Resonanzkreis 9 gespeicherten elektrischen Energie an die Ausgangsseite übertragen.
Folglich kann durch die Schaffung der Zeitsteuerschaltung 14 die im LC-Resonanzkreis 9 gespeicherte elektrische Energie im optimalen Zeitpunkt positiv ausgegeben werden.

Nun wird die Rücksetzschaltung 105 beschrieben.

Genauer ist die Spannung Vc1 des LC-Resonanzkreises 9 eine Spannung, die zwischen positiven und negativen Grenzen oszilliert. Entsprechend dieser oszillierenden Spannung oszilliert auch der magnetische Fluß im Kern 13 zwischen einem positiven und einem negativen Sättigungspunkt. Wenn der Anfangswert des magnetischen Flusses im Kern 13 auf im wesentlichen Null verringert wird, wird die normale Operation ausgeführt. Der Anfangswert des magnetischen Flusses im Kern 13 hängt jedoch von der vorhergehenden Entladung der Laservorrichtung 102 ab und kann nicht stets in der Nähe von Null liegen. Mit anderen Worten ändert sich nach dem Entladungsvorgang die Restspannung im Kondensator 11 aufgrund von Veränderungen der Entladungsspannung und der Schwankungen der Entladungszeit. Dies hat zur Folge, daß im magnetischen Fluß im Kern 13 Schwankungen hervorgerufen werden, die durch die verbleibende Spannung im Kondensator 11 verursacht werden.
Wenn der Anfangswert des magnetischen Flusses im Kern 13 von der Null-Umgebung abweicht, besteht die Gefahr, daß der Kern 13 gesättigt ist, bevor die elektrische Energie des LC-Resonanzkreises 9 den gewünschten Wert annimmt und somit keine normale Operation ausgeführt wird. Daher muß der remanente Fluß des Kerns 13 auf Null zurückgesetzt werden.
Hierzu werden in der Rücksetzschaltung 105 dieser Erfindung der Transistor 23A auf Durchlaß geschaltet und der Kern 13 gesättigt. Der Transistor 23A führt eine solche Steuerung aus, daß eine ausreichende Zeitdauer und ein ausreichender Strom für die Sättigung des Kerns 13 in einer Richtung unabhängig vom Wert des magnetischen Flusses im Kern 13 bereitgestellt werden. Dann wird der Transistor 23A in den Sperrzustand versetzt, während der andere Transistor 23B auf Durchlaß geschaltet wird, wodurch der Kern 13 in der entgegengesetzten Richtung gespeist wird. Wenn der magnetische Fluß auf Null verringert ist, wird der Transistor 23B in den gesperrten Zustand versetzt.
Der Stromwert, der Spannungswert und die Wirkzeit derselben, die notwendig sind, um den magnetischen Fluß auf Null zu verringern, ist im voraus anhand der magnetischen Kennlinie des Kerns 13 festgelegt worden. Durch den Rücksetzsstrom von der Steuerwicklung 20B wird an den Kondensator 11 eine induzierte Spannung angelegt. Die an den Kondensator 11 angelegte Spannung verändert ebenfalls den magnetischen Fluß im Kern 13. Daher wird die Einschaltperiode des Transistors 23B zum Rücksetzen auf Null des magnetischen Flusses im Kern 13 so gewählt, daß sie einen Wert besitzt, der ausreicht, um den Gesamtfluß einschließlich des Flusses aufgrund des Kondensators 11 zu reduzieren. Dadurch wird der Anfangswert des magnetischen Flusses im Kern stets nahe bei Null gehalten, so daß die Sättigungsdrossel 103 stets durch ein konstantes Spannungs-Zeit-Produkt gesättigt ist und die Impulsoperation des Impulsgenerators stets stabil ist.
In den Fig. 8 bis 11A sind weitere Ausführungsformen der Rücksetzschaltung im Impulsgenerator gemäß der Erfindung dargestellt. In der obenerwähnten Ausführungsform der Rücksetzschaltung wird der Rücksetzvorgang durch die Steuerung der Zeit für die Lieferung des Rücksetzstroms an die Steuerwicklung ausgeführt. Die vorliegende Ausführungsform besitzt das Merkmal, daß der Kern der Sättigungsdrossel in mehrere Teile unterteilt ist und daß außerdem das einzelne Schaltelement verwendet wird. Gemäß dieser Ausführungsform ist es durch eine geeignete Wahl der Querschnittsfläche eines jeden Kernteils oder durch die Veränderung der Anzahl der Windungen der Hauptwicklung auf den Kernteilen möglich, den remanenten Fluß nicht nur auf Null, sondern auf jeden gegebenen Wert zu steuern. Zusätzlich ist es durch die Verwendung zweier Kernteile, die in verschiedenen Richtungen gesättigt werden können, möglich, die Schwankung jedes beliebigen magnetischen Flusses durch die an den Ausgangskondensator angelegte Spannung aufgrund des Rücksetzstroms zu verhindern.
Fig. 8A zeigt die Rücksetzschaltung gemäß dieser Ausführungsform. Eine Sättigungsdrossel umfaßt einen Eisenkern, der in zwei Kerne 60a und 60b aufgespalten ist, eine Hauptwicklung 14, die so gewickelt ist, daß sie sich über die Kernteile 60a und 60b erstreckt, und Steuerwicklungen 61a und 61b, die um die Kernteile 60a bzw. 60b gewickelt sind. Mit den Steuerwicklungen 61a und 61b sind eine Gleichstromguelle 62, ein Stromsteuerwiderstand 63 und Schalter 64 in Reihe geschaltet. Fig. 8A zeigt ein Schaltbild der Rücksetzschaltung. Wenn der Schalter 64 geschlossen ist, sind die Richtungen des Stromflusses in Steuerwicklungen 61a und 61b einander entgegengesetzt.
Wenn der Schalter 64 geschlossen wird, fließt durch die Steuerwicklungen 61a und 61b ein Strom i, der durch die Spannung der Gleichstromquelle 62 und den Widerstand 63 bestimmt wird. Der Strom i wird im voraus auf einen Wert eingestellt, der ausreicht, um die Kernteile 60a bzw. 60b zu sättigen.
Fig. 9 zeigt eine Hysteresiskurve (die durchgezogenen Linien) der Kernteile 60a und 60b. Aufgrund des Stroms i ist der magnetische Fluß im Kernteil 60a bei P gesättigt, während der magnetische Fluß im Kernteil 60b bei Q gesättigt ist. Wenn der Schalter 64 geöffnet wird, so daß der Strom i auf Null verringert wird, wird der remanente Fluß im Kernteil 60a auf R zurückgesetzt, während der remanente Fluß im Kernteil 60b auf S zurückgesetzt wird. Die Kennlinie des Gesamtkerns bezüglich der Hauptwicklung 14 ist durch eine Kombination der Kennlinien der Kernteile 60a und 60b gegeben, wobei die entsprechende Hysteresiskurve in der Figur durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. Wenn die Kennlinien und die Querschnittsflächen der Kernteile 60a und 60b gleich sind, wird der remanente Fluß im wesentlichen Z oder Null.
Nun werden die Operationen betrachtet, die aufgrund des Anlegens einer Spannung an die Hauptwicklung 14 ausgeführt werden. Wenn zunächst die Spannung an die Hauptwicklung 14 in einer Richtung angelegt wird, die die magnetischen Flüsse in den Kernteilen 60a und 60b erhöht, befindet sich der Kernteil 60a in dieser Richtung im gesättigten Zustand, so daß der magnetische Fluß nicht erhöht wird. Andererseits ist es, wie aus Fig. 9 ersichtlich, für den Kernteil 60b möglich, den magnetischen Fluß zwischen den Punkten S und P zu erhöhen, so daß der magnetische Fluß proportional zur angelegten Spannung erhöht wird. Diese Zunahme des magnetischen Flusses ergibt eine Zunahme der Induktivität der Hauptwicklung 14. Wenn eine Spannung mit entgegengesetzter Polarität angelegt wird, wird der magnetische Fluß im Kernteil 60a abgesenkt, so daß die Induktivität der Hauptwicklung 14 zunimmt. Die Ergebnisse dieser Operationen sind gleich wie in dem Fall, in dem die remanenten Flüsse in den Kernteilen 60a und 60b auf Null zurückgesetzt werden.
Das Ergebnis, das durch dieses Rücksetzen der remanenten Flüsse in den Kernteilen 60a und 60b auf die Punkte R und S von Fig. 9 durch den in die Steuerwicklungen 61a und 61b fließenden Strom i erhalten wird, ist äquivalent zu dem Rücksetzvorgang der remanenten Flüsse in den Kernteilen 60a und 60b auf Null in bezug auf die Hauptwicklung 14.
Die Beschreibung ist für den Fall gegeben worden, in dem die Kennlinien und die Querschnittsflächen der Kernteile 60a und 60b gleich sind und in dem deren remanente Flüsse auf Null zurückgesetzt werden. Durch die Verwendung von Kernteilen 60a und 60b, die aus dem gleichen Material, jedoch mit verschiedenen Querschnittsflächen hergestellt sind, können die remanenten Flüsse durch die gleiche Operation wie oben erwähnt auf jeden beliebigen Wert zurückgesetzt werden.
Somit erfordern gemäß der vorliegenden Ausführungsform die Steuerwicklungen nur die einzige Steuerschaltung (die Stromquelle, Schalter usw.) . Außerdem können die remanenten Flüsse in den Kernen getrennt gesteuert werden, so daß die remanenten Flüsse leicht auf jeden gewünschten Wert zurückgesetzt werden können.
In Fig. 10A ist eine weitere Ausführungsform der Rücksetzschaltung dargestellt. In dieser Ausführungsform umfaßt eine Sättigungsdrossel Hauptwicklungen 14a und 14b, die für die Kernteile 60a bzw. 60b getrennt vorgesehen sind. Die in den Hauptwicklungen 14a und 14b induzierten elektromotorischen Kräfte sind zu den Änderungsbeträgen der magnetischen Flüsse und zu den Windungszahlen proportional. Daher ist es durch getrennte Anpassung der Windungszahlen in jeder der Hauptwicklungen 14a und 14b möglich, den Wert einzustellen, auf den die remanenten Flüsse zurückgesetzt werden. Dadurch ist es mit anderen Worten möglich, die zurückzusetzenden remanenten Flüsse in Abhängigkeit nicht nur vom Verhältnis zwischen den Querschnittsflächen, sondern auch vom Verhältnis zwischen den Windungszahlen der Kernteile 60a und 60b einzustellen. Somit kann gemäß dieser Ausführungsform der Wert, auf den die remanenten Flüsse zurückgesetzt werden sollen, in Abhängigkeit von den Windungszahlen eingestellt werden. Fig. 10B zeigt ein Schaltbild für die Rücksetzschaltung von Fig. 10A.
Fig. 11A zeigt eine weitere Ausführungsform der Rücksetzschaltung gemäß der Erfindung. In dieser Ausführungsform ist der Kern einer Sättigungsdrossel in drei Kernteile 60a, 60b und 60c unterteilt, um die jeweils Steuerwicklungen 61a, 61b bzw. 61c gewickelt sind. Mit der Steuerwicklung 61c ist ein Schalter 65 für die Änderung der Richtung des Stromflusses verbunden. Durch die Betätigung des Schalters 65 wird die Richtung der Sättigung des Kernteils 60c umgekehrt, wodurch der Wert verändert wird, auf den die remanenten Flüsse zurückgesetzt werden. Somit kann gemäß dieser Ausführungsform der sich ergebende Wert des remanenten Flusses durch den mit der Steuerwicklung 61c verbundenen Schalter 65 leicht verändert werden. Fig. 11B zeigt ein Schaltbild der in Fig. 11A gezeigten Rücksetzschaltung.
Wie oben beschrieben, kann die Rücksetzschaltung dieser Ausführungsform unter Verwendung der einfachen Konstruktion die remanenten Flüsse in den Kernen leicht auf Null oder auf jeden vom Sättigungsbereich verschiedenen Wert zurücksetzen.
Während in den obenbeschriebenen Ausführungsformen die Schalter 64 und 65 die Form von mechanischen Schaltern besitzen, können selbstverständlich wie in der Schaltung von Fig. 1 Schaltelemente wie etwa Transistoren verwendet werden.
Nun wird die Steuerschaltung 106 von Fig. 1 genauer beschrieben. Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das die interne Konstruktion der Steuerschaltung 106 zeigt.
Aufgrund eines extern angelegten Triggersignals wird ein erster Zeitgeber in Betrieb versetzt, um ein Impulssignal zu erzeugen. Das Impulssignal wird durch eine erste Treiberschaltung verstärkt, um den Transistor 23A auf Durchlaß zu schalten. Dadurch fließt an die Steuerwicklung 20A ein Strom, so daß der Kern 13 gesättigt wird. Ein zweiter Zeitgeber wird mit einer Verzögerung in Betrieb versetzt, so daß ein Impulssignal an eine zweite Treiberschaltung angelegt wird, so daß die zweite Treiberschaltung den Transistor 23B auf Durchlaß schaltet. Somit fließt in die Steuerwicklung 20B ein Strom, so daß der magnetische Fluß im Kern 13 auf Null zurückgesetzt wird. (Der magnetische Fluß, der die Wirkungen der Spannungen enthält, die durch die in der Wicklung 14 induzierte Spannung an den Kondensatoren 8 und 11 angelegt werden, wird auf Null zurückgesetzt.) Im Ergebnis wird der remanente Fluß im Kern 13 zurückgesetzt. Dann wird ein dritter Zeitgeber in Betrieb versetzt, so daß eine Startsignal-Erzeugungsschaltung ein Impulssignal erzeugt. Dieses Impulssignal wird von einer fünften Treiberschaltung verstärkt, um den Transistor 3A auf Durchlaß zu schalten, so daß der Kondensator 8 durch den Strom Is1 in der Wicklung 1 aufgeladen wird und der Resonanzkreis 9 zu schwingen beginnt (die Schwingungen von Spannung und Strom). Die Polaritätsumkehrungen (Schwingungen) des Resonanzkreises 9 werden von der Erfassungswicklung 7 erfaßt, so daß von einer Schwingungspolarität-Erfassungsschaltung ein einer jeden Polarität entsprechender Impuls erzeugt wird und die Transistoren 3A und 3B abwechselnd in den Durchlaß- bzw. in den Sperrzustand versetzt werden, wodurch die oszillierende Spannung und der oszillierende Strom des Resonanzkreises 9 ansteigen.
Dann wird nach Ablauf eines gegebenen Zeitintervalls seit dem Empfang des Ausgangsimpulses vom dritten Zeitgeber ein vierter Zeitgeber in Betrieb versetzt, um einen Impuls zu erzeugen, so daß der Transistor 16 auf Durchlaß geschaltet wird und die Sättigungsdrossel 103 gesättigt wird, wodurch die Energie im Resonanzkreis 9 an den Kondensator 11 geliefert wird.
Nun wird mit Bezug auf Fig. 4 eine weitere Ausführungsform des Impulsgenerators gemäß der Erfindung beschrieben.
Die Ausführungsform von Fig. 4 unterscheidet sich von der Ausführungsform von Fig. 1 dadurch, daß der Kondensator 11 mittels des Transistors 16 direkt von der Gleichstromquelle 17 aufgeladen wird. Wenn in dieser Schaltung die elektrische Energie im Kondensator 8 an den Kondensator 11 übertragen wird, wodurch eine Hochspannung erzeugt wird, werden der Transistor 16 und die Gleichstromquelle 17 gegenüber der Hochspannung durch eine Überspannungsschutzschaltung 30, die Widerstände 26 und 29, eine Diode 28 und einen Kondensator 27 umfaßt, geschützt.
In Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform des Impulsgenerators gemäß der Erfindung dargestellt, der sich von der Ausführungsform von Fig. 1 dadurch unterscheidet, daß zwischen der Sättigungsdrossel 103 und der Rücksetzschaltung 105 und der Laservorrichtung 102 eine Magnetimpuls- Kompressionsschaltung 40 vorgesehen ist. Die Magnetimpuls-Kompressionsschaltung 40 umfaßt eine Sättigungsdrossel 103' und einen Kondensator 43 und besitzt die folgenden Funktionen und Wirkungen.
In der obenerwähnten Zeitsteuerschaltung 104 wird der in Fig. 2 bei (c) gezeigte Strom (IEIN) an die Hauptwicklung 14 geliefert, so daß der Kondensator 11 durch den Strom IEIN geladen wird und eine Sägezahnwelle Vc2', die in Fig. 2 bei (f) gezeigt ist, erzeugt wird, wodurch der Kern 13 gesättigt wird. Falls die Spannung Vc2' im voraus auf einen Wert in der Umgebung der Entladungsspannung eingestellt wird, um die Sättigungsdrossel 103 während einer kurzen Zeitperiode zu sättigen, ist die Gefahr denkbar, daß die Laservorrichtung 102 aufgrund der Spannung Vc2' zu einer Fehlfunktion veranlaßt wird.
Daher wird gemäß dieser Ausführungsform dann, wenn die Ladung des Kondensators 8 entladen wird und der Entladungsstrom an den Kondensator 11 fließt und wenn der Kern 13 durch die Spannung Vc2 gesättigt ist, wodurch die Impedanz der Hauptwicklung 14 verringert wird, der Kern 41 nicht gesättigt, so daß die Entladung durch die Sättigungsdrossel 103' verhindert wird. Wenn ein Zeitintervall verstrichen ist, in dem das Potential des Kondensators 11 gestiegen ist, ist der Kern 41 gesättigt, so daß die Ladung im Kondensator 11 entladen wird und der Entladungsstrom über eine Hauptwicklung 42 an den Kondensator 43 fließt. Die vorher erwähnte Sägezahnspannung liegt über dem Kondensator 43 nicht an. Daher wird an die Laservorrichtung 102 nur die gewünschte Endspannung angelegt, wodurch jegliche Fehlfunktion verhindert wird. Die anderen Bestandteile der Schaltung besitzen die gleiche Funktion wie die entsprechenden Teile in Fig. 1, so daß deren Erläuterung weggelassen wird.
In Fig. 6 ist eine weitere Ausführungsform des Impulsgenerators gemäß der Erfindung dargestellt, der sich von der Ausführungsform von Fig. 1 dadurch unterscheidet, daß zwischen der Primärwicklung 1 und der Sekundärwicklung 2 des Transformators 101 ein Kern 50 angeordnet ist. In dieser Ausführungsform wird durch die Verwendung der Umkehrung der Spannung über dem Kondensator 8 aufgrund der Sättigung des Kerns 50 des Transformators 101 ein Resonanzkreis erzeugt.
Wenn Z&sub1; das Produkt der Sättigungsflußdichte B&sub1;, der Querschnittsfläche A&sub1; des Kerns 50 und der Anzahl der Windungen N&sub1; der Sekundärwicklung 2 ist, gilt für den Transformator 101 die folgende Gleichung:
Z&sub1; = B&sub1; X A&sub1; X N&sub1;.
Wenn Z&sub2; das Produkt der Sättigungsflußdichte B&sub2;, der Querschnittsfläche A&sub2; des Kerns 13 und der Anzahl der Windungen N&sub2; der Wicklung 14 ist, gilt für die Sättigungsdrossel die folgende Gleichung:
Z&sub2; = B&sub2; X A&sub2; X N&sub2;. (2)
Nun wird für Z&sub1; und Z&sub2; die folgende Bedingung angenommen:
Z&sub1; < Z&sub2;. (3)
Somit kann die Zeitsteuerschaltung 104 von Fig. 1 weggelassen werden. Der Grund hierfür wird nun beschrieben.
Wenn der Transistor 3A auf Durchlaß geschaltet ist, fließt von der Gleichstromquelle 4 an die um den Kern 50 gewickelte Primärwicklung 1 ein Strom Is1, wie er in Fig. 7 bei (a) gezeigt ist. Da die Primärwicklung 1 und die Sekundärwicklung 2 über den Kern 50 magnetisch gekoppelt sind und dadurch den Transformator 101 bilden, bewirkt der Strom Is1 den Fluß eines Stroms Ic1 in der Sekundärwicklung 2, der in Fig. 7 bei (c) gezeigt ist. Der Strom Ic1 fließt zum Kondensator 8 und erzeugt dadurch über dem Kondensator 8 eine Spannung Vc1, wie sie in Fig. 7 bei (d) gezeigt ist. Die Spannung Vc1 erhöht den magnetischen Fluß im Kern 50, der sich verändert, wie in Fig. 7 bei (d) durch die gestrichelte Linie gezeigt ist. Die Spannung Vc1 wird außerdem an die Wicklung 14 angelegt, so daß der magnetische Fluß im Kern 13 ebenfalls zunimmt und sich so verändert, wie in Fig. 7 bei (e) gezeigt ist. Da die Spannungs-Zeit-Produkte des Transformators 101 und der Sättigungsdrossel 103 im voraus so eingestellt worden sind, daß Z&sub1; < Z&sub2; gilt, wie durch Gleichung (3) angegeben ist, ist zuerst der Kern 50 gesättigt, woraufhin die Induktivität der Sekundärwicklung 2 verringert wird. Die Ladung des Kondensators 8 wird über die Sekundärwicklung 2 mit einer Frequenz entladen, die durch die verringerte Induktivität und durch die Kapazität des Kondensators 8 bestimmt wird, so daß ein halber Zyklus des Entladungsstroms ( in (c) von Fig. 7) fließt. Dies hat zur Folge, daß die Polarität der Spannung über dem Kondensator 8 umgekehrt wird. Dadurch beginnen die magnetischen Flüsse in den Kernen 13 und 50, sich in die umgekehrte Richtung zu ändern. Durch die Erfassungswicklung 8 wird der Entladungsstrom Ic1 oder des Kondensators 8 erfaßt, so daß durch die Steuerschaltung 106 der Transistor 3A in den Sperrzustand versetzt wird und der Transistor 3B auf Durchlaß geschaltet wird. Folglich wird der Kondensator 8 durch die Primärwicklung 1 und die Gleichstromquelle 4 mit der zur vorhergehenden Polarität entgegengesetzten Polarität aufgeladen, so daß seine gespeicherte elektrische Energie erhöht wird. Wenn der magnetische Fluß im Kern 50 erhöht wird, so daß er möglicherweise gesättigt wird, wird der Kondensator 8 erneut entladen, wodurch eine Polaritätsumkehr seiner Spannung bewirkt wird. Im Ergebnis werden auch die Durchlaß- und Sperrzustände der Transistoren 3A und 3B umgekehrt, wodurch der Kondensator 8 geladen wird.
Auf diese Weise werden die Transistoren 3A und 3B entsprechend der Polarität der Spannung über dem Kondensator 8 auf Durchlaß geschaltet und gesperrt, so daß die Spannung über dem Kondensator 8 erhöht wird und dessen elektrische Energie ansteigt.
Wenn andererseits der Kern 50 gesättigt ist, so daß der Kondensator 8 über die Sekundärwicklung 2 entladen wird und dessen Spannungspolarität umgekehrt wird, hat die Spannung in diesem Intervall ( (schraffierter Bereich) in (d) von Fig. 7) keine Auswirkung auf die Zunahme oder die Abnahme des magnetischen Flusses im Kern 50, jedoch ändert sich der magnetische Fluß im Kern 13. Das heißt, daß die Spannung während eines längeren Zeitintervalls, das den Spannungs-Zeit-Produkten während dieses Intervalls entspricht, zusätzlich an die Wicklung 14 angelegt wird. Dann wird das Spannungs-Zeit-Produkt aufgrund dieser Spannung proportional zu der an den Kondensator 8 angelegten Spannung erhöht. Wenn das Spannungs-Zeit-Produkt erhöht wird, so daß es größer als die Differenz zwischen dem Spannungs-Zeit-Produkt (Z&sub1;) des Transformators 101 und dem Spannungs-Zeit-Produkt (Z&sub2;) der Sättigungsdrossel 103 wird, wird auch der Kern 13 gesättigt.
Wenn der Kern 13 gesättigt ist, wird die Induktivität der Wicklung 14 abgesenkt, so daß ein Teil der Ladung im Kondensator 8 an den Kondensator 11 mit einer Frequenz übertragen wird, die durch die abgesenkte Induktivität, den Kondensator 8 und den Kondensator 11 bestimmt wird. Das heißt, daß der in Fig. 7 bei (e) gezeigte Strom (Ic2) an den Kondensator 11 fließt, um in diesem eine Spannung Vc2 (die in Fig. 7 bei (f) gezeigt ist) zu erzeugen. Während des nächsten halben Zyklus bewirkt diese Spannung ( in (f) von Fig. 7) eine weitere Sättigung des Kerns 13, so daß dann, wenn der Kern 13 das nächste Mal gesättigt ist, eine höhere Spannung mit umgekehrter Polarität ( in (f) von Fig. 7) erzeugt wird und möglicherweise ein großer Teil der Ladung im Kondensator 8 an den Kondensator 11 übertragen wird. Das heißt, daß die gewünschte Spannung und der gewünschte Strom erhalten werden. Die Operationen wie etwa das Entladen der Laservorrichtung aufgrund der gewünschten Spannung sind gleich denjenigen im Fall von Fig. 1 und werden hier nicht beschrieben.
Aus der vorhergehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß gemäß der vorliegenden Erfindung durch die Verbindung des Kerns 50 mit der Sekundärwicklung 2 und durch die Voreinstellung zur Erfüllung von
Z&sub1; < Z&sub2;,
wobei Z&sub1; das Spannungs-Zeit-Produkt des Kerns 50 und Z&sub2; das Spannungs-Zeit-Produkt der durch den Kern 13 und die Wicklung 14 gebildeten Sättigungsdrossel 103 darstellen, kein Bedarf für die Verwendung irgendeines Schaltelementes für die Sättigung des Kerns 13 besteht. Außerdem sind die Primärwicklung 1 und die Sekundärwicklung 2 über den Kern elektromagnetisch gekoppelt, so daß der Kondensator 8 effizient aufgeladen werden kann.
Ferner besitzt die Spannungswellenform Z über dem Kondensator 8 Rechteckform, so daß die elektrische Energie der Ausgangsspannung im wesentlichen konstant ist, selbst wenn der zeitliche Verlauf der Sättigung der Sättigungsdrossel 103 mehr oder weniger variiert wird.

Claims

1. Hochspannungsimpulsgenerator (100) zur Lieferung von Hochspannungsimpulsen an eine Laservorrichtung (102), bestehend aus:

einer Gleichstromquelle (4);

Schaltern (3A, 3B) zur Ein- und Ausschaltung einer Spannung der Gleichstromquelle (4);

einem Transformator (101), bestehend aus einer Primär- (1) und einer Sekundärwicklung (2), wobei die Primärwicklung (1) mit den Schaltern (3A, 3B) verbunden ist;

einem Schwingkreis (9) bestehend aus der Sekundärwicklung (2) des Transformators und einem Kondensator (8), der mit beiden Enden der Sekundärwicklung (2) verbunden ist;

einer Steuerdrossel (103) mit einer Hauptwicklung (14), die mit dem Schwingkreis (9) verbunden ist; und einer Magnetfluß-Rücksetzeinrichtung (105) zur Lieferung eines Stromes zu Steuerwicklungen (20A, 20B) der Steuerdrossel (103) zur weitgehenden Beseitigung eines remanenten Flusses in der Steuerdrossel (103);

dadurch gekennzeichnet, daß

die Schalter (3A, 3B) die Spannung der Gleichstromquelle (4) mit einer Schwingungsperiode des Schwingkreises (9) ein- und ausschalten, wodurch elektrische Energie der Gleichstromquelle (4) in Form von elektrischen Schwingungen gespeichert wird; und

ein Ausgangs-Kondensator (11), der mit der Steuerdrossel (103) verbunden ist, parallel zur Laservorrichtung (102) angeordnet ist, wodurch, wenn die Hauptwicklung (14) der Steuerdrossel (103) gespeist wird, die im Schwingkreis (9) gespeicherte elektrische Energie in Form einer Ladeenergie geladen wird und die Ladeenergie als Impuls an die Laservorrichtung (102) entladen wird.

2. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 1 , bei dem die Magnetfluß-Rücksetzeinrichtung (105) ferner aufweist eine zweite Gleichstromquelle (22) und zweite Schalter (23A, 23B), angeschlossen zwischen der zweiten Gleichstromquelle (22) und den Steuerwicklungen (20A, 20B), wodurch die zweiten Schalter (23A, 23B) in der Weise betrieben werden, daß ein Strom von der zweiten Gleichstromquelle (22) in einer Richtung der Steuerwicklungen (20A, 20B) geliefert wird bis die Steuerdrossel (103) in der Sättigung ist und ein gegebener Strom in der anderen Richtung der Steuerwicklungen (20A, 20B) geliefert wird, um einen verbleibenden Fluß in der Steuerdrossel weitgehend bis auf Null zu verringern.

3. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 2, bei dem die Steuerwicklungen der Magnetfluß-Rücksetzeinrichtung (105) zwei Wicklungen (20A, 20B) aufweisen, bei dem die zweiten Schalter zwei Transistoren (23A, 23B) aufweisen, und bei dem jeder der Transistoren (23A, 23B) in Serie mit den Steuerwicklungen (20A, 20B) und der zweiten Gleichstromquelle (22) verbunden ist in der Weise, daß die Richtungen des Stromflusses in den Steuerwicklungen (20A, 20B) zueinander entgegengesetzt sind.

4. Hochspannungsgenerator nach Anspruch 3, bei dem die Steuerdrossel (103) aus mindestens zwei getrennten Kernen (60a, 60b) besteht, die magnetisch miteinander gekoppelt sind, bei der die Magnetfluß-Rücksetzeinrichtung (105) mindestens zwei Steuerwicklungen (61a, 61b) aufweist, wovon jede auf einen der getrennten Kerne (60a, 60b) gewickelt ist, und bei der ein Strom mindestens zu einer der Steuerwicklungen (61a, 61b) geliefert wird, um den einen der getrennten Kerne (60a oder 60b) in der entgegengesetzten Richtung zu dem der anderen Steuerwicklungen (61a, 61b) in die Sättigung zu bringen.

5. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 4, bei dem die Hauptwicklung (14) der Steuerdrossel (103) mit einer vorbestimmten Anzahl von Windungen auf jedem der getrennten Kerne (60a, 60b) gewickelt ist.

6. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 4, bei dem ein Schalter (64) mit mindestens einer der Steuerwicklungen (61a, 61b) der Steuerdrossel (103) verbunden ist, um die Richtung des Stromflusses in dieser entweder in der gleichen oder entgegengesetzt zur Richtung des Stromflusses in der anderen der Steuerwicklungen (61a, 61b) zu wählen.

7. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 1, der ferner eine Sättigungs-Zeitsteuerschaltung (104) aufweist zur zeitlichen Steuerung der Energiezufuhr zur Steuerdrossel (103).

8. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 7, bei dem die Sättigungs-Zeitsteuerschaltung (104) eine zusätzliche Steuerwicklung (15) aufweist, die auf der Steuerdrossel (103) angebracht ist, und Stromsteuereinrichtungen (16, 17, 106) zur Lieferung eines Stromes zu dieser zusätzlichen Steuerwicklung (15) um die Steuerdrossel (103) in die Sättigung zu steuern.

9. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 8, bei dem die Strom-Steuereinrichtungen für die Sättigungs-Zeitsteuerschaltung (104) Zähleinrichtungen (106) aufweisen zur Zählung der Anzahl der Polaritätswechsel der Spannung über der Sekundärwicklung (92) des Transformators (101), und eine Stromerzeugungseinrichtung (16, 17), die auf die Zählung einer vorbestimmten Anzahl durch diese Zähleinrichtungen (106) anspricht, um zu dieser zusätzlichen Steuerwicklung (15) einen Strom zu liefern, um die Steuerdrossel (103) in den Sättigungszustand zu bringen.

10. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 7, bei dem die Sättigungs-Zeitsteuerschaltung (104) Zähleinrichtungen (106) aufweist zur Zählung der Anzahl der Polaritätswechsel der Spannung über der Sekundärwicklung (92) des Transformators (101), und eine Ladeschaltung (15, 16, 17), die auf das Zählergebnis einer vorgegebenen Anzahl von Wechseln durch diese Zähleinrichtungen (106) anspricht, um den Ausgangs-Kondensator (11) aufzuladen und um dadurch die Steuerdrossel (103) in den Sättigungszustand zu bringen.

11. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 1, bei dem der Transformator (101) einen Eisenkern (50) aufweist und bei dem die folgende Beziehung

B&sub1; X A&sub1; X N&sub1; B&sub2; X A&sub2; X N&sub2;

erfüllt ist wobei B&sub1; die Sättigungs-Flußdichte des Eisenkerns (50) angibt, A&sub1; die Querschnittsfläche des Eisenkerns (50) bedeutet, N&sub1; die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung (2) angibt, B&sub2; die Sättigungs-Flußdichte des Kerns der Steuerdrossel (103) bedeutet, A&sub2; eine Querschnittsfläche der Steuerdrossel (103) bedeutet und N&sub2; die Zahl der Windungen der Hauptwicklung (14) angibt.

12. Hochspannungsimpulsgenerator nach Anspruch 1, der zusätzlich eine zweite Steuerdrossel (103') aufweist, die in Serie zwischen der Steuerdrossel (103) und der Entladungslast (102) angeordnet ist, und einen zweiten Ausgangs-Kondensator (43), der parallel zur Entladungslast (102) geschaltet ist.

13. Verfahren zur Erzeugung von Hochspannungsimpulsen zur Lieferung dieser Impulse an eine Laservorrichtung (102), das die folgenden Schritte aufweist:

Ein- und Ausschalten einer Versorgungsspannung einer Gleichstromquelle (4) zur Lieferung eines Stromes zu einer Primärwicklung eines Transformators (101), der eine Sekundärwicklung (2) besitzt, die mit ihren beiden Enden mit einem Kondensator (8) verbunden ist und dadurch einen Schwingkreis (9) bildet;

gekennzeichnet durch die folgenden Schritte:

Liefern elektrischer Energie von der ein- und ausgeschalteten Versorgungsspannung an den Schwingkreis (9) durch den Transformator (101), wobei dei Versorgungsspannung synchron mit einer Schwingungsfrequenz des Schwingkreises (9) ein- und ausgeschaltet wird;

Speichern der zum Schwingkreis (9) gelieferten elektrischen Energie in der Form elektrischer Schwingungen;

Laden eines Ausgangs-Kondensators (119), der der Laservorrichtung (102) parallelgeschaltet ist, durch Umschalten eines Kerns einer Steuerdrossel (103) in die Sättigung wenn die Spannung der Schwingungen im Schwingkreis (9) einen vorbestimmten Wert erreicht, wodurch der Ladestrom von diesem Schwingkreis (9) durch eine Hauptwicklung (14) dieser Steuerdrossel (103) fließt; und

schnelle Entladung der im Ausgangs-Kondensator (11) und im Schwingkreis (9) gespeicherten elektrischen Energie durch Auslösen der Entladung der Laservorrichtung (102) wenn die Spannung am Ausgangs-Kondensator (11) die Spannung zur Auslösung der Entladung der Laservorrichtung (102) erreicht.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das Verfahren zusätzlich den Schritt zur Entfernung eines verbleibenden Flusses in der Steuerdrossel (103), durch Lieferung eines Stromes durch eine Steuerwicklung (20A, 20B) der Steuerdrossel (103), aufweist.